CN101309063B

CN101309063B - 负载驱动控制装置

Info

Publication number: CN101309063B
Application number: CN2008100967391A
Authority: CN
Inventors: 千木良笃志
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2007-05-14
Filing date: 2008-05-09
Publication date: 2012-03-14
Anticipated expiration: 2028-05-09
Also published as: US20080284500A1; CN101309063A; US7639050B2; JP2008283835A

Abstract

一种负载驱动控制装置，具备：用于比较从H桥接电路输出的负载电流和所希望的设定电流的大小的第一比较部；生成用于控制负载电流的控制信号的PWM控制部；根据控制信号，对H桥接电路的输出晶体管进行驱动控制的选通驱动器；和用于判定设定电流的电平移动相当值与负载电流的峰值保持相当值的大小的负载电流监视部；PWM控制部根据第一比较部的比较结果与负载电流监视部中的判定结果，对负载电流的增减进行控制。由此，可提供一种适用于电抗负载的驱动的H桥接电路的控制电路及在利用了该控制电路的负载驱动装置中，能够在微步驱动的设定电流减少的期间使负载电流快速达到设定电流的负载驱动控制装置。

Description

负载驱动控制装置

技术领域

本发明涉及负载驱动控制装置，尤其涉及一种适用于电抗负载的驱动的H桥接电路的控制电路及利用了该控制电路的负载驱动装置。

背景技术

步进电动机的驱动，例如可通过与H桥接型负载驱动电路(下面称作“H桥接电路”)连接的线圈等负载中流动的电流(下面称作“负载电流”)来控制，负载电流的增加或减少，可以通过接通、断开H桥接电路内的负载电流供给用晶体管来控制。

现有的负载驱动控制装置具备：用于决定设定电流的电压源、对该设定电流用电压和用于检测负载电流的电阻中所产生的电压进行比较的比较器、PWM控制部、用于生成PWM波形的振荡器、驱动输出晶体管的选通驱动器(gate driver)、和驱动负载的H桥接电路，负载电流通过电流检测用电阻被变换为电压。

例如，在特开平9-219995(专利文献1)所公开的负载驱动控制装置中，H桥接电路由4个晶体管(下面称作M1、M2、M3、M4)构成，在通电方向为M1→负载M→M4的指令下，进行着M1总是导通，M4反复导通、截止，M3总是截止，M2反复导通、截止的动作。如果通电方向指令反转，则进行着M2总是导通，M3反复导通、截止，M4总是截止，M1反复导通、截止的动作。

该电流控制方法中，由于在通电模式下，当M4导通的瞬间流动恢复(recovery)电流，所以，强制通电时间中无视比较器的指令，使M4导通，增加了负载电流，在通过比较器对电流检测用电阻电压(下面称作“检测电压”)和电流设定电压(下面称作“基准电压”)进行比较、且两个电压一致的时刻，复位比较结果。由此进入到M4截止、M1导通、M2截止的状态的二极管再生(diode regenerative)模式。在经一定时间之后，导通M2，成为同步整流模式，再次使M2截止，成为二极管再生模式。在通电模式结束之后，使负载的电流衰减，在规定的周期成为通电模式，使负载电流增加。通过这样的反复，将负载的峰值电流控制为恒定。

接着，参照图7～图9，对将负载电流的峰值控制为恒定的现有控制方法进行说明。图7是表示现有的负载驱动控制装置的设定电流与负载电流的关系的图，图8是表示现有的微步(microstep)的设定电流的变化的图，图9是表示设定电流与负载电流的关系的图，图9(a)表示负载电流追随于设定电流的样子，(b)是表示设定电压的时序图。其中，图7所示的区间(a)与通电模式对应，区间(b)和(d)与二极管再生模式对应，区间(c)与同步整流模式对应。

另外，如果从二极管再生模式向通电模式转移时，在二极管再生模式下从M2的寄生二极管中流动着顺时针方向的电流的状态开始导通M4，则M2的寄生二极管被瞬间施加反方向的电压，流动反方向的电流(恢复电流)。如果在电流检测电阻中流动恢复电流，则尽管负载电流没有达到设定电流，但比较器会发生反转，产生从通电模式转移到二极管再生模式等不良情况。为了防止这样的误检测，采用了被称为强制通电模式的对策，即：从转移到通电模式的时刻开始，在一定时间内使负载电流与设定电流的比较结果无效，在该强制通电模式的期间内，比较器的复位信号被忽视。

另一方面，作为步进电动机等的静音方法，在将线圈电流细致地砍齐来建立模拟正弦波的微步驱动中，如图8所示，使设定电流阶梯状变化，将负载中流动的电流控制为模拟正弦波。在负载是步进电动机的情况下，通过设定为这样的微步波形，可以实现低振动和低噪音。

现有的负载驱动控制装置中，在图8所示的微步波形中，当在电流增加的区间中设定电流发生了变化时，负载电流基于通电模式快速达到设定电流。但是，由于在电流减少的区间，电流衰减是基于二极管再生或同步整流再生的低速衰减，所以，衰减时间成为由电感负载的时间常数决定的时间。并且，由于如上所述，按PWM控制的一定周期进行强制通电动作，所以，导致到达设定电流的时间增长。

即，当在设定电流减少的区间中设定电流发生了变化时，如图9所示，PWM控制的电流衰减是低速衰减，且由于存在强制通电时间，所以，导致达到设定电流的时间增长。图9(b)中，在第一规定期间(T1)中，输出某个恒定低电平的基准电压，在第二规定期间(T2)中，持续高电平的基准电压，在第三规定期间(T3)中，持续着原来的低电平的基准电压。与之相伴，负载电流如图9(a)所示，追随着基准电压(相当于设定电流)而变化，同样，来自H桥接电路的检测电压也追随着基准电压(设定电流)变化，在第三期间T3中缓慢、阶段性减少。因此，存在着负载电流相对设定电流的追随性变差的课题。

发明内容

本发明为了解决上述现有课题而提出，其目的在于，提供一种即使在微步波形的设定电流减少的区间，也能够使负载电流迅速到达设定电流的负载驱动控制装置。

为了实现上述目的，本发明的负载驱动控制装置使应该在负载中流动的负载电流达到所希望的设定电流，对负载进行驱动，具备：用于获得与所希望的设定电流等效的基准电压的电压源；由对负载进行驱动控制的输出晶体管构成的H桥接电路；用于比较从H桥接电路输出的负载电流和所希望的设定电流的大小的第一比较部；生成用于控制负载电流的控制信号的PWM控制部；和根据控制信号，对H桥接电路的输出晶体管进行驱动控制的输出驱动部。负载驱动控制装置还具备：用于判定设定电流的电平移动相当值和负载电流的峰值保持相当值的大小的负载电流监视部，PWM控制部根据第一比较部的比较结果与负载电流监视部中的判定结果，对负载电流的增减进行控制，PWM控制部具备控制模式选择机构，该控制模式选择机构用于根据第一比较部的比较结果，按每个规定周期选择使负载电流增加的第一模式、和使负载电流衰减的第二模式，并且，根据负载电流监视部的判定结果，选择性执行第二模式或以比第二模式更高速地使负载电流衰减的第三模式，当在规定周期内的规定期间中，负载电流监视部判定设定电流的电平移动相当值比负载电流的峰值保持相当值小时，控制模式选择机构根据该判定结果，在规定期间内执行第三模式。

根据本发明，在微步波形的设定电流减少的区间中，可以使负载电流快速达到设定电流。

图1是表示本发明的负载驱动控制装置的一个实施例的构成的图。

图2是本发明的负载驱动控制装置的PWM控制部的动作波形图。

图3是本发明的负载驱动控制装置的动作波形图。

图4是表示本发明的负载驱动控制装置的动作时序的图。

图5是用于对本发明的负载电流监视部的动作进行说明的构成图。

图6是用于对本发明的负载电流监视部的动作进行说明的波形图。

图7是表示现有的设定电流与负载电流的关系的图。

图8是表示现有的微步(microstep)的设定电流的变化的图。

图9是表示现有的设定电流与负载电流的关系的图。

图中：1-电压源，2-第一比较器，3-PWM控制部，4-选通驱动器，5-H桥接型负载驱动电路，6-电流检测电阻，7-负载电流监视部，8-第二比较器，9-电平移动电路，10-峰值保持电路，11-振荡器，12-分频器，13-强制通电时间设定部，14-RS触发器，15～18-选通控制定时发生器，19-衰减选择指令部，20、21-逆变器。

具体实施方式

下面，参照附图对本发明的实施方式进行说明。其中，针对各图中公共的要素赋予相同的符号。

图1是表示本发明第一实施方式的负载驱动控制装置的构成的框图。该负载驱动控制装置由电流设定用电压源1、第一比较器2、PWM控制器3、选通驱动器4、H桥接电路5、负载电流检测用电阻元件6、振荡器11及负载电流监视部7构成。其中，负载电流监视部7具备：第二比较器8、电平移动电路9和峰值保持电路10。振荡器11是输出基准时钟的电路，所述基准时钟成为进行负载电流的增加或减少的控制的定时的基准。

电压源1输出与设定电流相当的基准电压Vref，该设定电流成为进行负载电流的增加或减少的控制的基准。第一比较器2的一个输入端子与电压源1的输出端连接，被输入与设定电流相当的基准电压Vref，第一比较器2的另一个输入端子与电流检测电阻6和H桥接电路5之间的连接点连接，被输入相当于负载电流的检测电压Vrs。两个电压的比较结果作为信号Comp1从第一比较器2输出，被输入到PWM控制部3。PWM控制部3的输出被输入给选通驱动器4，选通驱动器4的输出被输入到构成H桥接电路5的4个NMOS晶体管M1、M2、M3、M4的各自栅极。

另一方面，电平移动电路9的输入端子与电压源1的输出端连接，被输入相当于设定电流的基准电压Vref。峰值保持电路10的输入端子与电流检测电阻6和H桥接电路5之间的交点连接，被输入相当于负载电流的检测电压Vrs。电平移动电路9的输出V₉和峰值保持电路10的输出V₁₀ 通过第二比较器8进行比较，其比较结果作为第二比较器8的输出信号Comp2被输入到PWM控制部3。

PWM控制部3根据第一比较器2的输出比较结果Comp1和第二比较器8的输出比较结果Comp2，输出用于对H桥接电路5内的NMOS晶体管M1、M2、M3、M4的导通、截止进行控制的控制信号，经选通驱动器4，例如按照成为微步驱动的模拟正弦波形的方式，将负载电流控制为设定电流。选通驱动器4通过根据来自PWM控制部3的控制信号，对NMOS晶体管M1、M2、M3、M4的栅极施加规定的电压，来进行这些NMOS晶体管的导通、截止控制。

在上述构成中，第一比较器2的一个输入端子、例如反转输入端子，从H桥接电路5被输入相当于负载电流的检测电压Vrs，第一比较器2的另一个输入端子、例如非反转输入端子，被输入与基于微步驱动的模拟正弦波形的设定电流相当的基准电压Vref。并且，第一比较器2通过对所输入的两个电压进行比较，来判别负载电流与设定电流的大小，并将其结果输出给PWM控制部3。

构成H桥接电路5的4个NMOS晶体管M1、M2、M3、M4的配置构成如下所述，例如，上侧晶体管M1和M2的漏极与电源V_M连接，M1和M3及M2和M4分别串联连接。下侧晶体管M3和M4的源极连接的交点经由电流检测电阻6接地。M1的源极和M3的漏极的连接点与负载M的一端连接，M2的源极和M4的漏极的连接点与负载M的另一端连接。基于上述构成，可通过PWM控制部3控制NMOS晶体管M1、M2、M3、M4的导通、截止状态。

这里，针对图1所示的PWM控制部3的构成例进行说明。PWM控制部3具备：对由振荡器11产生的基准时钟信号进行分频的分频器12；接收来自分频器12的输出来设定强制通电时间的强制通电时间设定部13；根据强制通电时间将第一比较器2的比较结果Comp1复位的R-S触发器14；生成用于控制晶体管M1～M4的栅极的定时信号的定时发生器(TM)15～18；用于向上侧晶体管M1、M2输出高速衰减时的控制信号的逆变器20、21；选择高速衰减或低速衰减模式的衰减(Decay)选择指令部19；和根据来自衰减选择指令部19的选择指令，切换上侧晶体管的控制信号的第一及第二开关元件SW1、SW2。

R-S触发器14的复位(R)端子及设定(S)端子，分别被输入第一比较器2的比较结果Comp1和由强制通电时间设定部13设定的强制通电时间。定时发生器(TM)15～18根据从振荡器输入的通电方向指令和根据R-S触发器14的输出得到的PWM波形，生成用于对H桥接电路5的各晶体管M1～M4的栅极进行控制的定时信号。逆变器20、21分别被输入从上侧晶体管M1、M2用的定时发生器15、16得到的定时信号，向上侧晶体管M1、M2输出高速衰减时的控制信号。衰减选择指令部19根据通电方向指令和第二比较器8的比较结果Comp2，选择高速或低速衰减模式。

在如上所述而构成的负载驱动控制装置中，为了说明负载电流监视部7的动作，作为比较例，利用图6来说明：如图5那样，负载电流监视部7的输出Comp2不被反馈到PWM控制部3的状态下的动作。图6是用于对本发明的负载电流监视部7的动作进行比较说明的波形图，表示负载电流监视部7的各输入输出电压的时序图，在图6(a)中，由虚线表示从电压源1向电平移动电路9输入的基准电压Vref，通过实线表示由电流检测电路6从负载电流变换的检测电压Vrs。该检测电压Vrs被输入给峰值保持电路10及第一比较器2。在图6(b)中，由虚线表示电平移动电路9的输出信号V₉，由实线表示峰值保持电路10的输出信号V₁₀。图6(c)表示对从第二比较器8输出的比较结果进行表示的信号Comp2的波形。

图6中，在动作开始时刻t0～时刻t1的第一区间T1中，如图6(a)所示，输出某个恒定低电平的基准电压Vref。接着，在时刻t1上升，在时刻t1～时刻t2的第二区间T2中，持续高电平的基准电压，在时刻t2降到原来的低电平基准电压。伴随于此，来自H桥接电路5的检测电压Vrs追随基准电压(设定电压)Vref变化，在期间t2～t3的第三区间T3中，缓慢且阶段性地减少。

如图6(b)所示，从电压源1输入的基准电压Vref通过电平移动电路9被电平移动，被设定成能够得到如虚线所示的电平移动输出信号V₉。而且，可以从峰值保持电路10得到图6(b)中由实线表示的峰值保持输出信号V₁₀，该峰值保持输出信号V₁₀在第三区间T3中缓慢且阶段性减少。这里，在第一区间T1及第二区间T2中，V₉＞V₁₀，在第三区间T3中V₉＜V₁₀，在时刻t3之后，V₉＞V₁₀。因此，根据第二比较器8的上述比较结果，第二比较器8的输出Comp2如图6(c)所示，在第三区间T3中成为LOW电平，在除此之外的区间成为HIGH电平。

这里，检测电压Vrs的峰值点与负载电流的峰值等价。因此，通过保持检测电压的峰值点，能够监视负载电流。本实施方式中，优选如图6(b)所示，在电平移动电路9中对基准电压Vref加上规定的电压Vadd。为了在图6(b)的第一区间T1及第二区间T2中，使第二比较器8的输出Comp2成为HIGH状态(即，Vref+Vadd＝V₉＞V₁₀)，将该相加的电压值设为必要的值，优选设为100mV～几百mV左右。

图6中，在设定电流增加的第二区间T2中，由于电平移动电压V₉大于峰值保持电压V₁₀，所以，第二比较器的输出Comp2成为HIGH电平。另一方面，由于在设定电流减少的第三区间T3中，负载电流相对设定电流的追随性变差(缓慢)，所以，成为峰值保持电压V₁₀大于电平移动电压V₉的区间，第二比较器8的输出Comp2反转，成为LOW电平。这样，在第二比较器8的输出变为LOW电平的时刻t2，可以判定负载电流大于设定电流。

接着，参照图2～图4，对图1所示的本发明实施方式的负载驱动控制装置中，通过使负载电流监视部7的输出、即第二比较器8的输出Comp2反馈到PWM控制部3，从而改善了负载电流的追随性的动作进行下述说明。

图2是以本发明的负载驱动控制装置的PWM控制部的高速衰减模式为中心，表示其前后的时序图，图3是本发明的负载驱动控制装置的动作波形图，图4是表示本发明的负载驱动控制装置的动作时序的图。图2(a)～(d)分别表示由M1用TG15～M4用TG18生成的定时信号波形，图2(e)是表示以高速衰减模式为中心，其前后的检测电压Vrs追随基准电压Vref(相当于设定电压)变化的状态的波形图，由虚线表示基准电压，由实线表示检测电压Vrs。在这里所示的高速衰减模式期间，相对负载电流减少而检测电压Vrs增加的情况，表示由于负载电流反向流动，所以，检测电压Vrs朝上。图2(f)表示以高速衰减模式为中心、其前后的第二比较器8的输出信号Comp2的波形。图2所示的定时期间a对应通电模式，定时期间b、d对应二极管再生模式，定时期间c对应同步整流模式，定时期间e对应高速衰减模式。

图3是表示负载电流监视部7的各输入输出电压的时序的图，图3(a)是表示由实线表示的负载电流追随着由虚线表示的设定电流(相当于基准电压)的变更而变化的状态的波形图。图3(b)是表示来自H桥接电路5的检测电压Vrs追随基准电压Vref(相当于设定电压)变化的状态的波形图，由虚线表示基准电压，由实线表示检测电压。图3(c)表示电平移动电路9的输出信号V₉与峰值保持电路10的输出信号V₁₀的大小关系，由虚线表示电平移动电路9的输出信号V₉，由实线表示峰值保持电路10的输出信号V₁₀。图3(d)表示对从第二比较器8输出、被反馈给PWM控制部3的比较结果进行表示的信号Comp2的波形图。本实施方式中，在负载电流监视部7的第二比较器输出Comp2为Low的情况下，通过衰减选择指令19控制第一开关元件SW1，从总是导通状态(SW1的a侧)切换为M2的同步整流指令的反转信号(SW1的b侧)，将晶体管M1截止，选择高速衰减模式(e)。

图4是表示本实施方式的负载驱动控制装置的动作时序的图。该图中，在图4(a)所示的通电模式下，导通M1、M4，并使M2、M3截止，来使负载的电流增加。如果电流检测电阻6中产生的电压达到基准电压，则如图4(b)所示，使M4截止，进入到二极管再生模式。接着，在第二比较器8中，对峰值保持电路10的输出V₁₀和电平移动电路9的输出V₉进行比较判定，从第二比较器8输出表示该比较结果的信号Comp2，反馈输入给PWM控制部3。

当表示上述比较结果的信号Comp2为HIGH电平(即V₉＞V₁₀)时，经过一定时间后如图4(c)所示，导通M2，达到同步整流模式。利用同步整流模式的目的在于，在晶体管M1、M2、M3、M4的导通电阻、与再生电流的关系下，使晶体管导通而流动电流与在二极管中流动电流相比，可以进一步减小消耗电力的损失。例如，在再生电流为1.5A、设晶体管的导通电阻为0.5欧姆、在二极管中流动1.5A时的产生电压为1V的情况下，

二极管再生：P＝1.5A×1V＝1.5W

同步整流模式：P＝1.5A×0.5欧姆×1.5A＝1.125W

同步整流模式可以实现低消耗电力。

另一方面，在第二比较器8的比较结果信号Comp2为LOW电平的情况下，按照经由图4(e)所示的高速衰减模式，成为图4(d)所示的二极管再生模式的方式动作，该情况下，不经过图4(c)所示的同步整流模式。在该图4(e)所示的高速衰减模式下，如上所述，通过衰减选择指令19控制第一开关元件SW1，使晶体管M1截止。由此，负载M中蓄积的能量被向图4(e)所示的电流路径、即从接地侧端部GND到检测电阻6→晶体管M3的寄生二极管→负载M→晶体管M2的寄生二极管→电源V_M流动的电流消耗。基于这样的高速衰减模式，由于在负载中蓄积的能量被消耗之后，进入到接下来的通电模式动作，所以，负载电流能够快速达到设定电流。

然后，再次如图4(d)所示，使M2截止，成为二极管再生模式。这样，在表示第二比较器8的比较结果的信号Comp2为HIGH电平的情况下，通电模式结束以后(b)～(d)使负载的电流衰减，以所决定的周期成为通电模式，使负载电流增加，通过这种反复动作将负载的峰值电流控制为恒定。

这里，图3中通过区间T3(期间t2～t3)的波形图，表示了图4(e)所示的高速衰减模式下的负载电流监视部7的各输入输出信号的关系。即，在区间T3中，由于如图3(c)所示，电平移动输出比峰值保持输出小(V₉＜V₁₀)，所以，如图3(d)所示，第二比较器8的比较结果信号Comp2为LOW电平。然后，通过使晶体管M1截止，使得负载M中蓄积的能量通过在图4(e)所示的电流路径中流动的电流快速消耗，如图3(b)所示，在时刻t3检测电压达到基准电压，在区间T3内的图3(a)所示的对应区间使负载电流急速衰减。

图3所示的高速衰减模式的高速衰减区间T3，比对应的图6所示的比较例的低速衰减区间T3格外短，表示了负载电流的追踪性通过高速衰减模式被改善。

另外，在本实施方式中，H桥接电路仅由N型MOS构成，但也能够由P型MOS构成上侧晶体管。而且，除了MOS型之外，还可以由场效应型构成晶体管。

并且，图1所示的驱动控制装置可以作为集成电路形成在芯片上。该情况下，负载M配置在集成电路外，经由连接端子与H桥接电路5连接。

工业上的可利用性

综上所述，由于本发明在微步波形中设定电流减少的区间中，可以使负载电流快速达到设定电流，所以，作为负载是步进电动机等情况下的低振动与低噪音的驱动技术是有用的。

Claims

1.一种负载驱动控制装置，使应该在负载中流动的负载电流达到所希望的设定电流，对负载进行驱动控制，

该负载驱动控制装置具备：

用于获得与所述所希望的设定电流等效的基准电压的电压源；

由对所述负载进行驱动控制的输出晶体管构成的H桥接电路；

用于比较从所述H桥接电路输出的所述负载电流和所述所希望的设定电流的大小的第一比较部；

生成用于控制所述负载电流的控制信号的PWM控制部；

根据所述控制信号，对所述H桥接电路的输出晶体管进行驱动控制的输出驱动部；和

用于判定所述设定电流的电平移动相当值与所述负载电流的峰值保持相当值的大小的负载电流监视部；

所述PWM控制部具备控制模式选择机构，该控制模式选择机构用于根据所述第一比较部的比较结果，按每个规定周期选择使所述负载电流增加的第一模式、和使所述负载电流衰减的第二模式，并且，根据所述负载电流监视部的判定结果，选择性执行所述第二模式或以比所述第二模式更高速地使所述负载电流衰减的第三模式，当在所述规定周期内的规定期间中，所述负载电流监视部判定所述设定电流的电平移动相当值比所述负载电流的峰值保持相当值小时，所述控制模式选择机构根据该判定结果，在所述规定期间内执行所述第三模式。

2.根据权利要求1所述的负载驱动控制装置，其特征在于，

还具备电流检测电阻，其与所述H桥接电路的负载电流输出端连接，且将所述负载电流变换为与该负载电流等效的电压，并且，

所述负载电流监视部具有：对所述电流检测电阻中产生的与所述负载电流等效的电压的峰值进行保持的峰值保持电路；使与从所述电压源得到的所述所希望的设定电流等效的基准电压电平移动规定值的电平移动电路；和对所述峰值保持电路的输出值与所述电平移动电路的输出值的大小进行比较的第二比较部。

3.根据权利要求2所述的负载驱动控制装置，其特征在于，

所述控制模式选择机构具备根据所述第二比较部的比较结果，选择所述第二模式或所述第三模式的衰减选择指令部。

4.根据权利要求3所述的负载驱动控制装置，其特征在于，

所述PWM控制部还具备根据来自所述衰减选择指令部的选择指令，对所述H桥接电路的上侧晶体管的控制信号进行切换的第一及第二开关元件。

5.根据权利要求1～4中任意一项所述的负载驱动控制装置，其特征在于，

所述负载驱动控制装置是形成在芯片上的集成电路结构。

6.一种负载驱动装置，具备权利要求1～4中任意一项所述的负载驱动控制装置。