WO2007029544A1 - インバータ装置および冷凍サイクル装置 - Google Patents

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WO2007029544A1
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mosfet
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inverter device
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Michika Uesugi
Koji Noda
Takahisa Endo
Hiroshi Mochikawa
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Toshiba Carrier Corporation
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/5388—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with asymmetrical configuration of switches
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F25—REFRIGERATION OR COOLING; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS; MANUFACTURE OR STORAGE OF ICE; LIQUEFACTION SOLIDIFICATION OF GASES
    • F25B—REFRIGERATION MACHINES, PLANTS OR SYSTEMS; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS
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    • F25B2600/02—Compressor control
    • F25B2600/021—Inverters therefor
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    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B30/00—Energy efficient heating, ventilation or air conditioning [HVAC]
    • Y02B30/70—Efficient control or regulation technologies, e.g. for control of refrigerant flow, motor or heating

Definitions

  • the present invention relates to an inverter device and a refrigeration cycle device that outputs driving power to a load, for example, a motor.
  • An inverter device that outputs electric power for driving a load including an inductive component, for example, a motor, is a switching circuit having a plurality of series circuits of two switching elements that are upstream and downstream along the voltage application direction. And the switching point of each switching element in these series circuits is connected to each phase wire of a load, for example, a brushless DC motor.
  • Inverter devices using MOSFETs have the advantage that high-frequency switching is possible due to the high on / off speed of the MOSFETs, and the loss at low voltage output is small. Often used when driving a motor.
  • the purpose of the inverter device according to one aspect of the present invention is to reduce loss over a wide range of high load force and low load by employing a switching circuit in which IGBT and MOSFET are appropriately combined. The efficiency can be improved.
  • An inverter device according to an aspect of the present invention provides:
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an embodiment.
  • FIG. 2 shows waveforms of modulation signals, drive signals, and interphase voltages in an embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram showing an operation pattern of each IGBT and each MOSFET in one embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram showing a relationship between voltages between phases and phase currents in one embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram showing the relationship between a triangular wave signal and each modulation signal in an embodiment in an enlarged manner.
  • FIG. 6 is a diagram collectively showing the relationship between the on / off operation of the IGBT, the on / off duty, the phase current, and the current path in each energization pattern of the embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram specifically illustrating a current path in FIG.
  • FIG. 8 is a diagram specifically illustrating another current path in FIG. 6.
  • FIG. 9 is a diagram specifically showing another current path in FIG. 6.
  • FIG. 10 is a diagram specifically showing still another current path in FIG. 6.
  • M is a brushless DC motor (load) used as a compressor motor for an air conditioner, and a stator having three phase lines Lu, Lv, and Lw that are star-connected around a neutral point C. , And a rotor having permanent magnets. The rotor rotates due to the interaction between the magnetic field generated by the current flowing through the phase lines Lu, L V, and Lw and the magnetic field created by the permanent magnet.
  • the brushless DC motor M drives the compressor 20.
  • the compressor 20 compresses and discharges the refrigerant by suction.
  • a refrigeration cycle is configured in which the refrigerant discharged from the compressor 20 is returned to the compressor 20 through a condenser 21, a decompressor, for example, an expansion valve 22 and an evaporator 23.
  • the refrigeration cycle and the inverter device 1 constitute a refrigeration cycle apparatus.
  • Inverter device 1 has input terminals P and N to which DC voltage Vd is applied, and DC voltage Vd between input terminals P and N.
  • a switching circuit 2 that performs switching and a control unit 10 that drives and controls the switching circuit 2 are provided.
  • the switching circuit 2 includes a series circuit of an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) on the upstream side and a low-loss power MOSFET on the downstream side along the application direction of the DC voltage Vd. It has three phases, IGBT3u upstream of U phase, MOSFET4u downstream, IGBT3v upstream of V phase, MOSFET4v downstream, IGBT3w upstream of W phase, MOSFET4w downstream It has.
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • free-wheeling diodes Du +, Dv + and Dw + are connected in reverse parallel to IGBT3u, 3v and 3w, respectively, and free-wheeling diodes (also called parasitic diodes) Du-, Dv- and Dw- Each is connected in reverse parallel.
  • the interconnection point between IGBT3U and MOSFET4U becomes the output terminal Qu
  • the interconnection point between IGBT3v and MOSFE T4v becomes the output terminal Qv
  • the interconnection point between IGBT3w and MOSFET4w becomes the output terminal Qw.
  • the output terminal Qu is connected to the non-connection end of the above-mentioned phase connection line Lu
  • the output terminal Qv is connected to the non-connection end of the above-mentioned phase connection line Lv
  • the output terminal Qw is connected to the non-connection end of the above-mentioned connection line Lw. Connected.
  • the switching circuit 2 is configured such that when forward current flows through the feedback diodes Du—, Dv—, Dw— due to the energy stored in the phase lines Lu, Lv, Lw, the IGBTs 3u, 3v, 3 Reverse voltage application circuit that applies reverse voltage to free-wheeling diodes Du—, Dv—, and Dw— so that reverse current does not flow through free-wheeling diodes Du—, Dv-, and Dw— when w is turned on 5u, 5v , 5w.
  • the control unit 10 has the following means (1) to (3) as main functions.
  • Modulation signal generating means for generating a plurality of modulation signals having a voltage waveform fixed at a certain level as a switching pause period and having different phase angles.
  • At least one of the series circuits in the switching circuit 2 in the switching circuit 2 is turned on and off in response to each drive signal, and at least one other series circuit MOSF ET is turned on. Control means for switching multiple-phase energization sequentially.
  • three-phase sinusoidal voltages Eu, Ev, and Ew that are 120 degrees out of phase angle are prepared.
  • the three-phase sinusoidal voltages Eu, Ev, and Ew change in frequency in proportion to the speed of the brushless DC motor M.
  • the three-phase sine wave voltage Eu is obtained by shaping the waveform so that it is a relative voltage with the lowest voltage phase as the reference voltage (OV).
  • Multiple modulation signals ⁇ ⁇ ', Ew' are generated. This is a modulation method also called two-phase modulation.
  • inter-phase voltages Vuv, Vvw, Vwu corresponding to the on / off duty of the IGBT are generated between the output terminals Qu, Qv, Qw, and the inter-phase voltages Vuv, Vvw , Vwu is applied to the phase lines Lu, Lv, Lw.
  • a sinusoidal current flows through Lu, Lv, and Lw, and the brushless DC motor M operates.
  • FIG. 1 The relationship between the interphase voltages Vuv, Vvw, Vwu and the phase current is shown in FIG.
  • the on / off duty of the IGBT is set large (the on period is long and the off period is short)
  • the level and frequency of the interphase voltages Vuv, Vvw, Vwu are high.
  • the phase current increases.
  • the on / off duty and output voltage of the IGBT are variably set by adjusting the level of the modulation signals ⁇ , ⁇ ', Ew.
  • IGBTs 3u, 3v, 3w are used as upstream switching elements of each series circuit in switching circuit 2
  • MOSFETs 4u, 4v, 4w are used as downstream switching elements of each series circuit
  • Pulse width modulation of at least one series circuit IGBT By switching multi-phase conduction that turns on and off by turning on at least one of the other series circuit MOSFETs sequentially, the MOSFET can be used at low loads where the air conditioning load is small and the speed of the brushless DC motor M can be low.
  • the on-period of the IGBT becomes longer and the on-period of the IGBT becomes shorter. Therefore, MOSFET loss is dominant, and the effect of IGB T loss can be reduced. For this reason, the low loss operation of the MOSFET can be utilized for the operation with the highest operating time ratio such as the air conditioner and the low capacity operation.
  • MOSFETs are used only on the downstream side, and reverse voltage application circuits 5u, 5v, and 5w need only be provided for the downstream side MOSFETs 4u, 4v, and 4w, simplifying the circuit and reducing costs. Can be planned.
  • the loss can be reduced over a wide range of high load force and low load, thereby improving the efficiency of the inverter device 1. Can be improved.
  • a triangular wave signal ⁇ with a frequency lower than the actual one is adopted so that the comparison result can be easily divided.
  • the actual triangular wave signal ⁇ has a higher frequency.
  • Fig. 5 shows the relationship between the actual triangular wave signal ⁇ and the modulation signals ⁇ ⁇ ', Ew', with time expanded in the 60 ° section of the phase.
  • a high-potential modulation signal In the first half of the 60 ° section as the current path of the phase line, a high-potential modulation signal
  • the current path based on the potential difference (illustrated Tl) between ⁇ and the lower solid potential (zero potential) modulation signal Ev, and the potential difference between the middle potential modulation signal Ew and the lower solid potential (zero potential) modulation signal Ev.
  • An energization path based on (illustration ⁇ 2) is generated.
  • the energization path based on the potential difference between the high-potential modulation signal ⁇ and the medium-potential modulation signal Ew ( Figure 3), the high-potential modulation signal Eu ', and the lower solid potential (zero potential)
  • An energization path is created based on the potential difference (4 in the figure) with the modulation signal Ev.
  • Figure 6 summarizes the relationship between the on / off operation of the IGBT, the on / off duty, the phase current, and the current path of the inverter device 1 in these energization paths.
  • the level of the modulation signal Ew of medium potential is a positive voltage at the timing T2 shown in the first half, and a negative voltage at the timing T3 in the second half, and the current direction and path change.
  • T2 when IGBT3w is on, ⁇ ⁇ a '(IR + MR), and when IGBT3w is off, 2 (1-B)' a 'MR.
  • the timing of T4 is the same as the timing of T1, and is A'a '(IR + MR) and 2 ⁇ (1 ⁇ A)' a'MR.
  • a (0 ° to 30 ° interval), B (30 ° force 60 ° interval), and C (60 ° force 90 ° interval) used as representative values of on and off duty are average values.
  • A is the duty at 15 ° (on time)
  • B is the duty at 45 °
  • C is the duty at 75 °.
  • the inverter device of the present invention can be used for a refrigeration cycle device equipped with a compressor.

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Abstract

　電圧の印加方向に沿って上流側となるＩＧＢＴおよび下流側となるＭＯＳＦＥＴの直列回路を複数有し、これら直列回路におけるＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴの相互接続点が負荷に接続されるスイッチング回路を備えている。そして、各直列回路のうち少なくとも１つの直列回路のＩＧＢＴをオン，オフして別の少なくとも１つの直列回路のＭＯＳＦＥＴをオンする複数相通電を順次に切換える。

Description

明 細 書
インバータ装置および冷凍サイクル装置
技術分野
[0001] この発明は、負荷たとえばモータへの駆動電力を出力するインバータ装置および 冷凍サイクル装置に関する。
背景技術
[0002] 誘導成分を含む負荷たとえばモータを駆動するための電力を出力するインバータ 装置は、電圧の印加方向に沿って上流側および下流側となる 2つのスイッチング素 子の直列回路を複数有するスイッチング回路を備え、これら直列回路における各スィ ツチング素子の相互接続点が負荷たとえばブラシレス DCモータの各相卷線に接続 される。
[0003] スイッチング素子としては、最近、 IGBTや MOSFETが多く採用されるようになって いる。
[0004] IGBTを用いたインバータ装置の場合、 IGBTのオン時の両端間電圧が一定となる ため、高電圧出力時のロスが小さぐ電圧駆動のため、トランジスタを用いる場合に比 ベて駆動回路が簡単となる。
[0005] MOSFETを用いたインバータ装置の場合、 MOSFETのオン，オフ速度が速いた め高周波スイッチングが可能というメリットがあり、また低電圧出力時のロスが小さいこ と力 ファンモータ等の出力の小さいモータを駆動する場合に多用される。
[0006] なお、 MOSFETを用いたインバータ装置の場合、大きな負荷を駆動する際に、 M OSFETに逆並列接続されて 、る還流ダイオード (寄生ダイオード）に逆回復電流が 流れて損失が発生するという問題がある。この損失を低減するために、逆電圧印加 回路を設け、所定のタイミングで還流ダイオードに逆電圧を印加してダイオードの逆 回復を引き起こし、これにより損失を低減するようにした電力変換装置が考えられて いる。
[0007] 近年では、 MOSFETのオン抵抗特性をさらに改善した低損失パワー MOSFET が開発され、この素子を用 、たインバータ装置も開発が進められて 、る。 [0008] このように、インバータ装置のスイッチング素子として様々な素子が用いられるが、 空気調和機等の冷凍サイクル装置に搭載される圧縮機を駆動する場合には、その 負荷特性に応じた最適なスイッチング素子を選定する必要がある。すなわち、空気調 和機等の冷凍サイクル装置では圧縮機の高回転 (高出力）は、運転開始時や特に空 調 ·冷凍負荷が重いときに限られ、安定時や春'秋の負荷が軽い季節等では圧縮機 は低回転 (低出力）で長時間運転されることになる。
[0009] 仮に、スイッチング素子として IGBTが用いられた場合、 IGBTのオン時の電圧が一 定となるため、高出力の大電流時は損失が少なるものの、低出力、低電流時の損失 低減効果が小さくなる。このため、空気調和機等の冷凍サイクル装置に搭載される圧 縮機を駆動する場合、その低出力時の損失低減効果の小さい導通特性は好ましくな い。一方、 MOSFETを用いた場合は、抵抗特性の導通チャンネルのため、高電流 時に電圧降下が増加し、高負荷時の損失が大きくなるという問題がある。
発明の開示
[0010] この発明の一態様のインバータ装置の目的は、 IGBTと MOSFETを適切に組合わ せたスイッチング回路の採用により、高負荷力 低負荷の広範囲にわたって損失の 低減を図ることができ、これにより効率の向上が図れることである。
[0011] この発明の一態様のインバータ装置は、
電圧の印加方向に沿って上流側となる IGBTおよび下流側となる MOSFETの直 列回路を複数有するとともに、前記各 IGBTおよび前記各 FETにそれぞれ逆並列接 続された還流ダイオードを有し、前記各直列回路における前記 IGBTと前記 MOSF ETの相互接続点が誘導成分を含む負荷に接続されるスイッチング回路と、 前記各直列回路のうち少なくとも 1つの直列回路の IGBTがオン，オフして別の少 なくとも 1つの直列回路の MOSFETがオンする複数相通電を、順次に切換える制御 手段と、
を備えている。
図面の簡単な説明
[0012] [図 1]図 1は、一実施形態の構成を示すブロック図。
[図 2]図 2は、一実施形態における各変調信号、各駆動信号、各相間電圧の波形を 示す図。
[図 3]図 3は、一実施形態における各 IGBTおよび各 MOSFETの動作パターンを示 す図。
[図 4]図 4は、一実施形態における各相間電圧と相卷線電流との関係を示す図。
[図 5]図 5は、一実施形態における三角波信号と各変調信号との関係を時間的に拡 大して示す図。
[図 6]図 6は、一実施形態の各通電パターンにおける IGBTのオン，オフ動作、オン， オフデューティ、相卷線電流、電流経路の関係をまとめて示す図。
[図 7]図 7は、図 6における電流経路を具体的に示す図。
[図 8]図 8は、図 6における他の電流経路を具体的に示す図。
[図 9]図 9は、図 6における別の電流経路を具体的に示す図。
[図 10]図 10は、図 6におけるさらに別の電流経路を具体的に示す図。
発明を実施するための最良の形態
[0013] 以下、この発明の一実施形態について図面を参照して説明する。
図 1において、 Mは空気調和機のコンプレッサモータとして使用されるブラシレス D Cモータ (負荷)で、中性点 Cを中心に星形結線された 3つの相卷線 Lu, Lv, Lwを 有する固定子、および永久磁石を有する回転子により構成されている。相卷線 Lu, L V, Lwに電流が流れることにより生じる磁界と永久磁石が作る磁界との相互作用によ り、回転子が回転する。
[0014] このブラシレス DCモータ Mにより、圧縮機 20が駆動される。圧縮機 20は、冷媒を 吸込で圧縮し吐出する。この圧縮機 20から吐出される冷媒を凝縮器 21、減圧器たと えば膨張弁 22、蒸発器 23を通して圧縮機 20に戻す冷凍サイクルが構成されている 。そして、この冷凍サイクルおよびインバータ装置 1により、冷凍サイクル装置が構成 されている。
[0015] インバータ装置 1は、直流電圧 Vdが印加される入力端子 P, N、この入力端子 P, N 間の直流電圧 Vdを受けて上記相卷線 Lu, Lv, Lwに対する通電およびその通電切 換を行うスイッチング回路 2、このスイッチング回路 2を駆動制御する制御部 10を備え ている。 [0016] 上記スイッチング回路 2は、直流電圧 Vdの印加方向に沿って上流側となる IGBT(I nsulated Gate Bipolar Transistor)および下流側となる低損失パワー MOSFETの直 列回路を U, V, Wの三相分有するもので、 U相の上流側に IGBT3u、下流側に MO SFET4uを備え、 V相の上流側に IGBT3v、下流側に MOSFET4vを備え、 W相の 上流側に IGBT3w、下流側に MOSFET4wを備えている。そして、 IGBT3u, 3v, 3 wに対し還流ダイオード Du + , Dv+ , Dw+がそれぞれ逆並列接続され、 MOSFE T4u, 4v, 4wに対し還流ダイオード（寄生ダイオードともいう） Du—， Dv- , Dw—が それぞれ逆並列接続されて 、る。
[0017] IGBT3Uと MOSFET4Uの相互接続点が出力端子 Quとなり、 IGBT3vと MOSFE T4vの相互接続点が出力端子 Qvとなり、 IGBT3 wと MOSFET4wの相互接続点が 出力端子 Qwとなる。そして、出力端子 Quに上記相卷線 Luの非結線端が接続され、 出力端子 Qvに上記相卷線 Lvの非結線端が接続され、出力端子 Qwに上記相卷線 Lwの非結線端が接続されて 、る。
[0018] また、スイッチング回路 2は、相卷線 Lu, Lv, Lwに蓄えられたエネルギによって還 流ダイオード Du—， Dv- , Dw—に順方向電流が流れた場合に、 IGBT3u, 3v, 3 wのそれぞれのオンに伴って還流ダイオード Du—， Dv- , Dw—に逆方向電流が 流れないよう、還流ダイオード Du—， Dv—， Dw—に逆電圧を印加する逆電圧印加 回路 5u, 5v, 5wを備えている。
[0019] 上記制御部 10は、主要な機能として、次の（1)〜（3)の手段を有している。
(1)所定期間がスイッチング休止期間として一定レベルに固定される電圧波形を有 し且つ互いに位相角が異なる複数の変調信号を発する変調信号発生手段。
[0020] (2)上記各変調信号と三角波信号との電圧比較により、上記スイッチング休止期間 に相当する期間の電位が零レベルで、残りの期間の電位が高レベルと零レベルを繰 返す波形の複数の駆動信号を作成する駆動信号作成手段。
[0021] (3)上記各駆動信号に応じてスイッチング回路 2における各直列回路のうち少なくと も 1つの直列回路の IGBTがオン，オフして別の少なくとも 1つの直列回路の MOSF ETがオンする複数相通電を、順次に切換える制御手段。
[0022] つぎに、上記の構成の作用を説明する。 図 2に示すように、互いに位相角が 120度ずれた三相正弦波電圧 Eu, Ev, Ewが 用意されている。この三相正弦波電圧 Eu, Ev, Ewは、ブラシレス DCモータ Mの速 度に比例して周波数が変化する。そして、この三相正弦波電圧波形 Eu, Ev, Ewの うち、最も低 ヽ電圧の相を基準電圧 (OV)とした相対電圧となるように波形整形される ことにより、三相正弦波電圧 Eu, Ev, Ewの周期（ = 2 π )の ΐΖ3 ( = 2 π Ζ3)に相当 する期間がスイッチング休止期間として負の一定レベルに固定される電圧波形を有 し且つ互いに位相角が 120度ずれた複数の変調信号 Ει Εν', Ew'が、生成され る。なお、これは二相変調とも言われる変調方式である。
[0023] この変調信号 ΕιΤ, Εν', Ew'と三角波信号 Εοとが電圧比較されることにより、上記 スイッチング休止期間に相当する期間の電位が零レベル（下ベタ）で、残りの期間の 電位が高レベルと零レベルを繰返す下ベタ通電波形の駆動信号 (パルス幅変調信 号； PWM信号） Vu, Vv, Vwが作成される。この駆動信号 Vu, Vv, Vwに応じてスィ ツチング回路 2における少なくとも 1つの直列回路の IGBTがオン，オフして別の少な くとも 1つの直列回路の MOSFETがオンする複数相通電力 順次に切換えられる。 I GBT3u, 3v, 3wおよび MOSFET4u, 4v, 4wの動作パターンを図 3に示している 。〇が才ン，オフ、△が才ン、 Xがオフを示している。
[0024] この複数相通電の切換えにより、 IGBTのオン，オフデューティに対応するレベルの 相間電圧 Vuv, Vvw, Vwuが出力端子 Qu, Qv, Qwの相互間に生じ、その相間電 圧 Vuv, Vvw, Vwuが相卷線 Lu, Lv, Lwに印加される。これにより、 Lu, Lv, Lwに 正弦波状の電流が流れ、ブラシレス DCモータ Mが動作する。
[0025] 相間電圧 Vuv, Vvw, Vwuと相卷線電流との関係を図 4に示している。すなわち、 空調負荷が大きくて IGBTのオン，オフデューティが大きく設定される運転条件では（ オン期間が長くてオフ期間が短い）、相間電圧 Vuv, Vvw, Vwuのレベルおよび周 波数が高くなつて、相卷線電流が増大する。 IGBTのオン，オフデューティ、出力電 圧は、変調信号 ΕιΤ, Εν', Ew,のレベル調節により可変設定される。
[0026] 以上のように、スイッチング回路 2における各直列回路の上流側スイッチング素子と して IGBT3u, 3v, 3wを用いるとともに、各直列回路の下流側スイッチング素子とし て MOSFET4u, 4v, 4wを用い、少なくとも 1つの直列回路の IGBTをパルス幅変調 によりオン，オフして別の少なくとも 1つの直列回路の MOSFETをオンする複数相通 電を順次に切換えることにより、空調負荷が小さくてブラシレス DCモータ Mの回転数 が低くてよい低負荷時において、 MOSFETのオン期間が長くなり、 IGBTのオン期 間が短くなる。したがって、損失については MOSFETの損失が支配的になり、 IGB Tの損失の影響を小さくできる。このため、空気調和機等のもっとも運転時間の比率 の高 、低能力運転にぉ 、て MOSFETの低損失な運転を活用できる。
[0027] 一方、高負荷時 (高電流時）には、 MOSFETの損失が増加する力 上流側 IGBT のオン時間比率も長くなるため、全てのスイッチング素子を MOSFETとする場合より も、少なくとも上流側スイッチング素子として IGBTを使用した分だけ、損失が低減で きる。
[0028] また、 MOSFETを使用すると、運転状態によって一対のスイッチング素子の一方 がオンするときに、対となっている MOSFETの還流ダイオードに大きな逆回復電流 が流れ、損失が増大してしまう。これを抑制するために、逆電圧印加回路 5u, 5v, 5 wにより、対となるスイッチング素子のオン前後にわたって還流ダイオードに対して逆 電圧が印加される。この結果、 MOSFETの還流ダイオード (寄生ダイオード)におい て生じる大きな逆回復電流が抑制され、逆回復電流によるロスを大幅に低減できる。 とくに、 MOSFETの使用は下流側のみであり、この下流側の MOSFET4u, 4v, 4 wに対してのみ逆電圧印加回路 5u, 5v, 5wを設ければよいので、回路の簡素化お よびコストダウンが図れる。
[0029] このように、 IGBTと MOSFETを適切に組合わせたスイッチング回路 2の採用によ り、高負荷力も低負荷の広範囲にわたって損失の低減を図ることができ、これによりィ ンバータ装置 1の効率の向上が図れる。
[0030] ところで、図 2に示している変調信号 ΕιΤ, Εν', Ew'と三角波信号 Εοの電圧比較 では、比較結果が分力りやすいよう、実際よりも低い周波数の三角波信号 Εοを採用 している。実際の三角波信号 Εοは、周波数がもっと高い。実際の三角波信号 Εοと変 調信号 Ει Εν', Ew'との関係を位相の 60° 区間において時間的に拡大して示し たのが図 5である。
[0031] 図 5において、相卷線の電流経路として 60° 区間の前半では、高電位の変調信号 ΕιΤと下ベタ電位 (零電位)の変調信号 Ev,との電位差（図示 Tl)に基づく通電経路 と、中電位の変調信号 Ew,と下ベタ電位 (零電位)の変調信号 Ev,との電位差 (図示 Τ2)に基づく通電経路が生じる。 60° 区間の後半では、高電位の変調信号 ΕιΤと中 電位の変調信号 Ew,との電位差（図示 Τ3)に基づく通電経路と、高電位の変調信号 Eu'と下ベタ電位 (零電位)の変調信号 Ev,との電位差（図示 Τ4)に基づく通電経路 が生じる。これら通電経路における IGBTのオン，オフ動作、オン，オフデューティ、 相卷線電流、インバータ装置 1の電流経路の関係を図 6にまとめて示している。なお 、中電位の変調信号 Ew,のレベルは、前半の図示 T2のタイミングでは正電圧、後半 の T3のタイミングでは負電圧となっており、電流の方向および経路が変化する。
[0032] T1のタイミングでは、 IGBT3uのオン（オン，オフデューティの代表値を A)により、 図 7の実線のように、入力端子 P、 IGBT3u、相卷線 Lu, Lv、 MOSFET4v、入力端 子 Nの経路で電流が流れる。 IGBT3uがオフすると、図 7の破線のように、相卷線 Lu , Lvに蓄えられたエネルギに基づく電流力 相卷線 Lu, Lvから MOSFET4vを経て MOSFET4U側の還流ダイオード Du—を順方向に流れる。
[0033] T2のタイミングでは、 IGBT3wのオン（オン，オフデューティの代表値を B)により、 図 8の実線のように、入力端子 P、 IGBT3w、相卷線 Lw, Lv、 MOSFET4v、入力 端子 Nの経路で電流が流れる。 IGBT3wがオフすると、図 8の破線のように、相卷線 Lw, Lvに蓄えられたエネルギに基づく電流力 相卷線 Lw, Lvから MOSFET4vを 経て MOSFET4w側の還流ダイオード Dw—を順方向に流れる。
[0034] T3のタイミングでは、 IGBT3u, 3wのオン時（オン，オフデューティの代表値を C)、 図 9の実線のように、相卷線 Lw, Lvに蓄えられたエネルギに基づく電流力 相卷線 Lu, Lwから IGBT3wの還流ダイオード Dw+、 IGBT3uの経路で電流が流れる。 IG BT3uがオンして IGBT3wがオフすると（オン，オフデューティの代表値が A—C)、 図 9の破線のように、入力端子 Pから IGBT3Uおよび相卷線 Lu, Lwを経た電流が、 MOSFET4wを経て入力端子 N側に流れる。そして、 IGBT3u, 3wがオフすると、 図 9の一点鎖線のように、 IGBT3Uおよび相卷線 Lu, Lwを経た電流力 MOSFET 4wを経て MOSFET4U側の還流ダイオード Du—を順方向に流れる。
[0035] T4のタイミングでは、 IGBT3uのオンにより、図 10の実線のように、入力端子 P、 IG BT3u、相卷線 Lu, Lv、 MOSFET4v、入力端子 Nの経路で電流が流れる。 IGBT3 uがオフすると、図 10の破線のように、相卷線 Lu, Lvに蓄えられたエネルギに基づく 電流が、相卷線 Lu, Lvから MOSFET4vを経て MOSFET4U側の還流ダイオード Du—を順方向に流れる。
[0036] この 60° 区間の Tl, T2, T3, T4のタイミングにおける 4つの通電経路の電流につ いて、 IGBTのオン，オフ動作に応じた電流経路と損失を解析することで、その解析 結果を 360° の全区間に展開することができる。
[0037] すなわち、 Tl, T2, T3, T4のタイミングにおける 4つの通電経路において、電流に 伴って変化する損失要因を無視し、 IGBTおよび MOSFETの各々の順方向電流 · 逆方向電流の損失を等 ヽと仮定して IGBTの損失を IR、 MOSFETの損失を MR で表し、かつ変調率を aとして通電時間をカ卩味して 60° 区間の損失を算出する。
[0038] T1のタイミングでは、 IGBT3Uのオン時は A'a' (IR+MR)、 IGBT3uのオフ時は（ 1 -A) -a- (MR + MR) = 2· (1— A) 'a'MRとなる。 T2のタイミングでは、 IGBT3w のオン時は Β· a' (IR+MR)、 IGBT3wのオフ時は 2 (1— B) 'a' MRとなる。 T3のタ イミングでは、 IGBT3uオン， 3wオン時に 2 'C'a'IR、 IGBT3uオン， 3wのオフ時は (A-C) -a- (IR + MR)、 IGBT3u, 3w共にオフ時は 2· (1— A) 'a'MRとなる。 T4 のタイミングでは、 T1のタイミングと同じで、 A'a' (IR+MR)と 2· (1— A) 'a'MRと なる。
[0039] これらを合算すると、下式が得られる。
3 - A-aIR + B-IR + C-IR+ (8— 3A— B— C) MR
ここで、オン，オフデューティの代表値として用いた A (0° から 30° 区間）、 B (30 ° 力 60° 区間）、 C (60° 力 90° 区間）を平均値として各区間の中間角での値 を用いると、 Aは 15° におけるデューティ（オン時間）、 Bは 45° におけるデューティ 、 Cは 75° におけるデューティとなる。こうすると、 A+B = Cとなるため、これを上式 に代入すると、以下の式が得られる。
4- A-a-IR+ (8-4-A-a) - MR
= 4-MR+4- [A-a-IR+ (l -A-a) - MR]
この式力 分力るように、変調率 aの低 、低出力電圧領域 (低電流領域)では大部 分の電流が MOSFETを流れ、損失の大きさは MOSFETの損失に支配される。した がって、上側スイッチング素子に IGBTを使用していても、この領域では全てのスイツ チング素子が MOSFETの場合に近い損失低減効果が得られる。
[0040] また、図 4で説明したように、負荷が大きくて IGBTのオン，オフデューティが大きく 設定される運転条件では、相間電圧 Vuv, Vvw, Vwuのレベルおよび周波数が高く なって相卷線電流が増大するが、この場合には IGBTの損失割合が大きくなり、この 領域では全てのスイッチング素子が MOSFETの場合に比べ、損失が低減できる。 実使用条件では、冷凍サイクル装置の運転時間の大半は低電流の安定運転条件で あり、この安定運転条件での損失低減効果は大きい。逆に、 MOSFETは導通が抵 抗特性のため電流が大きくなると IGBTより損失が増加するがこのような場合には、電 流経路の片側が IGBTとなって ヽるため、その悪影響を軽減できる。
[0041] すなわち、スイッチング回路として上側に IGBTを下側に MOSFETを用い、下ベタ 通電 (2相変調)を行なうことで高負荷力 低負荷の広範囲にわたって損失の低減を 図ることができ、これにより効率の向上が図れる。また、逆電圧印加回路を設けること で、 MOSFETを使用しても還流ダイオード (寄生ダイオード)にお!/、て生じる大きな逆 回復電流が抑制され、ロスを大幅に低減できる
産業上の利用可能性
[0042] この発明のインバータ装置は、圧縮機が搭載された冷凍サイクル装置への利用が 可能である。

Claims

請求の範囲
[1] 電圧の印加方向に沿って上流側となる IGBTおよび下流側となる MOSFETの直列 回路を複数有するとともに、前記各 IGBTおよび前記各 FETにそれぞれ逆並列接続 された還流ダイオードを有し、前記各直列回路における前記 IGBTと前記 MOSFET の相互接続点が誘導成分を含む負荷に接続されるスイッチング回路と、
前記各直列回路のうち少なくとも 1つの直列回路の IGBTがオン，オフして別の少 なくとも 1つの直列回路の MOSFETがオンする複数相通電を、順次に切換える制御 手段と、
を備えて 、ることを特徴とするインバータ装置。
[2] 前記負荷に蓄えられたエネルギにより前記各 MOSFETの還流ダイオードに順方向 電流が流れているときに、前記各 IGBTのオンに伴って前記各還流ダイオードに流 れる逆方向電流を抑制するよう、前記各 IGBTのオンに先立って前記各還流ダイォ 一ドに逆電圧を印加する逆電圧印加回路、
をさらに備えて 、ることを特徴とする請求項 1に記載のインバータ装置。
[3] 前記負荷は、ブラシレス DCモータの各相卷線であることを特徴とする請求項 1に記 載のインバータ装置。
[4] 前記負荷は、ブラシレス DCモータの 3つの相卷線である、
前記各直列回路は、前記各相卷線に対応する 3つの直列回路である、 ことを特徴とする請求項 1に記載のインバータ装置。
[5] 前記ブラシレス DCモータは、冷媒を吸込んで圧縮し吐出する圧縮機の駆動用であ ることを特徴とする請求項 3に記載のインバータ装置。
[6] 冷媒を吸込んで圧縮し吐出する圧縮機と、
前記圧縮機から吐出される冷媒を凝縮器、減圧器、蒸発器を通して前記圧縮機に 戻す冷凍サイクルと、
複数の相卷線を有し、前記圧縮機を駆動するブラシレス DCモータと、
電圧の印加方向に沿って上流側となる IGBTおよび下流側となる MOSFETの直 列回路を複数有するとともに、前記各 IGBTおよび前記各 FETにそれぞれ逆並列接 続された還流ダイオードを有し、前記各直列回路における前記 IGBTと前記 MOSF ETの相互接続点が前記ブラシレス DCモータの各相卷線に接続されるスイッチング 回路と、
前記各直列回路のうち少なくとも 1つの直列回路の IGBTがオン，オフして別の少 なくとも 1つの直列回路の MOSFETがオンする複数相通電を、順次に切換える制御 手段と、
を備えて 、ることを特徴とする冷凍サイクル装置。
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