CN101507149A - 光电场接收器以及光传输系统 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种光电场接收器以及光传输系统。该光电场接收器具有：光分支器，其将接收的光多值信号分支成第1、第2光信号；光延迟检波器，其通过延迟时间为T/2(T＝符号时间)、相位差为90度的延迟检波器对上述第1光信号进行延迟检波；平衡型光接收器，其将从第1延迟检波器输出的光信号转换成电信号；光强度接收器，其将上述第2光信号转换成电信号，该光电场接收器还具有电场运算部，其根据上述第1、第2光接收器的输出信号，在每个符号时间T生成表示通过上述复数信号表现的接收符号的振幅值和相位角的第1、第2再生信号。

Description

光电场接收器以及光传输系统
技术领域
本发明涉及光信息传输技术，尤其涉及适用于通过光纤传输的多值光信息的接收的光电场接收器、光多值信号接收器以及光传输系统。
背景技术
近年来，可通过一根光纤传输的信息量(传输容量)，由于被多路复用的波长数的增加和光信号的调制速度的高速化而持续扩大，但在约10T(万亿)bit/s达到了极限。传输容量的扩大较困难的很大的理由是，在光传输中可使用的波段到达了由光纤放大器的波段(将C、L、S波段合并，相当于约80nm＝10THz)限制的边界区域。在这样的状况中，为了使光纤的传输容量变得更大，需要研究信号调制方式，通过在有限的频带中塞入多个光信号来提高频带的利用效率。
在无线通信领域，通过从1960年代开始普及的多值调制技术，可以实现频率利用效率超过10的高效率的传输。多值调制，在光纤传输中也有前途，以往进行了很多研究。例如，R.A.Griffin，et.al.，“10Gb/s Optical DifferentialQuadrature Phase Shift Key(DQPSK)Transmission using GaAs/AlGaAsIntegration，”OFC2002，paper PD-FD6，2002(非专利文献1)中，报告了进行4值相位调制的QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)；在kenro Sekine，NobuhikoKikuchi，Shinya Sasaki，Shigenori Hayase and Chie Hasegawa，“Proposal andDemonstration of 10-Gsymbol/sec 16-ary(40 Gbit/s)OpticalModulation/Demodulation Scheme，”paper We3.4.5，ECOC 2004，2004(非专利文献2)中，报告了将4值的振幅调制和4值的相位调制组合的16值的振幅·相位调制。
图1的(A)～(D)是表示了可以应用于光传输的公知的各种调制方式的特征的图，在相位面(IQ平面上)上描绘了光调制的相位点(识别时刻的光电场的复数显示)。
(A)表示广泛使用的2值振幅调制(BASK)。在BASK中，不利用相位，只通过振幅的强弱，传输1比特的信息。
(B)表示通过使用4值的相位角(0、π/2、π、-π/2)，以1个符号(symbol)传输2比特信息(11、10、01、00)的4值相位调制(QPSK)。
(C)表示在无线中广泛使用的16值正交振幅调制(16QAM)。在16QAM中，相位点被配置成格子状，可通过1个符号传输4比特的信息。
在图示的例子中，通过Q轴坐标表现上位2比特(11xx、10xx、01xx、00xx)的值，通过I轴坐标表现下位2比特(xx11、xx10、xx01、xx00)的值。已知由于该相位点配置可以使相位点间的距离变大，所以接收灵敏度高，但还没有报告在光通信领域中的实施例。
(D)表示2值振幅调制的相位点和8值相位调制的相位点被配置成同心圆状的16值振幅相位调制(16APSK)，(E)表示振幅与相位的关系。
如此，以往研究了多值信号的各种相位点配置，但随着多值数的增加，接收器变得复杂。此外，当多值数增加时，用于检测相位成分的光延迟检波中的码间干扰增多，因此存在接收灵敏度等特性急速恶化的问题。
另一方面，为了扩大光传输容量，也研究了将各波长(信道)的调制速度高速化到10Gbit/秒～40Gbit/秒左右。但是，当如此对调制速度进行高速化时，根据光纤具有的波长分散、或自身相位调制效应等非线性效应，传输质量大大恶化。在光传输时，由于波长分散的影响，光传输距离急剧减少到信号比特率的平方分之一。因此，在10Gbit/秒以上的光传输中，在光信号接收端或者光中继器中，需要用于补偿在传输路径中产生的波长分散的分散补偿器。例如，在40Gbit/秒的光传输中，与波长分散相对应的耐力在通常分散光纤中仅是5Km的量左右，因此，研究了通过配置在光信号接收端的可变波长分散补偿器进行自动控制，以使信号质量的恶化变得最小的自适应补偿技术。
但是，可变波长分散补偿器在装置的尺寸、复杂度、成本、控制速度等方面还有很多解决问题。近年来，研究了在光信号接收器的电气电路中配置前馈均衡电路(FFE)或者判定反馈均衡电路(DFE)等电气的自适应均衡电路的结构，或者通过最大似然序列估计电路(MLSE)推定接收符号的电气段补偿技术。但是，基于现有技术的电气段中的波长分散补偿只是对接收光波形的I开口进行整形的不完全的补偿。因此，补偿效果也是将接收器的波长分散耐力实际扩大到1.5～2倍，例如在40Gbit/秒的通常的光纤传输中，将传输距离延长到10km的程度的不充分的补偿。
作为可以解决上述问题的现有技术之一，例如有在M.G.Taylor，“Coherentdetection method using DSP to demodulate signal and for subsequent equalizationof propagation impairments，”paper We4.P111，ECOC 2003，2003(非专利文献3)中报告的相干光电场接收系统。在相干光电场接收系统中，如图2的(A)所示，在光纤传输路径中传输的光多值信号123通过偏振波分离电路131被分离成水平(P)偏振波成分133和垂直(S)偏振波成分134，并分别被输入到相干光电场接收器135-1、135-2。
在相干光电场接收系统中，需要具有与发送光源大致相同的波长的本机振荡激光光源130。来自上述本机振荡激光光源130的输出光(本振光)132通过光分离器102被分离成两个本振光132-1和132-2，并被输入到相干光电场接收器135-1、135-2。
相干光电场接收器135-1具有光相位分集(diversity)电路136以及数字运算电路141。光相位分集电路136根据输入的光多值信号的P偏振波成分133和本振光132-1，生成由本振光与光多值信号的同相成分构成的I(同相)成分输出光137、以及由本振光与光多值信号的正交成分构成的Q(正交)成分输出光138，I成分输出光137供给到平衡型光接收器105-1，Q成分输出光138供给到平衡型光接收器105-2。从平衡型光接收器105-1、105-2输出的模拟电信号，分别在A/D转换器106-1、106-2中被进行时间采样，转换成数字信号。
在以下的说明中，如图1(E)所示，将接收信号的光电场定义成r(n)exp(φ(n))，将本振光132-1、132-2的光电场表示成exp(-θ(n))。此处，r表示光电场的振幅，φ表示光电场的相位，n表示采样时刻，假设本振光132的振幅为一定值“1”。此外，θ(n)表示激光光源本质上具有的随机的相位噪声、或者根据本振光和信号光的差频成分而产生的相位变动。另外，发送机侧的发送光源也具有相位噪声，但此处为了简化说明而忽视。
各平衡型光接收器105-1、105-2通过本振光对输入的光多值信号进行零差检波，并分别输出将本振光作为基准的光多值信号的光电场的同相成分和正交成分。因此，A/D转换器106-1的输出信号140-1成为I’(n)＝r(n)cos(φ’(n))，A/D转换器106-2的输出信号140-2成为Q’(n)＝r(n)sin(φ’(n))。但是，此处为了简化，设φ’(n)＝φ(n)+θ(n)，设转换效率等常数全部是“1”。
此处，若忽视相位变动θ(n)，则成为φ’(n)＝φ(n)。因此，在使用相干光电场接收器时，应该能够根据接收到的光多值信号123直接且简单地得到表示光电场r(n)exp(φ(n))的全部信息(此处，为I、Q两个成分)，可以进行多值光信号接收，但实际上不能忽视本振光132的相位变动θ(n)的影响。
例如，若假设接收的光多值信号通过图1的(C)所示的16值正交调制(16QAM)被多值调制，则在有相位变动θ(n)时，接收信号的相位点配置如图2(B)所示，平均地从理想位置旋转θ(n)。结果，无法根据上述的I’(n)和Q’(n)识别发送了哪个符号(相位点)。
数字运算电路141从A/D转换器106-1、106-2的输出信号检测出相位点的缓慢的旋转成分(～几百MHz)，并将该旋转成分看作相位变动θ(n)，通过运算处理从A/D转换器的输出信号中去除，向符号判定电路143输出表示正确的同相成分I(n)＝r(n)cos(φ(n))、正交成分Q(n)＝r(n)sin(φ(n))的输出信号142-1、142-2。
平衡型光接收器105-2也通过与平衡型光接收器105-1同样的动作，作为输出信号142-3、142-4而输出正确的同相成分I(n)＝r(n)cos(φ(n))、正交成分Q(n)＝r(n)sin(φ(n))。符号判定电路143通过将从上述各数字运算电路141输出的I、Q成分与图1(C)中所示的相位点配置进行比较，高精度地判定被传输了哪个符号，并输出再生多值数字信号144。
如果利用上述相干光电场接收器，则能够通过运算处理补偿由于波长分散等引起的信号劣化，生成多值信号的识别中所需要的全部电场信息，因此在原理上，不论多么复杂的多值信号都可以接收。此外，在上述相干光电场接收器中，通过数字运算电路141对输入信号进行基于光纤传输路径的传递函数的反函数的补正处理，由此在理论上可以完全补偿由波长分散等导致的线性劣化，存在对补偿量也没有限制的较大优点。但是，由于当前在市场上没有提供具有10Gbit/秒以上的信号处理性能的小型高速数字运算电路141，所以上述数字处理型相干光电场接收器处于，通过计算机对使用高速的A/D转换器取得的电信号140-1、140-2进行离线运算来验证其效果的阶段。
另一方面，图3的(B)表示由非专利文献2代表的现有的振幅相位调制光接收用的光多值信号接收器的结构图，图3(A)表示相位为4值，振幅为2值的8个相位点被配置在同心圆上的8值的振幅相位调制光(8APSK)的一例。如8APSK信号那样等间隔地分割相位成分的光调制中，通常在相位成分的调制中使用差动编码。在本例中，将振幅2值和与其前一个符号的相位差为0、π/2、π、-π/2中的某一个的相位4值相对应地，通过各符号传输3比特的信息。
接收8APSK信号的光多值信号接收器是不检测光电场的非相干方式，如图3(B)所示，输入的光APSK信号124通过光分支电路150被分支成三个光信号。其中，两个光信号被输入到光延迟检波器104-1、104-2中，剩余的一个光信号被输入到光强度接收器151中。光延迟检波器104-1和104-2分别由对输入信号赋予符号时间T的延迟的第1光通路、具有-π/4相位移相器(shifter)或者+π/4相位移相器的第2光通路构成，使接收的光多值信号的状态(符号)与在时刻T之前接收的符号进行干涉，将相位调制成分转换成光强度信号。
具有+π/4相位移相器的光延迟检波器104-1的输出光，在接收符号与前一个符号的相位差为0或者+π/2时输出强度变大，在相位差为-π/2或者π时，输出强度变小。通过平衡型接收器105-1接收光延迟检波器104-1的输出光，通过2值判定电路152-1对该输出进行2值判定，由此得到1比特份的2值再生数字信号153-1。
具有-π/4相位移相器的光延迟检波器104-2的输出光，在接收符号与前一个符号的相位差为0或者-π/2时输出强度变大，在相位差为π/2或者π时，输出强度变小。经由平衡型接收器105-2将光延迟检波器104-2的输出光输入到2值判定电路152-2，由此再生包含在相位成分中的其它1比特份的2值再生数字信号153-2。
光强度接收器151将接收信号的光强度(光电场振幅的平方)转换成电信号。光强度接收器151的输出，在2值判定电路152-3中被判定，再生包含在光振幅成分中的1比特份的2值再生数字信号153-3。该光多值信号接收器使用了光延迟检波，因此有几乎没有相位变动θ(n)的影响和偏振波依赖性、不需要本机振荡光源等优点，被应用到多达16值的APSK信号的接收。
此外，A.D.Ellis etc、“Receiver-side electronic dispersion compensation usingpassive optical field detection for low cost 10Gbit/s 600km reach applications”、Paper OTuE4、Optical Fiber Conference(OFC)2006(非专利文献4)的Fig.1中表示了收发2值强度调制光的光传输系统的结构。
此处所示的光发送器(Low Cost Transmitter)将从DFB激光器输出的光信号，在马赫-曾德尔型光强度调制器(MZM)或者电场吸收型光调制器(EAM)中通过10Gbit/s的信息信号(比特宽度100ps)进行外部调制，输出到光纤传输路径(Fiber Link)。在上述光纤传输路径中传输的调制光，通过窄频带滤光器(filter)分离出后，被由A～D四部分构成的光接收器接收。该光接收器具有取得光强度波形(AM成分)和光频率变化(FM成分)的波形，并将这些在接收器内部进行合成，以电气方式进行分散补偿的效果。
接收器的A部由延迟量T＝5ps的非对称马赫-曾德尔型光干涉计和与其两个输出端口结合的两个光检测器(输出电压V1、V2)构成。该光干涉计具有以光频率周期200GHz(＝1/T)周期性通过的特性，通过将干涉计的相位设定成90度，作为光频率鉴别器来工作。因此，在B部，对两个光检测器的输出信号的和成分(V1+V2)进行运算，能够得到接收光的强度波形(AM波形VA)。
另一方面，通过将差成分(V1-V2)的运算结果除以强度波形(VA)，能够得到频率波形(FM波形：VF)。在C部，使用AM调制器，通过上述AM波形VA对从微波发信器得到的中间频率F(F10>GHz)的电正弦波信号进行强度调制，而且，使用FM调制器通过上述FM波形VF进行调制，由此在接收器内模拟地再生光电场波形。此后，使得到的中间频率的电信号通过具有与光传输路径相反的分散特性的微波分散性传输路径(Dispersive TransmissionLine)，由此，对由分散而导致的波形劣化进行补偿(分散补偿)后，进行平方律检波后接收。
上述的发表只是原理提案，并不是完全证实实际上能够实现这样的结构，但根据该发表，可以对由于波长分散而劣化的光信号进行波长分散补偿。
非专利文献1：R.A.Griffin，et.al.，“10Gb/s Optical Differential QuadraturePhase Shift Key(DQPSK)Transmission using GaAs/AlGaAs Integration，”OFC2002，paper PD-FD6，2003
非专利文献2：kenro Sekine，Nobuhiko Kikuchi，Shinya Sasaki，ShigenoriHayase and Chie Hasegawa，“Proposal and Demonstration of 10-Gsymbol/sec16-ary(40Gbit/s)Optical Modulation/Demodulation Scheme，”paper We3.4.5，ECOC 2004，2004
非专利文献3：M.G.Taylor，“Coherent detection method using DSP todemodulate signal and for subsequent equalization of propagation impairments，”paper We4.P.111，ECOC 2003，2003
非专利文献4：A.D.Ellis etc，“Receiver-side electronic dispersioncompensation using passive optical detection for low cost 10Gbit/s 600km reachapplications”，Paper OTuE4，Optical Fiber Conference(OFC)2006
发明内容
本发明的目的是提供一种没有偏振波依赖性，不需要本机振荡光源，此外结构简单的实用的光电场接收器以及光多值信号接收器。
已知在光纤传输中，传输光信号的偏振波的状态随着时间大幅度变动。在图2中说明的相干光电场接收器，在原理上有偏振波依赖性，当由于偏振波的变动而失去前面所述的P偏振波成分时，相干光电场接收器135-1不能动作。因此，在图2中所示的相干光电场接收系统中，成为以下偏振波分集结构：准备接收光多值信号的P偏振波成分133的相干光电场接收器135-1和接收S偏振波成分的相干光电场接收器135-2，由符号判定电路143选择这两个接收器中的一个来判定符号。
而且，在相干光电场接收系统中，需要波长与接收光大体一致的本机振荡光源130，因此存在波长管理变复杂的问题。此外，通过采用偏振波分集结构，即使偏振波状态变动，也能够接收输入光信号，但此时需要偏振波分离电路131或者光分离器(spliter)102等多余的光部件，存在接收器的硬件规模变大的实用上的大问题。
另一方面，在图3中说明的多值光接收器中，只对接收信号的强度和相对相位差分别进行2值判定，不能进行光电场的全部信息的检测，例如不能组合图1(C)的16QAM信号的判定中所需要的振幅值和绝对相位值。这是由于，在这些方式中使用的光延迟检波器，是用于检测随时间轴上的连续的两个符号的相对相位差而变化的强度信号的检波器，不能检测出各符号的绝对相位。此外，由于判定只限于2值，所以不能进行图1(D)的16APSK信号的判定中需要的相对相位差的8值检测等。在图3的例子中，由于成为了组合接收信号强度的2值判定和相对相位差的2值判定的结构，所以当符号的多值以2的N次方增加时，原则上需要N组接收电路，接收器的结构变得复杂。
本发明的第2目的是，实现以非相干方式检测光电场的全部信息，对在传输中产生的线性劣化进行补偿的光电场接收器。一般，在延迟检波中，由于在光信号具有振幅调制成分时，输出信号强度随着振幅调制成分而变动，所以认为若不是使用了本机振荡光源的相干光接收方式，则不能得到光电场信息。假设能够接收被进行了包含现有的2值振幅调制的多值调制的光信号，并得到全部电场信号，则在接收器的电气电路段中，通过运算处理来补偿在传输中产生的线性劣化，例如能够实现高度的分散补偿。
在非专利文献4中，表示了以简单的结构来解决上述问题的光接收器。但是，由于使用了光信号的频率波形这样的测定精度低的波形，因而认为即使实际上可以进行强度调制信号的波长分散补偿，也很难在光信号的相位中加载信息。
其理由是，由于频率是相位的微分，所以针对慢的相位变化，频率变化变小，检测灵敏度极其不好。同时，由于光调制或者传输劣化，在光信号的相位急剧旋转的地方有可能产生大的频率变化，但即使在这种情况下，为了没有劣化地取入光频率波形，需要扩大光频率测定的动态范围。为了扩大动态范围，需要使作为光频率鉴别器来工作的光干涉计的频率周期变大(在文献4中FSR＝200GHz)，即需要使延迟时间T极其减小到5ps。这使得光频率鉴别器的频率-光强度转换效率进一步降低，成为测定精度进一步劣化的主要原因。
此外，当由于光信号的调制或传输劣化，光强度接近于零时，存在在光频率波形VF的运算中，除法运算的分母接近于零，测定误差进一步剧增，从而导致无法进行测定的问题。但是，在非专利文献4中没有记述关于这些问题的对策，还有技术上未解决的问题。
本发明的目的是解决上述问题，提供简单实用的光电场接收器以及光多值信号接收器。
为了实现上述目的，在本发明的光电场接收器以及光多值信号接收器中，将接收的光信号分支成两个，一个输入到光强度接收器中，另一个输入到延迟量Td的光延迟检波器中，并根据这两个接收器的输出信号计算出光信号的电场信息(振幅和相位)。
具体地说，通过在运算电路中计算光强度信号AM(t)的平方根，得到振幅r(t)。此外，将从延迟检波器得到的信号dQ(t)除以振幅积r(t)r(t+T)来进行归一化，并进行反正弦运算，由此计算出在时间Td间产生的相位旋转量，而且通过逐次累计该相位旋转量，得到上述电场信息。根据上述结构，由于不进行零差检波，所以不需要本机振荡光源。此外，由于在光延迟检波器中没有偏振波依赖性，所以能够实现无偏振波依赖性的光电场接收器。
在上述结构中，例如将延迟时间Td设定为光信号的符号长度T(＝1/R)的一半以下时，能够在1符号中得到最低2次的光电场信息，得到满足奈奎斯特定理的完全的电场信息，能够完全地进行波长分散补偿等线性补偿。但是，在只进行2值·多值调制信号的符号判定时，可以是Td＝T。当使Td过小时，相位检测灵敏度劣化，所以Td的现实的范围是T/5＝(1/(5R))(R是符号速度)。此时，相位检测灵敏度劣化到1/5左右。
作为与光延迟检波器连接的接收器，平衡型光接收器尤其适合。若是本接收器，则由于能够去除不需要的直流成分，所以可以进行理想的运算。
另外，作为上述结构的变更，可以在光延迟检波器的两个光输出上分别连接独立的光强度接收器，并根据得到的差成分和和成分，进行以下实施例中所示的运算。
上述本发明的光电场接收器以及光多值信号接收器，例如使用高速的A/D转换器对各信号进行数字化，当通过数字运算实现复杂的运算处理时，在结构的容易度和灵活性方面极其有效。在上述结构中，根据以时间间隔Td依次计算光电场的相位差的必然性，需要使A/D转换器的采样间隔Tsa成为与Td相同程度或者比Td充分小。如果信号波段小，则使Tsa比Td稍大一些，即使粗略地计算出相位变化，也存在由于两者相关所以动作的情形，但此时，理论上界限是Tsa≦2T。
为了通过反正弦函数来计算出在时间Td内产生的相位旋转量，必须将相位旋转量限制在π/2以下。这例如可以通过将A/D转换器的采样间隔Tsa和延迟检波器的延迟时间Td共同设定得成较小，频繁观测相位旋转来解决，但此时，A/D转换器的高速化的界限(当前的采样间隔，25ps最小)成为障碍。该障碍可以通过组合本发明的光电场接收器与在发送侧限制了样本间的相位旋转量的光调制来解决。在本发明的光电场接收器中，例如将相位旋转量限制为π/2等的2值、或者多值相位调制，或者多值振幅相位调制、无啁啾或者小啁啾的2值·多值强度调制的组合是有效的。
此外，如通过实施例后述那样，如果通过将发送光信号的消光比故意设成比0.15大，使通常的光发送器中的消光比的边界值(9～10dB)劣化，由此光信号的强度成为零，或者扩大相位旋转量超过90度的波长分散范围，则能够进一步扩大本发明的应用范围。
在本发明中，当做成在1符号中计算出两次以上的光电场信息的结构时，可以进行对计算出的光电场信息进行传输路径的传输特性的逆运算的完整的光电场补偿。此时，通过具有针对波长分散或者滤波特性等的劣化的自适应型或者固定型的补偿电路，能够大幅度地改善接收器的波长分散耐力等传输特性。
另外，在本发明中，当延迟检波器的相位偏移、dQ波形的非对称性或偏移、分支成两个的光信号的采样时刻等参数中有一点点偏离时，存在在再生的相位信息中产生较大漂移(drift)的可能性。为了防止这一点，以使再生相位信息的时间变动或输出波形的上下非对称性消失的方式对这些参数自动地进行稳定化的结构是有效的。
例如，在构成光网络的光传输装置中附带配置本发明的光电场接收器以及光多值信号接收器时，通过与光网络连接的控制终端计算出沿着光信号路径的光纤的总波长分散量，并将该值发送到光信号接收侧的光传输装置中，作为补偿量的初始值提供给光电场接收器以及光多值信号接收器的光电场补偿电路，由此可以设定最佳的补偿量。根据该方式，由于在光网络内的光信号路径被变更时，能够在光电场补偿电路中迅速设定再计算出的补偿量，所以不需要自适应补偿型的光电场补偿电路，或者可以缩短向自适应补偿控制中的最佳状态的引入时间。
在本发明中，由于使用了光延迟检波器，所以不依赖于输入光的偏振波状态，由于与现有的相干检波方式不同，不需要本机振荡光源，所以接收器的结构变得简单。另外，在现有的非相干型的多值光接收器中，接收信号的多值数增加的同时电路规模大型化，但本发明的光电场接收器以及多值接收器能够直接地再生接收光电场的相位面上的2维坐标信息，因此具有即使在为了提高传输效率而增大光调制信号的多值数时，也能够以实用的硬件规模来判定接收信号的符号的优点。此外，根据本发明，由于能够通过电气的数字电路执行接收光信号的电场运算或者多值判定，所以以同一接收器结构，能够适应于多值数或者调制方式不同的光信号。
此外，在本发明中，由于能够高精度地计算出光信号的相位变化，因而能够应用到在非专利文献4中成为问题的2值或多值的相位调制中。与强度调制相比，相位调制的接收灵敏度高，针对在光纤传输中成为问题的光纤的非线性效应的耐力高，所以尤其适用于长距离传输。通过使用相位区域，也能够实现传输效率更好的多值传输。
此外，在本发明中，接收器规模是现有的2值强度调制的3倍左右(2值相位调制的1.5倍、或4值相位调制的2/3左右)即可，所以即使在多值数少的光传输中，也有与接收器的硬件规模相对应的传输效率很难降低的效果。若在本发明中进行传输信息量成为两倍的4值传输，则比现有的4值相位调制传输更能提高传输效率。本发明，在光纤通信用的接收器以外，还可以应用到例如光电场波形测定装置或光空间传输装置等中。
附图说明
图1是可以应用到光传输中的调制方式的说明图。
图2中，图(A)是表示现有的相干光电场接收器的1例的结构图，图(B)是表示相位变动的影响的图。
图3表示8值振幅相位调制(APSK)信号的相位点配置(A)和现有的8APSK信号接收用的光多值信号接收器的结构图(B)。
图4是表示表示本发明的光传输系统的第1实施例的结构(A)和相位调制光的相位点配置(B)以及相位调制光的相位波形(C)的图。
图5是表示第1实施例中的电接收信号(A)和再生电场信号(B)的变化的图。
图6是第1实施例的实验结果，表示接收电波形(A)、将接收波形在电气区域中再生·补偿而得的等价的光电场波形、(C)再生后的强度波形、(D)再生后的光电场波形、(E)再生后的延迟检波波形、(F)分散补偿后的强度波形、(G)分散补偿后的光电场波形、分散补偿后的延迟检波波形。
图7是表示表示本发明的光传输系统的第2实施例的结构图(A)、发送光的相位点配置(B)以及传输光的相位点配置(C)的图。
图8是表示第2实施例中的发送光强度波形(A)、接收波形(B)、以及采样的情形的说明图。
图9是表示本发明的应用领域的验证结果的图，表示光强度调制光(α＝1)的光纤传输后的波形和相位旋转量(A)、α＝1时的传输后的最小光强度和最大相位旋转量(B)、α＝0时的传输后的最小光强度的和最大相位旋转量(C)。
图10是表示使用本发明的光电场接收器的光传输系统的第3实施例的结构图(A)和在本实施例中使用的4值发送光信号的相位点配置图(B)、(C)、(D)。
图11是表示使用本发明的光电场接收器的光传输系统的第4实施例的结构图(A)和在本实施例中使用的3值发送光信号的相位点配置图(B)。
图12是表示使用本发明的光电场接收器的光传输系统的第5实施例的结构图。
图13是表示应用本发明的光电场接收器的波长多路光传输系统的1个实施例的结构图。
图14是在图13中由终端控制部执行的补偿量设定程序的流程图。
图15是表示由使用本发明的光电场接收器的多个ADM构成的光网络的1个实施例的结构图。
符号说明
100：光电场接收器、101：输入光信号、102：光分支电路
103：光信号路径、104：光延迟检波器、105：平衡型光接收器、
106：A/D转换器、107：采样时钟、
108：延迟调整电路、111：电场运算部、112、平方运算电路、
123：光多值信号、124：光APSK信号、
130：本机振荡激光光源、131：偏振波分离电路、132：本振光、
133：光多值信号的P偏振波成分、134：光多值信号的S偏振波成分、
135：相干光电场接收器、136：相位分集电路、
137：I成分输出光、138：Q成分输出光、
140：A/D转换器的输出信号、141：数字运算电路、
142：运算电路的输出信号、
143：符号判定电路、144：再生多值数字信号、
150：光分支电路、151：光强度接收器、152：2值判定电路、
153：2值再生数字信号、
300：本发明的光发送器、301：激光光源、
302：2值数字信息信号、303：光相位调制器、
304：光纤传输路径、305：发送光信号、
310：时钟振荡器、311：dQ信号、312：AM信号、
313：除法器、314：延迟电路、315：y信号、
316：反正弦运算电路、317：相位差信号(Δφ)、318：延迟加法电路、
320：再生光电场的振幅、321：再生光电场的相位、
322：正交变换电路、323：接收电场信号(正交坐标表现)、
324：补偿运算电路、325：补偿后的电场信号、
326：检波·识别再生电路、327：数字信息信号、
328：补偿量最佳化电路、329：光强度调制器、
330：可变光延迟电路、331：可变高频延迟电路、
332：再采样电路、333：再生光电场(极坐标显示)、
334：判定反馈均衡电路、
340：平均化电路、341：自动控制电路、342：控制信号、
343：纠错码附加电路、344：纠错电路、
345：纠错后的数字信息信号、346：差动编码电路、
350：I开口量、351：最小二乘控制电路、
352：前馈均衡(FFE)电路、
353：加法电路、354：减法电路、355：电场振幅判定电路、
200：光电场接收器、206：光纤传输路径、207：补偿量输入端子、
220：光波长多路传输电路、
221：终端控制部、222：数据库、223：波长合波器、
224：波长分波器、225：光增幅器、226：本发明的光发送器、
230：光分插复用装置、231：控制台、
232：光信号的路径、233：补偿量设定信号的通信路径。
具体实施方式
以下，参照附图说明本发明的几个实施例。
实施例1
图4表示本发明的光电场接收器100和使用该光电场接收器100的光传输系统的第1实施例。图4(A)是光传输系统的结构图，光信号路径由粗线表示，电信号的路径由细线表示。
在本实施例中，光发送器300是2值相位调制光的发送器，将从激光光源301输出的无调制的激光输入到光相位调制器303中，在其调制端子上施加符号速度R的2值数字信息信号302来进行相位调制，并作为发送光信号305(光电场E(n))来输出。如图4(B)的相位点配置所示，光相位调制器303对激光进行调制，以使与信息信号的传号(mark)以及空号(space)相对应的相位点之间的相位角成为θ＝π/2。
图4(C)表示发送光信号305的相位波形。光信号的相位，以符号边界为中心进行迁移，在符号中央中取m或s中的某一个。其相位间隔(调制振幅)为π/2。各符号的间隔T是符号速度R的倒数，成为T＝1/R。在本实施例中，由于进行2值调制，所以符号速度R与比特率Rb相等。发送光信号305通过光纤传输路径304被传输，在由于光纤的波长分散等而受到传输劣化后，作为输入光信号101被输入到本发明的光电场接收器100中。
输入光信号101通过光分支电路150被分支到两个光信号路径103-1和103-2，被输入到光延迟检波器104和光强度接收器151中。光延迟检波器104由对输入信号赋予符号时间T/2的延迟的第1光通路、和为使两个光通路中相位互相偏离π/2而具有相位角-π/2的相位移相器的第2光通路构成，使移相后的光多值信号的光电场，与延迟量Td＝T/2之前的接收光电场进行干涉。该延迟量Td在本发明中成为光电场的相位再生的时间间隔。
另外，相位移相器的相位量，严格地是指被延迟的光电场所通过的延迟侧的通路的相位延迟量，但即使相位量的符号或者配置的通路不同，也只是输出信号的符号反转，只要进行电信号的符号反转操作或者再生的光电场的复共轭运算等，就能够简单地修正。因此，在以下说明中，相位量的符号或者配置的通路可以是任意一种。
从光延迟检波器104输出的两个光信号，通过光平衡型接收器(光检测器)105被差动接收，在转换成电信号后，通过A/D转换器106-1被转换成数字信号。此外，通过光强度接收器151接收的光信号也同样在被转换成电信号后，通过A/D转换器106-2被转换成数字信号。在A/D转换电路106-1、106-2中，从频率为2/T的时钟振荡器310分别供给采样时钟107，以每1个符号2次的周期进行数字采样。在本例中，对时钟振荡器310供给光平衡型接收器105的输出信号的一部分，与接收光信号相位迁移的定时同步地提取出时钟成分。这样一来，能够始终以接收光信号的符号中的期望的时刻(符号中央和边界等)进行数字采样。
从A/D转换器106-1、106-2输出的数字信号分别被输入到延迟调整电路108-1、108-2中，调整两个信号路径的定时的偏移，使其成为光延迟检波器104的延迟时间Td以下后，作为dQ信号311、AM信号312被提供给电场运算部111。
图5(A)表示这些电接收信号的时间波形的一例。此处，将某个时刻t的采样点的序号设成n，将接收的光信号表示成E(t)＝E(n)＝r(n)exp(φ(n))。此时，AM信号以及dQ信号分别表示成AM(n)＝r2(n)、dQ(n)＝r(n)r(n-1)sin(Δφ)。此处，Δφ＝φ(n)-φ(n-1)。
AM信号312被输入到电场运算部111的平方运算电路112中，作为平方运算电路112的输出而得到再生光电场的振幅r(n)320。平方运算电路112可以通过数字运算电路构成，但也可以是例如预先将平方根数据存储在存储器中，并通过表检索来代用的结构、或者通过模拟电路等来实现的结构。
另一方面，如上式那样，在dQ信号311中第n个和其之前的第n-1个样本信息共存。在本实施例中，在除法电路313-1中，将dQ信号311除以通过延迟电路314将振幅信息r(n)延迟了时间Td＝T/2而得的过去的振幅信息r(n-1)，并在除法电路313-2中将除法电路313-1的输出除以振幅信息r(n)，由此得到y信号315。结果，成为y＝sin(Δφ)。
y信号315被输入到反正弦运算电路316中，进行反正弦(arcsin)运算，由此被转换成相位差信号(Δφ)317。如前面所述，由于Δφ是采样点之间的光电场的相位差，所以通过延迟加法电路318在相位差Δφ上加上前一个接收符号的相位φ(n-1)，由此能够得到再生光电场的相位φ(n)321。
一般，光信号的相位随着光源的相位噪声或者光纤长度的温度变化，随时间缓慢变动，因此光信号的初始相位φ(0)不定。因此，在延迟加法电路318中设定适当的初始相位(例如0)后开始运算即可。在发送侧使用了多值相位调制等，因此在需要确定绝对相位时，根据发送相位调制波形中的固定模式(pattern)学习，或者根据接收模式或标头(header)的识别的正误等推定正确的相位角即可。
这样的初始相位或者初始振幅的判定，成为光通信领域、无线通信领域中的共同的课题。因此，在本发明的光电场接收器中，除了上述的解决方法以外，可以应用在这些通信领域中公知的其他方法。例如，可以使用在发送信号内周期性地或者间歇性地插入具有已知相位角或者振幅值的参照信号，或者不需要初始相位或者初始振幅的判定的差动调制等技术。此外，可以根据再生的相位点的统计分布，自适应学习地调整初始相位或者振幅，以便可以进行正常的接收。
另外，如上所述，当使用反正弦运算计算出光电场的采样点之间的相位差时，即使相位角的变化最大，也可以仅在±90度的范围内计算。这是本发明的本质性的特征之一。
图5(B)表示这样再生的光电场的振幅r(n)320和相位φ(n)321的情形。在本实施例的电场运算部111中，由于在每一间隔Td＝T/2逐次进行电场再生运算，所以在每1符号时间T里能够得到2点的电场信号。即，根据奈奎斯特定理，若接收光电场信号不包含符号速度以上的频率成分，则在该接收器内作为数字信号而再生的光电场保持接收光电场的全部信息。假设，由于光纤的非线性效应或其他波长的光信号的漏入，上述奈奎斯特定理的假定被破坏时，使接收光信号通过充分窄的光滤波器、或者使接收信号或者再生电场信号通过充分窄的抗混入滤波器(低通滤波器)来去除高频成分即可。
然后，将这些再生光电场信号输入正交变换电路322中，转换成正交坐标表现的电场信号323后，将其输入到通过传输路径的传递函数的逆特性进行修正的补偿运算电路324中。补偿运算电路324能够完全补偿光纤或光部件的波长分散、光部件的频带限制等线性劣化。
补偿后的电场信号325被输入到检波·识别再生电路326中，通过与光发送器300中的信息信号的调制方式相对应的检波方式被检波·识别，作为数字信息信号来输出。在本实施例的情况下，由于所输入的电场信号成为2样本/符号，所以在检波·识别再生电路326中，如通常的接收器的识别再生部那样，根据需要具有再采样功能、时钟提取功能、I开口最大点的判定功能，在I开口达到最大的最佳识别时刻进行识别即可。
在本实施例中，由于在发送侧实施了调制度π/2的2值相位调制，所以作为检波方式而实施例如将符号时间T作为延迟时间的电气延迟检波(相位差0)，对输出信号进行2值判定来再生2值数字信号即可。另外，如此通过电气延迟检波来再生信息信号时，在发送侧进行了差动编码是恰当的。
如前面所述，可通过本发明的光电场接收器接收的光信号，时间Td间的相位旋转量最大也在±π/2内。因此，在光相位调制器329中，将相位调制量(＝1符号时间的相位旋转量)设成π/2。结果，若相位计算的间隔Td为符号时间的1/2时，则Td内的相位变化是±π/4，充分地收敛在上述限制内。如后所述，相位旋转也由于波长分散的施加而增加，因此，即使包含该增加部分也需要满足上述限制。
在需要接收相位旋转角更大的光信号时，可以使Td(光延迟检波器的延迟量)变小，相位旋转量的计算间隔变小。但是，在本发明中，需要将A/D转换器的采样间隔(Tsa)设成与Td相同程度或者比Td小，因而，当将Td设得过小时，采样速度或者电场运算的速度高速化，结构变复杂。因此，例如当进行10G符号/秒的光信号的分散补偿时，应该将Td设定为～50ps左右，在1符号中得到最低2次的电场样本。此时，需要的采样时间是50ps，若进行2倍的过采样，则成为25ps左右，成为可通过当前的A/D转换器实现的水平。
在非专利文献4中，将延迟检波器的延迟量仅设成5ps。此时，按照上述的本发明的规律，需要将采样间隔设为Tsa＝2.5ps以下，即需要将A/D转换器的采样速度设成400GHz以上，认为通过当前技术不可能实现。由此也可以知道本发明与非专利文献4是不同的技术。
在图4(A)中，在光信号路径103上的光部件间的结合中，可以采用基于光部件间的光纤的结合、基于块状(bulk)光学元件空间光束(beam)的结合、基于集成化的光部件之间的波导的结合等各种连接方式。尤其如图所示，当组合光延迟检波器104和平衡型接收器105时，有将检波器输出信号的振幅加倍，并能够去除不需要的直流信号的优点。另外，虽然产生一部分限制，但也可以代替平衡型接收器105而应用通常的光强度检测器。在这种情况下，从去除不需要的成分的观点出发，希望在光延迟检波器的两个输出中分别配置光强度接收器，之后进行电信号间的减法运算，检测出差分的平衡型接收方式。差分的检测，可以在对各个光强度接收器的输出进行数字采样化之后，通过数字运算来实现。
延迟调整电路108-1和108-2是用于使成为光信号的分支点的光分支电路150与电场运算部111之间的两个信号路径中的传送时间一致，使运算定时一致的电路。这些运算调整电路，例如可以通过使用过采样的数字缓冲电路等来实现。但是，在制造阶段采用使两个信号路径长度完全一致的结构时，可以省略延迟调整电路108-1、108-2。信号时刻的微调整，例如可以在被提供给A/D转换器106-1、106-2的采样时钟的施加时刻进行控制。
在图4(A)中，在A/D转换器106-1(106-2)后面配置了数字延迟调整电路108-1(108-2)，但也可以作为延迟调整电路来使用模拟延迟线，并反过来配置。也可以省略A/D转换器106，并通过模拟电路来实现电场运算部111或者其之后的处理的一部分或者全部运算功能。但是，此时结构变复杂、调整变复杂等，失去了本发明的一部分优点。
此外，电场运算部111做成了极坐标(r(n)、φ(n))型的实现例，但也可以做成正交坐标(I(n)、Q(n))型。此时，做成以下结构即可：插入坐标转换电路，根据r(n)和Δφ求出ΔI(n)和ΔQ(n)，逐次运算I(n)和Q(n)。在本结构中，需要角度Δφ的旋转运算，其中需要sin(Δφ)和cos(Δφ)。前者按照原样使用y信号，后者可以是通过sqrt(1-y2)等运算来算出。
电场运算部111的功能，例如可以通过FPGA、ASIC、DSP、或者可再构成功能的处理器来实现。电场运算部111的整体或者其内部运算功能部分(例如，除法电路313、平方运算电路112、反正弦运算电路316等)，可以通过专用的数字运算电路、表检索方式或模拟电路来实现。在电场运算部111的内部，根据需要还可以具有其他功能电路，例如对信号的振幅或者强度进行归一化的自动增益控制(AGC)电路、或者错误时的例外处理功能(例如r(n)＝0时的除法禁止功能等)。
如果在电场运算部111中不能得到充分的运算速度，则可以例如并列展开计算处理，或者将电场数据列分时成多个数据包后通过多个电场运算部进行处理，并合成多个运算结果。另外，这样对电场数据列分割后进行处理时，在各数据列的连接部分需要进行调整以使光电场相位连续，但这可以通过例如在分时时使数据列之间具有几比特的重复部分，为使重复比特的相位一致而进行补正等处理来解决。
此外，只要在结果中能够得到相同的运算结果，则也可以适当改变运算顺序或者结构。例如，考虑倒置两个除法电路313的顺序的结构、将除法电路313的结构做成运算振幅信息的倒数后与dQ相乘的结构、最初通过乘法电路来计算出r(n)和r(n-1)的乘积，并使dQ除以该乘积的结构。另外，根据噪声或者后述的电场振幅的零命中等，存在当振幅信息瞬间成为零时，产生除法错误或者产生结果无限大的致命问题的可能性，但为了避免此问题，也可以采用设置限制以使y信号315的范围成为+1～-1、或者向外部输出零除法错误的结构。
在本发明中，延迟电路314的延迟时间需要与光延迟检波器104的延迟时间Td大体一致。在本实施例中，采样间隔Tsa＝Td＝(T/2)，因此时间延迟正好相当于1个样本的量。在本说明书中表示了光延迟检波器104的延迟时间Td不同的几个实施例，但在全部实施例中，延迟电路314的延迟时间需要始终与Td大体一致。
在反正弦运算电路316中，根据光信号或电气电路的噪声、运算误差、电路的特性误差等，存在所输入的y信号315的范围脱离arcsin的定义域+1～-1，不能执行运算的可能性。为了避免此问题，存在例如通过将arcsin函数泰勒展开到一定次数的近似函数来代用，或者使其具有限幅特性，以使输入信号不脱离+1～-1的定义域等方法。例如，如果使用arcsin函数的5次泰勒展开(y+y3/6+y5·3/40)，则不发生定义域的脱离，可以以足够的精度来近似。
补偿运算电路324中实现的补偿功能，若能够补偿光信号的线性劣化，则可以是任何劣化补偿功能，也可以具有同时对多个劣化因素进行补偿的功能。此外，如作为光纤的非线性效应的自身相位调制效应那样，即使不一定是线性的劣化，也可以进行某种程度的补偿。此时的劣化，是光信号的相位与光强度成比例地旋转而产生的，因此，根据通过电场再生而得到的相位点的振幅或者配置等推定相位的旋转量，并为使相位点配置变得恰当而进行反补偿即可。
图6表示验证本发明的动作的实验结果的一例。在实验中，将光信号的符号速度设成5G符号/秒(T＝200ps)，在光发送器中，采用生成调制度π/2的2值相位调制光的光发送器，传输路径是160km的通常分散光纤，波长分散量是2720ps/nm。此外，将光延迟检波器104的延迟量设成Td＝T/2＝100ps。整体结构与图4(A)大致相同，但采样中利用高速的数字示波器，采样间隔是Td的1/2即50ps(采样速度Tsa＝20G样本/秒)，在个人计算机上模拟地实现了电场再生部111以后的处理。
在图6中，(A)表示被数字化的实际AM信号312和dQ信号311的波形的一例。本来，光相位调制不具有强度调制成分，但由于通过光纤的波长分散，相位调制被变换成强度调制，所以在比特相位的切换点产生了强度调制成分。(B)是再生·分散补偿后(通过数值运算施加-2720ps/nm)的I、Q成分，能够观测伴随相位调制的矩形的迁移。
(C)是表示再生光的电场振幅320的强度波形图，(D)是将再生光电场323描绘在相位面上的图。尽管得到与图4(B)大致接近的四分之一圆状的相位面上的轨迹(trace)，但(C)、(D)都显现原来不存在的振幅变化，能够看到大的劣化。(E)表示不使再生光电场323通过补偿运算电路324，直接通过检波·识别再生电路326进行1符号时间T的延迟检波时的延迟检波波形。劣化到几乎得不到I开口的程度。
与此相对，(F)、(G)、(H)分别表示通过补偿运算电路324施加光纤的传递函数的反函数(相当于-2720ps/nm的波长分散)时的电场振幅、光电场相位、延迟检波波形的例子。可以知道补偿后的光电场的振幅变动，如(F)所示被抑制到极小，相位面上的踪迹也如(G)所示大致完全与图4(B)一致，正确地再现了发送光电场。(H)是分散补偿后直接通过检波·识别再生电路326进行1符号时间的延迟检波时的延迟检波波形，极其明确地得到了2值的I开口。如此，也通过实验验证了本发明的原理和效果。
实施例2
图7表示本发明的光电场接收器100和利用该光电场接收器的光传输系统的第2实施例。
在本实施例中，光发送器300通过将2值数字信息信号302施加给光强度调制器329，作为发送光信号305生成了2值强度调制光。在本发明的光电场接收器中，当光信号的强度大致为0时，光电场的再生变得困难，所以在发送光信号305中故意事先使光信号的消光比劣化成0.1～0.3。
输入到光电场接收器100的输入光信号101，与实施例1相同地通过光分支电路150被分支成2个。被分支的一个光信号通过延迟量为Td＝T/2的光延迟检波器104和平衡型接收器105被转换成电信号后，通过A/D转换器106-1被转换成数字信号。在本实施例中，时钟振荡器310以光符号速度的4倍的频率自由振荡。结果，A/D转换器106-1的采样间隔Tsa成为Td/2，实际上成为2倍的过采样。
被分支的另一个光信号通过光强度接收器151被转换成电信号后，通过A/D转换器106-2被转换成数字信号。
在本实施例中，将光延迟检波器104的延迟时间Td作为电场运算部111的运算间隔，计算出光信号的相位变化Δφ。因此，在本实施例中，通过再采样电路332-1(332-2)，将从A/D转换器106-1(106-2)输出的间隔Td/2的数字信号下降采样(downsampling)到1/2倍，使输入到电场运算部111的dQ信号311和AM信号312的采样间隔与Td相等。
另外，在再采样电路332-1(332-2)中，可以进行输出信号的采样时刻的变更、周期的微调整。因此，时钟振荡器310处于自由振荡状态，即使其振荡频率或定时与输入光信号101的定时偏离，也可以在再采样时进行补正以使两者一致。若不需要考虑后述的零命中(zero hit)的避免等，则即使时钟振荡器和输入光信号的频率或者定时偏离，也不对电场再生产生障碍。此时，在采样点和信息信号的符号的定时或者周期偏离的状态下进行电场再生·补偿等处理，在最后的数字信号的识别·判定处理时执行符号定时的提取即可。
此外，在本实施例中，可以是为了使dQ信号311和AM信号312的向电场运算部111的输入定时一致，而设置可变光延迟电路330、可变高频延迟电路331，使AM信号的到达定时物理延迟的结构。延迟调整回路可以是光回路、电路中的任何一个，在dQ信号311的路径和AM信号312的路径的至少一个中，能够以自由的组合来配置可变或者固定的延迟单元。
电场运算部111对极坐标的再生光电场333进行运算。通过正交变换电路322将运算结果转换成正交坐标显示的光电场，并在通过补偿电路324对传输劣化进行补偿后输入到判定反馈均衡电路334，进行接收符号的判定、码间干扰的去除等基于数字滤波的波形的均衡动作。
在本实施例中，由于光信号被进行强度调整，所以在判定反馈均衡电路334中，首先进行光信号的平方律检波或者包络线检波等，然后通过FFE(前向反馈均衡)电路和识别电路·DFE(判定反馈均衡)电路等来进行补偿动作。此时，进行最佳化补偿，以使I开口量成为最大、或者使补偿后的信号和识别结果的平均二乘残差最小。
在本实施例中，将从判定反馈均衡电路334得到的I开口量350输入到补偿量最佳化电路328中，并将补偿量的指定值(例如，波长分散量)输入到补偿电路324的补偿量输入端子207-1。在补偿量最佳化328中，通过改变补偿量以使I开口量350达到最大，能够始终自动控制成最佳的补偿量。另外，补偿量可以是从外部对补偿量输入端子207-2输入适当的补偿量后进行设定的方式。例如，当知道光纤传输路径的距离或者与此相对应的波长分散量时，将其的相反量设定为补偿量即可。
图7(B)表示作为发送光而输入10G比特/秒的无啁啾2值强度调制光(消光比为10％)时的光信号的相位点配置。图7(C)通过将该光波形通过通常分散光纤传输180km后的光电场分布的模拟来表示结果。
如图(C)所示，光纤传输后产生复杂的相位旋转和强度变化。若是这种程度的波长分散，则光信号的振幅不成为零，此外，光信号的相位旋转角在任何采样点之间都收敛在2/3π左右。若是这样的光调制，则可以充分应用本发明。在现有的光纤传输技术中，几乎不存在光信号的电场再生的概念。因此，即使是如相位旋转量受限制的本发明这样的方式，也完全不知道可以进行实用的光电场再生或者波长分散的补偿，这是在本发明中首次指出的概念。
图8的(A)、(B)、(C)分别表示所述第2实施例中的发送光强度波形、接收波形、采样的情形。如(A)所示，在发送波形中，在各符号的中央进行调制以使光强度成为传号(mark)(m)和空号(space)(s)中的某一个，但当通过光纤传输由于波长分散等产生波形劣化时，接收波形如图(B)所示那样变形。尤其，当波长分散量大到某种程度以上时，如点P或者点Q那样，产生光信号强度及接近于零的点。实际上，即使光强度没完全成为零，由于光信号的噪声，也产生接近于零的危险。在本说明书中，将该现象称为“零命中”。
当发生零命中时，电场运算部111中的除法运算的计算误差急增，存在再生光的相位误差异常增大或者不能计算出相位本身的可能性。为了避免零命中，以下方法是有效的：如本实施例那样，进行提高A/D转换器的采样速度的过采样，在再采样时提取未零命中的采样点，输入到电场运算部111中。
例如，图(C)是进行2倍的过采样的例子，在AM信号、dQ信号中分别在每1符号中有4个采样点(白色圆圈和黑色圆圈)。一般，波形的零命中大多以比特率的两倍的周期的间隔发生，在本例中，在与偶数采样点(白色圆圈)一致的波形的中央以及边界发生零命中。此时，只提取奇数采样点(黑色圆圈)，将其利用到电场运算中，由此能够避免上述的零命中导致的问题。
另外，在偶数、奇数双方的采样点发生了零命中时，在再采样时进行插补运算，在两者的中间生成新的采样点即可。也可以设置分别利用偶数、奇数的样本的两个电场运算电路，适当选择不发生零命中的一方来生成输出电场。此外，在由于噪声等影响而发生零命中时，在零命中结束后重新从电场相位的推定开始进行的恢复法也有效。
图9是本发明的应用领域的验证结果，使用光传输模拟来调查10G比特/秒的2值强度调制信号的光强度的最小值和时间Td(本例中50ps)之间产生的相位旋转量。
(A)是表示将α＝1的光信号通过通常分散光纤传输180km(波长分散量3000ps/nm)时的情况，可以知道如粗线(将传号电平(mark level)的平均值归一化成1)所示，产生了光强度波形大致成为零的点，以及如虚线(单位为π弧度)所示，时间Td间的相位旋转量超过±0.5，不能应用本发明。
(B)表示将施加到α＝1的2值强度调制光的波长分散，描绘光信号的最小强度(粗线)和在Td间产生的最大相位旋转量的图。在本图中，当最小强度成为～0(在实用上，0.05左右)时，发生零命中，当最大相位旋转量超过0.5(在实用上，0.4左右)时，无法计算出相位旋转量，在任何一中情况下都无法应用本发明。即不产生这些现象的波长分散量的范围成为本发明的应用范围。
在本图中，将发送光信号的消光比作为参数，但在消光比为0.1时，应用范围顶多成为-1000～+500ps/m。该范围是大致与α＝1的10G比特/秒2值强度调制光的波长分散耐力相等，几乎看不到应用本发明的优点。但可以知道，在故意将消光比劣化成0.3，提高空号电平(space level)时，很难发生零命中，并且相位旋转量减少，可应用的波长分散范围极其增大到-1700～4000ps/nm。如此，在本发明中，通过使发送光的消光比劣化，能够大大扩大应用范围。
(C)是描绘使施加到α＝0的无啁啾(chirp)2值强度调制光的波长分散变化时的最小强度(粗线)和最大相位旋转量的图。可以知道，在本例中可应用的波长分散范围，在消光比为0.1的情况下是±1100ps/nm左右；在消光比为0.3的情况下，比±6000ps/nm还大，通过使用无啁啾光，或者故意使消光比劣化，能够进一步扩大应用范围。如此，通过在发送侧采用啁啾强度调制光或者使消光比劣化，或者如上述的例子那样采用限制了相位旋转量的相位调制，能够大幅度地缓和零命中或者相位旋转量的检测限制。
实施例3
图10(A)表示本发明的光电场接收器100和使用本光电场接收器的光传输系统的第3实施例。在本实施例中，作为光发送器300使用了4值的光振幅·相位调制器。例如将2组2值数字信息信号302-1、302-2分别输入到光强度调制器329和光相位调制器309中，并将强度和相位分别调整成2值，生成4值振幅·相位调制器的发送光信号305。
图10(B)表示4值振幅·相位调制光的相位点配置的一例。在应用到本发明中时，与前面的实施例相同，最好是将相位点之间的最大相位迁移θ限制在一定值以下。在符号间进行2点的相位测定时，θ的范围理论上成为π，但在现实中考虑由于光纤传输导致的相位旋转量的增大或者噪声的影响，抑制在π/2左右是恰当的。
另外，图10的(C)和(D)表示具有同样效果的其他相位点配置的例子。
在(C)中，振幅成为了3值，但在调制器侧使用3值编码器就可以生成。(D)中相位点间隔成为最大，所以从接收灵敏度的观点出发，最好是4值相位点配置。该配置也可以通过使用适当的编码器来简单地生成。另外，在这样的任意多值信号的生成中，具有两个调制电极、能够生成任意相位点配置的正交型马赫-曾德尔型光调制器是有效的。此外，在本发明中，也可以与此处所示的例相比，进一步增加多值数(相位点的数)。
本实施例，是将延迟检波器的延迟量Td设成符号时间T的1/4的例子，将A/D转换器106的采样间隔也设成了T/4。结果，与以前的实施例相比，相位旋转量的计算间隔Td成为1/2，所以能够检测出更大的相位旋转量。再采样电路332-1(332-2)具有不改变采样速度、只改变采样定时的功能，由此，即使时钟振荡器310为自由振荡状态，也能够始终维持适当的采样定时。
在本实施例中，从电场运算部111提取再生光电场的相位321，通过平均化电路340进行平均处理，为使其平均值成为零，通过自动控制电路341对光延迟检波器104的相位移位量和可变高频延迟电路331-1的延迟量进行自动控制。在本发明中，当产生由发送光源或者光增幅器引起的噪声(例如，光相位的变动)、或者dQ信号的直流偏移(offset)或者与AM信号的定时的偏移、从光延迟检波器104的相位移位量的π/2(或者-π/2)的偏移等时，成为通过光电场运算部111再生的光电场相位随时间变动的主要原因。
为了抑制这些，例如可以计算出再生电场的相位的平均值，并进行自动控制，以使该值始终为零或者一定值。另外，补偿方法并不限于本实施例，也可以采用例如：通过电场运算电路111内部的高通滤波器，去除再生光相位320的缓慢的变动部分的方法；或者设置dQ信号的直流成分的减法器等其他方法。为了去除由电路特性导致的波形的非对称性，可以设置非线性自适应滤波器电路等。
另外，由噪声等引起的相位波动不可能完全抑制，在本实施例的多值信号的判定中，为了抑制相位波动的影响，前面所述的延迟检波是有效的。此外，在本实施例的判定反馈均衡电路334中，能够根据过去的相位判定结果运算相位误差成分，去除比较缓慢的相位的误差成分。结果，比较求出的相位点与如图11(B)那样的理想的相位点配置的欧几里德距离，并将最近的相位点判定为接收符号即可。
在如本发明那样逐次计算出光电场信息的方式中，存在噪声或运算误差的影响累积，在最坏的情况下，有可能在长时间内引起错误传播。作为防止这样的错误传播的方法，例如有对振幅或相位的差动编码等编码应用、在发送侧定期地插入已知参照符号等。此外，还可以应用接收相位点的统计分布或者从特定的相位点位置开始的逐次判定反馈等方法。
在这里所示的实施例中，在接收符号的判定中应用了最小距离规则，但也可以应用在无线通信领域中，作为多值信号而使用的公知的其他符号判定法。例如，也可以应用优先判定相位和振幅半径中的某一个、或者利用连续的多个符号的电场状态的MLSE、最优判定(维特比解码)、软判定FEC(前置纠错)、格状(trellis)编码/解码处理等方法。此外，可以代替单纯的平方距离的判定，预先定义例如与噪声产生因素(光放大器的噪声或者热噪声、交调失真等)对应的非欧几里德距离，并将其应用到判定基准中。另外，符号判定电路可以是例如并列配置与各符号相对应的多个匹配滤波器，选择输出达到最大的滤波器来确定输入符号的模拟型结构。
实施例4
图11的(A)表示本发明的光电场接收器100和使用该光电场接收器的光传输系统的第4实施例。在本实施例的光发送器300中，向纠错码附加电路343输入2值数字信息信号302，并施加了总体(overhead)7％的纠错码。光发送器300是差动光相位调制型，使用差动编码电路346进行编码，并将输出信号输入两个光相位调制器303-1、303-2，由此生成图11(B)所示的72度间隔的5个相位点。
在本实施例中，根据某个符号的相位状态变化了+72度或者变化了-72，来进行2值的差动相位调制。在本发明中，由于只对从前一采样点的相位变化有限制，因此如果是这样限制了相位旋转量的差动相位调制，则可以没有问题地接收。另外，相位点的数或者间隔可以任意地变更。在光发送器300中可以应用许可了多个符号间的移动的多值差动光相位调制。
本实施例是使光电场接收器100的光延迟检波器104的延迟量Td与符号间隔T相等的例子。在该结构中，失去了前面所述的波长分散的补偿功能，但能够通过简单的结构来进行各种2值·多值调制的接收。此外，由于具有光强度接收器151，因此可以实现由光纤非线性效应导致的相位点的偏移等的补偿。
如本实施例，应用FEC等时，例如存在通过编码电路343有效地增加符号速率(symbol rate)的情况。此时，若符号速率是某个程度的增加，则固定A/D转换器的采样速率的状态下来进行波形取得，并在再采样电路332-1或判定反馈均衡电路334的内部的再定时(retiming)处理中进行补正就没有问题。
例如，相对于原来的信息信号的符号间隔T，设采样间隔为T/2的情况下，当在编码电路343中产生7％的符号速率增加时，似乎不满足奈奎斯特定理，但不一定是这样。这是因为，由于在通常的光调制中，信号所占的频带比符号速率的倒数(1/T)小，通常在2/T到1/T的范围内，所以对少量的符号速率增加有宽余。此外，延迟检波器的延迟量Td也不是严格地成为采样间隔Tsa的整数倍，也可以少量偏移。因为若是10～20％左右的偏移，则有充分的波形相关。
此外，在本实施例中，在A/D转换器106-1(106-2)后紧接着配置前馈均衡(FFE)电路352-1(352-2)，通过数字滤波器进行电信号波形的均衡处理。即平衡型光接收器105或者光强度接收器151等高速光接收器和延迟电路等电器配线或者部件，分别具有频率特性，传递特性并不一定固定(flat)。因此，插入作为自适应滤波器的FFE电路或DFE电路，为使从后段的判定反馈电路得到的I开口成为最大而进行自适应补偿，由此能够去除码间干扰或者频率特性的误差，始终得到最佳的波形。
另外，在传递特性的自适应补偿中，可以利用与判定后的信号的最小二乘偏差，可以固定地设定从预先测定的脉冲响应曲线(impulse response)得到的补正信息等。此时，如本实施例，通过使A/D转换器的采样速度成为2倍以上，数字信号满足奈奎斯特定理，在FFE电路352中能够得到良好的均衡特性。
在本实施例中，在一方的再采样电路332-1中进行1/2倍的再采样，在另一方的再采样电路332-2中进行1倍的再采样。这是由于针对相位成分，受到再生间隔Td(在本实施例中，Td＝T)限制，但对振幅成分没有限制。此后，例如可以在电场再生部111内部对再生后的相位成分进行2倍的过采样，使两者的采样速率一致。此时，有振幅成分的信息欠缺变少的优点。
在本实施例中，将从判定反馈均衡电路334得到的数字信息信号输入到纠错电路344中，根据预先写入到标头(header)部中的FEC信息进行纠错处理，由此实现传输特性的改善。
实施例5
图12表示本发明的光电场接收器100和使用该光电场接收器的光传输系统的第5实施例。在本实施例中，光发送器300将两组2值数字信息信号302-1、302-2分别施加到两组光相位调制器303-1、303-2中，由此生成了4值相位调制的发送光信号305。
在本实施例的光电场接收器100中，代替将输入光信号分支成两个光信号路径，而使用与光延迟检波器104连接的两个光强度接收器151-1、151-2实现本发明的目的功能。从光强度接收器151-1(151-2)输出的电信号被A/D转换器106-1(106-2)采样，转换成数字信息后，与第4实施例相同地通过前馈均衡(FFE)电路352-1(352-2)进行波形均衡，然后输入到电场再生部111中。
在电场再生部111中，通过减法电路354取得FFE电路352-1、352-2的输出信号的差分，由此生成与平衡型接收的输出信号等价的信号(r(n)r(n-1)sin(Δφ))。此外，在加法电路353中，通过将上述两个信号相加，得到振幅积r(n)r(n-1)。因此，当通过除法器313将除法器354的输出信号除以上述振幅积时，得到y信号的sin(Δφ)，以下，能够通过与第1实施例相同的处理来再生光电场的相位成分。
另一方面，向电场振幅判定电路355输入振幅成分r(n)r(n-1)，在电场振幅判定电路355内部，将输入信号逐次除以前一次判定的振幅值r(n-1)，由此能够得到r(n)。在该运算中，需要r(n)的初始值，但初始值可以通过例如在光信号的标头部中使用已知的特定模式，或者基于学习的推定等来确定。这样的逐次除法运算容易累积计算误差，因此，为使振幅值不具有大的误差，例如最好使用判定反馈来进行反馈补偿，以使振幅始终成为适当的值。
本实施例的结构乍一看与非专利文献4的结构类似，但相对于本发明将相位检测作为基础，在非专利文献4中将频率检测作为基础，电场再生原理或者其动作、特性、参数的范围有很大不同。
例如，在图12的结构中，为了推定接收的光信号的振幅信息，需要振幅推定电路355等电路。此外，在接收相同符号速率(例如，10G符号/秒)的信号时，需要的光干涉计(光延迟电路)的延迟量Td在非专利文献4中成为5ps，与之相对，在本发明中大约成为50ps的十倍的值。如已经说明那样，需要的采样周期也有明显的差异。
在本实施例和非专利文献4中，在性能方面也有很大区别，在本实施例中，由于逐次比较相位，因此相位旋转量的检测精度高、可以应用到4值相位调制等。另一方面，在本实施例中，时间Td的相位旋转量被限制在±π/2，受在非专利文献4中没有表现的限制。结果，本实施例的光电场接收器100产生与限制了发送侧的相位旋转量的相位调制组合等特有的限制。
实施例6
图13表示应用本发明的光电场接收器的波长多路光传输系统的1个实施例。
波长多路传输装置220A包含与波长合波器223A结合的光发送器226-1A～226-3A、以及与波长分波器224A结合的本发明的光电场接收器200-1A～200-3A。此外，波长多路传输装置220B包含与波长合波器223B结合的光发送器226-1B～226-3B、以及与波长分波器224B结合的本发明的光电场接收器200-1B～200-3B。
波长多路传输装置220A、220B通过上行光传输路径和下行光传输路径连接。上行光传输路径由光纤206-1～206-3和光增幅器225-1、225-2构成，下行光传输路径由光纤206-4～206-6和光增幅器225-3、225-4构成。
波长多路传输装置220A的光发送器226-1A、226-3A分别通过不同的波长λ1～λ3发送光信号。这些光信号在通过波长合波器223A进行合波后被输出到上行光传输路径，通过正对的光传输装置220B的波长分波器224B按每一波长进行分离后被输入到光电场接收器200-1B～200-3B中。另一方面，波长多路传输装置220B的光发送器226-1B、226-3B也分别通过不同的波长λ1～λ3发送光信号。这些光信号在通过波长合波器223B进行合波后被输出到下行光传输路径，通过光传输装置220A的波长分波器224A按每一波长进行分离后被输入到光电场接收器200-1A～200-3A中。另外，在上行光传输路径和下行光传输路径中，多路复用的光波长不同。
波长多路传输装置220A(220B)具有终端控制部221A(221B)和数据库222A(222B)。在光发送器226-1A～226-3A(226-1B～226-3B)以及光电场接收器200-1A～200-3A(200-1B～200-3B)中，从外部输入发送数据，或者向外部输出接收数据，但在附图中省略了。在数据库222A(222B)中与接收波长λ1～λ3相对应地，存储有表示形成光传输路径的各光纤的波长分散量的数据表。
图14表示通过终端控制部221A(221B)执行的补偿量设定程序的流程图。在波长多路传输装置的启动/复位时、或者收发器226(226-1A～226-3A)、200(200-1A～200-3A)被复位时，执行该程序。
终端控制部221A从数据库222A读取波长分散量数据表，并将用于确定波长信道的参数i设定成初始值“1”(步骤601)。终端控制部221A检查参数i的值(步骤602)，在参数i超过在光纤传输路径中被多路复用的信道数N(在图21中N＝3)时，结束该程序。
当参数i为N以下时，终端控制部221A根据与波长分散量数据表所示的第i信道的波长λi相对应的各光纤的波长分散量，计算出沿着接收光传输路径(终端控制部221-1的情况下为下行光传输路径)的全部光纤的总波长分散量Di(步骤603)。此后，对第i信道(波长λi)的光电场接收器200-iA的端子207设定补偿量“-Di”，并启动光电场接收器200-iA。终端控制部221A对参数i的值进行增量(i＝i+1)，重复步骤602～604，直到参数i超过多路复用信道数N为止。
根据本实施例，光电场接收器200-1A～200-3A能够从启动时开始高精度地推定波长分散补偿量，所以不需要自适应控制。假设，即使使用了自适应控制，也能够在段时间内迁移到最佳的控制状态，可以防止误动作。
实施例7
图15表示应用本发明的光电场接收器的由多个光分插复用装置(ADM)230-1～230-4构成的光网络结构的1个实施例。光分插复用装置230-1～230-4通过光纤传输路径206-1～206-4被连接成环状。
在使用光分插复用装置或光交叉连接装置的光网络中，存在光信号路径被动态变更的可能性。在本实施例中，在光信号路径的变更时，通过与光分插复用装置230-1连接的控制台231，对受到路径变更的影响的光接收器200中的分散补偿量进行适当化。222是针对构成网络的全部光纤，记录每一波长的波长分散值的数据库222。在光信号路径被变更时，控制台231访问数据库222，计算出与新的光信号路径和使用波长相对应的总波长分散值，并将其经由网络，作为分散补偿量而分发到与成为新路径的终端的光分插复用装置(230-2～230-4)连接的光接收器200(200-1～200-3)。
例如，在图15中，从光发送器200-3输出的波长为λ3的光信号被输入到光分插复用装置230-4中，经由沿着光路径232-3的三个光纤传输路径206-1、206-2、206-3，到达与光分插复用装置230-3连接的光电场接收器200-3。当光路径232-3是新路径时，控制台231从数据库222读取与波长λ3相对应的光纤传输路径206-1、206-2、206-3的波长分散量，将由该波长分散量的合计值决定的补偿量的设定信号，通过以虚线表示的通信路径233-3通知给光电场接收器200-3。补偿量设定信号被输入到补偿量设定端子207-3，由此，在光电场接收器200-3的电场补偿电路202中设定最佳的分散补偿值。
根据实施例，由于即使在切换了光网络上的光路径的情况下，也能够立即从控制台向成为光路径的终端的光电场接收器200-3设定适当的补偿量，所以能够大幅减少通信的中断时间。另外，从控制台设定的分散补偿值的精度不充足时，将该值作为初始值，通过自适应控制进行最佳化即可。
产业上的可利用性
本发明能够应用到光通信领域中的强度调制信号或者2值相位调制信号的接收和传输劣化的补偿、多值调制信号的接收和传输劣化的补偿。
权利要求书(按照条约第19条的修改)
按PCT19条的修改
散特征、高次的波长分散特性、光纤非线性效应、或者该传输路径的波段限制中的至少一个进行补偿。
9.(补正后)根据权利要求1或4所述的光电场接收器，其特征在于，
具有以下单元，该单元用于对所述光延迟检波器的相位量、上述第1、第2光信号中的至少一方的传输路径的长度、上述第1、第2电信号中的至少一方的相位、或者该电信号的偏移量、增益、线性·非线性自适应补偿电路的系数进行稳定化控制，以使所述第1、第2光接收器的输出信号的时间平均值成为零，根据所述计算出的光电场的振幅和相位、或者同相成分和正交成分而再生的电场信号的波形上下对称，或者该再生的电场信号的相位成分的时间变动达到最小。
10.一种光传输装置，其特征在于，
具有权利要求1或者权利要求4中所述的光电场接收器、和发送通过所述符号速度R的信息信号调制的光信号的光发送器，
上述光信号的调制时的消光比大于0.15，
上述光信号的上述时间Td内的相位旋转量在90度以下。
11.根据权利要求10所述的光传输装置，其特征在于，
所述光信号的调制方式是2值的光强度调制、2值的相位调制、或者多值的振幅以及相位调制中的任意一个。

Claims (11)

1.一种光电场接收器，接收通过符号速度R的信息信号调制的光信号，其特征在于，
具有：
光分支器，其将接收的光信号分支成第1、第2光信号；
光延迟检波器，其通过延迟时间Td对上述第1光信号进行延迟检波，且将上述第1光信号的相位移位+90度或者-90度；
第1光接收器，其接收从上述延迟检波器输出的上述第1光信号，转换成第1电信号；
第2光接收器，其接收上述第2光信号，转换成第2电信号；以及
运算电路，其根据上述第1以及第2电信号，计算出上述接收的光信号的光电场的振幅以及相位、或者同相成分以及正交成分，
上述光延迟检波器的延迟时间Td是Td≧1/(5R)，
从上述光分支器到运算电路为止的上述第1以及第2光信号的传送时间差在上述延迟时间Td以下。
2.根据权利要求1所述的光电场接收器，其特征在于，
所述第1光接收器是平衡型光接收器。
3.根据权利要求1所述的光电场接收器，其特征在于，
所述运算电路，将从所述第1光接收器输出的第1光信号的振幅dQ(t)，除以根据从所述第2光接收器输出的第2光信号的振幅AM(t)和比其提前时间T的第2光信号AM(t-T)而得的量(sqrt AM(t)·sqrt AM(t-T))，由此进行归一化后，通过进行反正弦运算，计算出所述接收光信号的相位。
4.一种光电场接收器，接收通过符号速度R的信息信号调制的光信号，其特征在于，
具有：
光分支器，其将接收的光信号分支成第1、第2光信号；
光延迟检波器，其通过延迟时间Td对上述第1光信号进行延迟检波，且将上述第1光信号的相位移位+90度或者-90度；
第1光接收器，其接收从上述延迟检波器输出的上述第1光信号，转换成第1电信号；
第2光接收器，其接收上述第2光信号，转换成第2电信号；以及
运算电路，其根据上述第1、第2电信号的差成分以及和成分，计算出上述接收光信号的光电场的振幅以及相位、或者同相成分以及正交成分，
上述光延迟检波器的延迟时间Td是Td≧1/(5R)，
从上述光分支器到运算电路为止的上述第1、第2光信号的传送时间差在上述延迟时间Td以下。
5.根据权利要求1或4所述的光电场接收器，其特征在于，
具有A/D转换器，其将通过所述第1、第2接收器接收到的第1、第2光信号转换成数字信号，
上述A/D转换器的采样时间Tsa在2Td以下，
所述运算电路通过数字运算电路、IC电路、或者程序中的任意一个构成。
6.根据权利要求1或4所述的光电场接收器，其特征在于，
具有：
光电场补偿电路，其针对通过所述运算电路计算出的光信号的光电场的振幅以及相位、或者同相成分以及正交成分的信息信号，进行所述光信号的传输路径的传送特性的逆运算；以及
为使上述光电场补偿电路的补偿量固定、或者使上述光信号的接收状态达到最佳，而自动控制该补偿量的单元。
7.根据权利要求1或4所述的光电场接收器，其特征在于，
具有：
光电场补偿电路，其针对通过所述运算电路计算出的光信号的光电场的振幅以及相位、或者同相成分以及正交成分的信息信号，进行所述光信号的传输路径的传送特性的逆运算；以及
用于从外部设定上述光电场补偿电路的补偿量、补偿算法或者初始设定值的单元。
8.根据权利要求6或7所述的光电场接收器，其特征在于，
所述光电场补偿电路，在所述光信号的传输路径的传送特性中，对波长分散特征、高次的波长分散特性、光纤非线性效应、或者该传输路径的波段限制中的至少一个进行补偿。
9.根据权利要求2或4所述的光电场接收器，其特征在于，
具有以下单元，该单元用于对所述光延迟检波器的相位量、上述第1、第2光信号中的至少一方的传输路径的长度、上述第1、第2电信号中的至少一方的相位、或者该电信号的偏移量、增益、线性·非线性自适应补偿电路的系数进行稳定化控制，以使所述平衡型光接收器中的差动输出信号或者两个输出信号的差成分的时间平均值成为零，根据所述计算出的光电场的振幅和相位、或者同相成分和正交成分而再生的电场信号的波形上下对称，或者该再生的电场信号的相位成分的时间变动达到最小。
10.一种光传输装置，其特征在于，
具有权利要求1或者权利要求4中所述的光电场接收器、和发送通过所述符号速度R的信息信号调制的光信号的光发送器，
上述光信号的调制时的消光比大于0.15，
上述光信号的上述时间Td内的相位旋转量在90度以下。
11.根据权利要求10所述的光传输装置，其特征在于，
所述光信号的调制方式是2值的光强度调制、2值的相位调制、或者多值的振幅以及相位调制中的任意一个。
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