CN101218759A - 多输入多输出广播信道（mimo-bc）上的发射 - Google Patents

Abstract

一种多输入多输出(MIMO)通信系统1具有发射机用于在MIMO广播信道(MIMO－BC)6上发射信号。通过从嵌套栅格码的码书C₁、……、C_K－1、C_K选择码字c₁、……、c_K－1、c_K，要传递给相应接收机4₁、4_K－1、4_K的数据由编码级10₁、……、10_K－1、10_K按照选定的顺序进行编码。抖动加法器11₁、……、11_K－1、11_K将相应的抖动d₁、……、d_K－1、d_K加到所选码字c₁、……、c_K－1、c_K上。每一个量化级12₁、……、12_K－1、12_K都利用所述嵌套栅格码的成形栅格Λ_S，进行相应的量化操作mod Λ_S，₁、……、mod Λ_S，_K－1、mod Λ_S，_K。早些时候按照所选顺序进行编码的数据的量化信号u₁、……、u_K－1、u_K被输出给后馈滤波器级14₁、……、14_K－1，在量化级12₁、……、12_K－1利用后馈滤波器F_b进行量化之前，对晚些时候按照所选顺序编码的数据的码字c₁、……、c_K－1、c_K进行滤波。在接收机4₁、4_K－1、4_K处，前馈滤波器级15₁、……、15_K－1、15_K利用前馈滤波器F_f对接收信号y₁、……、y_K－1、y_K进行滤波。后馈和前馈滤波器F_b、F_f的组合基本上等效于用于以最小均方误差提取信号的单个滤波器，所述信号代表要传递给接收机4₁、4_K－1、4_K的数据，但是可以由每一个接收机4₁、……、4_K－1、4_K应用前馈滤波器F_f而无需其它接收机4₁、……、4_K－1、4_K收到的信号y₁、……、y_K－1、y_K的信息。

Description

多输入多输出广播信道（MIMO-BC）上的发射

本发明涉及一种发射机，这种发射机有多个天线，用于在通信信道上向接收机进行发射，每个接收机都有一个或多个天线；还涉及用于在这种通信信道上进行发射的方法，通常将这种信道叫做多输入多输出广播信道(MIMO-BC)。

目前，人们正在建义将MIMO-BC用于正在兴起的各种无线和有线通信技术，包括蜂窝通信、无线局域网(LAN)和x数字用户线(xDSL)系统中的下行链路信道。通过这种MIMO-BC将信号从具有多个发射天线的发射机同时发射到每一个都具有一个或多个接收天线的接收机。这些接收机不能互相协作，这意味着它们必须从它们自己的接收天线收到的信号中提取它们想要的信号，而无需关于其它接收机的接收天线收到的信号的任何直接信息。这不是那么直截了当，人们正在寻找方案，以便让接收机成功地提取它们想要的信号，同时仍然能够达到这种MIMO-BC的最大发射容量。

人们提出的大多数方案都要在发射之前在发射机中对信号进行预编码，并且给信号分配功率，在发射机的每一个发射天线上以分配的功率合成这些信号，在信道中发射。这种预编码可以是线性的，它的含义是在将它用于要同时发射的一组信号之前确定好；也可以是非线性的，它的含义是将它应用于要独立地同时发射的那组信号的信号，是否对这些信号中的一些应用预编码取决于这些信号中已经应用了预编码的其它信号。例如，在R.Wesel等等的文章“Acheivable ratesfor Tomlinson-Harashima Precoding”(IEEE Trans.Infrom.Theory，第44卷，第825～831页，1998年9月)中提出了叫做广义Tomlinson-Harashima预编码(THP)的一种非线性预编码技术。又例如，在G.Caire等等的文章“On the Achievable Throughput of aMultiantenna Gaussian Broadcast Channel”(IEEE Trans.Inform.Theory，第49卷，第1691～1706页，2003年7月)中提出了叫做分等级-已知干扰(RKI，Ranked-Known Interference)的另一种非线性预编码技术。还有，在C.Peel等等的文章“A Vector-PerturbationTechnique for Near-Capacity Multiantenna Multiuser Communication-Part I：Channel Inversion and Regularization”(IEEE Trans.Commun.第53卷，第1期，第195～202页，2005年1月)，以及C.Peel等等的文章“A Vector-Perturbation Technique for Near-CapacityMultiantenna Multiuser Communication-Part II：Perturbation”(IEEETrans.Commun.第53卷，第3期，第537～544页，2005年3月)中提出了叫做矢量预编码的另一种非线性预编码技术。但是，所有这些方案都是探索性的，不能达到MIMO-BC信道的最大理论总速率容量。因此，不能充分利用MIMO-BC信道的潜在容量。

本发明试图解决这个问题。

本发明提供一种发射机，这种发射机有多个发射天线，用于在通信信道上向接收机进行发射，每个接收机都有一个或多个天线；这种发射机包括：

用于估计信道的信道状况的模块；

用于在信道上发射之前对信号进行滤波的后馈滤波器(feedbackward filter)，这些信号代表要传递给相应接收天线的数据，以补偿信道中预期的共信号干扰(co-signal interference)；

用于分配功率的模块，在每个发射天线处以分配的功率合成经过滤波的信号，以便在信道上发射；

用于发射代表前馈滤波器(feedforward filter)的信息给接收机之一的模块，将它应用于在那个接收机的接收天线处在信道上收到的信号，以便从收到的信号中提取代表要传递给那个接收天线的数据的信号，而无需关于在其它接收机的接收天线处在信道上收到的信号的信息；以及

基于估计出来的信道的信道状况，确定后馈滤波器、功率分配和前馈滤波器的模块。

另一方面，本发明提供一种方法，用于在通信信道上从具有多个发射天线的发射机向接收机进行发射，每个接收机都有一个或多个接收天线；这种方法包括：

估计信道的信道状况；

在信道上发射之前，利用后馈滤波器对信号进行滤波，这些信号代表要传递给相应接收天线的数据，以补偿信道中预期的共信号干扰；

分配功率，在每个发射天线处以这个功率合成经过了滤波的信号，以便在信道上发射；

发射代表前馈滤波器的信息给接收机之一，应用于在那个接收机的接收天线处在信道上收到的信号，以便从收到的信号中提取信号，这个信号代表要传递给那个接收天线的数据，而无需在其它接收机的接收天线处在信道上收到的信号的信息；以及

基于估计出来的信道的信道状况，确定后馈滤波器、功率分配和前馈滤波器。

于是，可以分别在发射机和接收机处使用后馈和前馈滤波器。以适当的滤波器系数组合这些滤波器，使得信道的容量能够基本上达到信道的理论最大可实现总速率容量，但是非常重要的是，接收机仍然能够独立于其它接收机提取它想要的信号，因为前馈滤波器不必包含与其它接收机收到的信号有关的滤波器系数。为了努力达到信道的理论最大可实现总速率容量，后馈和前馈滤波器的组合应该非常理想地基本上等效于用于以估计出来的信道状况下最小的均方误差提取代表数据的信号的单独一个滤波器，要将这些数据传递给接收机。

可以用各种方式估计信道的信道状况。例如，发射机可以包含用于发射导引序列给接收机的模块，以及基于这些导引比特，从接收机接收表明信道的信道状况的表示的模块。这样，估计信道的信道状况的模块就能够让估计基于收到的这个表示。估计信道状况的模块也可以换成能够将信道状况估计成从接收机的接收天线到发射机的发射天线的返回信道的信道状况。于是，用于估计信道状况的模块可以包括用于估计返回信道的信道状况的模块。在任何情况下，估计出来的信道状况都可以是信道衰落状况，例如信道上的衰落状况，或者是信道质量的一些其它表示。

后馈滤波器、功率分配和前馈滤波器通常都基于优化问题(例如最小-最大问题之类)的解。在一个实例中，这一优化问题可能是对于给定总功率约束，在估计出来的信道状况下，使信道的总容量最大的优化问题。在另一个实例中，这个优化问题可能是让返回信道的总容量最大的问题。可以将这个返回信道看成从发射机向接收机发射信号的信道的对偶(dual)。与发射机向接收机发射信号的信道的优化问题相比，返回信道的优化问题常常更容易解决。

在一些实现方式中，有可能让用于确定后馈滤波器、功率分配和前馈滤波器的模块从储存的后馈滤波器、功率分配和前馈滤波器中选择后馈滤波器、功率分配和前馈滤波器。但是，更加常见的情况下，确定后馈滤波器、功率分配和前馈滤波器的模块通过求解所述优化问题来确定后馈滤波器、功率分配和前馈滤波器。在特定实例中，确定后馈滤波器、功率分配和前馈滤波器的模块基于解出的输入优化问题来导出信道的输入协方差和最不利的噪声协方差。最不利的噪声协方差也可以被称为“最差情形的”噪声协方差，可以是最不利的“Sato”噪声协方差，或者合适的任何其它表示。用于确定后馈滤波器、功率分配和前馈滤波器的模块也可以导出估计滤波器，可以给这个估计滤波器设定系数，来提供后上述后馈滤波器和前馈滤波器。

后馈滤波器、功率分配和前馈滤波器中的每一个通常都包括一组系数。可以将这些系数排成矩阵形式。后馈滤波器的一个良好特性是可以将它安排成单三角矩阵，信号列代表要传递给相应接收天线的数据。前馈滤波器的一个良好特性是可以将它排成块对角矩阵，列代表那一个接收机收到的信号。最好是能够按照一块一块的方式将后馈滤波器、功率分配和前馈滤波器中的每一个应用于那些信号的码元块。

发射机一般都有用于对数据进行编码的编码器，以便输出要由后馈滤波器滤波的信号，其中的数据是要传递给接收天线的。编码器最好是通过选择嵌套栅格码(nested lattice code)的码字来对数据进行编码。在这种情况下，发射机还可以有一个量化级，用于利用上述嵌套栅格码的成形栅格(shaping lattice)对已编码信号的码字进行量化。发射机还可以具有将抖动应用于已编码信号的码字的模块。已经发现，这些特征能够提供有效的发射方案。

最好是编码器按照选定的顺序对信号进行编码。这样就能够将后馈滤波器成功地应用于信号。例如，可以从给定已编码信号中减去早些时候按顺序编码的每一个信号，并且可以在每一次相减之前将后馈滤波器应用于较早的已编码信号。这一方案被称为非线性方案。另一方面，这不是必须的。在线性方案中，后馈滤波器和功率分配可以包括单个预编码滤波器。这个预编码滤波器可以是后馈滤波器相对于发射天线总功率的归一化。

因此，发射机具有模块用来选择给信号进行编码的顺序是有用的，其中的信号是要传递给接收天线的。事实上，由于常常拥有比发射天线多的接收天线，因此，发射机可以有一个选择器，用来选择接收天线，将信号传递给这个接收天线。最好是这个选择器能够优化从这些接收天线到这些发射天线的返回信道的总速率容量，标出在返回信道中分配了基本上零容量的那些接收天线，作为优化的结果；并且选择在发射天线到接收天线的通信信道上发射信号，只将这些信号发射给没有标出为在返回信道中分配了基本上零容量的接收天线。这一点本身被认为是新颖的，并且第三方面，本发明提供一种发射机，这种发射机具有多个发射天线，用于在到接收机的通信信道上进行发射，这样的接收机中每一个接收机都具有一个或多个接收天线，发射机具有选择器，用于优化从接收天线到发射天线的返回信道的总速率容量，标出在返回信道中分配了基本上零容量的那些接收天线，作为优化的结果；并且选择在从发射天线到接收天线的通信信道上，只将信号发射给这样的接收天线：这些接收天线没有被标出为在返回信道中分配了基本上零容量。

选择器能够改变优化过程来排除一个或多个接收天线。还可以为一个或多个接收天线调整优化过程中使用的信道衰落状况表示里的值，降低选择它(们)在从发射天线到接收天线的通信信道上发射信号的概率，和/或将优化过程中使用的信道衰落状况的表示进行归一化。

“模块”、“滤波器”、“编码器”等等术语指的是一般性的组件而不是具体的。本发明可以用这种分开的组件来实现。但是，同样可以用单个处理器来实现，例如数字信号处理器(DSP)或中央处理单元(CPU)。类似地，本发明可以用硬线电路或电路来实现，例如专用集成电路(ASIC)，也可以用嵌入式软件来实现。事实上，本发明也可以用计算机程序代码来实现。再一方面，本发明提供计算机软件或计算机程序代码，由处理模块执行的时候，用来实现上面描述的方法。上述计算机软件或计算机程序代码可以用计算机可读介质来承载。这种介质可以是物理存储介质，例如只读存储器(ROM)芯片。它也可以是盘，例如多功能盘(DVD-ROM)或光盘(CD-ROM)。它也可以是信号(例如线路上的电子信号)、光信号或(例如给卫星之类的)无线电信号。本发明还能够扩展到运行上述软件或代码的处理器，例如配置成实现这里描述的方法的计算机。

下面将参考附图描述本发明的优选实施例。在这些附图中：

图1是说明多输入多输出(MIMO)通信系统的示意图；

图2是说明在本发明第一实施例中图1所示通信系统的MIMO广播信道(MIMO-BC)上进行发射的示意图；

图3是说明在本发明第二实施例中图1所示通信系统的MIMO-BC上进行发射的示意图；

图4说明在本发明第一和第二实施例中的MIMO-BC上进行发射的总速率信道容量随信道噪声的变化；以及

图5说明在本发明第一和第二实施例中的MIMO-BC上进行发射的总速率容量除以发射天线数量。

参考图1，多输入多输出(MIMO)通信系统1包括发射机2，它具有M个发射天线3₁、……、3_M-1、3_M，它们通过MIMO广播信道(MIMO-BC)6与K个接收机4₁、……、4_K-1、4_K通信，每个接收机都有一组接收天线5_1，1、5_1，N-1、5_1，N、……、5_K，N。这些接收机4₁、……、4_K-1、4_K还通过MIMO多址信道(MIMO-MAC)7与发射机2通信。MIMO-BC 6形成下行链路，MIMO-MAC 7形成上行链路。发射机2具有发射/接收级8，用于在MIMO-BC 6和MIMO-MAC 7上发射和接收信号；还包括处理单元9，用于控制发射/接收级8并执行特定的处理任务。

在图2中说明MIMO-BC上的发射，这个图画出了发射机2的发射组件，或者更加具体地说，画出了发射机2的发射/接收级8，MIMO-BC6，以及接收机4₁、……、4_K-1、4_K的接收组件。首先，发射机的处理单元9选择接收机4₁、……、4_K-1、4_K和顺序，要将数据发射给这些接收机，按照这个顺序将要传递给相应接收机4₁、……、4_K-1、4_K的数据进行编码。在这个实施例中，上述选择是通过利用各种方法，例如现有技术中描述的各种方法，由处理单元9对MIMO-MAC 7的总速率容量进行优化来实现的。然后可以标出在MIMO-MAC 7中分配了基本上零容量的接收机4₁、……、4_K-1、4_K，作为优化的结果，并且选择在MIMO-BC 6上只向被标出为MIMO-MAC 7中分配了基本上零容量的接收机4₁、……、4_K-1、4_K发射信号。处理单元9能够改变这一优化过程，排除一个或多个接收机4₁、……、4_K-1、4_K，例如，否则就需要被忽略而不在MIMO-BC 6上进行发射的那些接收机。还可以为一个或多个接收机4₁、……、4_K-1、4_K调整优化过程中使用的信道衰落状况表示里的值，降低选择它(们)在MIMO-BC 6上发射信号的概率，和/或将用于优化的信道衰落状况的表示进行归一化。

发射机2具有编码级10₁、……、10_K-1、10_K，用于为数据选择码字c₁、……、c_K-1、c_K，要将这些数据从嵌套栅格码的码书C₁、……、C_K-1、C_K传递给接收机4₁、……、4_K-1、4_K中的每一个。嵌套栅格码，有时称为Voronoi码，在R.Zamir等等的文章“Nested Linear/LatticeCodes For Structured Multi-Terminal Binning”(IEEE Trans.Inform.Theory，第1250～1276页，2002年6月)上有详细描述。简而言之，这种嵌套栅格码包括通用编码栅格Λ_C(或细栅格)和成形栅格Λ_S(或粗栅格)。可以将嵌套栅格码的通用码书C定义成C＝Λ_C∩V_S，其中V_S是通用成形栅格Λ_S的基本区域，将通用量化操作mod Λ_S定义为 $\mathrm{mod}{\mathrm{\Λ}}_S=1-Q_{V_s,}$ 其中所述量化操作mod Λ_S能够把通用码书C的通用码字c有效地转换成嵌套栅格的成形区域V_S，Q_Vs表示成形栅格Λ_S中，最接近的相邻矢量量化。

在编码级10₁、……、10_K-1、10_K的输出端，设置了抖动加法器11₁、……、11_K-1、11_K，用来将相应的抖动d₁、……、d_K-1、d_K加到码字c₁、……、c_K-1、c_K上去。抖动后码字c₁、……、c_K-1、c_K由抖动加法器11₁、……、11_K-1、11_K输出给量化级12₁、……、12_K-1、12_K，这些量化级中的每一个利用嵌套栅格码的成形栅格Λ_S对抖动后码字c₁、……、c_K-1、c_K进行相应的量化操作mod Λ_S，1、……、mod Λ_S，K-1、mod Λ_S，K，将抖动后码字c₁、……、c_K-1、c_K转换成量化信号u₁、……、u_K-1、u_K，其中为了简单起见，用同样的符号表示抖动处理前后的码字c₁、……、c_K-1、c_K。

量化级12₁、……、12_K-1、12_K将量化信号u₁、……、u_K-1、u_K输出给波束形成级13，用于分配功率，量化信号u₁、……、u_K-1、u_K在发射机2的每个发射天线3₁、……、3_M-1、3_M处利用矩阵形式的波束形成滤波器B以所述功率合成，以便在MIMO-BC 6上发射。量化信号u₁、……、u_K-1、u_K还由量化级12₁、……、12_K-1、12_K输出给后馈滤波器级14₁、……、14_K-1，在除了一个以外的所有量化级12₁、……、12_K-1对除了一个以外的所有码字c₁、……、c_K-1、c_K进行量化之前，对除了一个以外的所有码字c₁、……、c_K-1、c_K进行滤波。具体地说，量化级12₁、……、12_K-1按照数字K下降的顺序量化码字c₁、……、c_K-1、c_K。第一量化级9_K首先量化第一码字c_K，产生第一量化信号u_K。第一量化信号u_K到达第二码字c_K-1的后馈滤波器级14_K-1。第二码字c_K-1的后馈滤波器级14_K-1将后馈滤波器F_b应用于第一量化信号u_K。更加具体地说，后馈滤波器级14_K-1将后馈滤波器F_b的后馈滤波器系数F_b(K，K-1)应用于第一量化信号u_K。然后在第二量化块9_K-1量化第二抖动后码字c_K-1之前，由抖动加法器11_K-1将经过了滤波的第一量化信号u_K从第二码字c_K-1中减去，产生第二量化信号u_K-1。然后将第一量化信号u_K和第二量化信号u_K-1传递给后续码字c₁(在这个实例中，它是最后一个码字)的后馈滤波器级14₁。后续码字c₁的后馈滤波器级14₁将后馈滤波器F_b的后馈滤波器系数F_b(1，K)、F_b(1，K-1)、……、F_b(1，2)分别应用于以前量化的信号u_K、u_K-1、……、u₂。然后在后续量化级12₁量化后续抖动后码字c₁之前，抖动加法器11₁从后续码字c₁中减去滤波后的以前量化的信号u_K、u_K-1、……、u₂。反馈滤波器F_b的这种非线性应用能够补偿MIMO-BC 6中预期的共信号干扰，下面将对此进行详细介绍。

在波束形成级13分配功率之后，由天线3₁、……、3_M-1、3_M在MIMO-BC 6上发射合成后信号，其中，在发射机2的每个发射天线3₁、……、3_M-1、3_M处以所分配的功率合成量化信号u₁、……、u_K-1、u_K。总之，每个相应发射天线3₁、……、3_M-1、3_M发射的信号x₁、……、x_K-1、x_K全部包括每个量化信号u₁、……、u_K-1、u_K，这些量化信号具有按照波束形成矩阵B分配的功率。在每一组接收天线5_1，1、5_1，N-1、5_1，N、……、5_K，N处实际收到的信号，用接收信号y₁、……、y_K-1、y_K表示。发射的信号x₁、……、x_K-1、x_K受到MIMO-BC 6中噪声的影响，将它表示为加到每个接收信号y₁、……、y_K-1、y_K中去的噪声信号z₁、……、z_K-1、z_K。

在接收机4₁、……、4_K-1、4_K处，从那些组接收天线5_1，1、5_1，N-1、5_1，N、……、5_K，N将接收信号y₁、……、y_K-1、y_K和加进去的噪声信号z₁、……、z_K-1、z_K输出到前馈滤波器级15₁、……、15_K-1、15_K。前馈滤波器级15₁、……、15_K-1、15_K将前馈滤波器F_f应用于接收信号y₁、……、y_K-1、y_K。更加具体地说，前馈滤波器级15₁、……、15_K-1、15_K中的每一个将前馈滤波器F_f的相应前馈滤波器系数F_f，1、……、F_f，K-1、F_f，K应用于相应的接收信号y₁、……、y_K-1、y_K，输出滤波后的接收信号y’₁、……、y’_K-1、y’_K。然后将滤波后的接收信号y’₁、……、y’_K-1、y’_K输出给抖动减法器16₁、……、16_K-1、16_K，其中的抖动减法器用于从滤波后的接收信号y’₁、……、y’_K-1、y’_K中减去相应的抖动d₁、……、d_K-1、d_K，输出去除抖动的滤波后的接收信号y’₁、……、y’_K-1、y’_K，在这里为了简单起见，仍然用同样的符号来表示它。然后将去除抖动的滤波后的接收信号y’₁、……、y’_K-1、y’_K输出给解码级17₁、……、17_K-1、17_K，对去除抖动的滤波后的接收信号y’₁、……、y’_K-1、y’_K进行解码，并且输出给接收机量化级18₁、……、18_K-1、18_K，通过执行相应的量化操作mod Λ_S，1、……、mod Λ_S，K-1、mod Λ_S，K，量化解码后的信号，输出接收码字它们代表要传递给每个相应接收天线5₁、5_K-1、5_K的数据。

这样的MIMO-BC 6可以用等式来描述：

y_t＝Hx_t+z_t            (1)

其中t＝1、……、T-1、T表示离散时间下标，T是下标中一个时间块的长度；y_t＝[y_t，1，...y_t，(K-1)，y_t，K]是一个K×T矢量，代表在接收天线5_1，1、5_1，N-1、5_1，N、……、5_K，N处通过MIMO-BC 6收到的信号；H＝[H₁，...H_K-1，H_K]是一个M×KT矢量，代表MIMO-BC 6中的衰落状况，H的第(m，k)个元素代表第m个发射天线3₁、……、3_M-1、3_M和第k个接收天线5_1，1、5_1，N-1、5_1，N、……、5_K，N之间的衰落系数(假设在瑞利衰落情况下，这些衰落系数是独立同分布的(i.i.d.)； $x_t=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{x}_{t,m}$ 是一个M×T矢量，代表M个发射天线3₁、……、3_M-1、3_M发射的信号的叠加；z_t＝[z_t，1，...z_t，K-1，z_t，K]是一个K×T矢量，代表那组接收天线5_1，1、5_1，N-1、5_1，N、……、5_K，N通过MIMO-BC 6收到的信号y中存在的噪声，(假设这一噪声是i.i.d.高斯噪声，在图1中用N_C(0，I)表示)。发射机2和接收机4₁、……、4_K-1、4_K一块一块地处理信号，每一块都具有持续时间T。因此，在这以后将忽略等式1中定义的时间尺度。

可以从以下等式计算MIMO-BC 5的总速率容量：

$C_{\mathrm{BC}}=\underset{\underset{\mathrm{tr}\left(S_x\right)\≤P}{S_x\≥0}}{\max }\underset{\underset{S_z(k,k)=I_N}{S_z\≥0}}{\min }\log \frac{|{\mathrm{HS}}_x{H}^H+S_z|}{S_z}---\left(2\right)$

其中，输入协方差S_x和最不可利的Sato噪声协方差S_Z给出鞍点。这是MIMO-BC 6的最大-最小优化问题。P表明发射天线3₁、3_M-1、3_M处能够获得的总功率，它受到以下等式约束：

$E\left[\frac{1}{T}\underset{t=1}{\overset{T}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|x_t^c\left|\right|}_2^2\right]=\frac{1}{T}\underset{t=1}{\overset{T}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{tr}\left(S_x^c\right)\≤P---\left(3\right)$

其中任意时刻t的 $S_x^c=E\left[x_t^c{x}_t^{\mathrm{cH}}\right]$ 是空间输入协方差矩阵。因此，如果每个接收天线5₁、5_K-1、5_K的输入协方差矩阵是 $S_k^c=E\left[x_{t,k}^c{x}_{t,k}^{\mathrm{cH}}\right],$ 其中k＝1、……、K-1、K，可以将功率约束重新写成：

$\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{tr}\left(S_k^c\right)\≤P---\left(4\right)$

作为拉格朗日对偶性(Langrangian duality)的结果，可以将要在MIMO-MAC 7上发射的信号的功率分配的优化问题，看成等效于等式(2)中给出的要在MIMO-BC 6上发射的信号u₁、……、u_K-1、u_K的功率分配的最大-最小优化问题。在Yu W.的文章“Uplink-DownlinkDuality Via Minimax Duality”(IEEE Trans.Inform.Theory，第52卷，第2期，第361～374页，2006年2月)中对此进行了更加详细的描述。与等式(2)给出的要在MIMO-BC 6上发射的信号u₁、……、u_K-1、u_K的最小-最大功率分配问题相比，要在MIMO-MAC 7上发射的信号的功率分配的输入优化问题可以更加容易地求解，因为在MIMO-MAC 7上收到的信号可以由发射机2一起处理，但是在MIMO-BC 5上收到的信号必须由接收机4₁、4_K-1、4_K独立处理。

要在MIMO-MAC 7上发射的信号的功率分配的优化问题为：

$\underset{\mathrm{\Γ}}{\max }\log |H^H\mathrm{\ΓH}+I|---\left(5\right)$

由于矩阵Г是块对角的，因此，tr(Г)≤P，其中P是总功率，并且Г≥0；其中I是时间块T上的单位矩阵。可以用非线性高斯-赛德方法(或块坐标上升方法)找出等式(5)的解，如同Bertsekas D.的出版物“Nonlinear Programming”(Athena Scientific，Belmont，Massachusetts，1995)和Jindal N.等等的文章“Sum Power Iterative Water-Filling ForMulti-Antenna Gaussian Broadcast Channels”(IEEE Trans.Inform.Theory，第51卷，第4期，第1570～1580页，2005年4月)中详细描述的一样。然后按照如下等式用Karush-Kun-Tucker(KKT)条件计算矩阵对(S_z，S_x)：

λS_x＝I-(H^HГH+I)^-1        (6)

λS_z+Υ＝H(H^HГH+I)^-1H^H    (7)

其中S_x是输入协方差，S_Z是最不利Sato噪声协方差，γ是与约束Г≥0有关的松弛变量，λ是比例因子，例如用于补偿MIMO-MAC 7和MIMO-BC 6中能够获得的总功率的任何差别。

假设最不利Sato噪声协方差S_Z是非奇异的，可以将等式(6)和(7)重写为：

$\mathrm{\Ψ}=S_z^{-1}-{({\mathrm{HS}}_x{H}^H+S_z)}^{-1}---\left(8\right)$

λI＝H^H(HS_xH^H+S_z)^-1H    (9)

其中Ψ＝λГ。

对于最小均方误差广义判决反馈均衡器(MMSE-GDFE)方案，高斯源u(等效于图2所示的量化信号u₁、……、u_K-1、u_K)和波束形成矩阵B使得E[uu^H]＝I和S_x＝BB^H。因此，通过本征值分解S_x＝V∑V^H，波束形成矩阵B由以下等式给出：

B＝V∑^1/2M    (10)

其中M是和输入协方差S_x和波束形成矩阵B一样具有相同尺度的任意酉阵。MMSE估计滤波器等于MMSE配置中估计误差

的协方差矩阵，它由下式给出：

$R_b=E\left[\begin{array}{cc}\stackrel{\‾}{c}& {\stackrel{\‾}{c}}^H\end{array}\right]={(B^H{H}^H{S}_z^{-1}\mathrm{HB}+I)}^{-1}$

$={(B^H{H}^H{S}_z^{-1}\mathrm{HB}+I)}^{-1}$ (11)

于是通过计算R_b的Cholesky因子分解，并且将它排成块的形式，从而使得R_b＝G^-1Δ^-1G^-H，来获得后馈和前馈矩阵F_b、F_f，其中G是上单三角。因此，后馈和前馈矩阵F_b、F_f由下式给出：

$F_f={\mathrm{\Δ}}^{-1}{G}^{-H}{B}^H{H}^H{S}_z^{-1}---\left(12\right)$

F_b＝G    (13)

对(8)进行分解和因子分解，就可以将Ψ重新写成：

$\mathrm{\Ψ}=S_z^{-1}{\mathrm{HS}}_x^{1/2}{R}^H{\mathrm{RS}}_x^{H/2}{H}^H{S}_z^{-1}---\left(14\right)$

对Ψ进行满秩分解得到：

于是可以定义如下酉阵U：

一计算出来酉阵U，就能导出符合Cholesky分解的酉阵M。换句话说，考虑到置换矩阵∏(这个置换矩阵定义利用后馈滤波器F_b对量化信号u₁、……、u_K-1、u_K进行滤波的顺序)，矩阵积M^HR^HU^H∏^T应该是上三角矩阵。这可以通过计算QR分解来做到：

R^HU^H∏^T＝MΘ    (17)

其中M是r×r酉阵，Θ是上三角阵。最后，将R_b的Cholesky分解写成块的形式，于是有R_b＝ΘΘ^H＝G^-1Δ^-1G^-H，由此得到块对角阵Δ^-1和反馈矩阵分量G，它是上三角的。

这个方案能够获得下式给出的总速率容量：

$C_{\mathrm{\π}\left(k\right)}=\frac{|H_{\mathrm{\π}\left(k\right)}\left(\underset{i=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{\mathrm{\π}\left(i\right)}\right)H_{\mathrm{\π}\left(k\right)}^H+I|}{|H_{\mathrm{\π}\left(k\right)}\left(\underset{i=1}{\overset{k-1}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{\mathrm{\π}\left(i\right)}\right)H_{\mathrm{\π}\left(k\right)}^H+I|},k=1,...,K---\left(18\right)$

其中π(k)是所选择的编码顺序。在F.Tosato的文章“Achieving theSum-rate Capacity of the MIMO Broadcast Channel with Veroni Codesand MMSE-GDFE Estimation”(Proc.42^nd Annu.Allerton Conf.onCommunication，Control and Computing，Allerton Hourse，Monticello，IL，2005年9月)中阐述了上述计算过程。

用数值来说明上述方案是有用的。在这个数值说明中，将发射机2看成具有两个发射天线3₁、3₂，有两个接收机4₁、4₂，每一个接收机都具有两个接收天线5₁₁、5₁₂、5₂₁、5₂₂。为了简单起见，将发射天线3₁、3₂能够获得的总功率设置成1。在导引序列过程中，每个接收机4₁、4₂都将MIMO-BC 6中的衰落测量成：

$H_1=\left(\begin{array}{cc}1& 0.8\\ 0.5& 2\end{array}\right)$ (19)

$H_2=\left(\begin{array}{cc}0.2& 1\\ 2& 0.5\end{array}\right)$

因此， $H^T=\left[H_1^T{H}_2^T\right]$ 使得H具有列秩r＝2。利用这个信道矩阵，发射机2首先通过求解方程(5)，并且将解Г替换到等式(7)中，计算出最不利Sato噪声协方差矩阵S_Z。为了求解方程(5)，采用具有总功率约束的迭代水填充算法，例如，如同N.Jindal等等的文章“SumPower Iterative Water-Filling for Multi-Antenna Gaussian BroadcastChannels”(IEEE Trans.Inform.Theory，第51卷，第4期，第1570～1580页，2005年4月)中描述的一样。等式(7)中的标量λ是S_z ⁽⁰⁾的最大对角项的倒数。得到的协方差是：

$S_z=\left(\begin{array}{cccc}1& 0& 0.1332& 0.4446\\ 0& 1& 0.4478& 0.0613\\ 0.1332& 0.4478& 1& 0\\ 0.4446& 0.0613& 0& 1\end{array}\right)---\left(20\right)$

然后，发射机利用等式(6)从最不利Sato噪声协方差矩阵S_Z计算水填充协方差矩阵S_x。由此得到：

$S_X=\left(\begin{array}{cc}0.4849& 0.1157\\ 0.1157& 0.5151\end{array}\right)---\left(21\right)$

因此，等式(2)给出的总速率容量C_BC等于2.2615奈特每秒。

现在，发射机2能够导出后馈和前馈矩阵F_b、F_f。第一步是从等式(15)计算满秩分解Ψ，由此得到：

$\mathrm{\Ψ}=\left(\begin{array}{cccc}0.0928& 0.2353& 0& 0\\ 0.2353& 0.5968& 0& 0\\ 0& 0& 0.0000& 0.0034\\ 0& 0& 0.0034& 0.5983\end{array}\right)={\mathrm{\Φ\Φ}}^H---\left(22\right)$

其中

${\mathrm{\Φ}}^H=\left(\begin{array}{cc}0.8304& 0\\ 0& 0.7735\end{array}\right)\left(\begin{array}{cccc}-0.3668& -0.9303& 0& 0\\ 0& 0& 0.0057& 1.0000\end{array}\right)---\left(23\right)$

于是，与满秩分解Ψ的两个块有关的秩是r₁＝r₂＝1。由等式(16)给出的酉阵U是：

$U=\left(\begin{array}{cc}-0.5900& -0.8074\\ -0.8074& 0.5900\end{array}\right)---\left(24\right)$

由于酉阵M以及后馈和前馈矩阵F_b、F_f依赖于编码顺序，因此下一步是固定置换矢量。在这里，我们假设首先对要给第二接收机4₂的信号编码，然后是对要给第一接收机4₁的信号编码。于是，置换矢量是(π(1)，π(2))＝(1，2)，对应的置换矩阵是单位阵∏＝I₂。于是，由等式(17)得到单位矩阵M和上三角阵Θ：

$M=\left(\begin{array}{cc}-0.7535& -0.6574\\ -0.6574& 0.7535\end{array}\right)$ (25)

$\mathrm{\Θ}=\left(\begin{array}{cc}0.5571& 0.2569\\ 0& 0.5794\end{array}\right)$

这样，发射机就能够从等式(10)计算波束形成矩阵B：

$B=\left(\begin{array}{cc}0.0099& 0.6963\\ -0.6958& 0.1760\end{array}\right)=\left(B_1{B}_2\right)---\left(26\right)$

具有所假设的编码顺序的最优输入协方差由下式给出：

$S_1=\left(\begin{array}{cc}0.0001& -0.0069\\ -0.0069& 0.4841\end{array}\right)$ (27)

$S_2=\left(\begin{array}{cc}0.4849& 0.1225\\ 0.1225& 0.0310\end{array}\right)$

从等式(18)可知，接收机4₁、4₂实现的速率为：

$R_1=\log |H_1{S}_1{H}_1^H+I|=1.1699$

$R_2=\log \frac{|H_2{S}_2{H}_2^H+H_2{S}_1{H}_2^H+I|}{|H_2{S}_1{H}_2^H+I|}=1.0916---\left(28\right)$

这些速率R₁、R₂加上R_BC等于2.2615奈特每秒。这个速率R_BC对应于总速率容量段的两个角点之一。

为了确定后馈和前馈矩阵F_b、F_f，发射机2将Cholesky因子分解R_b＝ΘΘ^H安排成块的形式。在这种情况下，由于r₁＝r₂＝1，因此只需要提取高斯消元的主元，由此得到：

$R_b=G^{-1}{\mathrm{\Δ}}^{-1}{G}^{-H}=\left(\begin{array}{cc}1& 0.4434\\ 0& 1\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}0.3104& 0\\ 0& 0.3357\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0.4434& 1\end{array}\right)---\left(29\right)$

于是发射机2可以从等式(12)和(13)计算出：

$F_f=\left(\begin{array}{cccc}-0.1697& -0.4304& 0& 0\\ 0& 0& 0.0026& 0.4481\end{array}\right)$ (30)

$F_b=\left(\begin{array}{cc}1& -4434\\ 0& 1\end{array}\right)$

因此，两个接收机4₁、4₂中每一个的前馈滤波器F_f，1、F_f，2为：

F_f，1＝(-0.1697  -0.4304)  (31)

F_f，2＝(0.0026  0.4481)

上面描述的本发明的第一优选实施例采用的是非线性编码方案。但是，也可以用线性编码方案来实现本发明。本发明的第二优选实施例说明这一点。参考图3，在大多数方面，本发明的第二优选实施例类似于本发明的第一优选实施例，在文字上相似的组件用相同的符号来表示，在文字和图中用同样的标号来表示。非常重要的是，本发明第二实施例中发射机2里用预编码块19代替本发明第一实施例的波束形成级13。还可以看出，省略了后馈滤波器级14₁、……、14_K-1、14_K。预编码块19应用单个预编码滤波器F_p，用于进行共信号干扰补偿和量化信号u₁、……、u_K-1、u_K的功率分配，代替了非线性实现中分开的后馈矩阵F_b和波束形成矩阵B。

在理想情况下，应该用以下等式来定义预编码滤波器F_p：

${\tilde{F}}_p=B+{\left(F_{f}H\right)}^{-1}(I-F_b)---\left(32\right)$

来和本发明第一优选实施例中利用等效非线性编码方案一样，实现同样的总速率容量。但是，本发明第二优选实施例中的线性编码方案无法获得这一总速率容量C_BC，而不超出总的可用发射功率P。事实上，利用由等式(32)定义的预编码滤波器F_p，可以证明超出了总的可用发射功率P，过量功率常数ρ由以下等式给出：

$\mathrm{\ρ}=\frac{\mathrm{tr}\left({\tilde{F}}_p{\tilde{F}}_p^H\right)}{P}\≥1---\left(33\right)$

因此，将预编码滤波器F_p用于利用等式(33)给出的过量功率常数ρ，对发射天线3₁、3_M-1、3_M发射的信号x₁、……、x_K-1、x_K的功率进行归一化。更加具体地说，预编码滤波器F_p由以下等式给出：

$F_p=\frac{1}{\sqrt{\mathrm{\ρ}}}[B+{\left({\stackrel{\‾}{F}}_{f}H\right)}^{-1}(\sqrt{\mathrm{\ρ}}I-{\stackrel{\‾}{F}}_b)]$ (34)

$=\frac{1}{\sqrt{\mathrm{\ρ}}}{\tilde{F}}_p$

其中 ${\tilde{F}}_f=\sqrt{\mathrm{\ρ}}{F}_f$ 并且 ${\stackrel{\‾}{F}}_b=\sqrt{\mathrm{\ρ}}{F}_b.$

这一功率归一化具有增大有效噪声的效果，导致能够获得的总速率容量下降到低于本发明的第一实施例。但是，由于预编码滤波器F_D依赖于后馈和前馈滤波器F_b、F_f，而后者又依赖于码字c₁、……、c_K-1、c_K的编码顺序，因此，利用最后一个已编码码字c₁编码的信号被以基本上零干扰传递给相应的接收机4₁，而利用连续编码的码字c₁、……、c_K-1、c_K编码的信号被以增大了的干扰传递给相应接收机4₁、……、4_K-1、4_K，所述干扰来自晚些时候编码的码字c₁、……、c_K-1、c_K的信号，最后编码的码字c_K被以最大的干扰传递给最后的接收机4_K。

将本发明中第一和第二实施例的通信系统1能够实现的总速率容量进行对比很有意思。参考图4，其中画出了针对不同数量K的接收机4₁、……、4_K-1、4_K，本发明第一实施例和本发明第二实施例中的通信系统1获得的总速率容量C_BC的平均值，以奈特每信道使用为单位。计算这些结果的时候，假设发射机2具有两个发射天线3₁、3₂，每个接收机4₁、4_K-1、4_K具有一个接收天线5_1，1、5_K-1，1、5_K，1。实线20代表本发明第一实施例的通信系统1获得的总速率容量C_BC，虚线21代表本发明的第二实施例的通信系统1获得的总速率容量C_BC。上面的实线和上面的虚线说明通信系统1具有40个接收机4₁、……、4_K-1、4_K获得的总速率容量C_BC；中间的实线和中间的虚线说明通信系统1具有20个接收机4₁、……、4_K-1、4_K获得的总速率容量C_BC；下面的实线和下面的虚线说明通信系统1具有20个接收机4₁、……、4_K-1、4_K获得的总速率容量C_BC，在图4中分别用箭头K＝40、K＝20和K＝10表示。

有意思的是，本发明第一实施例中通信系统1获得的总速率容量C_BC仅仅略微低于本发明第二实施例中通信系统1获得的总速率容量C_BC。这说明尽管预编码滤波器F_p产生了次优总速率容量C_BC，但是这些容量C_BC很可能对于许多应用而言足够了。因此，本发明第二实施例中通信系统1的发射机2降低了复杂度使得它非常适合于许多这种应用。

参考图5，针对不同数量M＝2、3、4和8的发射天线3₁、……、3_M-1、3_M，图中画出了本发明第一实施例和本发明第二实施例中通信系统1获得的每个发射天线3₁、……、3_M-1、3_M的总速率容量，单位是比特每信道使用。计算这些结果的时候假设通信系统1具有20个接收机4₁、……、4_K-1、4_K。实线22代表本发明第一实施例中通信系统1获得的每个发射天线3₁、……、3_M-1、3_M的总速率容量，虚线23代表本发明第二实施例中通信系统1获得的每个发射天线3₁、……、3_M-1、3_M的总速率容量。如同图5中箭头A所示，本发明第一实施例中通信系统1获得的每个发射天线3₁、……、3_M-1、3_M的总速率容量随着发射天线3₁、……、3_M-1、3_M的数量M增大略微增大。相反，如同图5中箭头B所示，本发明第二实施例中通信系统1获得的每个发射天线3₁、……、3_M-1、3_M的总速率容量随着发射天线3₁、……、3_M-1、3_M的数量M减小而减小。其原因是前馈滤波器F_f尺度的增大和较大的过量功率常数ρ。

当然，所描述的本发明的实施例仅仅是如何实现本发明的一些实例。拥有适当技能和知识的人能够想到对所描述实施例的其它改进、改变。可以实现这些改进、改变而不会偏离权利要求及其等同方案所定义的本发明的实质和范围。

在本说明书和权利要求中，“一个”并不排除多个的存在。此外，“包括”这个词并不排除其它。

Claims (30)

1.一种发射机(2)，具有多个发射天线(3₁、3_M-1、3_M)用于在通信信道(6)上向每个都具有一个或多个接收天线(5_1，1、5_K-1，N-1、5_K，N)的接收机(4₁、4_K-1、4_K)进行发射，所述发射机(2)包括：

用于估计所述信道(6)的信道状况的模块(9)；

后馈滤波器级(14₁、14_K-1)，用于在信道(6)上进行发射之前，利用后馈滤波器对信号进行滤波，所述信号代表要传递给相应接收机(4₁、4_K-1、4_K)的数据，以补偿所述信道(6)中预期的共信号干扰；

用于分配功率的波束形成级(13)，在每个发射天线(3₁、3_M-1、3_M)处以所分配的功率合成经过滤波的信号，在所述信道(6)上发射；

用于发射代表前馈滤波器的信息给所述接收机(4₁、4_K-1、4_K)之一的模块(8)，将该信息应用于在那个接收机(4₁、4_K-1、4_K)的一个或多个接收天线(5_1，1、5_K-1，N-1、5_K，N)处在所述信道(6)上收到的信号，以便从收到的信号中提取代表要传递给那个接收机(4₁、4_K-1、4_K)的数据的信号，而无需在其它接收机(4₁、4_K-1、4_K)的接收天线(5_1，1、5_K-1，N-1、5_K，N)处在信道(6)上收到的信号的信息；以及

基于估计出来的所述信道(6)的信道状况，确定后馈滤波器、功率分配和前馈滤波器的模块(9)。

2.如权利要求1所述的发射机(2)，其中所述后馈和前馈滤波器的组合基本上等效于用于以估计出来的信道状况下的最小均方误差提取所述信号的单个滤波器，所述信号代表要传递给所述接收机(4₁、4_K-1、4_K)的数据。

3.如权利要求1或2所述的发射机(2)，包括用于发射导引序列给接收机(4₁、4_K-1、4_K)的模块(8)和用于基于所述导引比特，从接收机(4₁、4_K-1、4_K)接收所述信道(6)的信道状况表示的模块(8)，其中用于估计所述信道(6)的信道状况的模块(9)将所述估计建立在收到的表示的基础之上。

4.如权利要求1或2所述的发射机(2)，其中用于估计所述信道状况的模块(9)基于从所述接收机(4₁、4_K-1、4_K)的接收天线(5_1，1、5_K-1，N-1、5_K，N)到所述发射机(2)的发射天线(3₁、3_M-1、3_M)的返回信道(7)的信道状况来估计信道状况。

5.如权利要求3或4所述的发射机(2)，其中所述后馈滤波器、功率分配和前馈滤波器建立在优化问题解的基础之上，所述优化问题是在估计出来的信道状况下，对于给定总功率约束，使所述信道(6)的总容量最大。

6.如权利要求4所述的发射机(2)，其中所述后馈滤波器、功率分配和前馈滤波器建立在优化问题解的基础之上，所述优化问题是使所述返回信道(7)的总容量最大。

7.如权利要求5或6所述的发射机(2)，其中用于确定所述后馈滤波器、功率分配和前馈滤波器的模块(9)通过求解所述优化问题来确定所述后馈滤波器、功率分配和前馈滤波器。

8.如权利要求7所述的发射机(2)，其中用于确定所述后馈滤波器、功率分配和前馈滤波器的模块(9)通过基于求解出来的所述输入优化问题，导出所述信道(6)的输入协方差和最不利噪声协方差来确定所述后馈滤波器、功率分配和前馈滤波器。

9.如权利要求7或8所述的发射机(2)，其中用于确定所述后馈滤波器、功率分配和前馈滤波器的模块(9)通过导出估计滤波器来确定所述后馈滤波器、功率分配和前馈滤波器，可以对所述估计滤波器进行因子分解来提供所述后馈滤波器和前馈滤波器。

10.如以上权利要求中任意一个所述的发射机(2)，其中关于代表要传递给所述一个接收机(4₁、4_K-1、4_K)的数据的信号的列，所述后馈滤波器可以被安排成单三角阵。

11.如以上权利要求中任意一个所述的发射机(2)，其中关于所述一个接收机(4₁、4_K-1、4_K)收到的信号的列，所述前馈滤波器可以被安排成块对角阵。

12.如以上权利要求中任意一个所述的发射机(2)，其中所述后馈滤波器和功率分配被各自应用于所述信号的符号块，所述信号代表要一块一块地传递给相应接收机(4₁、4_K-1、4_K)的数据。

13.如以上权利要求中任意一个所述的发射机(2)，包括用于对要传递给所述接收机(4₁、4_K-1、4_K)的所述数据进行编码，输出所述信号供所述后馈滤波器滤波的编码器(10₁、10_K-1、10_K)。

14.如权利要求13所述的发射机(2)，其中所述编码器(10₁、10_K-1、10_K)通过选择嵌套栅格码的码字来对所述数据进行编码。

15.如权利要求14所述的发射机(2)，包括量化级(12₁、12_K-1、12_K)用于利用所述嵌套栅格码的成形栅格对所选码字进行量化。

16.如权利要求14或15所述的发射机(2)，包括抖动加法器(11₁、11_K-1、11_K)用于给所选码字应用抖动。

17.如权利要求13～16中任意一个所述的发射机(2)，其中所述编码器(10₁、10_K-1、10_K)按照选择的顺序对所述信号进行编码。

18.如权利要求13～17中任意一个所述的发射机(2)，包括模块(9)用于选择对信号进行编码的顺序，所述信号要传递给所述接收机(4₁、4_K-1、4_K)。

19.如权利要求17或18所述的发射机(2)，包括模块(11₁、11_K-1)用于从给定的已编码信号中减去早些时候按照所述顺序编码的信号，其中所述后馈滤波器级(14₁、14_K-1)在所述减法操作之前对早些时候编码的信号进行滤波。

20.如权利要求1～16中任意一个所述的发射机(2)，其中所述后馈滤波器级(14₁、14_K-1)和波束形成级(13)包括单独一个预编码滤波器级(19)，用于将预编码滤波器应用于代表要传递给所述接收机(4₁、4_K-1、4_K)的数据的信号。

21.如权利要求20所述的发射机(2)，其中所述预编码滤波器级(19)应用的预编码滤波器是所述后馈滤波器相对于发射天线(3₁、3_M-1、3_M)总功率的归一化。

22.如以上权利要求中任意一个所述的发射机(2)，包括选择器(9)，用于选择接收机(4₁、4_K-1、4_K)，要将信号传递给所选择的接收机(4₁、4_K-1、4_K)。

23.如权利要求22所述的发射机(2)，其中所述选择器(9)对所述接收天线(5_1，1、5_K-1，N-1、5_K，N)到所述发射天线(3₁、3_M-1、3_M)的返回信道(7)的总速率容量进行优化；标出作为所述优化的结果，在所述返回信道(7)中分配了基本上零容量的接收天线(5_1，1、5_K-1，N-1、5_K，N)；并且选择在所述发射天线(3₁、3_M-1、3_M)到所述接收天线(5_1，1、5_K-1，N-1、5_K，N)的通信信道(6)上只给具有这种接收天线(5_1，1、5_K-1，N-1、5_K，N)的接收机(4₁、4_K-1、4_K)发射信号：这种接收天线(5_1，1、5_K-1，N-1、5_K，N)没有被标出为在所述返回信道(7)中分配了基本上零容量。

24.一种发射机(2)，具有多个发射天线(3₁、3_M-1、3_M)用于在通信信道(6)上向每个都具有一个或多个接收天线(5_1，1、5_K-1，N-1、5_K，N)的接收机(4₁、4_K-1、4_K)进行发射，所述发射机(2)包括：选择器(9)，用于对所述接收天线(5_1，1、5_K-1，N-1、5_K，N)到所述发射天线(3₁、3_M-1、3_M)的返回信道(7)的总速率容量进行优化；标出作为所述优化的结果，在所述返回信道(7)中分配了基本上零容量的接收天线(5_1，1、5_K-1，N-1、5_K，N)；并且选择在从所述发射天线(3₁、3_M-1、3_M)到所述接收天线(5_1，1、5_K-1，N-1、5_K，N)的通信信道(6)上只给具有这种接收天线(5_1，1、5_K-1，N-1、5_K，N)的接收机(4₁、4_K-1、4_K)发射信号：这种接收天线(5_1，1、5_K-1，N-1、5_K，N)没有被标出为在所述返回信道(7)中分配了基本上零容量。

25.如权利要求23或24所述的发射机(2)，其中所述选择器(9)改变所述优化过程来排除一个或多个接收天线(5_1，1、5_K-1，N-1、5_K，N)。

26.如权利要求23～25中任意一个所述的发射机(2)，其中所述选择器(9)为一个或多个接收天线(5_1，1、5_K-1，N-1、5_K，N)调整优化过程中使用的信道状况表示里的值，降低选择它/它们的接收机(4₁、4_K-1、4_K)在从所述发射天线(3₁、3_M-1、3_M)到所述接收天线(5_1，1、5_K-1，N-1、5_K，N)的通信信道(6)上进行信号发射的概率。

27.如权利要求23～26中任意一个所述的发射机(2)，其中所述选择器(9)将优化过程中使用的信道状况的表示进行归一化。

28.结合了以上权利要求中任意一个所述的发射机(2)的一种通信系统(1)。

29.一种在通信信道(6)上从具有多个发射天线(3₁、3_M-1、3_M)的发射机(2)向每个都具有一个或多个接收天线(5_1，1、5_K-1，N-1、5_K，N)的接收机(4₁、4_K-1、4_K)进行发射的方法，该方法包括：

估计所述信道(6)的信道状况；

在信道(6)上进行发射之前，利用后馈滤波器对信号进行滤波，所述信号代表要传递给相应接收机(4₁、4_K-1、4_K)的数据，以补偿所述信道(6)中预期的共信号干扰；

分配功率，在每个发射天线(3₁、3_M-1、3_M)处以所分配的功率合成经过滤波的信号，在所述信道(6)上发射；

发射代表前馈滤波器的信息给所述接收机(4₁、4_K-1、4_K)之一，将该信息应用于在那个接收机(4₁、4_K-1、4_K)的一个或多个接收天线(5_1，1、5_K-1，N-1、5_K，N)处在所述信道(6)上收到的信号，以便从收到的信号中提取代表要传递给那个接收机(4₁、4_K-1、4_K)的数据的信号，而无需在其它接收机(4₁、4_K-1、4_K)的接收天线(5_1，1、5_K-1，N-1、5_K，N)处在信道(6)上收到的信号的信息；以及

基于估计出来的所述信道的信道状况，确定所述后馈滤波器、功率分配和前馈滤波器。

30.计算机程序代码，由计算机处理装置处理的时候，用于实现权利要求29的方法。

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