CN101233675B - 逆变器装置和冷冻循环装置 - Google Patents

Abstract

配备开关电路，该开关电路具有多个沿电压施加方向成为上游侧的IGBT和成为下游侧的MOSFET的串联电路，并且将这些串联电路中的IGBT和MOSFET的相互连接点连接到负载。而且，依次切换各串联电路中的至少1个串联电路的IGBT进行通断，并且另外的至少1个串联电路的MOSFET进行导通的多相通电。

Description

逆变器装置和冷冻循环装置

技术领域

本发明涉及输出对负载、例如电机的驱动功率的逆变器装置和冷冻循环装置。

背景技术

输出驱动含电感分量的负载、例如电机用的功率的逆变器装置，配备具有多个沿电压施加方向成为上游侧和下游侧的2个开关元件的串联电路的开关电路，并将这些串联电路中的各开关元件的相互连接点连接到负载、例如连接到无刷直流电机的各相线圈。

作为开关元件，最近多采用IGBT或MOSFET。

在使用IGBT的逆变器装置的情况下，因为IGBT导通时两端之间的电压恒定，所以高电压输出时的损耗小，与将晶体三极管用于电压驱动时相比，驱动电路简单。

在使用MOSFET的逆变器装置的情况下，因为MOSFET的通断速度快，所以具有可高频切换的优点，而且由于低电压输出时的损耗小，多数用于驱动风扇电机等输出小的电机的场合。

再者，在使用MOSFET的逆变器装置的情况下，驱动大负载时，反向并联于MOSFET的回流二极管(寄生二极管)流通反向再生电流，存在产生损耗的问题。为了减小此损耗，考虑一种功率变换装置，其中设置反向电压施加电路，在规定的定时对回流二极管施加反向电压，引发二极管的反向再生，从而减小损耗。

近年，开发进一步改善MOSFET的导通电阻特性的低损耗功率MOSFET，也开展使用此元件的逆变器装置的开发。

这样，将各种元件用作逆变器装置的开关元件，但驱动装在空调机等冷冻循环装置的压缩机时，需要选择适应其负载特性的最佳开关元件。即，空调机等冷冻循环装置中，压缩机的高旋转(高输出)限于运转启动时或空调冷冻负载特别重时；在稳定时或负载轻的春秋季节等情况下，压缩机以低转速(低输出)长时间运转。

假设将IGBT用作开关元件。此情况下，因为IGBT的导通时的电压恒定，所以高输出的大电流时损耗小，但低输出、小电流时的损耗减小效果变小。因此，驱动装在空调机等冷冻循环装置的压缩机的情况下，其低输出时的损耗减小效果小的导通特性不好。另一方面，使用MOSFET的情况下，由于电阻特性的导通通道，电流大时电压降增加，存在高负载时的损耗变大的问题。

发明内容

一本发明方式的逆变器装置的目的是：可通过采用适当组合IGBT和MOSFET的开关电路，能遍及高负载至低负载的大范围地谋求减小损耗，从而能谋求效率提高。

一本发明实施方式的逆变器装置，配备

开关电路，该开关电路具有多个沿电压施加方向成为上游侧的IGBT和成为下游侧的MOSFET的串联电路，并具有分别反向并联于所述各IGBT和所述各FET的回流二极管，而且将所述各串联电路中的所述IGBT和所述MOSFET的相互连接点连接到含电感分量的负载；以及

控制单元，该控制单元依次切换所述各串联电路中的至少1个串联电路的IGBT进行通断，并且另外的至少1个串联电路的MOSFET进行导通的多相通电。

附图说明

图1是示出一实施方式的组成的框图。

图2是示出一实施方式中的各调制信号、各驱动信号、各相间电压的波形的图。

图3是示出一实施方式中的各IGBT和各MOSFET的动作模式的图。

图4是示出一实施方式中的各相间电压与相线圈电流的关系的图。

图5是以时间上放大的方式示出上述一实施方式中的三角波信号与各调制信号的关系的图。

图6是归纳并示出一实施方式随各通电模式中的IGBT通断动作、通断负载率、相线圈电流、电流路径的关系的图。

图7是具体示出图6中的电流路径的图。

图8是具体示出图6中的其它电流路径的图。

图9是具体示出图6中的别的电流路径的图。

图10是具体示出图6中的别的电流路径的图。

具体实施方式

下面，参照附图说明以本发明实施方式。

图1中，M为当作空调机的压缩机电机使用的无刷直流电机(负载)，由具有以中性点C为中心作星形连接的3个相线圈Lu、Lv、Lw的定子、以及具有永久磁铁的转子构成。利用因相线圈Lu、Lv、Lw中流通电流而产生的磁场与永久磁铁建立的磁场的相互作用，使转子旋转。

由此无刷直流电机M驱动压缩机20。压缩机20将冷媒吸入并加以压缩后排出。构成使此压缩机20排出的冷媒通过冷凝器21、减压器(例如膨胀阀22)、蒸发器23，并返回压缩机20的冷冻循环。然后，由此冷冻循环和逆变器装置1，构成冷冻循环装置。

逆变器装置1配备施加直流电压Vd的输入端子P和N；接受此输入端子P与N之间的直流电压Vd并进行对所述相线圈Lu、Lv、Lw的通电和该通电的切换的开关电路2；对此开关电路2进行驱动控制的控制部10。

所述开关电路2具有：U、V、W的三相份额的沿直流电压Vd的施加方向成为上游侧的IGBT(Integrated Gate Bipolar Transistor：集成门双极性晶体管)和下游侧的低损耗功率MOSFET，U相的上游侧配备IGBT3u，下游侧配备MOSFET4u；V相的上游侧配备IGBT3v，下游侧配备MOSFET4v；W相的上游侧配备IGBT3w，下游侧配备MOSFET4w。而且，对IGBT3u、3v、3w分别反向并联回流二极管Du+、Dv+、Dw+，对MOSFET4u、4v、4w分别反向并联回流二极管(也称为寄生二极管)Du-、Dv-、Dw-。

IGBT3u与MOSFET4u的相互连接点为输出端子Qu，IGBT3v与MOSFET4v的相互连接点为输出端子Qv，IGBT3w与MOSFET4w的相互连接点为输出端子Qw。而且，输出端子Qu上连接所述相线圈Lu的非接线端，输出端子Qv上连接所述相线圈Lv的非接线端，输出端子Qw上连接所述相线圈Lw的非接线端。

又，开关电路2配备反向电压施加电路5u、5v、5w，该反向电压施加电路对回流二极管Du-、Dv-、Dw-施加反向电压，使得因相线圈Lu、Lv、Lw中储存的能量而在回流二极管Du-、Dv-、Dw-流通正向电流时，随着IGBT3u、3v、3w各自的导通，回流二极管Du-、Dv-、Dw-中不流通反向电流。

所述控制部10作为主要功能，具有下列(1)～(3)的单元。

(1)产生规定期间作为开关动作休止期具有固定于一定电平的电压波形，且相位角不相同的多个调制信号的调制信号产生单元。

(2)利用所述各调制信号与三角波信号的电压比较，编制相当于所述开关动作休止期的期间的电位为零电平，且剩下的期间的电位重复高电平和零电平的波形的多个驱动信号的驱动信号编制单元。

(3)根据所述各驱动信号依次切换开关电路2的各串联电路中至少1个串联电路的IGBT进行通断，并且另外的至少1个串联电路的MOSFET进行导通的多相通电的控制单元。

接着，说明上述组成的作用。

如图2所示，准备相位角相互错开120度的三相正弦波电压Eu、Ev、Ew。此三相正弦波电压Eu、Ev、Ew的频率与无刷直流电机M的速度成正比地变化。并且，将此三相正弦波电压Eu、Ev、Ew中电压最小的相的波形整形成作为基准电压(0伏)的相对电压，从而产生相当于三相正弦波电压Eu、Ev、Ew的周期(＝2π)的1/3(＝2π/3)的期间作为开关动作休止期具有固定于负的一定电平的电压波形，且相互错开120度的多个调制信号Eu’、Ev’、Ew’。再者，这是也称为二相调制的调制方式。

通过对此调制信Eu’、Ev’、Ew’和三角波信号Eo进行比较，编制相当于所述开关动作休止期的期间的电位为零电平(下底)，且剩下的期间的电位重复高电平和零点平的下底通电波形的驱动信号(脉宽调制信号：PWM信号)Vu、Vv、Vw。根据此驱动信号Vu、Vv、Vw，依次切换开关电路2的至少1个串联电路的IGBT进行通断，并且另外的至少1个串联电路的MOSFET进行导通的多相通电。图3示出IGBT3u、3v、3w和MOSFET4u、4v、4w的动作模式。○表示通断，△表示导通，×表示阻断。

利用此多相通电的切换，输出端子Qu、Qv、Qw相互之间产生电平对应于阻断负载率的相间电压Vuv、Vvw、Vwu，并将该相间电压Vuv、Vvw、Vwu施加到相线圈Lu、Lv、Lw。因而，Lu、Lv、Lw中流通正弦波状的电流，使无刷直流电机M动作。

图4示出相间电压Vuv、Vvw、Vwu与相线圈电流的关系。即，设定成空调负载大、IGBT导通且阻断负载率大的运转条件(导通期长，阻断期短)下，相间电压Vuv、Vvw、Vwu的电平和频率变高，相线圈电流增大。利用调节调制信号Eu’、Ev’、Ew’的电平，以可变方式设定IGBT的通断负载率、输出电压。

如上文所述，将IGBT3u、3v、3w用作开关电路2的各串联电路的上游侧开关元件，将MOSFET4u、4v、4w用作各串联电路的下游侧开关元件，并依次切换利用脉宽调制使至少1个串联电路的IGBT进行通断，且另外的至少1个串联电路的MOSFET进行导通的多相通电，从而在空调负载小、无刷直流电机M的转速可以低的低负载时，MOSFET的导通期变长，IGBT的导通期变短。因此，对损耗而言，MOSFET的损耗形成支配性的作用，能使IGBT的损耗的影响小。因此，空调机等的运转时间比率最高的低能力运转中，能有效利用MOSFET的低损耗运转。

另一方面，高负载时(电流大时)，MOSFET的损耗增加，但上游侧IGBT的导通时间比率变大，所以与将全部开关元件取为MOSFET时相比，损耗能至少减小将IGBT用作上游侧开关元件的份额。

又，如果使用MOSFET，则因运转状态而一对开关元件的一方导通时，成对的MOSFET的回流二极管流通大的反向再生电流，损耗增大。为了抑制此现象，利用反向电压施加电路5u、5v、5w在成对的开关元件导通前后对回流二极管施加反向电压。其结果，MOSFET的回流二极管(寄生二极管)中产生的大反向再生电流受到抑制，能大幅度减小反向再生电流造成的损耗。尤其是仅在下游侧使用MOSFET，可仅对下游侧的MOSFET4u、4v、4w设置反向电压施加电路5u、5v、5w，所以能谋求电路简化和成本降低。

这样，通过采用适当组合IGBT和MOSFET的开关电路2，能遍及高负载至低负载的大范围谋求减小损耗，从而谋求提高逆变器装置1的效率。

可是，图2所示的调制信号Eu’、Ev’、Ew’与三角波信号Eo的比较中，为了比较结果容易理解，采用频率比实际低的三角波信号Eo。实际的三角波信号的频率更高。图5是在相位60度的区间以时间上放大的方式示出实际的三角波信号Eo与调制信号Eu’、Ev’、Ew’的关系的图。

图5中，作为相线圈的电流路径，在60度区间的前半部分产生基于高电位调制信号Eu’与下底电位(零电位)调制信号Ev’的电位差(图中示为T1)的通电路径和基于中电位调制信号Ew’与下底电位(零电位)调制信号Ev’的电位差(图中示为T2)的通电路径。在60度区间的后半部分产生基于高电位调制信号Eu’与中电位调制信号Ew’的电位差(图中示为T3)的通电路径和基于高电位调制信号Eu’与下底电位(零电位)调制信号Ev’的电位差(图中示为T4)的通电路径。图6归纳并示出这些通电路径中的IGBT的通断动作、通断负载率、相线圈电流、逆变器装置1的电流路径的关系。再者，中电位调制信号Ew’的电平在前半部分示出的定时T2上为正电压，在后半部分示出的定时T3上为负电压，电流的方向和路径变化。

在定时T1上，由于IGBT3u导通(将通电负载率的典型值表为A)，如图7的实线那样，在输入端子P、IGBT3u、相线圈Lu和Lv、MOSFET4v、输入端子N的路径中流通电流。IGBT3u阻断时，如图7的虚线那样，基于相线圈Lu和Lv储存的能量的电流从相线圈Lu、Lv经MOSFET4v正向流过MOSFET4u侧的回流二极管Du-。

在定时T2上，由于IGBT3w导通(将通电负载率的典型值表为B)，如图8的实线那样，在输入端子P、IGBT3w、相线圈Lu和Lv、MOSFET4v、输入端子N的路径中流通电流。IGBT3w阻断时，如图8的虚线那样，基于相线圈Lu和Lv储存的能量的电流从相线圈Lw、Lv经MOSFET4v正向流过MOSFET4w侧的回流二极管Du-。

在定时T3上，IGBT3u、3w导通时(将通断负载率的典型值表为C)，如图9的实线那样，基于相线圈Lw、Lv储存的能量的电流在相线圈Lu、Lw至IGBT3w的回流二极管DW+、IGBT3u的路径中流通。IGBT3u导通且IGBT3w阻断时(通断负载率的典型值表为A-C)，如图9的虚线那样，从输入端子P经IGBT3u和相线圈Lu、Lw的电流经MOSFET4w流到输入端子N侧。而且，IGBT3u、3w阻断时，如图9的点划线那样，经IGBT3u和相线圈Lu、Lw的电流经MOSFET4w正向流过MOSFET4u侧的回流二极管Du-。

在定时T4上，由于IGBT3u导通，如图10的实线那样，在输入端子P、IGBT3u、相线圈Lu和Lv、MOSFET4v、输入端子N的路径中流通电流。IGBT3u阻断时，如图10的虚线那样，基于相线圈Lu和Lv储存的能量的电流从相线圈Lu、Lv经MOSFET4v正向流过MOSFET4u侧的回流二极管Du-。

可通过对此60度区间的定时T1、T2、T3、T4上的4条通电路径的电流，分析适应IGBT的通断动作的电流路径和损耗，将该分析的结果在整个360度区间展开。

即，在定时T1、T2、T3、T4上的4条通电路径中，忽略随电流变化的损耗因素，并假设IGBT和MOSFET各自的正向电流、反向电流的损耗相等，将IGBT的损耗表为IR，MOSFET的损耗表为MR，而且将调制率表为a，加上通电时间后，算出60度区间的损耗。

 定时T1上，IGBT3u导通时为A·a·(IR+MR)，IGBT3u阻断时为(1-A)·a·(IR+MR)＝2·(1-A)·a·MR。定时T2上，IGBT3w导通时为B·a·(IR+MR)，IGBT3w阻断时为2·(1-B)·a·MR。定时T3上，IGBT3u导通且3w导通时为2·C·a·IR，IGBT3u导通且3w阻断时为(A-C)·a·(IR+MR)，IGBT3u和3w都阻断时为2·(1-A)·a·MR。定时T4上，与定时T1相同，也为A·a·(IR+MR)和2·(1-A)·a·MR。

求它们的总和，则取得下式。

3·A·aIR+B·IR+C·IR+(8-3A-B-C)MR

这里，将当作通断典型值使用的A(0度至30度的区间)、B(30度至60度的区间)、C(60度至90度的区间)作为平均值并使用各区间的中间角的值，则A为15度的负载率(导通时间)，B为45度的负载率，C为75度的负载率。这样做，则A+B＝C，所以将此关系代入上式时，得到下面的公式。

4·A·a·IR+(8-4·A·a)·MR

＝4·MR+4·[A·a·IR+(1-A·a)·MR]

由此式判明，调制率a小的低输出电压区(小电流区)中，MOSFET流通大部分的电流，损耗的大小受MOSFET的损耗支配。因而，即使上游侧开关元件使用IGBT，此区域中也取得接近全部开关元件为MOSFET时的损耗减小效果。

又，如图4所说明，设定成负载大且IGBT的通断负载率大的运转条件下，相间电压Vuv、Vvw、Vwu的电平和频率变高，相线圈电流增大，但这时IGBT的损耗比率变大，此区域中与全部开关元件为MOSFET时相比，损耗能减小。实际使用条件中，冷冻循环装置的运转时间大半为小电流的稳定运转条件，此稳定运转条件下的损耗减小效果大。反之，MOSFET因导通为电阻特性而电流变大时，与IGBT相比，损耗增加。此情况下，电流路径的一方为IGBT，所以能减轻其不良影响。

即，通过作为开关电路在上游侧使用IGBT、在下游侧使用MOSFET并进行下底通电(二相调制)，能在高负载至低负载的大范围谋求减小损耗，从而能谋求效率提高。又，通过设置反向电压施加电路，即使使用MOSFET，也抑制回流二极管(寄生二极管)中产生的大反向再生电流，能大幅度减小损耗。

工业上的实用性

本发明的逆变器装置，能用于装载压缩机的冷冻循环装置。

Claims (6)

1.一种逆变器装置，其特征在于，配备：

开关电路，该开关电路具有多个沿电压施加方向顺序连接IGBT和MOSFET的串联电路，并具有与各所述IGBT和各所述MOSFET分别反向并联的回流二极管，而且将各所述串联电路中的所述IGBT和所述MOSFET的相互连接点连接到含电感分量的负载；以及

控制单元，该控制单元依次切换多相通电，所述多相通电对各所述串联电路中的至少1个串联电路的IGBT进行通断，并且对另外的至少1个串联电路的MOSFET进行导通。

2.如权利要求1中所述的逆变器装置，其特征在于，

还配备反向电压施加电路，该反向电压施加电路在各所述IGBT导通前，对各所述回流二极管施加反向电压，以便因所述负载储存的能量而使各所述MOSFET的回流二极管流通正向电流时，抑制随各所述IGBT的导通而流通于各所述回流二极管的反向电流。

3.如权利要求1中所述的逆变器装置，其特征在于，

所述负载是无刷直流电机的各相线圈。

4.如权利要求1中所述的逆变器装置，其特征在于，

所述负载是无刷直流电机的3个相线圈，

各所述串联电路是与所述各相线圈对应的3个串联电路。

5.如权利要求3中所述的逆变器装置，其特征在于，

所述无刷直流电机用于驱动压缩机，所述压缩机将冷媒吸入并加以压缩后排出。

6.一种冷冻循环装置，其特征在于，配备：

将冷媒吸入并加以压缩后排出的压缩机；

使所述压缩机排出的冷媒通过冷凝器、减压器、蒸发器，并返回所述压缩机的冷冻循环；

具有多个相线圈，并驱动所述压缩机的无刷直流电机；

具有开关电路，该开关电路具有多个沿电压施加方向顺序连接IGBT和MOSFET的串联电路，并具有与各所述IGBT和各所述MOSFET分别反向并联的回流二极管，而且将各所述串联电路中的所述IGBT和所述MOSFET的相互连接点连接到所述无刷直流电机的各相线圈；以及

控制单元，该控制单元依次切换多相通电，所述多相通电对各所述串联电路中的至少1个串联电路的IGBT进行通断，并且对另外的至少1个串联电路的MOSFET进行导通。

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