CN101167271B - 通信中继装置及通信中继方法 - Google Patents

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Abstract

公开了通信中继装置，能够改善在中继目的地的差错率特性而提高吞吐量，同时减轻干扰功率而防止整个通信系统的吞吐量的降低。在该装置中，接收发往基站的信号(ST1010)，并且进行解码处理等(ST1020)。而且，进行比特差错判定(ST1030)，在没有比特差错时进行再生中继处理(ST1050)。有比特差错时，对每个副载波的接收质量进行阈值判定(ST1120至ST1130)。在接收质量为阈值以上时，该副载波被输出(ST1140)，而在接收质量小于阈值时，不进行该副载波的中继(ST1150)。发送进行了任一种处理后的信号(ST1060)。

Description

通信中继装置及通信中继方法
技术领域
本发明涉及通信中继装置以及通信中继方法。 
背景技术
近年来，随着对一般家庭的宽带通信服务的普及，在蜂窝方式的移动通信系统中也积极地进行着以提供大容量数据通信服务为目的的研究开发。然而，由于作为有限的资源的无线频率处于紧张的状态，所以为了实现大容量数据的传输，正在积极地展开着使用高频带而实现高传输速率的方法的研究。 
在使用高频的无线频带的情况下，在近距离能够期待高传输速率，但是由传输距离造成的衰落较大。于是，例如将高频的无线频带适用于实际系统时，基站所覆盖的区域变小而需要设置更多的基站。由于设置基站需要相应的费用，因此，强烈期望在提供上述通信服务的同时抑制基站数目的增加的技术。 
因此，为了即使位于蜂窝区外部的通信终端也能够与基站进行通信，积极地研究着使该通信终端与基站之间存在的其它通信终端(中继站)进行通信的中继的技术。由此，能够实现位于蜂窝区外部的通信终端与基站之间的通信，以实质扩大基站所覆盖的范围。 
例如，专利文献1中公开了发送站(Sourse)、中继站以及接收站(Destination)各自具有用于进行再生中继的线路和用于进行非再生中继的线路的双方的线路，进行混合型的中继的无线中继方式。而且公开了根据该方式，在进行再生中继时接收站的帧差错率特性为最好。 
另外，在非专利文献1中公开了多个中继站对发送站所发送的信号进行中继，接收站对所中继的信号进行接收合成的技术。根据该技术，接收站能通过接收多个中继信号而得到空间分集效果，从而能够得到接收精度高的数据。该技术被称为“合作中继方式(cooperative relay scheme)”。 
专利文献1：特开平7-273707号公报 
非专利文献2：宫野等著「单一アンテナ端末间のマルチホツプ通信に おけるSTBCを利用した协力中继方式」、电子情报通信学会、信学技报RCS2003-365 
发明内容
发明要解决的问题 
然而，专利文献1所公开的技术中存在如下问题。也就是说，根据专利文献1的技术，不言而喻在进行非再生中继时，而且在进行再生中继时，如果在中继站发生接收错误，则在接收站的差错率特性会恶化，由此吞吐量会降低。 
另外，非专利文献1所公开的技术中存在如下问题。即，通过增加担当合作中继的中继站的数目，能够改善在接收站的差错率特性。但是，如果增加中继站的数目，在移动通信系统等的多小区环境下，中继站对相邻小区造成的干扰功率也随着其数目的增加而增大，所以整个通信系统的吞吐量降低。 
因此，本发明的目的为提供通信中继装置以及通信中继方法，能够改善在接收站的差错率特性而提高吞吐量，同时减轻干扰功率而防止整个通信系统的吞吐量的降低。 
解决问题的方案 
本发明的通信中继装置所采用的结构包括：第一判定单元，对于由多个要素构成的接收信号整体的接收质量，判定是否存在比特差错或者分组差错、或者判定比特差错率或者分组差错率是否在规定值以上；第一中继单元，根据所述第一判定单元的判定结果，对所述接收信号整体进行中继；第二判定单元，将所述接收信号的每个要素的接收质量与阈值进行比较；以及第二中继单元，根据所述第二判定单元的比较结果，对所述接收信号的特定的要素进行中继，不存在比特差错或者分组差错、或者比特差错率或者分组差错率在规定值以上的接收信号被作为所述第一中继单元的中继对象，在不成为所述第一中继单元的中继对象的接收信号中，接收质量为所述阈值以上的要素被作为所述第二中继单元的中继对象。 
本发明的通信中继方法包括：第一判定步骤，对于由多个要素构成的接收信号整体的接收质量，判定是否存在比特差错或者分组差错、或者判定比特差错率或者分组差错率是否在规定值以上；第一中继步骤，根据所述第一判定步骤的判定结果，对所述接收信号整体进行中继；第二判定步骤，将所 述接收信号的每个要素的接收质量与阈值进行比较；以及第二中继步骤，根据所述第二判定步骤的比较结果，对所述接收信号的特定的要素进行中继，不存在比特差错或者分组差错、或者比特差错率或者分组差错率在规定值以上的接收信号被作为所述第一中继步骤的中继对象，在不成为所述第一中继步骤中的中继对象的接收信号中，接收质量为所述阈值以上的要素被作为所述第二中继步骤的中继对象。 
发明效果 
根据本发明，在多个通信装置之间进行通信的中继时，能够改善在接收站的差错率特性而提高吞吐量，同时减轻干扰功率而防止整个通信系统的吞吐量的降低。 
附图说明
图1是表示实施方式1的通信系统的概要的图； 
图2是表示实施方式1的通信中继装置的主要的内部结构的方框图； 
图3是表示实施方式1的通信中继装置的具体动作步骤的流程图； 
图4是表示实施方式1的非再生中继处理单元内部的主要结构的方框图； 
图5是表示作为中继对象被选择的副载波信号的一例的图； 
图6是表示实际被发送的副载波信号的图； 
图7是表示实际被发送的副载波信号的帧结构的图； 
图8是用来说明实施方式1的通信中继方法的基本思想的图； 
图9是用来说明设定中继判定阈值的方法的图； 
图10是表示将实施方式1的通信中继方法适用于通信系统时的具体例子的图； 
图11是表示将实施方式1的通信中继方法适用于通信系统时的具体例子的图； 
图12是表示实施方式1的中继判定阈值表的内容的图； 
图13是表示中继站的数目和偏移β之间的关系的图； 
图14是表示实施方式2的非再生中继处理单元内部的主要结构的方框图； 
图15是表示实施方式2的通信中继方法的步骤的流程图； 
图16是说明通过硬判定的信号点的变化的图； 
图17是用来说明设定硬判定阈值的方法的图； 
图18是表示实施方式2的中继判定阈值表以及硬判定阈值表的内容的图； 
图19是用来说明实施方式2的切换单元相关的具体动作的图； 
图20是表示实施方式3的非再生中继处理单元相关的结构的方框图； 
图21是表示实施方式4的中继控制单元相关的主要结构的方框图； 
图22是表示实施方式4的通信中继方法的步骤的流程图；以及 
图23是表示分类到类别A的分组的性质以及具体例子的图。 
具体实施方式
以下，参照附图详细说明本发明的实施方式。另外，这里以作为通信方式采用了OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex)方式，通过多个副载波进行通信的情况为例进行说明。 
(实施方式1) 
图1是表示本发明实施方式1的通信系统的概要的图。 
该通信系统中包括移动台(Mobile Station)MS1、中继站(RelayStation)RS1、RS2以及基站(Base Station)BS1，移动台MS1位于基站BS1所管理的蜂窝区的外部。而且，移动台MS1的用户希望与基站BS1进行通信。但是，由于移动台MS1位于蜂窝区的外部，所以在此状态下不能进行通信。于是，本实施方式的通信系统中，使位于移动台MS1和基站BS1之间的中继站RS1或中继站RS2进行移动台MS1和基站BS1之间的通信的中继。另外，为了简化说明，以下以从移动台MS1向基站BS1发送信号的情况，即通过上行线路的通信(上行线路中继)的情况为例进行说明。 
在本实施方式的通信系统中，移动台MS1对中继站RS1和中继站RS2请求发送信号的中继。中继站RS1和中继站RS2对此采用下述的中继方法。 
另外，作为能够接收来自基站BS1的电波的移动台MS1请求发送信号的中继的情况，可以考虑由于移动台MS1的发送功率小于基站BS1的发送功率，所以移动台MS1无法将信号直接发送到基站BS1的状况。 
另外，还可以举出为了降低移动台MS1的发送对相邻小区造成的干扰功率，移动台MS1不将信号直接发送到基站BS1的状况。 
另外，虽然这里以中继站为RS1和RS2的两个的情况为例进行说明，但中继站也可以存在三个以上。 
图2是表示上述的中继站RS1(或RS2)的具体装置结构，即本实施方式的通信中继装置100的主要的内部结构的方框图。 
该通信中继装置100大致分为接收处理电路和发送处理电路，各个处理电路的各个部分进行以下动作。首先说明接收处理电路。 
接收RF单元102通过天线101接收来自发送站的信号，对该接收信号进行滤波处理、下变频以及A/D变换等的无线接收处理。GI去除单元103从接收RF单元102所输出的OFDM信号(基带信号)中去除保护间隔(GI)部分。S/P单元104对于从GI去除单元103输出的OFDM信号，对每个OFDM码元进行串/并行变换。FFT单元105对从S/P单元104输出的OFDM信号进行通过快速傅立叶变换(FFT)的OFDM解调处理，从频率复用后的OFDM码元中提取各个副载波的码元串，并输出到信道补偿单元106-1至106-n以及非再生中继处理单元110-1至110-n。 
信道补偿单元106-1至106-n(以下，总称时只记述为“106”)与各个副载波对应地被设置了多个，而且对FFT单元105的输出即各个副载波的数据 码元，对每个副载波补偿在传播路径中所受到的衰落的影响。具体而言，信道补偿单元106只补偿相位变动，或者补偿振幅变动和相位变动。P/S单元107对于从信道补偿单元106输出的多个副载波信号，对每个OFDM码元进行并/串行变换。解调单元108对从P/S单元107输出的每个码元进行所发送的信号点的判定(依照后续的解码单元109的算法进行硬判定或软判定)。解码单元109基于解调单元108所判定的信号点判定信息进行纠错处理，并输出通过该处理获得的比特串。这里所获得的比特串为对来自发送站的信号进行了解码(再生)的比特串，在本发明中称为“再生中继信号”。 
另一方面，与信道补偿单元106同样，非再生中继处理单元110-至110-n(以下，总称时只记述为“110”)与各个副载波对应地被设置了多个，对FFT单元105输出的数据码元，对每个副载波进行后述的判定，并基于判定结果输出中继信号。P/S单元111对从非再生中继处理单元110输出的多个副载波信号，对每个OFDM码元进行并/串行变换，并输出到切换单元155。另外，从P/S单元111输出的信号虽然为来自发送站的信号，但是，该信号为未进行解码(再生)的信号。于是，在本发明将该信号称为“非再生中继信号”。 
以上的结构为接收处理电路。接着，说明发送处理电路。 
编码单元151对从解码单元109输出的解码信号即先进行了直至解码处理的发往基站BS1的信号，使用Turbo码、LDPC(Low Density Parity Check)码以及卷织码等的纠错码进行再编码。调制单元152对从编码单元151输出的编码信号进行QPSK、16QAM等的再调制处理，生成数据码元串。 
另一方面，比特差错检测单元153对通过解码单元109进行纠错处理后的比特串，使用CRC(Cyclic Redundancy Check)进行是否包含比特差错的判定(比特差错判定)，并输出判定结果。另外，在通信系统中进行分组通信的情况下，比特差错检测单元153进行分组差错的判定以代替比特差错判定。分组可以是帧单位的数据，也可以是其它数据。 
中继控制单元154基于比特差错检测单元153所报告的关于有无比特差错的信息输出控制信号，以控制切换单元155。 
切换单元155基于从中继控制单元154输出的控制信号，将从调制单元152输出的再生中继信号的调制信号和从P/S单元111输出的非再生中继信号切换并输出。 
S/P单元156对从切换单元155输出的信号，以OFDM码元为单位进行串/并行变换，分割为映射到各个副载波上的多个码元串。IFFT单元157对从S/P单元156输出的用于各个副载波的码元串，进行通过快速傅立叶逆变换(IFFT)的OFDM调制。P/S单元158对从IFFT单元157输出的OFDM调制信号进行并/串行变换。GI附加单元159对从P/S单元158输出的信号附加保护间隔，输出OFDM码元。发送RF单元160对从GI附加单元159输出的OFDM码元进行正交调制、功率放大以及滤波等的预定的无线发送处理，通过天线161发送。 
图3是表示具有上述的结构的通信中继装置100的具体动作步骤的流程图。 
通信中继装置100接收移动台MS1所发送的发往基站BS1的信号(ST1010)，并且进行OFDM解调处理、信道补偿处理、解调处理以及解码处理(纠错处理)(ST1020)。然后，对纠错后的比特串进行是否存在比特差错的判定(ST1030：以下称为“第一接收质量判定”)，在没有比特差错时进行再生中继处理(ST1050)，而在有比特差错时进行非再生中继处理(ST1100)。从通信中继装置100发送进行任一方处理后的信号(ST1060)。 
例如，在ST1040中没有比特差错时，作为再生中继处理，输出码元串，所述码元串为对解码比特串进行了再编码和再调制后的码元串(ST1051)。 
另一方面，在ST1040中有比特差错时，进行第二接收质量判定，即在各个副载波的接收质量与规定的阈值之间进行比较(ST1120至1130)。以下，将在该第二接收质量判定中所使用的阈值称为“中继判定阈值”。在接收质量为中继判定阈值以上时，该副载波的接收信号被输出(ST1140)，而在接收质量小于中继判定阈值时，NULL被输出以代替接收信号(ST1150)。这里，NULL为表示不进行发送的信息，一般使用零值。于是，在这样的情况下，不进行该副载波的接收信号的中继。这里，m为依序分配给各个副载波的号码即副载波号(m＝1，2，...，M)，其中M(≥1)为总副载波数目。另外，通过ST1110、ST1160以及ST1170，副载波号m从1被递增(increment)到M，由此对各个副载波进行上述的处理。 
如上所述，通信中继装置100对接收信号进行第一和第二接收质量判定，并且基于其结果选择再生中继、非再生中继和中继中止的某一种。另外，第二接收质量判定是对每个副载波进行判定的。 
这里，再生中继是将所接收的二进制数据再生到实际数据，也就是将接收信号再生到作为信息有意义的状态之后，对该再生信号进行再编码和再调制等以生成发送信号，并将其转发的中继处理。具体而言，对接收信号先进行解码，且根据情况而进行纠错处理之后，进行再编码和调制并转发接收信号的中继处理。也就是说，由于在中继处理的过程中通过解码处理(根据情况还通过纠错处理)，所以即使在中继站的接收信号中包含了一些差错，也在中继站中修正接收差错而中继到接收站。因此，可以期待在接收站的最终的接收信号的接收差错很少。 
与此相对，非再生中继为不进行解调、解码以及纠错等的接收比特串的再生，对接收信号只进行功率放大、滤波处理以及干扰去除等的简单处理之后发送的处理。也就是说，非再生中继是对接收信号只进行物理层级的处理，以尽快进行发送处理。于是，在中继站中不修正差错。而且，因为不进行应用层(application layer)等的非物理层级的处理，所以与再生中继的情况相比，能够高速地进行中继处理。 
图4是表示上述的非再生中继处理单元110内部的主要结构的方框图。 
接收质量测定单元121在从FFT单元105输出的快速傅立叶逆变换后的接收信号中，基于某一个副载波的导频码元，或者基于导频码元和数据码元，测定例如SIR(Signal to interference ratio)等的接收质量。接收质量判定单元122对接收质量测定单元121所测定的接收质量和从中继判定阈值表123输出的中继判定阈值进行大小比较，并且基于该比较结果将控制信号输出到切换单元124。切换单元124基于来自接收质量判定单元122的控制信号，切换是直接输出快速傅立叶逆变换后的信号，还是输出NULL。输出信号被输出到P/S单元111。 
图5是表示由上述的非再生中继处理单元110作为中继对象而选择的副载波信号的一例的图。这里，以副载波数目为4的情况为例进行说明。 
如该图所示，通信中继装置100所接收的各个副载波，由于频率选择性衰落的影响而造成SIR不同。例如，副载波#1和副载波#4的SIR为阈值以上，但是副载波#2和副载波#3的SIR为小于阈值的值。于是，在这样的情况下，非再生中继处理单元110判定将副载波#1和副载波#4作为中继对象(非再生中继处理的对象)，而且中止副载波#2和副载波#3的中继。中继数据被重叠到副载波#1和副载波#4上。 
图6是表示通信中继装置100实际所发送的副载波信号的图。如该图所示，只有副载波#1和副载波#4被发送(中继)到基站BS1。 
图7是表示上述的实际被发送的副载波信号的帧结构的图。其中，以斜线表示的信号为进行非再生中继的码元，而其余的信号表示中继中止的码元。 
图8是用来说明以上说明的通信中继装置100所进行的通信中继方法，即本实施方式的通信中继方法的基本思想的图。 
如该图所示，在本实施方式中，以两种判断基准(具体而言为两种阈值)评估接收质量，并且基于接收质量的高低选择再生中继、非再生中继以及中继中止的某一种。更详细而言，在以比特差错评估接收质量时，通信中继装置100基于有无比特差错，选择再生中继和非再生中继的任一种。另一方面，在以SIR评估接收质量时，通信中继装置100基于SIR是否为阈值以上，选择非再生中继和中继中止的任一种。 
如上所述，根据本实施方式，在接收质量较好时进行再生中继，接收质量较差时进行非再生中继，而在接收质量更差时放弃中继。也就是说，根据本实施方式，基于接收质量而切换通信中继方法。另外，虽然比特差错和SIR本来没有可在相同的坐标轴上进行比较的性质，但是这里为了便于说明，仍将它们表示在相同的坐标轴上。 
图9是用来说明设定上述的中继判定阈值的方法的图。 
该图中表示了在接收到纠错编码后的信号时的平均SIR与分组差错率之间的关系。分组差错率(PER：Packet Error Rate)的特性曲线有两种，一种为在静态特性(AWGN：Additive White Gaussian Noise，加性高斯白噪声)环境下的特性曲线，而另一种为在衰落环境下的特性曲线。在这两种特性曲线中，使用静态特性环境下的特性曲线而决定中继判定阈值。具体而言，在本实施方式中，作为中继判定阈值使用TH_r，所述TH_r是在静态特性环境下的特性曲线与目标PER的交叉点。更理想地，考虑到SIR测定误差等，使用对TH_r加上规定的余量(margin)β的值(TH_r+β)作为中继判定阈值。 
如上所述，根据本实施方式，作为决定中继判定阈值时的基准值使用分组差错率呈示静态特性时的PER特性。 
另外，这里以基于特性曲线设定中继判定阈值的情况为例进行了说明。但是，也可以基于数据表设定中继判定阈值，该数据表是能够获得与通过特性曲线所求的结果相同的结果的数据表。 
图10和11是表示将本实施方式的通信中继方法适用于通信系统时的具体例子的图。基本条件与图1相同。 
在图10的例子中，由于中继站RS1从移动台MS1接收到的数据中有分组差错，所以中继站RS1选择非再生中继。由于中继站RS2从移动台MS1接收到的数据中没有分组差错，所以中继站RS2选择再生中继。另一方面，在图11的例子中，由于中继站RS1和中继站RS2所接收的数据中都有分组差错，所以中继站RS1和中继站RS2都选择非再生中继。接收站即基站BS1对这些中继信号进行接收合成。无论是通过再生中继还是通过非再生中继，从中继站发送的信号在物理上为相同的无线信号。于是，接收站能够不区分地接收这些中继信号。接收站通过合成这些双方的信号，能降低接收信号的差错率，从而提高接收性能。 
另外，在本实施方式的通信系统中适用了自适应调制编码(AdaptiveModulation and Coding)时，则决定中继判定阈值的方法为如下。再次参照图9进行说明。 
如已说明的那样，图9所示的分组差错率的特性曲线存在静态特性环境下的曲线和衰落环境下的曲线。这些曲线的特性与通信系统所使用的MCS组(调制方式和编码率)对应地变化。因此，如果将与图9所示的特性曲线对应的MCS组特地称为“MCS组#1”的话，例如在MCS组#2，分组差错率的特性曲线会与图9所示的曲线不同。 
在实际的通信系统中，不能忽视衰落的影响。于是，着眼于衰落环境下的特性曲线，由图9可知，如果进行接收信号的平均SIR的取值大于TH_m的通信，则接收信号的分组差错率也满足目标PER(所需接收质量)。另一方面，在采用了自适应调制编码的通信系统中，基于接收装置的平均SIR决定发送装置所使用的MCS组。也就是说，可知在接收装置实际接收到的信号的平均SIR小于TH_m时，发送装置需要选择容错性强于MCS组#1的MCS组。因此，TH_m应为使用MCS组#1时的平均SIR的最小值。 
如已说明的那样，由于与各个MCS组对应地得到不同的特性曲线，而且基于各个特性曲线决定TH_m，所以对多个MCS组决定多个TH_m。因此，由于求在选择各个MCS组时的平均SIR的最小值，所以自然会决定各个MCS组的SIR的适用范围。 
另外，在还考虑到SIR的估计误差等时，使用对TH_m还加上规定的余 量α的值(TH_m+α)而决定SIR的适用范围。 
另外，如已说明的那样，作为中继判定阈值，使用对在静态特性环境下的分组差错率的特性曲线与目标PER的交叉点TH_r加上规定的余量β的值(TH_r+β)而不使用TH_m。但是，该(TH_r+β)的值也与多个MCS组对应地存在多个值。 
图12是表示非再生中继处理单元110所具有的中继判定阈值表123的内容的图。这里，也以适用了自适应调制编码的情况为例进行说明。 
中继判定阈值表123中记录着各个MCS组的SIR的适用范围以及对应于各个MCS组的中继判定阈值。通信中继装置100测定接收信号的平均SIR值[dB]并与该表对照，由此选择与平均SIR值对应的最佳的MCS组。然后，选择了最佳的MCS组(例如，MCS组#5)之后，非再生中继处理单元110从中继判定阈值表123中读出与MCS组#5对应的中继判定阈值18+β[dB]，作为中继判定阈值使用。 
另外，这里假设中继判定阈值为TH_r+β。该β是偏移，而且是考虑了SIR的测定误差等的值。该偏移值β可以是预先设定的常数，也可以是由基站BS1动态指示的变量。 
另外，这里以对所有的MCS组设定了相同的偏移β的情况为例进行了说明。但是，也可以使用对各个MCS组进行最佳化的值。即，也可以考虑每个MCS组的SIR测定误差所造成的影响而设定。一般而言，调制方式的阶数越大，或者编码率越高(在图12的例子中，MCS组的值越大)，则将β的值设定得越大。 
如上所述，根据本实施方式，通信中继装置100基于两个判定基准而判定对从中继请求站接收的中继分组进行再生中继还是进行非再生中继。具体而言，通信中继装置100进行比特差错判定作为第一接收质量判定，在没有比特差错时进行再生中继，而有比特差错时进入第二接收质量判定。然后，通信中继装置100对每个副载波进行SIR等的接收质量的阈值判定作为第二接收质量判定，对接收质量为阈值以上的副载波信号，即对判定为接收质量良好的副载波进行非再生中继。另一方面，接收站从一个或者多个中继站接收再生中继或非再生中继的中继信号，并将这些信号合成。如前面所述，在接收站能够不区分再生中继信号和非再生中继信号地进行接收处理。于是，接收站能够改善差错率特性而提高接收质量，从而提高吞吐量。 
另外，根据本实施方式，在由中继站接收到的阶段至少接收质量为预定电平以上的副载波成为中继对象。换言之，在中继站未从接收信号检测出比特差错时，即对接收信号整体而言该接收质量良好时进行再生中继，接收信号整体成为中继对象。但是，诸如在中继站检测出比特差错那样，在对接收信号整体而言接收质量并不良好时，以副载波为单位判定接收信号的接收质量，并对质量良好的副载波进行非再生中继，从而将其作为中继对象。另一方面，对在该判定中仍然判定为接收质量差的副载波，不进行中继。于是，接收站可以不接收接收质量非常差的副载波。因此，在接收站的合成处理中，能够防止对接收质量差的副载波与接收质量良好的副载波一起进行合成处理。也就是说，改善了在接收站的差错率特性。而且，能够降低中继站的功耗。 
另外，根据本实施方式，无论是再生中继还是非再生中继，在通过多个中继站进行中继时，即进行合作中继时，由于对每个副载波得到空间分集增益，所以能够改善差错率特性和接收质量。 
另外，根据本实施方式，从中继对象中排除接收质量差的副载波，即差错率的改善效果低的副载波。因此，能够减少中继对象，从而能够降低对相邻小区造成的干扰功率。 
另外，根据本实施方式，由于能够进行高效率的中继，所以能够降低中继站的发送功率，同时能够减少中继站的数目本身。因此，能够减轻干扰功率，从而防止整个通信系统的吞吐量的降低。 
另外，根据本实施方式，与只进行再生中继和非再生中继中的某一种的情况或者只通过一个中继站进行中继的情况相比，能够将中继判定阈值设定得较低。因此，能够减少从任何中继站都不进行中继的副载波，并能够抑制差错率的恶化。 
另外，根据本实施方式的中继站，根据接收质量自主地判定中继方法。于是，不会由基站等的高层站指示中继方法，也不会中继站彼此互相联系。因此，能够迅速进行中继处理。 
另外，本实施方式也可以采用基于进行合作中继的中继站的数目而对中继判定阈值进行改变的方式。具体而言，中继站的数目越多，则设定越大的值作为中继判定阈值，而中继站的数目越少，则设定越小的值作为中继判定阈值。例如，也可以将对于中继判定阈值的偏移值β，中继站的数目越少则 设定得越小，而中继站的数目越多则设定得越大。 
图13是表示中继站的数目和依据该数目所设定的偏移β之间的关系的图。这里，设想图9的MCS组#4的情况，即调制方式为16QAM，编码率为R＝3/4，而且TH_r＝13dB的情况。 
例如，中继站的数目越多，从中继对象被排除的副载波的数目会增加。于是，如该图所示，在中继站的数目较少时，将中继判定阈值设定得较低，以免发生从任何中继站都不进行中继的副载波。相反，在中继站的数目较多时，将中继判定阈值设定得较大。即使采用这样的设定，各个副载波也通过一个以上的某些中继站被中继。另外，着眼于某一个副载波时，与通过接收质量较差的多个中继站进行中继的情况相比，在通过接收质量较好的少数的中继站进行中继的情况下，能够得到较高的空间分集增益。这是因为对通过多个中继站被中继的信号，在接收站的天线端非相干(noncoherent)地进行合成，从而分集增益较低。因此，采用上述的通信中继方法，就能够改善中继对象的副载波的接收质量，在提高吞吐量的同时将发送功率设定得较低，从而能够降低对相邻小区的干扰。 
另外，在本实施方式中，以使用CRC作为第一接收质量判定而进行比特差错判定的情况为例进行了说明。但是，也可以是不使用CRC的比特差错判定。例如，可以是基于奇偶校验位的差错判定，也可以是如下判定方法，即：在对于接收信号的码元串的调制阶数和编码率的所需SIR与实际的接收SIR之间进行比较，在接收SIR小时判定为包含了比特差错。 
另外，在本实施方式中，以基于有无比特差错来进行第一接收质量判定的情况为例进行了说明。但是，也可以基于比特差错率是否为预定电平以上，来进行第一接收质量判定。 
另外，在本实施方式中，以对每个副载波进行第二接收质量判定的情况为例进行了说明。但是，也可以对每个副载波组而不对每个副载波进行第二接收质量判定，所述副载波组是通过将多个副载波汇总为一个组而成的副载波组。 
另外，在本实施方式中，以上行线路中继的情况为例进行了说明。但是，也可以适用于从基站向位于蜂窝区的外部的移动台发送数据的下行线路中继的情况。 
另外，在本实施方式中，以将信道补偿单元106和非再生中继处理单元 110与各个副载波对应地设置多个的情况为例进行了说明。但是，也可以通过将这些单元分别仅设置一个而多次反复使用，以便与各个副载波对应。 
(实施方式2) 
本发明实施方式2的通信中继装置对在中继判定中判定为接收质量良好的副载波还进行与硬判定阈值的比较。然后，对接收质量比硬判定阈值良好的副载波的接收码元进行硬判定和再调制之后将其转发。 
本实施方式的通信中继装置的基本结构与实施方式1中所示的通信中继装置100相同。因此，对相同的部分省略说明，以下对与通信中继装置100不同的结构的非再生中继处理单元210进行说明。 
图14是表示非再生中继处理单元210内部的主要结构的方框图。另外，对与实施方式1所示的非再生中继处理单元110(参见图4)相同的结构部件赋予相同的标号，并省略其说明。 
非再生中继处理单元210具有对来自信道补偿单元106的输出信号进行硬判定的处理系统(硬判定单元203至乘法单元207)。 
硬判定单元203基于在信道补偿单元106中补偿了相位变动等的接收信号，对码元的信号点进行硬判定。调制单元204对从硬判定单元203输出的比特串再次进行调制处理，生成码元。另一方面，导频信号生成单元205生成对应于各个副载波的导频信号(副载波m的导频信号)，并输出到切换单元206。切换单元206基于从同步单元(未图示)通知的导频插入定时信号，在导频插入定时插入(输出)导频信号，在其余的定时输出来自调制单元204的信号。乘法单元207基于硬判定输出加权系数，对从切换单元206输出的信号进行加权。硬判定输出加权系数是被设定的值，以使所加权的信号的振幅值大于进行非再生中继的其它副载波信号的振幅值。作为该硬判定输出加权系数使用预先设定的值、由信道补偿单元106得到的传输路径的振幅变动值或者与SIR测定值成比例的系数等。 
另一方面，接收质量判定单元202在接收质量测定单元121所测定的子信道m的SIR测定值与两个阈值之间大小比较，并且通过基于该比较结果的控制信号对切换单元208进行控制，所述两个阈值是从中继判定阈值表123输出的中继判定阈值以及从硬判定阈值表201输出的硬判定阈值。 
切换单元208基于来自接收质量判定单元202的控制信息，切换并输出在来自乘法单元207的输出、来自FFT单元105的输出以及NULL中的某一 个。 
图15是表示本实施方式的通信中继方法的步骤的流程图。另外，由于除了ST1100以外，本实施方式的通信中继方法与实施方式1中所示的通信中继方法的流程(参见图3)相同，所以对重复的部分省略说明。因此，图15是在第一接收质量判定(ST1030)中判定为有比特差错时(ST1040)之后的处理的流程图。 
首先，对表示副载波m的SIR测定值等的接收质量的参数进行与中继判定阈值的大小比较(ST2020和ST2030)。在接收质量呈中继判定阈值以上的值时，还对接收质量进行与硬判定阈值的大小比较(ST2040)。然后，在接收质量为硬判定阈值以上时，先进行硬判定并输出进行再调制后的码元串(ST2050)。在ST2040中接收质量小于硬判定阈值时，直接输出接收信号，即进行非再生中继(ST2060)。在ST2030中接收质量小于中继判定阈值时，输出NULL以代替接收信号，并中止中继(ST2070)。另外，在ST2010、ST2080和ST2090中，副载波号m与实施方式1同样地从1被递增到M，从而对各个副载波进行上述的处理。 
图16是具体说明信号点通过上述的硬判定单元203的硬判定如何变化的图。这里，以调制方式为QPSK的情况为例进行说明。 
在该图中，叉号(×号)表示通过QPSK发送的候补点，P1表示信道补偿后的接收信号的信号点。硬判定单元203对补偿了相位变动等的接收码元串P1，通过硬判定处理选择在发送候补点中最相似(接近)的信号点，并先变换为比特串。也就是说，接收信号点P1被变换为发送候补点(11)并被输出。在调制单元204中，以码元为单位对通过硬判定而变换的比特串进行再调制。 
图17是用来说明设定上述的硬判定阈值的方法的图。 
该图为对实施方式1所示的两个分组差错率的特性曲线(参见图9)还追加了未进行纠错编码时的静态特性环境下的特性曲线的图。 
在本实施方式中，作为硬判定阈值使用TH_h，所述TH_h是未进行纠错编码的特性曲线与目标PER的交叉点。更理想地，考虑SIR测定误差等，使用对TH_h加上规定的余量γ的值(TH_r+γ)。 
由此，使用未进行纠错编码的静态特性环境下的PER特性而决定硬判定阈值，从而能够降低硬判定时的判定差错率，并能够提高中继信号的可靠性。 
另外，这里以基于特性曲线设定中继判定阈值的情况为例进行了说明。 但是，也可以基于数据表设定中继判定阈值，该数据表为能够获得与通过特性曲线所求的结果相同的结果的数据表。 
另外，这里使用了未进行纠错编码的静态特性环境下的PER特性。但是，也可以通过使用未进行纠错编码的静态特性环境下的BER(Bit Error Rate)特性的特性曲线，以硬判定时的所需差错率为基准决定硬判定阈值TH_h。 
图18是表示非再生中继处理单元210所具有的中继判定阈值表123以及硬判定阈值表201的内容的图。这里，为了便于理解，由一个图表示中继判定阈值表123和硬判定阈值表201的内容。而且，这里也以适用了自适应调制编码的情况为例进行说明。 
如该图所示，设定了与各个MCS组对应的中继判定阈值和硬判定阈值。非再生中继处理单元210分别从中继判定阈值表123和硬判定阈值表201中读出与所适用的MCS组对应的中继判定阈值和硬判定阈值，并使用它们。 
另外，考虑SIR的测定误差等而设定硬判定阈值的偏移γ。该偏移值γ可以是预先设定的常数，也可以是由基站BS1动态指示的变量。 
另外，虽然示出了对所有的MCS组设定了相同的偏移值γ的情况，但是也可以使用对各个MCS组进行最佳化后的值。即，也可以考虑每个MCS组的SIR测定误差所造成的影响而设定。一般而言，调制方式的阶数越大，或者编码率越高(在图18的例子中，MCS组的值越大)，则将γ的值设定得越大。 
图19是用来说明切换单元206相关的具体动作的图。 
导频信号生成单元205继续输出导频码元。切换单元206基于导频插入定时信号，在导频插入定时输出来自导频信号生成单元205的输出信号(与中继请求站即移动台MS1插入到发送信号中的导频码元相同的码元)，在其余的定时输出通过调制单元204输出的来自硬判定单元203的数据码元。 
如上所述，根据本实施方式，对判定为接收质量良好的子信道还进行与硬判定阈值的比较，由此只将接收质量更好的副载波作为硬判定和再调制的对象。由此，只将可进行硬判定的接收质量良好的副载波进行再生中继，因此能够降低中继信号中所包含的噪声分量，从而能够进一步改善在接收站的差错特性。 
(实施方式3) 
在本发明的实施方式3，在非再生中继中，与对接收质量良好的副载波 的发送功率的放大率相比，将对接收质量较差的副载波的发送功率的放大率设定得相对高。由此，能够降低对接收站即基站BS1造成的干扰的影响。 
本实施方式的通信中继装置的基本结构与实施方式1中所示的通信中继装置100相同。因此，对相同的部分省略说明，以下对与通信中继装置100不同的非再生中继处理单元110相关的结构进行说明。 
图20是表示非再生中继处理单元110相关的结构的方框图。 
加权系数计算单元301计算与接收质量测定单元121的SIR测定值成反比的加权系数，并将所计算的加权系数输出到乘法单元302。乘法单元302将从非再生中继处理单元110输出的中继码元串与加权系数计算单元301所计算出的加权系数相乘，并输出到P/S单元111。 
如上所述，根据本实施方式，对非再生中继中的发送功率的放大率进行控制，以使其与接收质量成反比。也就是说，对接收质量越差的副载波，将发送功率的放大率设定得越高，对接收质量越好的副载波，将发送功率的放大率设定得越低。于是，对接收质量在由通信中继装置接收的时刻较差的副载波，以较高的发送功率进行中继。因此，能够相对地降低在接收站即基站BS1的接收天线端所合成的干扰功率，也就是对接收站造成的干扰的影响。 
(实施方式4) 
根据本发明的实施方式4，基于分组的类别改变通信中继方法。另外，由于本实施方式的通信中继装置的基本结构与实施方式1中所示的通信中继装置100相同，所以，对相同的结构省略说明，以下对与实施方式1不同的结构的中继控制单元402(类似于实施方式1所示的中继控制单元154的结构)相关的结构进行说明。 
图21是表示中继控制单元402相关的主要结构的方框图。对与实施方式1所示的结构相同的结构部件赋予相同的标号。 
分组类别判定单元401基于从未图示的MAC(Media Access Control)单元等的高层获得的分组类别信息，对当前的分组进行分类，并将表示分类结果的控制信息输出到中继控制单元402。 
中继控制单元402基于从比特差错检测单元153输出的比特差错检测结果以及从分组类别判定单元401输出的分组分类结果对切换单元155进行控制，以改变通信中继方法。 
图22是表示本实施方式的通信中继方法的步骤的流程图。另外，由于本 实施方式的通信中继方法的步骤基本上与实施方式1中所示的步骤(参见图3)相同，所以对相同的步骤赋予相同的标号，并省略其说明。 
在ST1040中判定为有比特差错时，分组类别判定单元401判定当前所接收的、成为非再生中继的对象的当前分组的类别是分类到后述的类别A还是分类到其它的类别(以下称为“类别B”)(ST4010)。在当前分组被分类到类别A时(ST4020)，中继控制单元402对切换单元155进行控制，以使从P/S单元111输出的非再生中继信号输出到S/P单元156，进行非再生中继(ST1100)。另一方面，在ST4020中当前分组被分类到类别B时，中继控制单元402对切换单元155输出NULL，以中止中继(ST4030)。 
图23是表示分类到上述的类别A的分组的性质以及具体例子的图。 
类别A指的是属于该图中所示的分类#1至#3的分组，具体而言为不适用ARQ等的重发控制的分组、允许传输延迟时间较小的分组或者数据大小较小的分组。本实施方式的通信中继装置将这些分组作为非再生中继的对象。 
相对于此，本实施方式的通信中继装置中止不属于类别A的类别B的分组，即将分组差错通过基于ARQ等的重发控制而恢复的分组、所允许的传输延迟时间较大的分组或者数据大小较大的分组的中继中止。 
如上所述，根据本实施方式，即使在如合作中继那样通过多个中继站进行通信的中继的情况下，也只对特定的分组进行非再生中继，从而能够降低对相邻小区的干扰功率。这是因为，通过多个中继站进行中继时对相邻小区的干扰较大，但是通过上述的动作限定了非再生中继的对象分组。 
另外，上述的分组，具体而言为分组差错通过重发也没有恢复的可能性的分组、延迟要求严格的分组或者数据大小较小的分组，它们为可以期待通过改善分组差错率，通信系统的吞吐量也大幅度地改善的分组。因此，根据本实施方式，能够进一步改善通信系统的吞吐量。 
另外，在本实施方式中作为类别A的分类例示了分类#1至#3的情况。但是，并不一定需要将分类#1至#3都视为类别A。例如，也可以只将分类#1作为类别A，只将分类#2作为类别A，或者将分类#1和#2作为类别A，也可以将其它各种各样的组合作为类别A。 
以上说明了本发明的各个实施方式。 
本发明的通信中继装置以及通信中继方法并不限于上述各个实施方式，而可以进行各种各样的改变而实施。例如，各个实施方式可以适当地组合而 实施。 
本发明的通信中继装置可以配备在移动通信系统中的移动台装置和基站装置等，由此能够提供具有与上述同样的作用效果的移动台装置等。 
另外，这里以作为通信方式采用OFDM方式的情况为例进行了说明。但是，所采用的通信方式也可以是TDM(Time Division Multiplexing)、FDM(Frequency Division Multiplexing)、CDM(Code Division Multiplexing)、SDM(空分复用：Space Division Multiplexing)等的多路访问方式。 
另外，这里以通过多个副载波进行通信的情况为例进行了说明。该副载波，更一般而言，也可以是相当于称为子信道(sub channel)的概念的副载波。例如，在SDM(SDMA)方式的情况下，子信道为子流，在CDM(CDMA)方式的情况下，子信道为扩频码互不相同的各个信道，而在TDM(TDMA)方式的情况下，子信道为时间帧或者时隙。 
另外，这里以作为接收质量使用SIR的情况为例进行了说明。但是，也可以使用CIR(Carrier to Interference Ratio)、SINR(Signal to Interference andNoise Ratio)、以及CINR(Carrier to Interference and Noise Ratio)等作为接收质量。另外，在不需要考虑干扰功率而只要考虑噪声功率即可的通信系统中，也可以使用SNR(Signal to Noise power Ratio)、CNR(Carrier to Noise Ratio)、接收功率、RSSI(Received Signal Strength Indicator)以及接收信号的振幅等作为接收质量。进而，也可以使用BER(Bit Error Rate)和信道估计值等作为以接收质量为基准的参数。 
另外，虽然这里以在移动台中配备本发明的通信中继装置的情况为例进行了说明，但是也可以在笔记本电脑等的移动通信终端中配备本发明的通信中继装置。 
另外，虽然这里以通过硬件来构成本发明的情形为例进行了说明，但是本发明还可以通过软件来实现。例如，通过编程语言对本发明的通信中继方法的算法进行记述，并在内存中保存该程序并通过信息处理单元来实行，从而能够实现与本发明的通信中继装置相同的功能。 
另外，在上述各个实施方式的说明中所使用的各功能块典型地通过集成电路的LSI来实现。这些既可以单独地实行单芯片化，也可以包含其中一部分或者是全部而实行单芯片化。 
另外，每个功能块在此虽然称作LSI，但根据集成度的不同，有时也称 为IC、系统LSI、超级LSI(Super LSI)、或超大LSI(Ultra LSI)等。 
另外，集成电路化的方法不只限于LSI，也可以使用专用电路或通用处理器来实现。也可以利用能够在LSI制造后编程的FPGA(Field ProgrammableGate Array)，或可以利用可对LSI内部的电路单元的连接或设定进行重新配置的可重配置处理器(Reconfigurable Processor)。 
再者，如果由半导体技术的进步或者派生的其他技术，出现取代LSI的集成电路化的技术，当然也可以利用该技术来实现功能块的集成化。也有适用生物技术等的可能性。 
本说明书基于2005年4月28日提交的日本专利申请特愿2005-133720号。其内容全部包含于此。 
工业实用性 
本发明的通信中继装置和通信中继方法可以适用于移动通信系统中的移动台装置等的用途。 

Claims (13)

1.一种通信中继装置，包括：
第一判定单元，对于由多个要素构成的接收信号整体的接收质量，判定是否存在比特差错或者分组差错、或者判定比特差错率或者分组差错率是否在规定值以上；
第一中继单元，根据所述第一判定单元的判定结果，对所述接收信号整体进行中继；
第二判定单元，将所述接收信号的每个要素的接收质量与阈值进行比较；以及
第二中继单元，根据所述第二判定单元的比较结果，对所述接收信号的特定的要素进行中继，
不存在比特差错或者分组差错、或者比特差错率或者分组差错率在规定值以上的接收信号被作为所述第一中继单元的中继对象，
在不成为所述第一中继单元的中继对象的接收信号中，接收质量为所述阈值以上的要素被作为所述第二中继单元的中继对象。
2.如权利要求1所述的通信中继装置，其中
作为由所述第一中继单元进行中继的对象的所述接收信号被解码，解码后的接收信号被再编码后进行再生中继，
作为由所述第二中继单元进行中继的对象的、包含所述要素的接收信号被进行功率放大后进行非再生中继。
3.如权利要求1所述的通信中继装置，其中
作为所述每个要素的接收质量，使用信号干扰比、信号噪声比、信号与干扰噪声比、载波干扰比、载波噪声比、载波与干扰噪声比、接收功率、接收信号强度指示符、接收信号的振幅、位错率、或者信道估计值，。
4.如权利要求1所述的通信中继装置，其中
基于在经纠错编码且表示静态特性时的所需比特差错率或者所需分组差错率而设定所述阈值。
5.如权利要求4所述的通信中继装置，其中
所述阈值包括偏移，
基于实际进行中继的通信中继装置的数目而设定所述偏移。
6.如权利要求1所述的通信中继装置，其中
接收质量为阈值以上的所述要素还与硬判定阈值进行比较，
硬判定阈值以上的要素被进行硬判定之后进行中继。
7.如权利要求6所述的通信中继装置，其中
基于在未经纠错编码且表示静态特性时的所需比特差错率或者所需分组差错率而设定所述硬判定阈值。
8.如权利要求1所述的通信中继装置，其中
所述特定的要素的接收质量越差，则该要素的发送功率被设定得越高。
9.如权利要求1所述的通信中继装置，其中
接收质量为所述阈值以上的所述要素基于叠加于该要素上的数据的类别而被限定为中继对象。
10.如权利要求1所述的通信中继装置，其中
使用子信道、副载波、子流、对应于各个扩频码的信道、时间帧或者时隙作为所述要素。
11.一种通信终端装置，具有权利要求1所述的通信中继装置。
12.一种基站装置，具有权利要求1所述的通信中继装置。
13.一种通信中继方法，包括：
第一判定步骤，对于由多个要素构成的接收信号整体的接收质量，判定是否存在比特差错或者分组差错、或者判定比特差错率或者分组差错率是否在规定值以上；
第一中继步骤，根据所述第一判定步骤的判定结果，对所述接收信号整体进行中继；
第二判定步骤，将所述接收信号的每个要素的接收质量与阈值进行比较；以及
第二中继步骤，根据所述第二判定步骤的比较结果，对所述接收信号的特定的要素进行中继，
不存在比特差错或者分组差错、或者比特差错率或者分组差错率在规定值以上的接收信号被作为所述第一中继步骤的中继对象，
在不成为所述第一中继步骤中的中继对象的接收信号中，接收质量为所述阈值以上的要素被作为所述第二中继步骤的中继对象。
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