CN101383564B - 半导体集成电路、pwm信号输出装置及电力变换控制装置 - Google Patents

Abstract

一种半导体集成电路、PWM信号输出装置及电力变换控制装置，提供能够补偿主要由开关元件中的电压下降引起的电压误差的同时管理PWM信号的转换定时、能够将软件运算负荷的增减以及硬件电路的追加部分抑制到最小限度的PWM调制形电力变换器的控制技术。在具有产生PWM信号的PWM信号产生机构的半导体集成电路中，作为PWM定时器单元(100)具有：对从外部比PWM信号延迟输入的脉冲信号的脉冲宽度进行计数的计数器(103A)、与PWM信号同步地取入计数器(103A)的计数器值的寄存器(103B)、以及将成为从外部输入的脉冲信号的源信号的模拟信号变换为数字信号的A/D变换机构(104)。

Description

半导体集成电路、PWM信号输出装置及电力变换控制装置

技术领域

本发明涉及一种利用脉冲宽度调制(PWM调制)信号来控制的电力变换器的PWM信号产生技术，特别是涉及适用于对由空载时间以及开关元件的延迟等引起的施加电压误差进行补偿的PWM调制形电力变换器的控制装置的有效的技术。

背景技术

例如，在电力变换器的PWM信号产生技术中，在对电力变换器进行PWM控制的情况下，为了防止由在电源间串联连接的开关元件的转换(switching)延迟引起的短路，必须对PWM信号附加空载时间，然而，在该空载时间的影响下电力变换器的输出电压变得与电压指令值不一致，并且成为负载电流波形中产生失真的原因。

因此，作为对这些空载时间的影响进行补偿的方法，提出了对电压指令值根据负载电流极性来补偿预先设定的补偿量的方式、反馈电力变换器的输出电压来进行补偿的方式等很多补偿方法。

关于上述补偿预先设定的校正量的方式，由于设定的校正量和实际的开关元件的动作速度之间的偏差等而产生误差，无法进行正确的补偿。另外，作为反馈输出电压来进行补偿的方式，已知利用硬件来实现的方式(例如专利文献1)和利用软件来实现的方式(例如专利文献2)。并且，还提出了专利文献3等技术。

专利文献1：日本特开2000-312486号公报

专利文献2：日本特开2001-352764号公报

专利文献3：日本特开2006-158064号公报

使用图11～图13来说明上述的利用硬件来实现的方式、利用软件来实现的方式的一例。图11～图13都是本发明人以本发明为前提进行研究的图，图11示出了利用硬件实现的马达驱动装置的全体结构图，图12示出了图11的动作时的时序图，图13示出了利用软件来实现的马达驱动装置的框图。

在图11中，马达驱动装置包括：使用微型计算机等来输出PWM信号的PWM信号产生部7、放大PWM信号来驱动开关元件9的驱动电路2、连接在直流电源上的逆变器电路3、马达4、将逆变器电路3的相电压的电平作为输出电压脉冲信号而输出的电压检测电路5、输出根据从PWM信号产生部7输出的PWM信号和电压检测电路5的输出电压脉冲信号进行了空载时间补偿的校正PWM信号的空载时间补偿电路6等。

图12是示出了由上述空载时间补偿电路6进行的动作的时序图(表示一相(U相)部分)，表示将作为载波信号的三角波和电压指令进行比较而作成的PWM信号Ur、对PWM信号Ur和从电压检测电路5输出的输出电压脉冲信号Uf的时间差进行计数的上下计数器值(以下称为计数器值)、根据上述计数器值进行了空载时间补偿的校正PWM信号Up、Un(逆变器的上臂用信号Up和下臂用信号Un)、以及从电压检测电路5输出的输出电压脉冲信号Uf，在“起动”中进行本电路的起动，在“电流极性变化”中示出了流过马达4的电流的极性从正变为负的状态。

如图12，能够对空载时间、开关元件9的延迟进行补偿而得到与PWM信号Ur相同脉冲宽度Tr的输出电压脉冲信号Uf。

但是，由于本方式相对于PWM信号Ur进行延迟而输出校正PWM信号Up、Un，因此PWM信号Ur的相位和校正PWM信号Up、Un的相位中产生偏差，另外，该偏差的关系不是固定的。换句话说，无法对由PWM信号产生部7实际输出的PWM信号进行管理。

在马达控制中，由于以马达的转子的位置(相位)为基准来计算电压相位而施加电压，因此如果不按计算那样输出电压相位，则该值也被表现为电压误差。另外，在使马达电流与PWM信号的定时同步而进行检测的电流检测法中，对于PWM信号Ur，实际输出的校正PWM信号Up、Un的定时不同(不固定)，因此难以进行如上所述的电流检测法。另外，逆变器的输出相电压仅利用脉冲信号来进行处理，因此无法补偿主要由开关元件9中的电压下降引起的电压误差。并且，需要上述硬件电路，无法避免外部电路的增加、成本增加。

相对于利用上述硬件来实现的方式，在利用图13所示的软件来实现的方式中，不存在上述的问题点。本方式是如图13所示向电流控制环路的内侧装入电压控制环路而控制为使相电压成为按照电压指令值那样的方式，由于利用软件来进行，因此能够对输出的PWM信号的定时进行管理。

但是，本方式在PWM信号输出处理中需要非常大的运算负荷，利用通用且廉价的微型计算机等不容易实现。另外，在上述电压控制中使用PI控制，还需要进行该增益调整等。

如上所述，以往的利用硬件来实现的方式、利用软件来实现的方式中的问题点是，对输出的PWM信号实际施加的校正PWM信号的定时不同，另外其定时不固定，由此无法进行当进行了空载时间补偿时的PWM信号的定时管理，伴随着外部电路的增加而增加成本，以及增加软件处理的运算负荷。另外，在上述专利文献3的技术中也可知无法补偿主要由开关元件中的电压下降而引起的电压误差。

发明内容

因此，本发明的目的在于解决这些问题，提供一种能够补偿主要由开关元件中的电压下降引起的电压误差的同时管理PWM信号的转换定时、能够将软件运算负荷的增减以及硬件电路的追加部分抑制到最小限度的PWM调制形电力变换器的控制技术。

本发明的上述以及其它目的和新的特征从本说明书的记述以及附图可明确。

在本申请中公开的发明之中，当简单说明代表性发明的概要时如下。

即，代表性发明的概要是，具有产生PWM信号的PWM信号产生机构的半导体集成电路具备：计数器，其对从外部比PWM信号延迟输入的脉冲信号的脉冲宽度进行计数；寄存器，其与PWM信号同步地取入计数器的计数器值；以及A/D变换机构，其将成为从外部输入的脉冲信号的源信号的模拟信号变换为数字信号。

并且，具备存储将电压指令值变换为时间数据的PWM电压指令时间值、PWM信号产生机构中设定的PWM设定时间值、寄存器的寄存器值以及A/D变换机构的A/D变换结果值的存储机构，使用将电力变换器的输出电压的电压电平作为输出电压脉冲信号而检测的电平检测机构，将输出电压脉冲信号作为外部脉冲信号而提供给半导体集成电路，另外，利用半导体集成电路内的A/D变换机构将电力变换器的输出电压值变换为数字信号，在每个周期执行的周期软件处理中使用寄存器值、A/D变换结果值、PWM电压指令时间值以及PWM设定时间值，通过算出下次的PWM设定时间值并设定而能够实现。

在此，与PWM信号产生机构的载波周期同步地执行周期处理，计数器、寄存器以及A/D变换机构成组，且至少具有一组。

另外，计数器能够对进行计数的脉冲信号的电平(“Hi”或者“Low”)进行选择，从而能够对任意的电平进行计数。

A/D变换机构在内部具备放大所输入的模拟信号的电路，在源信号或者放大后的信号之中，对选择的信号进行A/D变换。此时，将放大电路的放大增益设定为偶数倍或者1/偶数倍。

上述下次的PWM设定时间值的算出方法以下面的两个阶段进行。首先，根据A/D变换结果值求出与基准直流电压值的误差电压，作成相加误差电压部分后的电压指令值。接着，求出根据寄存器值得到的脉冲信号的脉冲宽度时间和PWM设定时间值的误差，根据该误差和PWM电压指令时间值算出下次的PWM设定时间值。或者还有如下方法：求出脉冲宽度时间和PWM电压指令时间值的误差，根据该误差和PWM设定时间值来算出下次的PWM设定时间值。

另外，当具备PWM信号输出装置和由将直流电力变换为交流电力的两个以上的开关元件构成的电力变换电路时，通过具备存储机构，从而能够判断开关元件的异常，其中，所述存储机构输出作为PWM信号而预先决定的模式的信号，根据此时的脉冲宽度时间和PWM设定时间值或者PWM电压指令时间值来求出误差时间，并作为两个以上的开关元件的延迟时间而进行存储。

如上所述，通过划分利用硬件电路进行的部分和利用软件处理进行的部分，维持半导体集成电路的通用性，并且一面进行运算负荷的减轻一面实现了空载时间补偿。由此，外部电路的追加成为所需最小限度，能够进行PWM信号的定时管理，还能够减轻运算负荷。

并且，还适用于使用了具有PWM信号产生机构的半导体集成电路的PWM信号输出装置、具有PWM信号产生机构和半导体集成电路、以及电平检测机构和将其源信号输入到半导体集成电路中的机构的电力变换控制装置等。

在本申请中公开的发明之中，当简单说明通过代表性发明得到的效果时如下。

即，通过代表性发明得到的效果是，由半导体集成电路的硬件电路具备需要处理速度的计数器功能和取入其值的寄存器功能、以及对电力变换器的输出电压值进行A/D变换的功能，利用软件处理来进行电压误差的补偿以及对PWM定时器的设定处理，从而能够补偿主要由开关元件中的电压下降引起的电压误差并同时能够管理PWM信号的转换定时，能够将软件运算负荷的增加以及硬件电路的追加部分抑制到最小限度。因而，能够以简单的电路结构和软件处理来进行输出电压补偿以及空载时间补偿。

另外，通过代表性发明得到的其它效果是，能够维持半导体集成电路的通用性，能够作为廉价的半导体集成电路而实现。

附图说明

图1是在本发明的实施方式1中表示马达驱动装置的整体结构图。

图2是在本发明的实施方式1中表示电压检测电路的结构图。

图3是在本发明的实施方式1中表示PWM定时器单元的概要内部结构图。

图4是在本发明的实施方式1中表示A/D变换机构的内部结构图。

图5是在本发明的实施方式1中表示空载时间补偿方法的概要流程图。

图6是在本发明的实施方式1中表示空载时间补偿方法的动作时的时序图。

图7是在本发明的实施方式1中表示A/D变换定时的第1例的时序图。

图8是在本发明的实施方式1中表示A/D变换定时的第2例的时序图。

图9是在本发明的实施方式2中表示转换速度的分散测定方法的概要流程图。

图10是在本发明的实施方式2中表示转换速度的分散测定方法的动作时的时序图。

图11是作为本发明的前提而研究的、表示利用硬件来实现的马达驱动装置的整体结构图。

图12是作为本发明的前提而研究的、表示图11的动作时的时序图。

图13是作为本发明的前提而研究的、表示利用软件来实现的马达驱动装置的框图。

附图标记说明

1：控制电路；2：驱动电路；3：逆变器电路：4：马达；5：电压检测电路；6：空载时间补偿电路；7：PWM信号产生部；9：开关元件；51～54：电阻；55：比较器；100：PWM定时器单元；101：PWM设定时间寄存器；102：PWM定时器；103：输出电压脉冲宽度计数单元；103A：计数器；103B：寄存器；104：A/D变换机构；104A：A/D变换控制电路；104B：寄存器；105：ROM；301A～301C：放大器；302：放大增益选择机构；303：放大增益设定寄存器；304：A/D变换控制机构。

具体实施方式

下面根据附图详细说明本发明的实施方式。此外，在用于说明实施方式的所有图中，对相同的部件原则上标记相同的符号，并省略其重复说明。

<实施方式1>

在本实施方式中作为例子示出了如下情况：在使PWM设定时间变小时使PWM信号的上臂侧的流通率增加的PWM定时器的设定下，输出电压脉冲信号的“Hi”电平是上臂侧导通期间，对该“Hi”的电平进行计数。将这个作为第一事例。

首先，说明本发明所涉及的电力变换控制装置的实施方式1。图1示出了作为电力变换控制装置的马达驱动装置的整体结构图。本实施方式的马达驱动装置(电力变换控制装置)包括：使用了微型计算机(半导体集成电路)的控制电路(PWM信号输出装置)1、放大从控制电路1输出的PWM信号而对后述的逆变器电路3的开关元件9进行驱动的驱动电路2、由开关元件9构成的逆变器电路(电力变换电路)3、马达4、将逆变器电路3的输出电压的电平作为输出电压脉冲信号而输出、并且将输出电压值作为相电压信号而输出的电压检测电路5等。在逆变器电路3上施加直流电压Edc。

图2表示上述电压检测电路5的电路结构图(一相(U相)部分)。电压检测电路5由电阻51～54以及比较器55等构成，将直流电压Edc和端子电压进行比较而输出输出电压脉冲信号Uf，并且输出输出电压信号Ua。

图3表示上述控制电路1内所具备的PWM定时器单元(PWM信号产生机构)100的概要内部结构图。PWM定时器单元100包括：PWM设定时间寄存器101、以PWM设定时间寄存器101的值为基础而与三角波载波信号进行比较从而输出六相的互补PWM信号202的PWM定时器102、由对从外部端子输入的输出电压脉冲信号203的输出电压脉冲宽度进行计数的计数器103A和根据来自PWM定时器102的触发信号201来取入上述计数器103A的值的寄存器103B构成的输出电压脉冲宽度计数单元103、由利用A/D变换控制电路104A将从外部端子输入的相电压信号(模拟信号)204变换为数字信号并保存其A/D变换结果的寄存器104B构成的A/D变换机构104、以及保存用户程序等的ROM105等。

计数器103A具有能够对进行计数的脉冲信号的电平进行选择的电平选择机构。

寄存器103B具有与载波信号同步地取入计数器103A的计数器值、并可选择取入的周期的取入周期选择机构等的功能。

A/D变换机构104将输出电压脉冲信号203的电平发生变化的定时、互补PWM信号202的电平发生变化的定时等作为触发而开始A/D变换。此外，A/D变换机构104连续地进行A/D变换也是有效的。

图4表示上述A/D变换机构104的内部结构图(表示一相(U相)部分)。被输入的相电压信号Ua原样或者通过放大器被输入到放大增益选择机构302。所输入的信号在本实施方式中是4种(照原样的信号(1倍)、通过放大增益2的放大器301A的信号(2倍)、通过放大增益4的放大器301B的信号(4倍)、通过放大增益1/2的放大器301C的信号(1/2倍))。关于放大器的增益，当考虑安装到半导体集成电路时理想的是偶数倍或者1/偶数倍，但当然也可以是其它放大增益。放大增益选择机构302按照放大增益设定寄存器303的设定，从多个输入值中将所希望的输入值输出到A/D变换控制机构304。在A/D变换控制机构304中，将所输入的模拟信号变换为数字信号，并将其结果保存到寄存器104B中。

虽然未图示，在控制电路1内除了PWM定时器单元100之外还包括CPU、RAM(存储单元)等构成微型计算机的通常的功能块。在该ROM中存储将电压指令值变换为时间数据的PWM电压指令时间值、PWM定时器单元100中设定的PWM设定时间值、寄存器103B的寄存器值、A/D变换机构104的A/D变换结果值等。

在此，在本实施方式中，虽然将计数器103A设定为向上计数器，但也可以设定为向下计数器。此时，后述的输出电压脉冲宽度Tf运算不同。

另外，PWM设定时间寄存器101、输出电压脉冲宽度计数单元103、以及A/D变换单元104具有3组结构而用作U相、V相、W相。

向寄存器103B取入计数器值的取入周期由触发信号201决定，可从三角波载波信号的峰、谷、以及峰谷双方的3种之中进行选择。在本实施方式中设定为峰谷双方。另外，计数器103A的时钟也是可选择的。但是理想的是将上述时钟设定为与PWM定时器102的时钟相同、或者设定为偶数倍或1/偶数倍。

另外，在实际的PWM定时器单元100中，由各种设定寄存器、空载时间用时间设定寄存器等很多寄存器构成，在本实施方式中进行了省略。

图5表示使用图3所示的PWM定时器单元100来实现的空载时间补偿方法的概要流程图。本处理(步骤(1)～(9))是以PWM载波信号周期进行起动的中断产生机构的中断处理。在本实施方式中以谷中断处理进行了记载。基于由构成微型计算机的CPU执行的控制程序，来控制该空载时间补偿方法中的各处理。另外，以下说明的处理需要按各相部分进行，但由于是全部相同的处理，因此在此只说明一相(U相)部分。

在步骤(1)中，进行逆变器电路3输出的三相的电压指令值的算出。由于已知各种三相电压指令值的算出方法，因此在此省略。

在步骤(2)中，求出逆变器的输出电压的误差电压。在作成互补PWM信号时，设连接在逆变器电路3上的直流电压Edc原样从逆变器输出。但是，实际上由于开关元件9的电压下降等而小于直流电压Edc。因此，检测上下各个开关元件9导通时的逆变器输出电压值，求出从逆变器输出的实际的相电压，求出输出电压的误差电压。运算式如下。

ΔVon＝Edc-(Vau-Val)……(1)

在此，

ΔVon：与基准直流电压值的误差电压电压值；

Edc：基准直流电压值；

Vau：上臂导通时的逆变器输出电压值；

Val：下臂导通时的逆变器输出电压值。

在步骤(3)中，使用在步骤(2)中求出的误差电压，如下式进行电压指令值的校正。

V^**＝V^*+ΔVon    ……(2)

在此，

V^*：电压指令值(在步骤(1)中算出)；

V^**：补偿后的电压指令值。

在步骤(4)中，根据PWM设定时间寄存器101中设定的时间数据进行误差时间运算用的PWM设定时间Tset(i)数据的算出。在此，实际上算出PWM设定时间寄存器101中设定的当前值和上次中断时的设定值(上次处理时保存到RAM中)的平均值。并且，将当前值作为下次运算时使用的上次值而保存到RAM中。

在此虽然求出平均值，但这是因为即使对PWM设定时间寄存器101进行设定，实际上直到反映到PWM定时器102并被输出为止也存在半周期的偏差。换句话说，因为在变更了设定值的周期中，上次设定值和本次设定值的PWM信号一半一半地被输出。此外，在设定了PWM设定时间数据的瞬间，数据被反映到PWM定时器102中的情况下，不需要运算平均值，只要当前值即可。

在步骤(5)中，根据在步骤(3)中算出的补偿后的电压指令值来进行作为时间换算值的PWM电压指令时间Tc的算出。在此，根据PWM载波频率和PWM定时器102的时钟频率的关系，算出与电压指令相当的时间数据。

在步骤(6)中，算出输出电压脉冲宽度时间Tf。

在步骤(7)中运算误差时间ΔT，在步骤(8)中运算对PWM设定时间寄存器101设定的设定时间Tset(i+1)。

在此，上述步骤(7)和(8)的运算方法根据PWM定时器102的设定和测定的输出电压脉冲信号的电平设定而不同。

具体地说，在PWM设定时间的大小和例如上臂侧流通率的大小的关系、以及输出电压脉冲信号的电平和上臂侧或下臂侧导通期间的关系中，有4种组合。

在本实施方式中，作为第一事例，在当使PWM设定时间变小时PWM信号的上臂侧的流通率增加的PWM定时器的设定下，输出电压脉冲信号的“Hi”电平是上臂侧导通期间，在对该“Hi”电平进行计数的情况下，PWM设定时间寄存器中设定的时间数据相当于PWM的上臂侧导通的时间，输出电压脉冲信号计数器值对PWM上臂侧的导通时间进行计数。因此，有必要考虑上述内容来进行上述步骤(7)和(8)的运算。下面示出运算的一例。在此，将PWM电压指令时间设为算出上臂侧的导通时间。

作为本实施方式的设定的第一事例，能够利用

ΔT(i)on＝Tc(i+1)on-Tf(i)on          ……(3)

Tset(i+1)off＝Tset(i)off-ΔT(i)on    ……(4)

或者

ΔT(i)on＝[1-Tset(i)off]-Tf(i)on     ……(5)

Tset(i+1)off＝Tc(i+1)on+ΔT(i)on     ……(6)

来进行运算，在此，

ΔT(i)on：误差时间(上臂侧导通时间基础)

Tc(i+1)on：更新后的PWM电压指令时间值(上臂侧导通时间基础)

Tf(i)on：输出电压脉冲宽度时间值(上臂侧导通时间基础)

Tset(i)off：PWM设定时间值(上臂侧截止时间基础)

Tset(i+1)off：更新的PWM设定时间值(上臂侧截止时间基础)

作为第二事例有如下情况：PWM定时器设定与上述相同，对输出电压脉冲信号的“Low”电平进行计数。作为第三事例有如下情况：与第一和第二事例相反，在当使PWM设定时间变小时PWM信号的上臂侧的流通率减少的PWM定时器的设定下，输出电压脉冲信号的“Hi”电平是上臂侧导通期间，对该“Hi”电平进行计数。作为第四事例有如下情况：PWM定时器设定与第三事例相同，输出电压脉冲信号的“Low”电平是下臂侧导通期间，对该“Low”电平进行计数。根据如上所述的PWM定时器的设定和对输出电压脉冲信号进行测定的电平以及PWM电压指令时间值，具有各种组合的运算方法，但都能够仅通过加减运算来进行，没有复杂的运算处理。换句话说，运算负荷少，即使是廉价的通用计算机也容易实现。另外，PWM定时器的设定、输出电压脉冲信号的测定电平等在决定了系统的构成时被固定，动作过程中没有变更，运算方法能够决定为一种。

在此，本实施方式以第一事例进行设定，因此在步骤(7)中，按照式(5)从在步骤(4)中算出的设定时间减去在步骤(6)中算出的输出电压脉冲宽度时间Tf来算出误差时间ΔT。或者，也可以按照式(3)从在步骤(5)中算出的PWM电压指令时间Tc减去在步骤(6)中算出的输出电压脉冲宽度时间Tf来算出误差时间ΔT，在这种情况下，接下来的步骤(8)的运算不同。

在步骤(8)中，按照式(6)，根据在步骤(7)中算出的误差时间ΔT和在步骤(5)中算出的PWM电压指令时间Tc来算出对PWM设定时间寄存器101设定的设定时间。或者，按照式(4)，根据在步骤(7)中算出的误差时间ΔT和在步骤(4)中算出的PWM设定时间来算出对PWM设定时间寄存器101设定的设定时间。

在步骤(9)中，将在步骤(8)中算出的设定时间设定到PWM设定时间寄存器101。

图6表示上述空载时间补偿方法的动作时的时序图。以具有两个仅空载时间时间间隔不同的三角波的双载波(double carrier)方式记载了PWM产生用的三角波载波信号。并且，为了得到用于考察而不附加空载时间的情况下的波形，在双载波的中心记载了三角波信号(虚线)。

图6结合对软件处理及PWM定时器的实际的反映定时，从上起记载了根据误差电压补偿后的电压指令值算出的PWM电压指令时间值Tc(单点划线)、根据电压指令值算出的PWM电压指令时间值Tc0(虚线)、实际上与三角波进行比较的PWM设定时间值Tset(实线)、双载波的三角波、将上述PWM电压指令时间值Tc0与上述基准三角波信号进行比较而得到的本来想要输出的基准PWM信号U00(虚线)、将上述PWM电压指令时间值Tc和上述基准三角波信号进行比较而得到的误差电压补偿后PWM信号U0(单点划线)、将上述PWM设定时间值Tset和上述双载波信号进行比较而得到的实际输出的上臂PWM信号Up、下臂PWM信号Un、从上述电压检测电路5得到的输出电压脉冲信号Uf、对上述输出电压脉冲信号的“Hi”电平脉冲宽度进行计数的计数器值。

上述计数器值取入到寄存器的取入定时设定为PWM载波的峰谷双方的周期。另外，PWM定时器设定为在PWM载波的谷周期利用中断处理进行设定值的运算以及对寄存器的设定等，在PWM载波的峰周期反映到实际上与三角波信号进行比较的寄存器。

此外，同时进行误差电压的补偿和脉冲宽度的调整，但是在本说明中分别进行说明。

首先，在定时(1)～(4)中说明脉冲宽度的调整。为了便于说明，设该期间中的直流电压值是理想的值(也就是说基准直流电压值Edc)且没有变动。也就是说，本来想要输出的基准PWM信号U00和误差电压补偿后PWM信号U0相等。在该期间，省略根据基准PWM信号U00和电压指令值算出的PWM电压指令时间值Tc0的图示。

定时(1)以前示出了如下状态：马达电流极性是正，逆变器输出电压遵从上臂PWM信号Up，已经进行电压误差和空载时间、开关元件的延迟等的补偿，本来想要输出的基准PWM信号U00的脉冲宽度时间Tc0及误差电压补偿后PWM信号U0的脉冲宽度时间Tc与输出电压脉冲信号Uf的脉冲时间宽度Tf(01)相等。在此，在定时(1)马达电流的极性从正变化为负时，逆变器输出电压遵从下臂PWM信号Un，定时(1)以后，输出电压脉冲信号Uf的脉冲时间增加空载时间量。

在定时(2)中，进行图5中说明的处理，算出设定时间Tset(3)并进行设定。

具体地说，首先如图5的步骤(4)所示，算出当前的设定时间数据。在图6中，算出作为上次中断周期的定时(1)时的设定时间数据Tset(1)与作为此次中断周期的定时(2)时刻的设定时间数据Tset(2)的平均值，并将其设为当前的设定时间数据Tset(12)。由于在定时(2)时刻在设定时间数据中没有变化，因此即使算出平均值也是相同的值。

接着，如图5的步骤(5)所示，由电压指令值算出PWM电压指令时间Tc。在图6中是Tc(2)。在本实施方式的情况下电压指令值固定，因此是相同的值。

接着，如图5的步骤(6)所示，算出输出电压脉冲宽度Tf。在图6中，从在定时(2)时从计数器取入的寄存器值D减去在定时(1)时保存到RAM中的寄存器值B，算出输出电压脉冲宽度Tf(12)。寄存器值C也被自动地取入到寄存器中，但是在此次的运算方法中不使用。

接着，在图5的步骤(7)中，如图5中所说明那样有两种运算方法，但是在遵从式(1)的情况下，从PWM电压指令时间Tc(2)减去输出电压脉冲宽度Tf(12)，并求出误差时间ΔT(12)。由于以上是遵从式(1)，因此在图5的步骤(8)中，根据式(2)从上述算出的设定时间数据Tset(12)减去上述算出的误差时间ΔT(12)，算出设定时间Tset(3)。该值如图5的步骤(9)所示，设定到PWM定时器的寄存器。在此，对于图5中说明的遵从式(3)、(4)的情况下的动作省略说明，但是能够以相同的方法进行运算。

上述设定的设定时间Tset(3)实际上在图6的定时(2A)的时刻被反映，此时PWM信号发生变化。因此，关于从定时(2)到定时(3)的期间的设定时间数据，设定时间数据Tset(2)和设定时间数据Tset(3)的平均值成为正确的值。在此，例如忽略上述而在定时(2A)时刻使用设定时间数据Tset(3)来算出下次设定时间数据Tset(4)时，如图6所示在从定时(3)到定时(4)的期间，PWM电压指令时间值Tc和输出电压脉冲宽度Tf(34)不一致，稍微产生误差。但是，即使是该方法，最终也是一致的。换句话说，在电压指令值不频繁变化的系统中，即使不算出平均值也足够，但是在电压指令值时时刻刻变化的系统中理想的是算出平均值。此外，在每个运算周期运算PWM电压指令时间值Tc，因此不需要平均化。

通过进行以上的运算，在从定时(1)到定时(3)的期间，误差电压补偿后PWM信号U0和输出电压脉冲信号Uf不相等，但是在从下一个定时(3)到定时(4)的期间，本来想要输出的基准PWM信号U00和输出电压脉冲信号Uf相等，即使电流的极性发生变化也能够校正PWM信号，能够输出想要输出的电压值。

接着，说明从定时(4)到(5)的电压校正的顺序。为了便于说明，设在该期间没有电流极性的变化等转换定时的变更，关于脉冲宽度调整省略说明。

首先，如图5的步骤(2)所示，算出误差电压。在后述的定时进行相电压检测，使用上下各个开关元件导通时的逆变器输出电压值的差与基准直流电压值的差，求出误差电压。

接着，如图5的步骤(3)所示，求出补偿后的电压指令值。关于该补偿后的电压指令值，进行从步骤(4)到步骤(9)的处理，实际上在图6的定时(4A)的时刻被反映。其结果，相对于基准PWM信号，误差电压补偿后PWM信号U0的宽度变宽了由开关元件的电压下降等引起的电压误差部分。

相电压检测的定时根据A/D变换机构104的动作而考虑几个。例如，对上臂导通时的相电压以及下臂导通时的相电压分别进行一次A/D变换的情况下，如图7所示通过与上臂PWM信号Up同步地进行A/D变换而检测上臂导通时的输出相电压，通过与谷的定时同步地进行A/D变换而检测下臂导通时的输出相电压。

另一方面，图8表示使A/D变换机构104连续地动作时的情况。将脉冲信号Uf为“Hi”时的A/D变换结果的平均值设为上臂导通时的相电压，将脉冲信号Uf为“Low”时的A/D变换结果的平均值的值设为下臂导通时的相电压。

另外，关于使A/D变换机构104连续地动作的情况，也可以求出微少时间的面积，根据该面积的累加来进行电压校正。在这种情况下，图5的步骤(5)中的PWM电压指令时间值Tc的求出方法发生变化。首先在步骤(2)中根据下式求出微少时间的面积ΔV(N)。

ΔV(N)＝(V(N)+V(N+1))/2×ΔTad  ……(7)

在此，

ΔV(N)：在第N个和第N+1个A/D变换触发中检测出的相电压的微少面积；

V(N)：在第N个A/D变换触发中检测出的相电压值的A/D变换结果；

V(N+1)：在第N+1个A/D变换触发中检测出的相电压值的A/D变换结果；

ΔTad：A/D变换间隔。

接着，在步骤(3)中，累加PWM载波1周期量的该微少面积，在PWM载波1周期中求出从逆变器输出的电压值Vsum。

之后，在步骤(4)中，使用根据该电压值Vsum和在步骤(1)中算出的电压指令值而算出的PWM电压指令时间值Tc0，如下式那样求出PWM电压指令时间值Tc。

Tc＝Tc0+(Edc×Tc0-Vsum)/Edc  ……(8)

在此，Edc：直流电压的电压值。

也就是说，通过使PWM电压指令时间值变大误差电压部分，从逆变器输出的电压变大。

通过使用以上的实施方式，对逆变器电路的空载时间和开关元件的延迟进行补偿，能够防止电压误差并能够消除马达电流的失真。另外，本实施方式中，需要处理速度的输出电压脉冲宽度时间测定中使用微型计算机内置的计数器功能、寄存器功能以及A/D变换功能，需要对PWM信号的定时等进行管理的部分利用软件处理来进行，由此与主要由开关元件中的电压下降引起的电压误差的补偿同时地实现灵活的空载时间补偿，能够实现通用性高的系统。换句话说，能够很好地划分硬件处理和软件处理，从而实现没有降低通用性的微型计算机，并且能够实现可管理转换定时的空载时间补偿。

在以上的实施方式中，关于第一事例按照式(3)、(4)或者式(5)、(6)示出了例子，但是也能够适用于第二事例、第三事例、第四事例。并且，输出电压脉冲信号的“Hi”电平或者“Low”电平与上臂侧或者下臂侧导通的关系相反也可适用。

<实施方式2>

关于本发明所涉及的电力变换控制装置(马达驱动装置)的实施方式2，使用图9和图10来说明各相的转换速度的分散测定和故障诊断。

在本实施方式中，在使PWM设定时间变小时PWM信号的上臂侧的流通率增加的PWM定时器的设定下，输出电压脉冲信号的“Hi”电平是上臂侧导通期间，在对该“Hi”电平进行计数的情况下，PWM设定时间寄存器中所设定的时间数据相当于PWM的上臂侧导通的时间，输出电压脉冲信号计数器值计数PWM的上臂侧的导通时间。另外，计数器值取入到寄存器中的取入定时设定为PWM载波的峰谷双方的周期。

图9表示转换速度的分散测定方法的概要流程图。

在步骤(A)中如下式那样作成三相的电压指令值。

Vu^*＝Vm  ……(9)

Vv^*＝-Vu^*/2……(10)

Vw^*＝-Vu^*/2……(11)

在此，Vm：测定用电压指令值。

在如上式那样提供了三相电压指令值的情况下，各相的电压指令值与基准PWM脉冲信号的波形成为如图10的时序图。在图10的期间A时，只有U相的上臂的开关元件导通，U相的电流极性为正。测定此时的脉冲宽度时间并存储。此外，在图10中，从在定时(8)时从计数器取入的寄存器值R减去在定时(7)时保存到RAM中的寄存器值P，测定输出电压脉冲宽度时间。到此为止的从步骤(B)到步骤(E)为止的处理与在上述实施方式1中示出的图5的从步骤(2)到步骤(6)相同。

之后，在步骤(F)中求出误差时间ΔT，但由于该方法与上述实施方式1中示出的图5的步骤(7)相同，因此省略说明。误差时间ΔT保存到RAM中。

接着，在步骤(G)中判断是否测定了所有相的转换速度。如果没有测定，则从步骤(A)开始对各相进行同样的处理。在此，还作为测定电压而提供-Vm，当对此时的输出电压脉冲信号的“Low”电平进行计数而测定脉冲宽度时间时，可得到下臂的转换特性。

如果能够将各相的误差时间作为延迟时间值而存储，则进入步骤(H)的异常判断处理。在步骤(H)中，将各相的误差时间与预先设定的基准值进行比较，在从基准值偏离的情况下，判断为驱动器电路或开关元件的不良。

通过使用以上的实施方式，与上述实施方式1同样地，能够补偿逆变器电路的空载时间和开关元件的延迟，能够防止电压误差并消除马达电流的失真。另外，需要处理速度的输出电压脉冲宽度时间测定中使用微型计算机内置的计数器功能和寄存器功能以及A/D变换功能，需要对PWM信号的定时等进行管理的部分利用软件处理来进行，由此能够同时实现主要由开关元件中的电压下降引起的电压误差的补偿和灵活的空载时间补偿，能够实现通用性高的系统。换句话说，通过很好地划分硬件处理和软件处理，从而实现没有降低通用性的微型计算机，并且能够实现可管理转换定时的空载时间补偿。

以上，根据实施方式具体说明了由本发明人作出的发明，但是本发明并不限定于上述实施方式，显然可以在不脱离其宗旨的范围内可以进行各种变更。

工业上的可利用性

本发明涉及电力变换器的PWM信号产生技术，特别是有效地应用于对由空载时间和开关元件的延迟等引起的施加电压误差进行补偿的PWM调制形电力变换器的控制装置。

Claims (14)

1.一种半导体集成电路，具有按照所设定的时间数据来产生PWM信号的PWM信号产生机构，该半导体集成电路的特征在于，具备：

计数器，其对从外部输入的与上述PWM信号相比有延迟的脉冲信号的脉冲宽度进行计数；

寄存器，其与上述PWM信号同步地取入上述计数器的计数器值；以及

A/D变换机构，其将作为从外部输入的上述脉冲信号的源信号的模拟信号变换为数字信号。

2.根据权利要求1所述的半导体集成电路，其特征在于，

上述计数器、上述寄存器以及上述A/D变换机构成组，且至少具有一组。

3.根据权利要求1所述的半导体集成电路，其特征在于，

上述计数器具有可对进行计数的脉冲信号的电平进行选择的电平选择机构。

4.根据权利要求1所述的半导体集成电路，其特征在于，

上述A/D变换机构在上述A/D变换机构内放大所输入的模拟信号，并且具有放大增益选择机构。

5.根据权利要求4所述的半导体集成电路，其特征在于，

上述放大增益选择机构将放大增益设定为1倍、偶数倍或者1/偶数倍。

6.根据权利要求1所述的半导体集成电路，其特征在于，

上述寄存器与上述PWM信号产生机构的载波信号同步地取入上述计数器的计数器值，

上述A/D变换机构与上述PWM信号产生机构的PWM信号同步地开始进行A/D变换。

7.一种PWM信号输出装置，使用了具有按照所设定的时间数据来产生PWM信号的PWM信号产生机构的半导体集成电路，该PWM信号输出装置的特征在于，

上述半导体集成电路具备：计数器，其对从上述半导体集成电路的外部输入的与上述PWM信号相比有延迟的脉冲信号的脉冲宽度进行计数；寄存器，其与上述PWM信号同步地取入上述计数器的计数器值；A/D变换机构，其将作为从上述半导体集成电路的外部输入的上述脉冲信号的源信号的模拟信号变换为数字信号；以及存储机构，其存储将电压指令值变换为时间数据的PWM电压指令时间值、上述PWM信号产生机构中设定的PWM设定时间值、上述寄存器的寄存器值以及上述A/D变换机构的A/D变换结果值，

在规定的每个周期执行的周期处理中，使用上述寄存器值、上述A/D变换结果值、上述PWM电压指令时间值以及上述PWM设定时间值来算出下次PWM设定时间值并进行设定。

8.根据权利要求7所述的PWM信号输出装置，其特征在于，

求出上述A/D变换结果值和基准直流电压值的误差电压，对上述误差电压部分进行补偿而求出电压指令值，并且，

求出从上述寄存器值得到的上述脉冲信号的脉冲宽度时间和上述PWM设定时间值的误差时间，根据上述误差时间和上述PWM电压指令时间值来算出上述下次PWM设定时间值并进行设定。

9.根据权利要求7所述的PWM信号输出装置，其特征在于，

求出上述A/D变换结果值和基准直流电压值的误差电压，对上述误差电压部分进行补偿而求出电压指令值，并且，

求出从上述寄存器值得到的上述脉冲信号的脉冲宽度时间和上述PWM电压指令时间值的误差时间，根据上述误差时间和上述PWM设定时间值来算出上述下次PWM设定时间值并进行设定。

10.根据权利要求7所述的PWM信号输出装置，其特征在于，

上述A/D变换机构在上述PWM信号产生机构的PWM信号的电平发生变化的定时开始A/D变换，根据各个A/D变换结果值的差和上述电压指令值来求出误差电压。

11.根据权利要求7所述的PWM信号输出装置，其特征在于，

上述A/D变换机构连续地进行A/D变换，根据上述脉冲信号为相同电平时的A/D变换结果值的平均值和上述电压指令值来求出误差电压。

12.根据权利要求7所述的PWM信号输出装置，其特征在于，

上述A/D变换机构连续地进行A/D变换，对每个A/D变换结果求出由A/D变换结果值和A/D变换时间的积得到的微小面积，根据上述微小面积来算出上述PWM电压指令时间值。

13.一种电力变换控制装置，具备：具有按照所设定的时间数据来产生PWM信号的PWM信号产生机构的半导体集成电路、以及由将直流电力变换为交流电力的两个以上的开关元件构成的电力变换电路，该电力变换控制装置的特征在于，

上述半导体集成电路具备：计数器，其对从上述半导体集成电路的外部输入的与上述PWM信号相比有延迟的脉冲信号的脉冲宽度进行计数；寄存器，其与上述PWM信号同步地取入上述计数器的计数器值；以及A/D变换机构，其将作为从上述半导体集成电路的外部输入的上述脉冲信号的源信号的模拟信号变换为数字信号，

上述电力变换控制装置具备存储机构，该存储机构输出作为上述PWM信号而预先决定的模式的信号，求出此时的上述脉冲信号的脉冲宽度时间与PWM设定时间值或PWM电压指令时间值的误差时间，将上述误差时间作为上述两个以上的开关元件的延迟时间值而进行存储。

14.根据权利要求13所述的电力变换控制装置，其特征在于，

根据上述存储机构中存储的开关元件的延迟时间值来判断开关元件的异常。

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