ITVA20080063A1 - Controllo predittivo della corrente nel pilotare un carico in modalità pwm - Google Patents

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ITVA20080063A1
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Description

CAMPO TECNICO
La presente divulgazione concerne in generale il pilotaggio a commutazione di carichi elettrici e in particolare di carichi induttivi, attraverso uno stadio di potenza di uscita. L'invenzione fornisce un metodo efficiente ed efficace per controllare la corrente di carico in presenza di un ripple significativo e variabile.
BACKGROUND
Nei comuni sistemi di controllo di corrente che usano la tecnica del controllo del picco, un trasduttore di corrente à ̈ usato per sentire la corrente nel ponte di potenza di uscita e un comparatore analogico confronta la tensione sentita con una tensione di riferimento legata alla corrente desiderata per il carico. Questo sistema elementare à ̈ solo in grado di stabilire se la corrente à ̈ al di sopra o al di sotto di una certa soglia. In un ponte di potenza, usando un resistore serie come elemento di sensing collegato tra gli interruttori low-side e massa, l'informazione di corrente non à ̈ sempre disponibile; infatti essa dipende dalle condizioni di ricircolo di corrente.
Tipicamente, un sistema di controllo del picco di corrente lascia aumentare la corrente di carico finché essa non raggiunge una soglia prefissata e quindi spegne lo stadio di potenza e la corrente decade per un tempo che dipende dal tipo di controllo che à ̈ implementato: con Toff costante o con una frequenza PWM costante, come esempi tipici. In FIG.1 à ̈ mostrata una modalità con Toff costante.
Il vantaggio di questa soluzione à ̈ l'evidente semplicità dei circuiti di implementazione. Uno svantaggio à ̈ che il sistema à ̈ affetto da errore sistematico causato da variazioni del ripple di corrente che precisamente aumenta con il valore assoluto della corrente ed à ̈ proporzionalmente legato al periodo PWM.
La pubblicazione "Predictive Digital Current Programmed Control", Jingquan Chen, et al., Jan.2003, Power Electronics, IEEE Transactions, Vol.
18, Issue 1, Part 2, pagg. 411-419, divulga un controllo digitale di corrente predittivo per "valli", "picchi" o "corrente media" in topologie di convertitori elementari: buck, boost e buck-boost. Il lavoro rivela che per ciascun parametro di interesse c'à ̈ una scelta della modulazione a larghezza di impulso più appropriata per ottenere un controllo di digitale di corrente predittivo che eviti problemi di oscillazione. Il duty cycle ottimo à ̈ calcolato in maniera predittiva dal controllore, sulla base di un numero di parametri elettrici come:corrente di carico, tensione di ingresso, tensione di uscita e valore di induttanza, implicante moltiplicazioni e divisioni.
SOMMARIO DELL'INVENZIONE
Il nuovo metodo di controllo in corrente e relativa architettura che verranno divulgati conservano il principio fondamentale del controllo del picco di corrente, richiedendo così una parte circuitale analogica composta di solo un elemento di sensing e di un comparatore di sensing, ma effettua di un controllo predittivo che à ̈ eseguito con semplici misure temporali e somme algebriche, implementate con un circuito digitale relativamente semplice.
Essenzialmente, il metodo di questa divulgazione comprende le operazioni di misurare l'intervallo temporale dall'istante iniziale di uno stato attivo dello stadio di potenza di una fase di conduzione ON all'istante in cui la corrente di carico raggiunge il valore di corrente di riferimento come determinato da una commutazione valida del comparatore di sensing, così inteso quando la corrente di sensing à ̈ inferiore alla soglia di riferimento all'inizio della fase di conduzione ON, e, diversamente dalle tecniche note, invece di spegnere lo stadio di potenza continuando la fase di accensione mantenendo lo stadio di potenza in uno stato di accensione predittiva, per un ulteriore intervallo temporale uguale ad una media tra l'intervallo attivo di conduzione appena misurato e l'intervallo attivo di conduzione misurato durante un precedente ciclo PWM che può essere il ciclo immediatamente precedente il ciclo corrente o un ciclo passato più remoto, per esempio distante da 3 a 10 o più cicli dal ciclo corrente, o anche un valore di intervallo di conduzione che à ̈ mediato su un numero di cicli precedenti. La scelta di un secondo termine della media può essere fissato o programmabile, a seconda delle caratteristiche dell'applicazione, e anche adattivamente stabilito in funzione delle condizioni di carico.
Dopodiché lo stadio di potenza à ̈ spento per un intervallo temporale fissato, come si fa in un controllo a Toff costante.
Durante un tale stato predittivo di accensione, viene eseguita una sorta di pilotaggio "cieco" perché la corrente di carico ha superato la soglia di riferimento e il comparatore si à ̈ già attivato. Durante questo intervallo di pilotaggio protratto l'uscita del comparatore à ̈ ignorata come durante la seguente fase di spegnimento OFF del ciclo PWM.
Il sistema di controllo di questa invenzione produce una veloce convergenza della corrente di carico media verso il valore di soglia di riferimento che attiva il comparatore migliorando notevolmente l'accuratezza del sistema di controllo confrontata con un comune sistema di controllo di corrente di picco. Infatti, il valore medio di un'onda triangolare come il ripple, coincide con i punti medi di ciascuno dei suoi segmenti e, allo stato quasi stazionario, il sistema tende ad equalizzare la durata del tempo Ton attivo e il tempo Ton_pred predittivo.
Inizializzazione, implementazione di un tempo di blanking per prevenire commutazioni spurie e un controllo di corrente all'accensione migliorano ulteriormente le performance.
Inoltre, le procedure di semplice implementazione per cambiare la soglia di riferimento e per raggiungere una frequenza PWM quasi costante possono migliorare la flessibilità e l'utilità del nuovo sistema di controllo per un ampia gamma di applicazioni.
Secondo un'ulteriore forma di realizzazione, una selezione adattiva della modalità di decadimento della corrente durante la fase di spegnimento Toff del ciclo PWM può essere implementata in modo largamente semplificato per migliorare le performance.
BREVE DESCRIZIONE DEI DISEGNI
La FIG. 1 illustra un classico controllo di corrente di picco.
La FIG. 2 illustra un basilare controllo predittivo di corrente della presente invenzione.
La FIG. 3 illustra una fase di convergenza del controllo di corrente verso una condizione quasi stazionaria.
La FIG. 4 mostra un diagramma circuitale e relativi segnali di una forma di realizzazione del controllo di corrente predittivo di questa invenzione.
La FIG. 5 Ã ̈ un diagramma di flusso basilare semplificato di una forma di realizzazione basilare del controllo di corrente predittivo.
La FIG. 6 Ã ̈ un diagramma di flusso di una forma di realizzazione preferita del controllo di corrente predittivo.
La FIG. 7 Ã ̈ un diagramma che illustra l'inizializzazione del sistema di controllo all'accensione dello stadio di potenza di uscita.
La FIG. 8 Ã ̈ un diagramma che illustra l'introduzione di un intervallo temporale di blanking e di un controllo di corrente all'accensione dello stadio di potenza.
La FIG. 9 Ã ̈ un diagramma che illustra un evento di cambio di valore di corrente di riferimento impostato (calibratura per incremento).
La FIG. 10 Ã ̈ un diagramma che illustra un evento di cambio di valore di corrente di riferimento impostato (calibratura per decremento).
La FIG. 11 illustra schemi di modalità di decadimento lento e modalità di decadimento veloce della corrente di carico durante una fase di spegnimento del pilotaggio PWM.
La FIG. 12 à ̈ un diagramma del funzionamento di un sottosistema di selezione adattiva della modalità di decadimento.
La FIG. 13 à ̈ un diagramma di flusso del sottosistema di selezione adattiva della modalità di decadimento.
La FIG. 14 illustra un esempio di una selezione adattiva della modalità di decadimento della corrente in un'applicazione di controllo del moto.
DESCRIZIONE DETTAGLIATA DI FORME DI REALIZZAZIONE
La FIG. 2 illustra sotto forma di diagramma le quantità temporali che sono utilizzate nell'algoritmo basilare del metodo di controllo di corrente di questa invenzione.
Il metodo di controllo di corrente di questa divulgazione sfrutta la potenza di calcolo dell'elettronica digitale per misurare in real time l'intervallo temporale Ton(n) dall'istante iniziale di uno stato di accensione attivo dello stadio di potenza di una fase di conduzione ON, all'istante in cui la corrente di carico raggiunge il valore di corrente di riferimento come determinato da una commutazione valida del comparatore di sensing. Diversamente da un metodo di controllo classico della corrente di picco, invece di commutare lo stadio di potenza quando il comparatore di sensing commuta, lo stadio di potenza à ̈ lasciato continuare la fase di accensione ON, mantenendolo in uno "stato di accensione predittivo" per un intervallo di tempo ulteriore Tpred(n) uguale alla media tra l'intervallo appena misurato dello stato di accensione ON attivo e l'intervallo dello stato attivo Ton(n-1) misurato durante il precedente ciclo PWM. Per semplicità, nell'analisi che segue e nelle figure, si assume che il ciclo PWM passato sia l'ultimo (n-1) prima del ciclo corrente (n), tuttavia come già detto il secondo termine per la media può essere qualsiasi altro valore appropriato legato ad un ciclo PWM passato più remoto o anche un valore medio "a corto raggio" su diversi cicli PWM passati.
Poi lo stadio di potenza à ̈ spento per un intervallo di tempo fissato Toff, come si fa in una modalità di controllo costante Toff.
Durante un tale stato di accensione predittivo, viene eseguito una sorta di pilotaggio "cieco" perché la corrente di carico ha superato la soglia di riferimento e il comparatore à ̈ già commutato. Durante questo intervallo di pilotaggio protratto lo stato di uscita del comparatore viene ignorato come durante la successiva fase di spegnimento OFF del ciclo PWM.
L'algoritmo predittivo del metodo di controllo di corrente di questa invenzione fornisce una convergenza veloce e sicura al valore di riferimento. In termini matematici ciò può essere dimostrato come segue.
Affinché il sistema converga allo stato quasi stazionario, come illustrato in FIG.3, deve essere:
Equazione 1
DI<+>= D I -
in cui:
Equazione 2 ö
DI+ dI
=<æ>ç ON÷× (TON+TPRED )=KON× (TON T )
à ̈ dt PRED
à ̧
DI- dI
=<æ>ç OFF ö
÷×TOFF=KOFF × T OFF
à ̈ dt à ̧
In un controllo PWM, il termine dI/dt può essere considerato sostanzialmente costante durante un singolo ciclo PWM, quindi:
Equazione 3
DI =KON× (TON T PRED )
DI -=KOFF × T OFF
e:
Equazione 4
DION =KON × T ON
DIPRED =KON × T PRED
DIOFF =KOFF × T OFF
Come si osserva in FIG. 3, la relazione tra la variazione di corrente durante il tempo di accensione ON ad un certo punto e la variazione durante i precedenti tempi predittivi e di OFF Ã ̈ la seguente:
Equazione 5 DION(n+ 1 )=DIOFF-DIPRED(n )=DIOFF-<KON>× (TON<(>n<)>+TON<(>n -<1)>)
2
Ciò può essere riscritto con la seguente successione numerica per ricorrenza descrivente come il tempo di accensione ON varia a ciascun ciclo PWM:
Equazione 6T n<K>OFF T<ON>(n)+T<ON>( n -1 ) ON (+1)= ×T FF -
KO
ON 2
K
in cui<OFF>× TOFFà ̈ una costante che dipende dal termine dI/dt e dal tempo di K ON
spegnimento OFF impostato dal sistema di controllo.
Questa à ̈ una tipica successione numerica per ricorrenza (c essendo una costante) che ha il seguente valore di convergenza:
Equazione 7 lim
a (n+1 )=c-a(n)-a( n-1 ) ® a(n ) =<c>
n® ¥ 2 Quindi, il sistema converge al valore finale:
Equazione 8
1 æ K
T<ON>(n )=T<ON>(1) OFF ö
n- = ×
2çç
à ̈K ÷<÷>×<T>OFF
ON Ã ̧
Nella forma di realizzazione sopra descritta, il sistema di controllo di corrente à ̈ del tipo denominato controllo PWM del tipo a Toff costante, ma diversi tipi di controllo possono essere implementati in alternativa, come sarà illustrato nella seguente descrizione.
La FIG. 4 mostra un circuito esemplificativo che incorpora il sistema di controllo di corrente di questa invenzione e i segnali rilevanti della macchina a stati rappresentata dal blocco DIGITAL CONTROL del diagramma circuitale.
Un full-bridge controlla la corrente attraverso un carico induttivo in entrambe le direzioni. La parte analogica ANALOG BLOCK del sistema di controllo, comprende comunemente un elemento di sensing SENSE ELEMENT che può anche essere un semplice resistore o un FET di sensing, e un comparatore ANALOG COMPARATOR, o qualsiasi altro dispositivo equivalente in grado di confrontare la corrente nel carico con un dato riferimento.
Una prima caratteristica à ̈ che il nuovo sistema di controllo di corrente di questa divulgazione, secondo una forma di realizzazione basilare, non richiede di sentire la corrente nel carico quando il full-bridge à ̈ nello stato di spegnimento, perché il controllore DIGITAL CONTROL funziona solo sull'informazione di retroazione prodotta durante lo stato di accensione dello stadio di potenza di uscita.
Secondo una forma di realizzazione basilare, il resistore di sensing non genererà informazione sulla corrente di carico quando la corrente sta decadendo (per esempio eventualmente in modalità lenta o veloce).
Quindi, il comparatore analogico fornisce essenzialmente un segnale di confronto della corrente fornita al carico con una soglia di riferimento data. L'uscita del comparatore à ̈ alimentata attraverso la logica di controllo del sistema, DIGITAL CONTROL, che fornisce in uscita i segnali di pilotaggio agli interruttori di potenza del full-bridge.
La FIG. 5 Ã ̈ un diagramma di flusso del metodo di controllo di corrente predittivo basilare.
Il diagramma di flusso descrive il principio di funzionamento della macchina a stati finiti che à ̈ il cuore del metodo di controllo di corrente predittivo. Secondo il diagramma circuitale e le forme d'onda relative di FIG.
4, il diagramma di flusso illustra che la sola variabile di ingresso alla macchina a stati à ̈ l'uscita del comparatore di sensing, che à ̈ solo adatto a segnalare se la corrente à ̈ al di sopra o al di sotto del valore di riferimento, quando l'interruttore di potenza à ̈ nello stato di accensione. Entrambe le fasi dello stato di accensione predittivo e dello stato di spegnimento sono completamente cieche per quanto riguarda l'ingresso del sistema di controllo.
Secondo una forma di realizzazione preferita, un controllo più avanzato può essere implementato in modo da prevenire possibili perturbazioni e/o migliorare le performance quando si à ̈ lontano dalla condizione quasi stazionaria o si tiene conto delle non idealità dei componenti elettrici utilizzati.
Un diagramma di flusso di una forma di realizzazione esemplificativa di un controllo più avanzato à ̈ mostrato in FIG.6.
Inizializzazione
Il diagramma di flusso di FIG. 6, considera l'inizializzazione con un valore di default del registro Ton che sarà poi aggiornato per contenere la misura del tempo dello stato di accensione dell'ultimo ciclo PWM, e all'avvio à ̈ usato come tempo di accensione Ton predittivo, in modo da accelerare il processo di convergenza, come illustrato sotto forma di diagramma in FIG.7.
Tempo di blanking
Ad ogni commutazione del ponte di potenza in uno stato di accensione (turn-ON), una maschera di tempo di blanking dovrebbe essere introdotta per evitare commutazione spurie del comparatore di sensing a causa di impulsi o perturbazioni causate da transizioni degli interruttori di potenza. Dopo che à ̈ trascorso questo tempo di blanking, gli interruttori di potenza possono essere considerati completamente accesi (ON) e quindi l'uscita del comparatore à ̈ considerata valida. Se un tempo di blanking relativamente lungo à ̈ implementato per scopi di robustezza, à ̈ possibile considerare questo tempo di blanking come il valore iniziale del contatore temporale Ton, per compensare qualsiasi errore nella misura del tempo di accensione (ON) e quindi nella convergenza al valore di corrente di riferimento.
Controllo di corrente all'accensione
Trascorso un tempo di blanking, l'uscita COMPOUT del comparatore di sensing à ̈ resa visibile al circuito di controllo digitale che controlla se la corrente à ̈ al di sopra o al di sotto della soglia di riferimento. Se la corrente à ̈ trovata al di sopra della soglia significa che la corrente à ̈ aumentata troppo durante lo stato di accensione mascherato e ciò potrebbe accadere per diverse ragioni. Per esempio, durante la precedente fase di spegnimento (OFF) la corrente à ̈ decaduta in maniera non sufficiente o il riferimento di corrente à ̈ stato ridotto.
In questo caso, immediatamente dopo il tempo di blanking, il sistema di controllo imposta lo stadio di potenza nello stato OFF in modo da permettere alla corrente di diminuire ulteriormente al di sotto del valore di riferimento, saltando completamente la fase di accensione ON del ciclo PWM, che à ̈ lo stato ON attivo e il successivo stato ON predittivo.
Al contrario, se dopo il tempo di blanking la corrente à ̈ al di sotto della soglia di riferimento, il sistema segue la normale routine, impostando in conduzione il ponte di potenza, misurando l'intervallo di accensione Ton e dopo calcola Tpred, continuando a fornire corrente al carico per l'intervallo predittivo calcolato Tpred nello stato di accensione ON. La fase PWM di spegnimento OFF seguirà lo stato di accensione predittivo ON per una certa durata costante Toff, e dopo il sistema di controllo accenderà di nuovo il ponte di potenza e aspetterà che trascorra il tempo costante di blanking. Il tempo Toff e il tempo di blanking sono valori costanti impostati dall'utente e generalmente dipendono dalle caratteristiche dell'applicazione.
È da notare che i diagrammi di flusso delle FIGG. 5 e 6 devono essere considerati degli esempi e illustrazioni basilari di forme di realizzazione del metodo di questa invenzione, infatti la sequenza di istruzioni e le relative posizioni di alcuni controlli che sono implementati possono essere diversi, ciò che à ̈ realmente importante à ̈ il risultato di tali operazioni della macchina a stati.
La FIG. 8 Ã ̈ un diagramma temporale che illustra come un sistema di controllo di corrente di questa invenzione fornito di un tempo di blanking e di funzioni di controllo di corrente di accensione converge rapidamente verso il calore di corrente di riferimento (nel senso di raggiungere rapidamente lo stato stazionario).
Cambio del valore di riferimento
Quando il controllo logico cambia il valore di riferimento corrente, la misura del tempo Ton effettuata durante lo stato di accensione à ̈ ignorata fino a che la successiva commutazione valida del comparatore di sensing e il tempo Ton predittivo mantiene l'ultimo valore validamente calcolato. Ciò evita misure di Ton molto più lunghe del valore stazionario reale di Ton, che può avvenire appena dopo il cambio di valore di riferimento.
Ignorando la misura di tempo Ton immediatamente dopo una variazione del valore di corrente di riferimento, evita perturbazioni nel loop di controllo di corrente predittivo e riduce il tempo richiesto per convergere verso il nuovo stato stazionario desiderato.
Come illustrato nel diagramma di flusso di FIG. 6 e nei diagrammi di FIG. 9 per il caso di una regolazione a decremento del valore di riferimento, e di FIG. 10, per il caso di una regolazione per incremento del valore di riferimento, solo dopo una modifica del riferimento di corrente, l'ultimo valore del tempo Ton predittivo à ̈ mantenuto immutato fino alla successiva valida commutazione del comparatore di sensing.
Si può osservare che, in caso di una variazione in decremento del valore di riferimento, la corrente sentita può essere al di sopra del nuovo riferimento di corrente, tuttavia, in questo caso, la routine del tempo di blanking reimposta il sistema di controllo immediatamente allo stato di spegnimento per un ulteriore tempo Toff e la misura di tempo Ton à ̈ ignorata.
In ogni caso, una commutazione di un comparatore di sensing à ̈ considerato valido per cominciare lo stato di accensione predittivo solo quando la corrente sentita à ̈ inferiore alla soglia di riferimento all'inizio della fase di accensione ON.
Frequenza PWM quasi costante
Come spiegato in precedenza, dopo alcuni cicli una forma di realizzazione del nuovo sistema di questa invenzione raggiunge la condizione stazionaria e il Ton risultante sarà dato dalla seguente equazione:
1 æ K ö
T (n )=T ( n-1<ON>)= × OFF
<ON>2çç
à ̈K ÷<÷>×<T>OFF
ON Ã ̧
in cui Toff può essere un tempo costante definito dall'utente.
Per convergere propriamente Toff deve rimanere costante quando ci si avvicina al valore di convergenza, fintantoché il valore di riferimento à ̈ fissato o quasi. Tuttavia, quando il valore di riferimento cambia, à ̈ possibile modificare anche Toff, perché in ogni caso il sistema sarà perturbato.
Dato che lo stato di accensione predittivo à ̈ basato sulla misura di Ton durante un ciclo PWM passato e gli aggiustamenti del valore di riferimento sono normalmente relativamente piccoli in valore assoluto, à ̈ conveniente evitare ampie variazioni del parametro Toff, considerando che Toff à ̈ strettamente collegato alla frequenza di commutazione del controllo PWM, che, una volta fissato il riferimento di corrente, dipende solo da Toff, come stabilito dall'equazione seguente:
1 1 1 1 K
f<SW>= = = = = ON 1
×
TON TPRED TOFF 2×TON TOFF<K OFF>×T OFF KOFF KON T OFF
K OFF T æ
OFF
ONçç<K>ö
1÷÷ × T OFF
à ̈ K ON à ̧
Poiché dopo una piccola variazione di riferimento di corrente il valore di convergenza di Ton sarebbe piuttosto prossimo al valore Ton precedentemente misurato, il valore Toff potrebbe vantaggiosamente essere selezionato (una volta solo dopo un cambio di valore di riferimento) con il seguente valore approssimativamente determinato:
1
TOFF= -T
fON(n )
SW
in cui Ton(n) Ã ̈ l'ultima misura valida della durata dello stato di accensione, con il precedente valore di riferimento di corrente.
In questo modo, la reale frequenza di commutazione rimarrà molto prossima al valore di progetto e il nuovo controllo di corrente, diversamente da un classico controllo di corrente di picco, può essere considerato come un sistema di controllo di frequenza PWM quasi costante.
Selezione adattiva del decadimento di corrente
La pendenza del decadimento di corrente di carico durante fasi di spegnimento OFF di un pilotaggio PWM può essere selezionato tra diverse modalità di decadimento, generalmente tra un decadimento lento e un decadimento veloce.
In FIG. 11 sono mostrati due diverse modalità di decadimento per il caso di uno stadio di potenza full-bridge. Le stesse definizioni si applicano ad altre topologie di stadi di potenza, per esempio un ponte trifase e altri.
Un decadimento lento à ̈ implementato quando il carico à ̈ cortocircuitato, la caduta di tensione sul carico à ̈ minimizzata e la corrente si scarica sui componenti passivi. Un decadimento veloce à ̈ implementato quando la corrente nel carico circola attraverso gli interruttori verso i nodi di alimentazione e la caduta di tensione sul carico approssima la tensione di alimentazione.
La definizione di decadimento lento e veloce si riferisce alle diverse pendenze della corrente come mostrato nelle seguenti relazioni:
DISLOWVDS switch V DIODE
=_
D T L LOAD
D IFAST V
= BUS 2 × V DIODE
D T L LOAD
Negli approcci comuni, la modalità di decadimento à ̈ fissa e può essere selezionata dall'utente/controllore esterno a seconda delle performance del sistema di controllo. Normalmente il decadimento veloce à ̈ più spesso usato perché esso fornisce minori frequenze PWM (e quindi minore dissipazione di potenza in commutazione) in sistemi di controllo off-time fissati, o minore ripple di corrente in sistemi di controllo a frequenza PWM fissata.
Ma ci sono anche altre diverse soluzioni che fanno uso di un approccio misto al decadimento di corrente, noto anche come decadimento misto. Un controllore noto di questo tipo e lo Allegro 3977 IC. Esso usa una modalità di decadimento misto con tempo di spegnimento fisso nel suo regolatore di corrente PWM, che limita il picco di corrente nel carico ad una soglia di riferimento. Inizialmente, una coppia diagonale del ponte di potenza à ̈ abilitato e la corrente circola attraverso il carico induttivo, come mostrato in FIG. 11 (a). Quando la corrente di carico raggiunge il valore desiderato, un comparatore di sensing di corrente resetta il latch PWM, che spegne sia l'interruttore high side che l'interruttore low side in modo da ottenere la modalità di decadimento mista, e la corrente ricircola come mostrato in FIG.
11(b) e (c). Durante questo ricircolo la corrente diminuisce finché non termina il tempo di spegnimento fissato.
Il decadimento misti suddivide il tempo di spegnimento fissato del ciclo PWM in un decadimento veloce e lento. Dopo il tempo di spegnimento fissato del ciclo PWM, gli interruttori appropriati sono di nuovo abilitati, la corrente di carico induttivo aumenta e il ciclo PWM viene ripetuto. Usare il decadimento misto con periodo di spegnimento fissato ha il vantaggio che la frequenza PWM à ̈ variabile (minore picco nello spettro EMC, perché l'energia nello spettro à ̈ distribuita), ma necessita di una frequenza relativamente elevata per garantire il funzionamento al di sopra di 20 kHz e ciò genera dissipazione termica aggiuntiva. Altri controllori noti di questo tipo sono sfruttati in Infineon TLE-472x serie IC, e in Toshiba TB62200. Quest'ultimo usa un PWM a frequenza fissa con decadimento lento, veloce e misto. In modalità di decadimento misto, sono richiesti punti di commutazione aggiuntivi che richiedono una complessità aumentata.
Tutti i sistemi di pilotaggio funzionanti in modalità di decadimento lenta hanno il problema del minimo tempo di fase di conduzione ON che può essere gestito. Infatti in una tipica applicazione di potenza usando un controllo di corrente PWM, à ̈ impossibile ottenere un duty cycle dello 0%. La ragione sta nel fatto che i ritardi del ponte di potenza limitano il tempo minimo di fase di conduzione ON ad un certo valore. In alcune condizioni la modalità di decadimento lento non à ̈ in grado di garantire un'adatta regolazione di corrente, perché il tempo della fase di spegnimento OFF non à ̈ più sufficiente a lasciar decadere la corrente ad un valore adatto e conseguentemente il tempo della fase di accensione ON deve essere minore del minimo possibile.
In pratica, una condizione tipica in cui il sistema tende verso cicli a duty cycle molto bassi à ̈ quando il valore di corrente di riferimento impostato à ̈ molto basso. La situazione può anche essere più critica se la tensione di alimentazione del ponte di potenza à ̈ relativamente bassa e l'induttanza e la resistenza di carico sono alte, che significa che le pendenze della corrente sono significativamente basse.
Considerando il ponte di potenza di FIG.11, in prima approssimazione, una volta che un valore di corrente di riferimento preferito viene raggiunto, il duty cycle effettivo applicato al carico à ̈:
V
D @ LOAD I
= LOAD × R LOAD
V SUPPLY V SUPPLY
Minore à ̈ la corrente media di carico, minore sarà il duty cycle effettivo e quindi la durata della fase di accensione ON.
Ciò vale se il controllo PWM à ̈ a tempo di spegnimento OFF fissato o a frequenza fissata.
Quando la durata del tempo di accensione ON raggiunge il minimo valore attuabile, per prevenire un degrado delle performance, il sistema deve commutare in una modalità di decadimento veloce per rendere più veloce il decadimento della corrente e maggiore il duty cycle.
Una nuova ed eccezionalmente efficace architettura di decadimento della corrente, eventualmente da introdurre in un nuovo sistema di controllo della corrente di questa invenzione per migliorare ulteriormente la sua flessibilità di applicazione ad un ampli spettro di sistemi, fornisce una selezione intelligente (adattiva) della modalità di decadimento di corrente, lento o veloce, a seconda della condizione di corrente nel carico per meglio adattare il pilotaggio a qualsiasi condizione di funzionamento.
Come per l'algoritmo di controllo di corrente di questa invenzione, anche la selezione ausiliaria adattiva della modalità di decadimento di corrente à ̈ basata sulla misura della durata della fase di accensione ON.
Essenzialmente, il sottosistema misura ciclo per ciclo la durata della fase di accensione ON e quando il tempo misurato diventa minore di una soglia programmata, il sistema passa da una modalità di decadimento lento ad una modalità di decadimento veloce.
La summenzionata soglia programmata può corrispondere al tempo di blanking usato dal sistema di controllo della corrente per mascherare segnali spuri causati da transizioni dello stadio di potenza.
Le FIGG. 12 e 13 sono uno schema esemplificativo e un diagramma di flusso di una forma di realizzazione di un sottosistema di selezione ausiliaria adattiva della modalità di decadimento di corrente.
A parte il fatto di essere implementabile in un sistema di controllo di corrente di questa invenzione con un minimo di complessità aggiunta, un vantaggio di questo nuova architettura di selezione della modalità di selezione à ̈ la sua eccezionale adeguatezza per la selezione del decadimento adattivo. Il sottosistema mantiene la sua alta efficienza nelle applicazioni più critiche quando il carico può non essere completamente passivo, come per esempio in applicazioni di controllo del moto. Infatti in queste applicazioni, il carico non può essere semplicemente uguagliato ad un induttore in serie con un resistore, ma un generatore di tensione rappresentante il generatore di BEMF deve essere considerato in serie al carico. Ciò perché l'energia rotazionale accumulata nel motore funziona da generatore sul carico ed à ̈ in grado di alterare la forma d'onda di corrente durante il decadimento di corrente, come illustrato in FIG.14.
Il sottosistema di selezione adattiva della modalità di decadimento può essere applicata a qualsiasi tipo di controllo di corrente PWM come per esempio ad un classico sistema di controllo di corrente di picco usando una tecnica a tempo di spegnimento OFF fissato o una tecnica a frequenza PWM fissata.

Claims (9)

  1. RIVENDICAZIONI 1. Un metodo di controllo di corrente predittivo per pilotare in modalità PWM un carico attraverso uno stadio di potenza, alternando fasi di accensione ON e fasi di spegnimento OFF dello stadio di potenza , e usando un elemento di sensing di corrente di carico e un comparatore di sensing, comprendente le operazioni di: impostare una soglia del comparatore corrispondente ad un certo valore di corrente di riferimento; misurare l'intervallo temporale dall'istante iniziale di uno stato di accensione attivo di una fase di accensione ON dello stadio di potenza all'istante in cui la corrente di carico raggiunge detto valore di riferimento di corrente come determinato da una commutazione di detto comparatore di sensing, e continuando la fase di accensione ON mantenendo un uno stato di accensione predittivo lo stadio di potenza per un ulteriore intervallo temporale uguale ad una media tra l'appena misurato intervallo temporale in stato di accensione e l'intervallo temporale in stato di accensione attivo misurato durante un passato ciclo PWM.
  2. 2. Il metodo della rivendicazione 1, in cui dopo lo stato di accensione predittivo lo stadio di potenza à ̈ impostato in fase di spegnimento OFF per un tempo Toff costante.
  3. 3. Il metodo della rivendicazione 1, in cui un intervallo temporale in stato di accensione attivo per default à ̈ usato come detta determinazione di tempo medio all'accensione.
  4. 4. Il metodo della rivendicazione 1, in cui l'intervallo temporale in stato di accensione attivo misurato durante un passato ciclo PWM concerne o un ciclo PWM passato immediatamente precedente il ciclo di corrente o un ciclo passato più remoto, o un valore di intervallo temporale in stato di accensione mediato su un numero di precedenti cicli PWM.
  5. 5. Il metodo della rivendicazione 1, in cui un tempo di blanking à ̈ implementato ad ogni accensione dello stadio di potenza per evitare commutazioni spurie del comparatore di sensing dovuti ad impulsi o perturbazioni causati da transizioni dello stadio di potenza.
  6. 6. Il metodo della rivendicazione 5, in cui alla fine di detto tempo di blanking, l'uscita del comparatore di sensing fornisce informazioni riguardo se la corrente à ̈ al di sopra o al di sotto di detta soglia; se al di sopra, la fase di accensione à ̈ interrotta e lo stadio di potenza à ̈ impostato in uno stato di spegnimento; se al di sotto, la fase di accensione ON à ̈ eseguita seguita da una fase di spegnimento OFF prima di accendere di nuovo lo stadio di potenza per una nuova fase di accensione ON e attendere la fine di detto tempo di blanking.
  7. 7. Il metodo della rivendicazione 1, in cui quando detto valore di corrente di riferimento à ̈ modificato, qualsiasi misura di tempo in stato di accensione attiva à ̈ ignorata fino ad una successiva valida commutazione del comparatore di sensing e l'intervallo temporale in stato di accensione predittivo mantiene l'ultimo valore validamente calcolato.
  8. 8. Il metodo della rivendicazione 1, comprendente inoltre una selezione della modalità di decadimento di corrente adattiva per fasi di spegnimento comprendente le operazioni di: calcolare la durata di ciascuna fase di accensione; confrontare la durata con una minima soglia programmata; mantenere o una modalità di decadimento lento di default se la durata della fase di accensione ON à ̈ più lunga di detta soglia o commutare ad una modalità di decadimento veloce se la durata à ̈ inferiore a detta soglia.
  9. 9. Un metodo di selezione adattiva di modalità di decadimento di corrente nel pilotare in modalità PWM un carico attraverso uno stadio di potenza, alternando fasi di accensione ON e fasi di spegnimento OFF dello stadio di potenza, e usando un elemento di sensing della corrente di carico e un comparatore di sensing per fornire informazioni di ingresso ad un sistema di controllo digitale, comprendente le operazioni di: calcolare la durata di ciascuna fase di accensione ON; confrontare la durata con una soglia minima programmata; o mantenere una modalità di decadimento lento di default se la durata della fase di accensione ON à ̈ più lunga di detta soglia o commutare ad una modalità di decadimento veloce se la durata à ̈ inferiore a detta soglia.
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