CN101171497A - 角位置检测器以及包括其的旋转电装置驱动单元 - Google Patents
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Abstract
本发明提供了一种角位置检测器，其能够被以低成本构造，并且即使当旋转电装置高速运行时，其能够准确检测旋转电装置中转子的角位置，并允许进行可靠的控制。所述角位置检测器包括解算器，其输出指示所述转子的旋转角度的信号，以及信号处理电路，其基于从所述解算器输出的信号计算所述转子的旋转角度。所述信号处理电路以预定间隔对来自所述解算器的输出信号进行采样，并将所述信号转换为数字信号。通过根据从解算器输出的数字信号计算角速度，计算过程更简单，并且能够利用具有更少处理能力的微型计算机进行此计算，这样减少了角位置检测器的组件成本。
Description
技术领域
本发明主要涉及一种角位置检测器和包括它的旋转电装置驱动单元。更具体地，可以以低成本构造本发明的角位置检测器，并且，即使当所述旋转电装置高速运转时也能够准确地检测该旋转电装置中的转子的角位置。
背景技术
日本专利申请公报JP-A-2001-86786，日本专利申请公报JP-A-07-79589，日本专利申请公报JP-A-2002-350180，以及日本专利申请公报JP-A-2004-12387描述了驱动电机的电机驱动单元，其中检测转子的角位置以促进旋转磁场内的电机转子的连续旋转。连接到电机旋转轴的解算器检测所述转子的角位置。
图13示意性阐明了常规使用的角位置检测器的框图。如图13所示，解算器302检测电机M中的转子的角位置，并向R/D转换器306发送指示所述转子的对应位置的模拟信号SIN和COS。R/D转换器306将从解算器302发送来的模拟信号SIN和COS转换为数字信号，并将所述数字信号发送到微型计算机的中央处理器(CPU)。基于所接收到的数字信号，CPU产生用来供应交流电流的驱动信号，用来对在转子外围设置的定子线圈产生旋转磁场。然后CPU向逆变器(未示出)发送所述驱动信号。所述逆变器根据从所述CPU发送来的驱动信号以预定时间向所述定子线圈的各相提供预定的交流电流。因而，所述定子线圈产生旋转磁场，并且所述转子在由所述定子线圈产生的旋转磁场内旋转。
在这种情况下，R/D转换器306是具有复杂电路的专用集成电路(IC)，所述复杂电路包括从信号SIN和COS中去除噪声分量的电容器-电阻器(CR)滤波电路。然而，在R/D转换器306中包括这样的电路显著增加了组件的成本，并且导致增加了所述电机驱动单元的总生产成本。
然而，通过使用包括微型计算机的角位置检测器，其中，所述微型计算机集成了CPU并具有解算器接口，将此角位置检测器作为R/D转换器，而不是包括费用与实际的R/D转换器相当的组件，可以避免这样的过多花费。
例如，日本专利申请公报JP-A-2002-350180描述了一种解算器信号处理器，其包括解算器接口，将来自解算器的信号转换为数字信号；以及CPU，处理指示转子的旋转角度的数字信号。所述解算器接口和CPU通过内部总线互相直接连接。
日本专利申请公报JP-A-2004-12387描述了一种集成在电动机控制装置中的角位置检测器。所述角位置检测器还基于从解算器发送的信号SIN和COS产生振幅比信号TAN和COT，并且基于所述振幅比信号TAN和COT检测转子的旋转角。
利用上述技术，可以减小生产所述角位置检测器的成本，因为没有使用R/D转换器。此外，由于在日本专利申请公报JP-A-2002-350180中描述的所述解算器接口和所述CPU相互直接连接，所述解算器信号处理器可以实现计算速度和抗扰度方面的优异性能。
然而，利用上述技术，即使消除了信号SIN和COS中存在的噪声，当将信号SIN和COS转换为数字信号时，需要大量样本数据才能准确地检测所述转子的角位置。结果，由于样本数据的绝对量，微型计算机上的处理负担增加，这将导致响应延迟，其导致所检测到的旋转角度偏离实际旋转角度。
于是，用于电机驱动单元的控制装置需要具有高处理能力的微型计算机。随着电机速度增加，微型计算机的所需要的处理能力也增加。于是，当电机以相对高速运转时，由于缺乏足够的处理能力，很难进行上述检测旋转角度的计算。结果，角位置检测器的使用仅限于所述电机以相对低速运转的情况，即，能够获得足够的处理能力的情况。
同时，由于不断增长的需求，紧凑的电机变得越来越流行，为了实现同样的输出，需要所述电机驱动单元高速运转所述紧凑的电机。为了满足这样的要求，即使所述电机高速运转，也需要所述角位置检测器来检测所述转子的角位置。
为了实现这样的需求，采用具有更强处理能力的微型计算机作为控制装置可能有效。然而，使用具有更强处理能力的微型计算机也增加了生产所述角位置检测器的总成本。
发明内容
根据以上情况作出本发明。因此，本发明的一个目的在于提供一种以低成本构造的角位置检测器，即使当旋转电装置以高速运转时，其能准确地检测该旋转电装置中的转子的角位置。
本发明的另一个目的在于提供一种以低成本构造的旋转电装置驱动单元，即使旋转电装置高速运转时，其能够可靠地控制该旋转电装置。
本发明的第一方面涉及一种角位置检测器，其检测旋转电装置内的转子的角位置。所述角位置检测器包括解算器，其输出指示所述转子的旋转角度的信号，以及信号处理电路，其基于从所述解算器输出的信号计算所述转子的旋转角度。然后，所述信号处理电路输出指示所述旋转角度的信号。所述信号处理电路包括采样装置，其以预定间隔对所述解算器输出的信号进行采样，并将所述信号转换为数字信号。所述信号处理电路还包括绝对角度计算装置，其基于所述数字信号在对从所述解算器输出的信号进行采样的采样时间计算所述旋转角度的瞬时值。角速度计算装置，其基于所述旋转角度的瞬时值计算在采样时间的角速度。旋转角度计算装置，其将所述角速度转换为旋转角度的时间变化，并计算在采样时间的旋转角度，此角度与随时间变化的实际旋转角度准确匹配。
根据本发明的第一方面，基于根据从解算器输出的数字信号计算得到的角速度检测所述旋转角度，此角度与随时间变化的实际旋转角度准确匹配。于是，由于不需要所述R/D转换器，该计算过程比常规的角位置检测器更简单。这也减少了微型计算机上的负担。结果，能够以低成本构造所述角位置检测器，并且即使当所述旋转电装置高速运转时，此检测器也能够检测所述转子的角位置。
在本发明的第一方面中，所述旋转角度计算装置可以将在采样时间的旋转角度反馈回所述角速度计算装置，所述角速度计算装置可以基于该反馈的在采样时间的旋转角度以及所述旋转角度瞬时值计算在采样时间的角速度；并且所述信号处理电路可以进一步包括延迟校正装置，其通过对反馈导致的旋转角度输出时的延迟进行校正来准确计算在所述采样时间的旋转角度。
利用此构造，由于可以利用计算得到的角速度容易地校正由于反馈导致的旋转角度输出时的延迟，无需增加微型计算机的负担就可以增强所述角位置的响应。
在所述第一方面中，所述延迟校正装置可以将反馈导致的延迟的预测量作为延迟校正常量进行存储，并且可以为在采样时间的旋转角度加上校正角度，其中，基于所述延迟校正常量和在采样时间的角速度计算所述校正角度。
利用基于所述角速度和所述延迟校正常量计算得到的校正角度来校正所述旋转角度。于是，不需要通过增大增益以及引入微分项来增强响应，以使得反馈电路能够稳定运行。
在所述第一方面中，所述信号处理电路可以进一步包括插值装置，其利用在采样时间的角速度在相邻采样时间的旋转角度之间以给定时间插入旋转角度，并输出所述插入的旋转角度。
由采样装置进行的采样的频率的增加将导致微型计算机上的负担增加，而利用此构造，不增加微型计算机的负担即可在适当的时间检测所述转子的角位置。
在本发明的第一方面中，所述插值装置可以利用由所述角速度计算装置计算得到的角速度作为在采样时间的角速度，在相邻采样时间的旋转角度之间以给定时间插入旋转角度，并输出所述插入的旋转角度。
通过利用由所述角速度计算装置获得的所述角速度在相邻采样时间的旋转角度之间以给定时间插入旋转角度，可以抑制微型计算机上的负担增加，并且可以减小生产所述角位置检测器的成本。
本发明的第二方面涉及旋转电装置驱动单元，其包括电源；驱动电路，其利用从所述电源供应的电力驱动旋转电装置；以及控制单元，其包括根据本发明的角位置检测器。所述控制单元还基于所述旋转电装置中的转子的角位置控制所述驱动电路。
根据本发明的第二方面，由于检测所述角位置只需要更少的处理能力，可以以低成本配置所述旋转电装置控制单元。另外，即使当所述旋转电装置以高速运行时，所述旋转电装置控制单元也能够更好地可靠地控制所述旋转电装置。
根据本发明，可以提供这样的角位置检测器，其能够被以低成本进行构造，并且即使当所述旋转电装置高速运行时，其也能够准确地检测旋转电装置中的转子的角位置。这样，也可以以低成本构造根据本发明的包括角位置检测器的旋转电装置控制单元，并且即使当所述旋转电装置高速运转时，其也能够可靠地控制所述旋转电装置。因此，本发明同时实现了降低所述装置的生产成本以及对所述旋转电装置的可靠控制。
附图说明
结合考虑附图，通过阅读随后对本发明优选实施例的详细描述，可以更好地理解本发明的特征、优点以及技术和产业上的重要性，附图中：
图1阐明了包括根据本发明实施例的角位置检测器的电机驱动单元的示意性框图；
图2阐明了图1中的控制单元的控制框图；
图3阐明了在图2的控制单元中包含的逆变器控制电路的框图；
图4阐明了在图2的控制单元中包含的信号处理电路的功能框图；
图5A和5B各自阐明了基准信号REF、从解算器输出的幅度调制信号，以及解调之后获得的励磁成分已被消除的幅度调制信号的输出波形；
图6的示图示出了从伺服逻辑部分输出的旋转角θs(n)的输出波形；
图7的示图描述了在图4的插值逻辑部分中包含的插值装置；
图8的示图示出了从伺服逻辑部分输出的旋转角θ的输出波形；
图9的示图描述了在图8中的插值逻辑部分中包含的延迟校正装置；
图10阐明的功能框图示出了具有另一种配置的插值装置和延迟校正装置；
图11阐明的功能框图示出了具有另一种配置的插值装置和延迟校正装置；
图12阐明了由根据本发明实施例的角位置检测器进行的旋转角度检测程序的流程图；以及
图13阐明了常规使用的角位置检测器的示意性框图。
具体实施方式
此后，将参考附图详细描述本发明的实施例。用相同的参考数字表示相同的或对应的部分。
图1阐明了包括根据本发明实施例的角位置检测器的电机驱动单元的示意性框图。
如图1所示，所述电机驱动单元包括直流电源(此后，称为“DC电源”)B，电压传感器10，逆变器12，电流传感器20，解算器30，以及控制单元40。
提供交流电机(此后，称为“AC电机”)M1来驱动混合动力车或电动车的驱动轮。所述AC电机M1可作为由发动机驱动的发电机，或者作为发动机的电动机。例如，AC电机M1可以用来启动所述发动机。
逆变器12包括U相臂14、V相臂16，以及W相臂18。U相臂14、V相臂16，以及W相臂18在电源线和地线之间相互并行排列。
U相臂14包括串联的NPN晶体管Q1和Q2。V相臂16包括串联的NPN晶体管Q3和Q4。W相臂18包括串联的NPN晶体管Q5和Q6。分别在NPN晶体管Q1、Q2、Q3、Q4、Q5和Q6的集电极和发射极之间设置二极管D1、D2、D3、D4、D5和D6，将电流从发射极一侧传送到集电极一侧。
U相臂14、V相臂16和W相臂18的中间点分别连接到AC电机M1的U相线圈、V相线圈和W相线圈的端点。即，AC电机M1是三相永磁电机，其中，U相线圈、V相线圈和W相线圈的一端在电机M1的中间点会合。U相线圈的另一端连接到连接着NPN晶体管Q1和Q2的线的中间点。V相线圈的另一端连接到连接着NPN晶体管Q3和Q4的线的中间点。W相线圈的另一端连接到连接着NPN晶体管Q5和Q6的线的中间点。
DC电源B是诸如镍氢电池或锂离子电池的二次电池。电压传感器10检测从DC电源B输出的电压Vb，并向控制单元40发送指示所检测到的电压Vb的信号。
系统继电器SR1和SR2根据从控制单元40发送的信号SE打开或关闭。
当从DC电源B提供直流电压(此后，称为“DC电压”)时，逆变器12根据从控制单元40发送的信号PWMI将所述DC电压转换为交流电压(此后，称为“AC电压”)，从而驱动AC电机M1。因而，AC电机M1被驱动以生成对应于转矩命令值TR的转矩。
而且，当在包括所述电机驱动单元的混合动力车或电动车中进行再生制动操作时，逆变器12基于从控制单元40发送的信号PWMC将由AC电机M1提供的AC电压转换为DC电压。然后，逆变器12向DC电源B提供所述DC电压。
在“再生制动操作”中，车辆的制动或减速导致生成电力。当混合动力车或电动车的驾驶员踩在刹车上时，可以启动所述再生制动操作。可选地，当驾驶员对车辆进行减速或者终止加速时，可以启动所述再生制动操作。
电流传感器20检测通过AC电机M1的电机电流MCRT，并向控制单元40发送指示电机电流MCRT的信号。
解算器30连接到AC电机M1的旋转轴，并向控制单元40发送信号SIN和COS，其每一个对应于AC电机M1中的转子的旋转角θ。更具体地，解算器30包括连接到AC电机M1的旋转轴的转子，在所述转子周围设置的励磁线圈(未示出)，以及两个次级线圈(未示出)。当从控制单元40向励磁线圈发送基准信号REF时，解算器30输出信号SIN和COS，这两个信号由两个次级线圈分别感应得到，其幅度已被调制。
控制单元40从外部ECU(电子控制单元)接收指示转矩命令值TR和电机速度MRN的信号。控制单元40还从电流传感器10接收指示电压Vm的信号，从电流传感器20接收指示电机电流MCRT的信号，以及从解算器30接收信号SIN和COS。
控制单元40基于从解算器30发送的信号SIN和COS来计算所述转子的旋转角θ。然后，控制单元40利用所述旋转角θ、转矩命令值TR以及电机电流MCRT，生成用于驱动逆变器12的NPN晶体管Q1到Q6的信号PWMI，并向逆变器12发送信号PWMI。
另外，当发生再生制动操作时，控制单元40基于所述旋转角θ、转矩命令值TR以及电机电流MCRT，生成用于将从AC电机M1提供的AC电压转换为DC电压的信号PWMC，并向逆变器12发送信号PWMC。在这种情况下，基于信号PWMC控制逆变器12的NPN晶体管Q1到Q6的开/关状态。因此，逆变器12将从AC电机M1提供的AC电压转换为DC电压，并向DC电源B提供所述DC电压。
图2阐明了图1中的控制单元40的控制框图。如图2所示，控制单元40包括振荡电路42、信号处理电路44、以及逆变器控制电路46。
振荡电路42生成指示具有预定频率的正弦电压的基准信号REF，并向解算器30的励磁线圈(未示出)发送该基准信号REF。在解算器30的两个次级线圈(未示出)的每一个中，生成与到转子的距离对应的感应电压。此时，在第一次级线圈中感应得到信号SIN，其幅度被调制为正弦波。并且，在第二次级线圈中感应得到信号COS，其幅度被调制为余弦波。然后，解算器30向控制单元40的信号处理电路44发送感生信号SIN和COS。在以下描述中，可以将信号SIN和COS统称为幅度调制信号。
当接收到幅度调制信号SIN和COS时，信号处理电路44根据以下描述的方法检测转子的旋转角θ，并向逆变器控制电路46发送旋转角θ。如图2所示，解算器30、振荡电路42，以及信号处理电路44组成了根据本发明的“角位置检测器”。
逆变器控制电路46接收i)来自信号处理电路44的指示旋转角θ的信号，ii)来自外部ECU的指示转矩命令值TR的信号，iii)来自电压传感器10的指示电压Vb的信号，以及iv)来自电流传感器20的指示电机电流MCRT的信号。基于旋转角θ、转矩命令值TR，以及电机电流MCRT，逆变器控制电路46生成用于当驱动AC电机M1时，开启或关闭逆变器12的NPN晶体管Q1到Q6的信号PWMI。然后，逆变器控制电路46向逆变器12发送信号PWMI。
并且，在包括所述电机驱动单元的混合动力车或电动车中进行再生制动操作期间，逆变器控制电路46基于旋转角θ、转矩命令值TR，以及电机电流MCRT，生成用于将从AC电机M1提供的AC电压转换为DC电压的信号PWMC。然后，逆变器控制电路46向逆变器12发送信号PWMC。
图3阐明了包含在图2中的控制单元40中的逆变器控制电路46的框图。如图2所示，逆变器控制单元46包括用于控制电机的相电压计算部分460，以及用于逆变器的PWM信号生成部分462。
相电压计算部分460接收i)来自电压传感器10的指示逆变器12的输入电压Vb的信号，ii)来自电流传感器20的指示通过AC电机M1各相的电机电流MCRT的信号，以及iii)来自外部ECU的指示转矩命令值TR的信号。然后，相电压计算部分460基于这些输入信号生成信号，此信号指示提供给AC电机M1的各相的电压的受控变量Vu*、Vv*、Vw*，并向PWM信号生成部分462发送所述信号。
PWM信号生成部分462基于所接收的电压的受控变量Vu*、Vv*、Vw*生成用于实际开启或关闭逆变器12的NPN晶体管Q1到Q6的信号PWMI和PWMC。PWM信号生成部分462向NPN晶体管Q1到Q6发送信号PMWI和PWMC。
基于信号PMWI和PWMC控制NPN晶体管Q1到Q6的开/关状态。同样地，控制提供给AC电机M1各相的电流，使得AC电机M1根据转矩命令值TR输出转矩。这样，可以控制电机电流MCRT，并且输出对应于转矩命令值TR的电机转矩。
图4阐明了包含在图2中的控制单元40中的信号处理电路44的功能框图。如上所述，图2中的信号处理电路44、解算器30以及振荡电路组成了根据本发明的“角位置检测器”。
如图4所示，信号处理电路44包括绝对角度计算部分50、伺服逻辑部分60、插值逻辑部分70，以及计时器80。
利用如下等式表示解算器30的理想基准信号REF和幅度调制信号(信号SIN和COS)。
REF＝E×sin(2πf×t) (1)
SIN＝A×sinθ×sin(2πf×t) (2)
COS＝A×cosθ×sin(2πf×t) (3)
在以上等式中，每一个“E”和“A”是次级线圈的电压与励磁线圈的电压的变压比，“θ”是AC电机M1中的转子的旋转角，而“f”是基准信号REF的频率。
图5阐明了基准信号REF、从解算器30输出的幅度调制信号，以及解调之后获得的已消除励磁分量的幅度调制信号的输出波形。更具体地，图5A阐明了信号SIN和信号SIN解调之后的输出波形，而图5B阐明了信号COS和信号COS解调之后的输出波形。
如图5A和5B所示，可以如下表示解调之后的信号SIN和COS。
SIN＝A×sinθ
COS＝A×cosθ
并且，可以利用作为在信号SIN和信号COS之间的幅度比的正切函数(tan)根据如下等式推导出AC电机M1中的转子的旋转角θ。
θ＝tan-1(sinθ/cosθ) (4)
根据本发明的角位置检测器的基本功能是当信号处理电路44接收到从解算器30发送的幅度调制信号时，根据等式(4)计算所述转子的旋转角度θ。由于在根据本发明的角位置检测器中简化了常规由R/D转换器进行的所述计算过程，因此，可以由控制单元40进行所述计算过程。
如图4所示，绝对角度计算部分50包括模拟到数字转换器(A/D转换器)52，以及角度计算部分54。当从解算器30(未示出)接收幅度调制信号(信号SIN和COS)并且从计时器80接收计时器值时，A/D转换器52以与基准信号REF同步的预定频率对信号SIN和COS进行采样。
例如，在图5A和图5B中，在基准信号REF的各个周期中对信号SIN和信号COS进行采样。因此，分别将信号SIN和信号COS转换为数字信号Asinφs(n)和数字信号Acosφs(n)。此处，“A”表示各个信号SIN和COS的幅度，而“φs(n)”表示AC电机M1中的转子的旋转角在采样时间ts(n)的瞬时值。
A/D转换器52向角度计算部分54发送所述数字信号Asinφs(n)和数字信号Acosφs(n)。角度计算部分54通过将数字信号Asinφs(n)和数字信号Acosφs(n)代入上述等式(4)来计算旋转角度的瞬时值φs(n)。然后，角度计算部分54向伺服逻辑部分60发送所述旋转角度的瞬时值φs(n)。
再次参考图4，伺服逻辑部分60包括角速度计算部分62、滤波部分64、积分器66，以及存储计算部分68。
角速度计算部分62在各采样时间从角度计算部分54接收所述旋转角的瞬时值φs(n)，并从存储计算部分68接收伺服控制的旋转角θs(n)，将稍后描述存储计算部分68。然后，角速度计算部分62根据如下等式(5)利用所述旋转角的瞬时值φs(n)和旋转角θs(n)计算在采样时间ts(n)的角速度ωs(n)。
ωs(n)＝{φs(n)-θs(n-1)}/Δts (5)
此处，“Δts”表示A/D转换器52中的采样间隔(＝ts(n)-ts(n-1))。
通过滤波部分64去除角速度ωs(n)中存在的噪声分量。然后，向积分器66发送经过滤波的角速度ωs(n)。积分器66对在采样间隔Δts接收的角速度ωs(n)进行积分。由于这样的积分，可获得角度增加量Δθs，其是相对于在前一个采样时间ts(n-1)获得的旋转角度θs(n-1)的旋转角增加量。积分器66向存储计算部分68发送所述积分值。
存储计算部分68基于从积分器66发送的积分值计算在采样时间(n)的旋转角θs(n)，并在内部存储器中存储所述旋转角θs(n)。更具体地，存储计算部分68对存储区域中的在前一个采样时间ts(n-1)的旋转角θs(n-1)加上所述作为积分值的角度增加量Δθs，并将在当前采样时间ts(n)的旋转角θs(n)设置为通过相加获得的值(＝θs(n-1)+Δθs)。然后，存储计算部分68将旋转角θs从存储区域中存在的旋转角θs(n-1)更新为旋转角θs(n)。另外，存储计算部分68向角速度计算部分62和插值逻辑部分70的加法器76输出旋转角θs(n)。
如上所述，伺服逻辑部分60基于所检测到的旋转角的瞬时值φs获得在各个采样时间ts的角速度ωs，并基于角速度ωs获得旋转角θs。因而，可能准确获得随时间变化的旋转角θs。
相比常规使用的R/D转换器，这样能更有效地抑制噪声。即，以反馈方式控制R/D转换器，使得在旋转角θs和旋转角的瞬时值φs之间的相位差的正弦波函数sin(θs-φs)为零。因为旋转角θ被固定到与瞬时值φs存在180度相位差的数值，这就导致了反馈增益发散的问题，导致噪声。相反，能够以反馈方式控制伺服逻辑部分60，在其中使得所述增益与旋转角θs和旋转角的瞬时值φs之间的相位差成比例。结果，可以使噪声最小化。
另外，与常规使用的具有R/D转换器功能的角位置检测器相比，计算过程得到了彻底简化。这样得到了由于计算带来的微型计算机上的计算负担最小化的效果。
接下来，如图4所示，向插值逻辑部分70发送由伺服逻辑部分60获得的旋转角θs(n)。如下所述，插值逻辑部分70包括插值装置，其在于采样时间ts(n)离散地检测的旋转角θs(n)之间插入旋转角θ，以及延迟校正装置，其校正输出所述检测值的时间点相对于在伺服逻辑部分60中进行的获得旋转角θ的实际值的时间点的偏差。由于与伺服逻辑部分60一起提供这些装置，根据本发明的角位置检测器能够准确地检测适当时刻的旋转角θ，即使当所述旋转电子装置高速运行。
首先，将描述插值装置，其在旋转角θs(n)之间插入旋转角θ。
图6阐明的曲线图示出了从伺服逻辑部分60输出的旋转角θs(n)的输出波形。
如图6所示，从伺服逻辑部分60输出的旋转角θs(n)是在每个采样时间ts存在的离散数据，并且在图6中示出了用阶梯线LN2指示的阶梯状输出波形。在直线LN1上整理这些离散数据，此直线LN1的斜率与AC电机M1的速度成比例。即，估计由解算器30实际检测到的旋转角θ将呈现出根据直线LN1随时间变化。
例如，在采样时间ts(n)和采样时间ts(n+1)之间的时间t，用箭头Er1指示根据阶梯线LN2获得的在时间t的旋转角θ和根据直线LN1获得的在时间t的旋转角θ之间的角度差。这意味着，从伺服逻辑部分60输出的旋转角θ相对于由解算器30实际检测到的旋转角θ的偏差是箭头Er1所指示的角度差。随着AC电机M1的电机速度增加，直线LN1的斜率增加。随着AC电机M1的速度增加，所述偏差也进一步增加。
为了使这样的偏差最小化，可以增加A/D转换器52的采样频率，从而进行更频繁的采样。然而，因为振荡电路42所能产生的基准信号REF的频率以及组成控制单元40的微型计算机的处理能力有限，所述采样频率所能增加的程度也有限。
于是，本发明可以将旋转角θ插入在采样时间ts(n)的旋转角θs(n)之间，并根据以下描述的方法获得在适当的时间t的准确的旋转角度θ。
图7用来描述在图4中的插值逻辑部分70中包含的插值装置。如图7所示，基于邻接的数据(对应于直线LN1)获得在时间t的旋转角θ，而所述邻接的数据则是基于从伺服逻辑部分60输出的离散数据(对应于阶梯线LN2)估计的。
更具体地，因为由伺服逻辑部分60计算得到的角速度ωs(n)对应于在采样时间ts(n)的直线LN1的斜率，基于角速度ωs(n)和经过的时间t-ts(n)计算相对于旋转角度θs(n)的旋转角度变化量dθ1(此后，称为“角度变化量dθ1”)，其中，时间t-ts(n)是从采样时间ts(n)到时间t所经过的时间。然后，如以下等式(6)所示，通过将计算得到的角度变化量dθ1加到旋转角θs(n)来获得所述旋转角θ。
θ＝θs(n)+dθ1＝θs(n)+ωs(n)×(t-ts) (6)
插值逻辑部分70中的插入值计算部分72和加法器76，以及计时器80组成了图4中的信号处理电路44中的上述插值装置。当在时间t发出获得旋转角θ的指示时，计时器80计算从前一个采样时间ts(n)以来所经过的时间t-ts(n)，并将其输出给插入值计算部分72。当从滤波部分64接收角速度ωs(n)并从计时器80接收所经过的时间t-ts(n)时，插入值计算部分72以上述方式计算角度变化量dθ1，并将其输出给加法器76。加法器76通过将角度变化量dθ1加到从存储计算部分68发送的旋转角θs(n)来计算旋转角θ，并将其发送给逆变器控制电路46(未示出)。
尽管插值装置能够在适当的时间检测到所述旋转角θ，由于伺服逻辑部分60的反馈控制，检测到的旋转角θ落后于AC电机M1的实际旋转角。这样，响应稍微有些延迟。于是，除所述插值处理之外，对旋转角θs(n)进行校正响应延迟的校正处理，以使得响应延迟最小化。
接下来，所述校正装置对输出旋转角的时间点相对于在伺服逻辑部分60中获得实际旋转角的时间点的偏差进行校正。
图8阐明的示图示出了从伺服逻辑部分60输出的旋转角θ的输出波形。在图8中，直线LN4指示在由插值装置对旋转角θs(n)进行插值处理之后获得的旋转角θ的输出波形。同时，直线LN3指示AC电机M1的实际旋转角θi的输出波型。
如图8所示，直线LN4基本上平行于直线LN3，它们之间有预定的时间偏差Ta。即，尽管旋转角θ根据AC电机M1的实际旋转角θi的变化而变化，但总是以预定的时间落后Ta输出所述旋转角θ。当在给定时刻t对旋转角θ和旋转角θi进行相互比较时，这样的响应延迟表现为由箭头Er2指示的旋转角的差。即，旋转角θ总是表现出相对于旋转角θi的偏差，该偏差为与输出旋转角θ的时间点相对于获得旋转角θi的时间点的偏差相对应的量。
于是，根据本发明的延迟校正装置仅将整个直线LN4平移角度改变量dθ2，从而使得直线LN4匹配直线LN5。因而，由于直线LN5基本上匹配直线LN3，可以消除旋转角θ相对于旋转角θi的偏差。
由伺服逻辑部分60计算的角速度ωs(n)对应于在采样时间ts(n)的直线LN4的斜率。于是，可以通过将角速度ωs(n)乘以预定时间Ta来计算所述角度变化量dθ2。
插值逻辑部分70中的插入值计算部分72、延迟校正部分74，以及加法器76组成图4中的信号处理电路44中的延迟校正装置。更具体地，预定时间Ta是伺服逻辑部分60特有的值，并且被作为延迟校正常数Ta预先存储在延迟校正部分74中。当在时间t发出获得旋转角θ的指令时，延迟校正部分74向插入值计算部分72发送所述延迟校正常数Ta。插入值计算部分72利用来自滤波部分64的角速度ωs(n)和来自延迟校正部分74的延迟校正常数Ta计算角度变化量dθ2。根据上述方法计算角度变化量dθ2，并将其发送给加法器76。一旦加法器76从插入值计算部分72接收到角度变化量dθ2以及前述的角度变化量dθ1，则加法器76将角度变化量dθ1、dθ2以及旋转角θs(n)相加，以确定最终的旋转角θs(n)。然后，加法器76向逆变器控制电路46(未示出)发送计算得到的旋转角θ。
利用这样的构造，向逆变器控制电路46提供旋转角θ，此旋转角与AC电机M1中转子的实际旋转角θi相匹配。结果，即使当AC电机M1高速运转时，根据本发明的电机驱动单元也能够适当地驱动所述AC电机M1。
图10示出了插值装置和延迟校正装置的例子。与图4所示的情况不同，所述构造使得不向所述伺服逻辑部分提供插值逻辑部分70，并且采用图10所示的伺服逻辑部分60A。
更具体地，伺服逻辑部分60A通过利用角加速度计算部分620进一步微分基于旋转角度的瞬时值φs(n)计算得到的角速度ωs(n)来计算角加速度αs(n)。伺服逻辑部分60A利用积分器78对计算得到的角加速度αs(n)进行两次积分，利用可变增益器780增加积分器的增益，并将其输出到存储计算部分68。因此，由于引入微分项并且增加了增益，可以准确地检测旋转角θ以及获得高响应。
然而，在伺服逻辑部分60A中，由于反馈增益的增加，不必要的噪声也被放大了，这导致反馈控制的不稳定。并且，由于引入微分项增加了微型计算机上的负担，需要具有更高计算能力的微型计算机，导致了成本增加。
相反，根据本发明，插值逻辑部分70利用从伺服逻辑部分60输出的角速度ωs(n)在相邻采样时间ts(n)的旋转角θs(n)之间插入给定时间的旋转角θ，以补偿响应延迟。于是，不需要增加反馈增益，并且可以在伺服逻辑部分60中进行稳定的反馈控制。另外，由于减轻了微型计算机上的负担，降低了成本。
图11示出了包括插值逻辑部分70的另一种构造的例子。伺服逻辑部分60B再次利用角速度计算部分62B和滤波部分64B将旋转角度θs(n)转换为角速度，并向插值逻辑部分70发送所述角速度。
由于此构造中的插值逻辑部分70在相邻采样时间ts(n)的旋转角θs(n)之间插入给定时间的旋转角θ，并且基于从伺服逻辑部分60B发送的角速度校正响应延迟，可以准确地检测旋转角θ并实现高响应，如图4所示的情况。然而，由于在伺服逻辑部分60B中包含了从旋转角θs(n)计算角速度的计算装置，微型计算机上的负担明显增加了。
相反，利用图4所示的构造，伺服逻辑部分60直接向插值逻辑部分70提供通过反馈控制获得的角速度ωs(n)，而插值逻辑部分70在相邻采样时间ts的旋转角之间插入给定时间的旋转角θ，并且利用角速度ωs(n)校正响应中的延迟。于是，可以使得微型计算机上的负担增加最小化，并进一步减少生产所述角位置检测器的成本。
图12阐明了由根据本发明实施例的角位置检测器进行的旋转角检测流程的流程图。
如图12所示，当开始所述流程时，绝对角度计算部分50的A/D转换器52被启动。此时，A/D转换器52从计时器80获得计时器值，其中，所述计时器总是与具有预定频率的基准信号REF同步工作(步骤S01)。
从解算器30接收所述幅度调制信号(信号SIN和COS)之后，当接收到从计时器80发送的计时器值ts时，A/D转换器52对信号SIN和COS进行采样(步骤S02)。因而，在与基准信号REF同步的时间对信号SIN和COS进行采样，并且分别将其转换为数字信号Asinφs(n)和Acosφs(n)。A/D转换器52向角度计算部分54发送数字信号Asinφs(n)和Acosφs(n)。
角度计算部分54利用数字信号Asinφs(n)和Acosφs(n)计算旋转角度的瞬时值φs(n)(步骤S03)。然后，角度计算部分54向伺服逻辑部分60发送旋转角度的瞬时值φs(n)。
伺服逻辑部分60使用旋转角度的瞬时值φs(n)、以及在前一个采样时间ts(n-1)的旋转角度θs(n-1)和角速度ωs(n-1)来计算当前采样时间ts(n)的旋转角度θs(n)和角速度ωs(n)(步骤S04)。伺服逻辑部分60向插值逻辑部分70发送旋转角度θs(n)和角速度ωs(n)。
在于各个采样时间ts(n)接收旋转角度θs(n)之后，插值逻辑部分70根据上述方式在相邻采样时间ts的旋转角θs(n)之间插入给定时间的旋转角θ。更具体地，计时器80获得从上一个采样时间ts到发出获得旋转角θ的指示的时间t所经过的时间t-ts(n)。然后，计时器80向插入值计算部分72发送该经过的时间t-ts(n)。插入值计算部分72计算角变化量dθ1，并将其发送给加法器76。
另外，插入值计算部分72计算角变化量dθ2，并将其发送给加法器76。在从插入值计算部分72接收角度变化量dθ1和dθ2，并从存储计算部分68接收旋转角θs(n)之后，加法器76向逆变器控制电路发送所述值的总和作为在时间t的旋转角(步骤S06)。
如上所述，根据本发明，即使当A/C电机高速运行时也能准确检测A/D电机中转子的角位置。并且，由于简化了计算旋转角的过程，减轻了微型计算机的负担，并且降低了生产角位置检测器的成本。即，能够低成本地构造根据本发明的角位置检测器，并且即使当A/C电机高速运行时也能准确检测A/D电机中转子的角位置。
可以将本发明应用于检测电机中转子的角位置的角位置检测器，以及包含这样的角位置检测器的电机驱动单元。
虽然已经参考示例性实施例描述了本发明，但是需要理解，本发明不限于所述示例性实施例或结构。相反，本发明意在覆盖各种修改和等效的设计。此外，虽然在各种组合和构造中示出了示例性实施例的各个元件，但这只是示例性的，包括更多、更少或单个元件的其它组合和构造也同样落入本发明的精神和范围内。
Claims (6)
1.一种角位置检测器，用于检测旋转电装置中包含的转子的角位置，其特征在于，该检测器包括：
解算器，其输出指示所述转子的旋转角度的信号；以及
信号处理电路，其基于从所述解算器输出的信号计算所述转子的旋转角度，并输出指示所述旋转角度的信号，其中
所述信号处理电路包括：
采样装置，用于以预定间隔对从所述解算器输出的信号进行采样，并将所述信号转换为数字信号；
绝对角度计算装置，用于基于所述数字信号，在对从所述解算器输出的信号进行采样的采样时间计算所述旋转角度的瞬时值；
角速度计算装置，用于基于所述旋转角度的瞬时值计算在所述采样时间的角速度；以及
旋转角度计算装置，用于将所述角速度转换为所述旋转角度的时间变化，并计算在所述采样时间的旋转角度，此角度与随时间变化的实际旋转角度准确匹配。
2.根据权利要求1所述的角位置检测器，其特征在于，
所述旋转角度计算装置将所述在采样时间的旋转角度反馈到所述角速度计算装置；
所述角速度计算装置基于所述反馈的在采样时间的旋转角度以及所述旋转角度的所述瞬时值来计算在所述采样时间的角速度；以及
所述信号处理电路进一步包括延迟校正装置，其用于通过对所述反馈导致的所述旋转角度的输出中的延迟进行校正来准确计算所述在采样时间的旋转角度。
3.根据权利要求2所述的角位置检测器，其特征在于，
所述延迟校正装置将所述反馈导致的延迟的预测量作为延迟校正常量进行存储，并且为所述在采样时间的旋转角度加上校正角度，其中基于所述延迟校正常量和所述在采样时间的角速度计算所述校正角度。
4.根据权利要求3所述的角位置检测器，其特征在于，
所述信号处理电路进一步包括插值装置，其利用所述在采样时间的角速度在相邻采样时间的旋转角度之间以给定时间插入所述旋转角度，并输出所述插入的旋转角度。
5.根据权利要求4所述的角位置检测器，其特征在于，
所述插值装置利用由所述角速度计算装置计算的角速度作为所述在采样时间的角速度，在所述相邻采样时间的旋转角度之间以所述给定时间插入所述旋转角度，并输出所述插入的旋转角度。
6.一种旋转电装置驱动单元，其特征在于，包括：
电源；
驱动电路，其利用从所述电源供应的电力驱动旋转电装置；以及
控制单元，其包括根据权利要求1到5中任何一个所述的角位置检测器，并且基于所述旋转电装置中的转子的角位置控制所述驱动电路。
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