CN101147318B

CN101147318B - 逆变器装置

Info

Publication number: CN101147318B
Application number: CN2006800095857A
Authority: CN
Inventors: 仓桥康文; 后藤尚美
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Automotive Electronic Systems Co ltd; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2005-03-30
Filing date: 2006-03-28
Publication date: 2012-08-29
Anticipated expiration: 2026-03-28
Also published as: JP4894312B2; US20080272762A1; US7821282B2; WO2006106654A1; JP2007252094A; CN101147318A

Abstract

一种逆变器装置，该装置包括：通过连接到直流电源(电池)的上臂开关元件和下臂开关元件进行PWM调制，从而将交流电流输出到负载的逆变电路；以及用于检测负载的电流的电流检测器，并基于开关元件的其中一个导通的时间和由电流检测器所检测的电流值的积，计算在直流电源和逆变电路之间流过的直流电流的平均值。

Description

逆变器装置

技术领域

本发明涉及对来自直流电源的直流电流的平均值进行计算的逆变器装置。

背景技术

以往，作为对来自直流电源的直流电流的平均值进行计算的方法，已知有在从直流电源到逆变器装置的电源线上设置电流传感器，从而检测该直流电流，并通过电阻和电容进行积分的方法。例如，公开在日本专利申请特开平7-67248号公报(第5页，第1图、第2图)中。

图23表示该以往的逆变器装置和其周围的电路。逆变器装置121的控制电路108基于转速指令信号(未图示)等，对构成逆变电路37的开关元件2进行控制，通过将来自电池1的直流电压用PWM调制进行转换(switching)，从而将交流电流输出到作为电动机30的构成要素的定子线圈28。然后，从转子29被输出动力。对于开关元件2，将上臂开关元件定义为U、V、W，将下臂开关元件定义为X、Y、Z。作为开关元件2，使用晶体管、IGBT等。构成逆变电路37的二极管3成为流过定子线圈28的电流的回流路线。

在电池1和逆变电路37之间包括电流传感器6。由该电流传感器6所检测的直流电流的瞬时值经由运算放大器11，被原样传送到控制电路108。然后，被用于开关元件2的保护等。另一方面，经由运算放大器11的直流电流的瞬时值在由电阻12和电容13组成的积分电路中被变换为平均值，并被传送到控制电路108。然后，求出与电池1的电压的积，从而计算出对逆变器装置121的输入功率。对逆变器装置121的该输入功率成为电池1的消耗功率。对逆变器装置121的输入功率的计算在对作为直流电源的电池1的功率负载即消耗功率的电动机及消耗功率进行限制上不可缺少。

另一方面，已知有为了以高精度控制电动机，以及，为了将正弦波状的交流电流输出到电动机而对电动机电流即相电流进行检测的方法。例如，公开在日本专利申请特开2000-333465号公报(第8页，第1图)中。以下，对该方式进行说明。

图24表示该以往的逆变器装置和其周围的电路。在逆变电路37和电动机31之间包括用于检测相电流的电流传感器8和电流传感器9。

逆变器装置120的控制电路104从电流传感器8输入U相的相电流值，从电流传感器9输入W相的相电流值。此外，通过在定子线圈28的中性点应用基尔霍夫的电流定律，从而根据该两个电流值运算出剩余的V相的相电流值。基于这些电流值，运算构成电动机31的磁铁转子32对定子线圈28的感应电压，从而对磁铁转子32的位置进行检测。然后，基于转速指令信号(未图示)等，对构成逆变电路37的开关元件2进行控制，通过将来自电池1的直流电压用PWM调制进行转换，从而将正弦波状的交流电流输出到定子线圈28。

关于检测电动机的相电流的方法，也已知有其他方法。例如，公开在日本专利申请特开2003-209976号公报(第21页，第14图)中。

图25表示逆变器装置和其周围的电路。在下臂开关元件和电池1之间，包括用于检测相电流的分流电阻。即，在U相下臂开关元件X和地线之间设置有分流电阻15，在V相下臂开关元件Y和地线之间设置有分流电阻16，在W相下臂开关元件Z和地线之间设置有分流电阻17。

逆变器装置122的控制电路107根据这些来自各个分流电阻的电压来运算各相的相电流。基于该被运算出的相电流值、转速指令信号(未图示)等，控制电路107对构成逆变电路37的开关元件2进行控制，通过将来自电池1的直流电压用PWM调制进行转换，从而将正弦波状的交流电流输出到定子线圈28。

另外，在图23中使用了运算放大器11，但并不是不可或缺的。在图24、图25中省略了运算放大器。

在上述直流电源(电池)和逆变电路之间具有电流传感器的逆变器装置中，可以对来自直流电源的直流电流的平均值进行计算。为此，除了电流传感器和运算放大器之外，还需要由电阻和电容组成的积分电路、用于对控制电路内的微型机输入平均电流的A/D端口。并且，积分电路中的电阻的电阻值、电容的电容值存在离散、温度变化，因此会使平均值的计算精度降低。进而，还需要求出电阻和电容的积分值与实际的平均电流之间的关联，因此提高精度成为课题。此外，元件增多，因此小型化、提高可靠性成为课题。

在逆变电路和负载(电动机)之间具有用于对负载电流(电动机的相电流)进行检测的电流传感器的逆变器装置中，无法对来自直流电源的直流电流进行测量。因此，不能求出平均电流，无法计算出直流电源的消耗功率。虽然可以根据相电流运算对电动机的交流功率，但需要对电流与电压的相位差、PWM电压等进行运算，构成控制电路的微型机的运算负担过大。此外，运算交流功率来代替直流功率时，因不包含逆变器装置的消耗功率而不正确。

在下臂开关元件和直流电源(电池)之间包括用于检测相电流的分流电阻的逆变器装置中，无法对来自直流电源的直流电流进行测量。因此，产生与上述同样的课题。

发明内容

本发明是为了解决这样的以往的课题而制作完成，其目的在于提供一种能够以高精度对直流电流的平均值进行计算的、小型且可靠性高的逆变器装置。

为了解决上述课题，本发明的逆变器装置包括：逆变电路，通过连接到直流电源的上臂开关元件和下臂开关元件进行PWM调制，从而将交流电流输出到负载；电流检测器，用于检测所述负载的电流；以及控制电路，基于所述上臂开关元件和所述下臂开关元件的其中一个导通的时间和由所述电流检测器所检测的电流值的积，计算在所述直流电源和所述逆变电路之间流过的直流电流的平均值。

根据上述结构，能够计算出直流电流的平均值，而不用设置积分电路(电阻和电容)、A/D端口(控制电路内微型机的平均电流输入用)等。因此，可以实现能够以高精度计算出直流电流的平均值的、小型且可靠性高的逆变器装置。

附图说明

图1是本发明的实施方式1的逆变器装置的电路图。

图2是相同正弦波驱动用逆变器装置的各相输出的占空比(duty)特性图。

图3是相同载波周期内的转换的定时图。

图4是表示图3的期间(a)的电流路径的电路图。

图5是表示图3的期间(b)的电流路径的电路图。

图6是表示图3的期间(c)的电流路径的电路图。

图7是表示图3的期间(d)的电流路径的电路图。

图8是本发明的实施方式1的逆变器装置的载波周期内的直流电流图。

图9是本发明的实施方式2的逆变器装置的电路图。

图10是本发明的实施方式3的逆变器装置的电路图。

图11是相同载波周期内的下臂的电流特性图。

图12是本发明的实施方式4载波周期内的直流电流变化的特性图。

图13是本发明的实施方式5的逆变器装置的电路图。

图14是表示本发明的实施方式6的直流电流的平均值计算的流程的说明图。

图15是表示相同直流电流的平均值计算的流程的流程图。

图16是表示本发明的实施方式7的直流电流的平均值计算的流程的说明图。

图17是表示相同直流电流的平均值计算的流程的流程图。

图18是表示本发明的实施方式8的直流电流的平均值计算的流程的说明图。

图19是表示本发明的实施方式9的电流检测的定时的说明图。

图20是本发明的实施方式10的逆变器装置的电路图。

图21是本发明的实施方式12的相位和各相电流波形的特性图。

图22是安装了本发明的实施方式13的逆变器装置的车辆的模式图。

图23是在与以往的直流电源之间设置了电流检测器的逆变器装置的电路图。

图24是在与以往的电动机之间设置了电流检测器的逆变器装置的电路图。

图25是在以往的下臂中设置了电流检测器的逆变器装置的电路图。

标号说明

1直流电源(电池)

2开关元件

3二极管

4、5、7、10、14控制电路

6、8、9、15、16、17电流检测器

20、21、22、23、24逆变器装置

30、31负载(电动机)

37逆变电路

60车辆

具体实施方式

以下，使用附图说明本发明的实施方式。

(实施方式1)

图1表示本发明的实施方式1的逆变器装置的电路图。与作为以往的逆变器装置的电路图的图23的不同点在于，在逆变器装置21中删除了由电阻12和电容13组成的积分电路，该积分电路在运算放大器11和控制电路5之间用于求出平均值。由此，电阻12和电容13的积分值对控制电路5的输入被删除。此外，将与上臂开关元件U、V、W，下臂开关元件X、Y、Z并联连接的各二极管分别定义为3U、3V、3W以及3X、3Y、3Z。另外，其他相同处使用相同标号。

图1中，逆变器装置21的控制电路5基于转速指令信号(未图示)等，对构成逆变电路37的开关元件2进行控制，通过将来自直流电源1(以下，记为电池)的直流电压用PWM调制进行转换，从而将交流电流输出到作为电动机30的构成要素的定子线圈28。由电流传感器6所检测的直流电流的峰值经由运算放大器11，被传送到控制电路5。然后，被用于保护开关元件2的判断等。此外，控制电路5基于上述转换及直流电流的峰值，对电池1和逆变器装置21之间的直流电流平均值进行计算。

对于该平均值的计算，以下以输出正弦波状的交流电流的正弦波驱动用逆变器装置为例进行说明。图2是表示正弦波驱动用逆变器装置中的各相输出的占空比特性的一例图，表示三相调制的情况。在该特性图中，表示U相端子电压41、V相端子电压42、W相端子电压43。这些端子电压是在PWM调制中通过纵轴所示的占空比(％)来实现。

图3是三相调制的载波周期内的转换的定时图，表示载波周期内的上臂开关元件U、V、W，下臂开关元件X、Y、Z导通/截止(ON/OFF)的一例。这一般通过三角波和微型机的定时器功能而被实现。但是，为了简化显示，省略了上臂开关元件和下臂开关元件的用于防止短路的空载时间。图3的情况是图2中在τ点附近的定时图。如图3所示，各个开关元件的转换存在(a)、(b)、(c)、(d)的4模式期间，图4至图7表示各个期间中的电流路径说明的电路图。

在图4表示的期间(a)中，上臂开关元件U、V、W全部截止，下臂开关元件X、Y、Z全部导通。U相电流、V相电流分别从与下臂开关元件X、Y并联的二极管3X、3Y流到定子线圈28，而W相电流从定子线圈28流出到下臂开关元件Z。电流在下臂和定子线圈28之间循环。因此，处于从电池1对逆变器装置37不提供功率的非通电的状态。

在图5表示的期间(b)中，上臂开关元件U导通，下臂开关元件Y、Z导通。U相电流从上臂开关元件U流到定子线圈28，V相电流从与下臂开关元件Y并联的二极管3Y流到定子线圈28，W相电流从定子线圈28流出到下臂开关元件Z。因此，处于从电池1对逆变器装置37提供功率的通电状态。这时，电源线中流过U相的相电流。

在图6表示的期间(c)中，上臂开关元件U、V导通，下臂开关元件Z导通。U相电流、V相电流分别从上臂开关元件U、V流到定子线圈28，而W相电流从定子线圈28流出到下臂开关元件Z。因此，处于从电池1对逆变器装置37提供功率的通电状态。并且，电源线中流过W相的相电流。

在图7表示的期间(d)中，上臂开关元件U、V、W全部导通，下臂开关元件X、Y、Z全部截止。U相电流、V相电流分别从上臂开关元件U、V流到定子线圈28，而W相电流从定子线圈28流入到与上臂开关元件W并联的二极管3W。电流在上臂和定子线圈28之间循环。因此，处于从电池1对逆变器装置37不提供功率的非通电的状态。

图8表示上述的载波周期内的直流电流的例子。在期间(a)及期间(d)不流，在期间(b)流过U相的相电流iU，在期间(c)流过W相的相电流iW。

如上所述，在上臂开关元件U、V、W的导通、截止状态下，可知电源线的电流即直流电流的有无，并且可知该直流电流的导通时间及流过怎样的电流等。在上臂开关元件没有导通相时不流(非通电)，只有一相导通时流过导通相的电流(通电)，两相导通时流过剩余相的电流(通电)，三相全部导通时不流(非通电)。

这里，上臂开关元件有两相导通时，剩余相的下臂开关元件导通，因此可以换言如下。即，上臂开关元件只有一相导通时流过该导通相的电流，下臂开关元件只有一相导通时流过该导通相的电流。

图8中，将“上臂开关元件U的导通时间×iU+下臂开关元件Z的导通时间×iW”在载波周期内的前半和后半进行，并通过将其和用载波周期的时间来除，从而可以求出该载波周期下的直流电流平均值。

控制电路5对构成逆变电路37的开关元件2进行控制，因此已经掌握上臂开关元件、下臂开关元件的导通/截止状况和导通时间。此外，也已掌握载波周期。因此，控制电路5可以容易地计算出上臂开关元件中只有一个导通的时间和该时间内由电流传感器6所检测的电流值的积，以及下臂开关元件中只有一个导通的时间和该时间内由电流传感器6所检测的电流值的积。

由此，将该值用载波周期的时间来除，从而能够容易地求出直流电流平均值。这与用电阻和电容进行积分从而求平均值的情况相比，可以立即计算出。此外，不存在电阻的电阻值、电容的电容值的离散、温度变化带来的影响。进而，不必预先求出电阻和电容的积分值与实际的平均电流之间的关联。从而，得到能够以高精度计算直流电流的平均值的逆变器装置。此外，不需要电阻和电容的积分电路、用于对控制电路内的微型机输入平均电流的A/D端口，因此可以实现小型化且提高可靠性。

另外，由图3可知，如上所述，上臂开关元件中只有一个导通的时间可以置换为下臂开关元件中只有两个导通的时间，下臂开关元件中只有一个导通的时间可以置换为上臂开关元件中只有两个导通的时间。

(实施方式2)

图9表示本发明的实施方式2的逆变器装置的电路图。与作为以往的逆变器装置的电路图的图24的不同点在于，控制电路104成为控制电路4，逆变器装置120成为逆变器装置20，其他相同且使用同一标号。

逆变器装置20的控制电路4从电流传感器8输入U相的相电流值，从电流传感器9输入W相的相电流值。此外，通过在定子线圈28的中性点应用基尔霍夫的电流定律，从而根据该两个电流值运算出剩余的V相的相电流值。基于这些电流值，运算构成电动机31的磁铁转子32对定子线圈28的感应电压，对磁铁转子32的位置进行检测。然后，基于转速指令信号(未图示)等，对构成逆变电路37的开关元件2进行控制，通过将来自电池1的直流电压用PWM调制进行转换，从而将交流电流输出到定子线圈28。

然后，控制电路4基于上述所得到的U相、V相、W相各相的相电流值等，对电池1和逆变器装置20之间的直流电流平均值进行计算。以下以输出正弦波状的交流电流的正弦波驱动用逆变器装置为例说明该平均值计算。

上臂开关元件U、V、W的导通、截止状态和直流电流的关系与实施方式1中的图2～图8相同。因此，在图8中，将“上臂开关元件U的导通时间×该时间内由电流传感器8所检测出的iU+下臂开关元件Z的导通时间×该时间内由电流传感器9所检测出的iW”在载波周期内的前半和后半进行，并通过将其和用载波周期的时间来除，从而可以求出该载波周期下的直流电流平均值。

因此，与实施方式1同样地得到能够以高精度计算直流电流的平均值的逆变器装置。此外，不需要电流传感器6、运算放大器11、电阻和电容的积分电路、用于对控制电路内的微型机输入平均电流的A/D端口，因此可以实现小型化且提高可靠性。

另外，由图3可知，上臂开关元件中只有一个导通的时间可以置换为下臂开关元件中只有两个导通的时间，下臂开关元件中只有一个导通的时间可以置换为上臂开关元件中只有两个导通的时间。

(实施方式3)

图10表示本发明的实施方式3的逆变器装置的电路图。与作为以往的逆变器装置的电路图的图25的不同点在于，控制电路107成为控制电路7，逆变器装置122成为逆变器装置22，其他相同且使用同一标号。

逆变器装置22的控制电路7将下臂的分流电阻作为电流检测器，根据来自各个分流电阻的电压对各相的相电流进行运算。基于该运算出的相电流、转速指令信号(未图示)等，对构成逆变电路37的开关元件2进行控制，通过将来自电池1的直流电压用PWM调制进行转换，从而将交流电流输出到定子线圈28。

以上的动作与以往相同，但在本发明中，控制电路7基于上述转换和所运算的相电流值，对电池1和逆变器装置22之间的直流电流平均值进行计算。对此，以下以上述正弦波驱动用逆变器装置为例进行说明。上臂开关元件U、V、W的导通、截止状态和直流电流的关系与实施方式1中的图2～图8相同。因此，在图8中，将“上臂开关元件U的导通时间×iU+下臂开关元件Z的导通时间×iW”在载波周期内的前半和后半进行，并通过将其和用载波周期的时间来除，从而可以求出该载波周期下的直流电流平均值。

图11表示流过图8中对应的下臂的电流。在期间(a)，全部相的下臂都流过电流。即，U相的下臂中流过U相的相电流iU，V相的下臂中流过V相的相电流iV，W相的下臂中流过W相的相电流iW。并且，这些电流的总和为零。这里，将面向电池1的电流表示在正数侧(上侧)，将其反方向的电流表示在负数侧(下侧)。

在期间(b)，下臂中只有两相流过电流。即，V相的下臂中流过V相的相电流iV，W相的下臂中流过W相的相电流iW。这些电流的和与U相的相电流iU相等。在期间(c)，下臂中只有一相流过电流。即，W相的下臂中流过W相的相电流iW。在期间(d)，任何一相的下臂中都不流过电流。

如上所述，下臂开关元件中只有一个导通时，该导通相的下臂中流过的电流成为电池1和逆变电路37之间流过的电流即直流电流，此外，下臂开关元件中只有两个导通时，该两相的下臂中流过的电流的和成为电池1和逆变电路37之间流过的电流即直流电流。

因此，将“V相的下臂开关元件Y及W相的下臂开关元件Z两者同时导通的时间×该时间内V相的下臂中流过的V相的相电流iV与W相的下臂中流过的W相的相电流iW的和(＝iU)+W相的下臂开关元件Z的导通时间×该时间内W相的下臂中流过的W相的相电流iW”在载波周期内的前半和后半进行，并通过将其和用载波周期的时间来除，从而可以求出该载波周期下的直流电流平均值。

另外，由图3可知，下臂开关元件中只有一个导通的时间可以置换为上臂开关元件中只有两个导通的时间，下臂开关元件中只有两个导通的时间可以置换为上臂开关元件中只有一个导通的时间。

(实施方式4)

图12表示载波周期中的直流电流波形的详细情况。在时间tB直流电流为iB，在时间tT直流电流为iT。在图8、图11中，简单地将电流峰值表示为固定，但详细情况如图12所示是倾斜的。

这来自以下理由。即，设从逆变器装置20、21、22对定子线圈28的外加电压为E、流过的电流为i、时间为t、定子线圈28的电感为L，则根据电磁感应定律，E＝Ldi/dt成立。外加电压E是直流且固定，因此电流i的时间变化率di/dt固定。即，电流i随时间t直线变化。

因此，在开关元件的导通期间的中间定时tC检测电流值成为检测电流的中间值iC，能够提高平均值计算的精度。

(实施方式5)

图13表示本发明的实施方式5的逆变器装置的电路图。与实施方式3中的图10的不同点在于，控制电路7成为控制电路10，并且逆变器装置22成为逆变器装置23，其他相同且使用同一标号。控制电路7与控制电路10的不同是以下所示的动作的不同。

在实施方式3中，如“V相的下臂开关元件Y及W相的下臂开关元件Z两者同时导通的时间×该时间内V相的下臂中流过的V相的相电流iV与W相的下臂中流过的W相的相电流iW的和(＝iU)+W相的下臂开关元件Z的导通时间×该时间内W相的下臂中流过的W相的相电流iW”所记载，相电流的检测在下臂开关元件只有一个或只有两个导通的该时间内进行。

相对于此，本发明的实施方式5中，在下臂开关元件全部导通的期间通过电流检测器对电流进行检测。图11中相当于期间(a)。由此，直流电流平均值的精度将有所下降，但3相可以同时检测，而不需要将检测的定时缩小到该时间，所以电流检测变得容易。

因此，在下臂开关元件全部导通的期间对V相的相电流iV、W相的相电流iW进行检测，并将“V相的下臂开关元件Y及W相的下臂开关元件Z两者同时导通的时间×V相的相电流iV与W相的相电流iW的和(＝iU)+W相的下臂开关元件Z的导通时间×W相的相电流iW”在载波周期内的前半和后半进行，并通过将其和用载波周期的时间来除，从而可以求出该载波周期下的直流电流平均值。

(实施方式6)

图14在与载波周期的关联中表示直流电流的平均值计算的流程。按时间顺序将载波周期设为载波周期A、载波周期B、载波周期C，将图3所示的转换期间设定如下，载波周期A为a0、b0、c0、d0、c0、b0、a0，载波周期B为a1、b1、c1、d1、c1、b1、a1，载波周期C为a2、b2、c2、d2、c2、b2、a2。

在载波周期A的所有相的下臂中流过电流的期间(a0)，下臂电流被检测。根据该电流和已经决定的载波周期A的转换(b0)、(c0)的时间，计算平均电流。此外，为了基于该电流决定下一个载波周期B的转换，开始PWM调制运算且在载波周期A内结束。在载波周期B、载波周期C中也一样。

图15用流程图表示上述直流电流的平均值计算的流程。在步骤10，判断转换的期间是否是所有相的下臂中流过电流的期间(a0)。若不是期间(a0)(N)，则等到成为期间(a0)为止。成为期间(a0)时(Y)，在步骤20，检测下臂电流。此外，在步骤30，取出载波周期A的转换(b0)、(c0)的时间数据。然后，在步骤35，根据这些电流、时间计算平均电流。在步骤40，为了基于上述电流决定下一个载波周期B的转换，开始PWM调制运算且在载波周期A内结束。

(实施方式7)

图16表示本发明的实施方式7的直流电流的平均值计算的流程。与图14的不同点在于，根据前一个载波周期的转换时间计算平均电流。

图17关于载波周期B用流程图表示所述直流电流的平均值计算的流程。在步骤50，判断转换的期间是否是所有相的下臂中流过电流的期间(a1)。若不是期间(a1)(N)，则等到成为期间(a1)为止。成为期间(a1)时(Y)，在步骤60，检测下臂电流。此外，在步骤70，从保存目的地取出载波周期A的转换(b0)、(c0)的时间数据。此外，在步骤75，为了在载波周期C中的计算，保存载波周期B的转换(b1)、(c1)的时间数据。然后，在步骤80，根据这些电流、时间计算平均电流。在步骤90，为了基于上述电流决定下一个载波周期C的转换，开始PWM调制运算且在载波周期B内结束。

由此，通过下臂开关元件导通的定时和由电流检测器检测电流值的定时的关联，能够提高直流电流的平均值计算精度。

(实施方式8)

图18表示本发明的实施方式8的直流电流的平均值计算的流程。与图16的不同点在于，根据前一个载波周期的电流和该载波周期的电流计算平均电流。作为一例，将前一个载波周期的电流和该载波周期的电流进行平均。由此，通过将载波周期内变化下去的电流进行平均，能够提高平均值计算精度。在前一个载波周期的电流和该载波周期的电流中加权也可以。

(实施方式9)

图19表示在从载波周期A到载波周期B的下臂电流。U相的相电流iU、V相的相电流iV、W相的相电流iW都在从载波周期A的后半到载波周期B的前半连续地流过。该连续的电流的中间部分没有过度变动而稳定。

因此，通过在载波周期A的终点附近β、载波周期B的起始点附近γ检测下臂的电流值，即，通过在载波周期的起始点附近或者终点附近的定时检测下臂的电流值，可以防止因过度变动导致的电流检测值的误差，能够提高平均值计算的精度。

(实施方式10)

图20表示本发明的实施方式10的逆变器装置的电路图。删除了实施方式3的逆变器装置22(图10)或者实施方式5的逆变器装置23(图13)中的分流电阻16。在实施方式3、实施方式5的例中，若知道两相的相电流即U相的相电流iU和W相的相电流iW的值，就可以计算直流电流的平均值。因此，仅关于直流电流的平均值计算，只要两个分流电阻即用于U相的分流电阻15、用于W相的分流电阻17即可。但是，电流检测器只有两个，因此可检测的相位的期间被限定。

图2中考察可检测的期间，则该期间是U相端子电压41最大且W相端子电压43最小的期间，或者，W相端子电压43最大且U相端子电压41最小的期间。瞬时功率是固定的。因此，在这一期间可以计算直流电流的平均值。

从而，能够减少电流检测器的个数，有助于逆变器装置的小型化。此外，该期间的相位宽度分别为60度。因此，通过在60度的相位宽度内计算直流电流的平均值，能够提高精度。

另外，在上述实施方式中，表示了没有V相的分流电阻16的情况，但即使是其他相的分流电阻，也只是可检测的期间产生变化而并没有问题。此外，在图2中的时间α，没有下臂开关元件中只有两个导通的时间。而且，存在下臂开关元件中只有一个Z导通的时间。因此，若只在这一定时进行直流电流的平均值的计算，则只要用于W相的分流电阻17即可。

(实施方式11)

对于电流值和时间的积，可以仅在载波周期的前半或者后半求出，并用载波周期的一半的时间来除，从而代替在载波周期的前半和后半两部分求出。由此，构成控制电路的微型机的运算次数减少，能够减轻负担。此外，若在多个载波周期内计算直流电流的平均值，则可以消除电流检测误差等，能够使平均值的精度提高。

(实施方式12)

图21中表示相位和U相的相电流(iU)51、V相的相电流(iV)52、W相的相电流(iW)53的关联。相位导致的电流变化以360度相位宽度为一轮。此外，如图8所示，这些相电流在直流电流中出现。因此，在逆变器装置20、21、22、23中，通过在每个360度相位宽度计算直流电流的平均值，使得与转距变动等负载所引起的相位相关联的平均电流变化一轮，从而得到正确的平均值。

在无传感器直流无刷电动机等具有磁铁转子的电动机中，由于磁铁转子的极数，而使360度相位宽度与磁铁转子的一转不一定一致。因此，通过在磁铁转子即电动机的一转中计算直流电流的平均值，从而得到在电动机的一转中的还包含了转距变动等带来的电流变动的正确的直流电流平均值。

由于三相平衡，因此在360度相位宽度中，相当于一相的直流电流平均值的三倍就等于相当于三相的直流电流平均值。因此，只要计算相当于一相的直流电流平均值，就能够计算出相当于三相的直流电流平均值，因而关于图8所表示的相电流中的特定的相电流(图8中是iU或者iW)，只要在360度相位宽度内进行计算即可。因此，直流电流平均值计算变得容易。

(实施方式13)

图22表示将本发明的逆变器装置与压缩机一体构成，并应用于空调装置而安装到车辆中的一例。逆变器装置一体型电动压缩机61及室外热交换器63、室外风箱62被安装在车辆60的前方的发动机舱中。另一方面，车辆室内配置有室内送风风扇65、室内热交换器67、空调控制器64。从空气输入口66吸入车外空气，并将通过室内热交换器67进行了热交换的空气在车内吹出。

车辆，特别是在电动汽车和混合型汽车中，从确保行驶性能、搭乘性等方面考虑，车辆用空调装置也要求小型轻量，其中，在有重量且狭窄的电动机舱内和其他的空间中所安装的电动压缩机的小型轻量化为重要课题。

本发明的逆变器装置可以通过上述各实施方式所示的结构来实现小型化，只要一体安装到压缩机中就可以实现压缩机自身的小型化。因此，本发明的逆变器装置用在这些车辆中使用的空调装置或者一般的空调装置中都是非常适合的。尤其，能够正确地计算来自直流电源的消耗功率，因此能够有助于空调的节能运转。

另外，在上述各实施方式中，作为负载表示了电动机的例子，但也可以适用在变压器等中。此外，没有特定电动机，感应电动机、无传感器直流无刷电动机、磁阻电动机等的任何一个都可以。PWM调制对三相调制进行了说明，但两相调制也同样能够适用。此外，对正弦波驱动方式进行了说明，但也能适用于120度通电方式等。电流检测器不限于分流电阻，只要能够检测瞬时峰值电流即可。设直流电流在直流电源和逆变电路之间流过的时间和开关元件的导通时间相等，但因空载时间、开关元件、二极管的动作时间等而有所不同。因此，也可以根据这些因素来进行校正。

工业上的可利用性

如上所述，本发明的逆变器装置能够以高精度计算出直流电流的平均值，而不用设置积分电路(电阻和电容)、A/D端口(用于对控制电路内的微型机输入平均电流)。此外，小型且可靠性高，因此可以适用于各种民生用制品、各种产业用设备、各种移动体用设备中。作为负载也可以适用于电动机以外的交流设备中。

Claims

1.一种逆变器装置，包括：

逆变电路，通过连接到直流电源的上臂开关元件和下臂开关元件进行PWM调制，从而将交流电流输出到负载；

电流检测器，用于检测所述负载的电流；以及

控制电路，基于所述上臂开关元件和所述下臂开关元件的其中一个导通的时间和由所述电流检测器所检测的电流值的积，计算在所述直流电源和所述逆变电路之间流过的直流电流的平均值。

2.如权利要求1所述的逆变器装置，其中，

所述电流检测器被设置在所述直流电源和所述逆变电路之间，基于所述上臂开关元件中只有一个导通的时间和在该时间内由所述电流检测器所检测的电流值的积，以及所述下臂开关元件中只有一个导通的时间和在该时间内由所述电流检测器所检测的电流值的积，计算所述直流电流的平均值。

3.如权利要求1所述的逆变器装置，其中，

所述电流检测器被设置在所述直流电源和所述逆变电路之间，基于所述下臂开关元件中只有两个导通的时间和在该时间内由所述电流检测器所检测的电流值的积，以及所述上臂开关元件中只有两个导通的时间和在该时间内由所述电流检测器所检测的电流值的积，计算所述直流电流的平均值。

4.如权利要求1所述的逆变器装置，其中，

所述电流检测器被设置在所述逆变电路和所述负载之间，基于所述上臂开关元件中只有一个导通的时间和在该时间内由所述电流检测器所检测的导通的相的电流值的积，以及所述下臂开关元件中只有一个导通的时间和在该时间内由所述电流检测器所检测的导通的相的电流值的积，计算所述直流电流的平均值。

5.如权利要求1所述的逆变器装置，其中，

所述电流检测器被设置在所述逆变电路和所述负载之间，基于所述下臂开关元件中只有两个导通的时间和在该时间内由导通的两相以外的所述电流检测器所检测的电流值的积，以及所述上臂开关元件中只有两个导通的时间和在该时间内由导通的两相以外的所述电流检测器所检测的电流值的积，计算所述直流电流的平均值。

6.如权利要求1所述的逆变器装置，其中，

所述电流检测器被设置在所述下臂开关元件和所述直流电源之间，基于所述下臂开关元件中只有一个导通的时间和在该时间内由所述电流检测器所检测的导通的相的电流值的积，以及所述下臂开关元件中只有两个导通的时间和在该时间内由所述电流检测器所检测的导通的两相的电流值的和的积，计算所述直流电流的平均值。

7.如权利要求1所述的逆变器装置，其中，

所述电流检测器被设置在所述下臂开关元件和所述直流电源之间，基于所述上臂开关元件中只有两个导通的时间和在该时间内由所述电流检测器所检测的导通的两相以外的电流值的积，以及所述上臂开关元件中只有一个导通的时间和在该时间内由所述电流检测器所检测的导通的相以外两相的电流值的和的积，计算所述直流电流的平均值。

8.如权利要求1所述的逆变器装置，其中，

在所述上臂开关元件或者所述下臂开关元件的导通期间的中间定时，通过所述电流检测器对电流值进行检测。

9.如权利要求1所述的逆变器装置，其中，

所述电流检测器被设置在所述下臂开关元件和所述直流电源之间，在所述下臂开关元件全部导通的期间通过所述电流检测器对电流进行检测，并基于所述下臂开关元件中只有一个导通的时间和由所述电流检测器所检测的导通的相的电流值的积，以及所述下臂开关元件中只有两个导通的时间和由所述电流检测器所检测的导通的两相的电流值的和或者所述导通的两相以外的相的电流值的积的其中一个，计算所述直流电流的平均值。

10.如权利要求9所述的逆变器装置，其中，

在与用于决定所述下臂开关元件中只有一个导通的时间和所述下臂开关元件中只有两个导通的时间的载波周期相同的载波周期内，通过所述电流检测器对电流值进行检测。

11.如权利要求9所述的逆变器装置，其中，

在与用于决定所述下臂开关元件中只有一个导通的时间和所述下臂开关元件中只有两个导通的时间的载波周期不同的载波周期内，通过所述电流检测器对电流值进行检测。

12.如权利要求9所述的逆变器装置，其中，

在与用于决定所述下臂开关元件中只有一个导通的时间和所述下臂开关元件中只有两个导通的时间的载波周期相同的载波周期及不同的载波周期内，通过所述电流检测器对电流值进行检测。

13.如权利要求9所述的逆变器装置，其中，

在与用于决定所述下臂开关元件中只有一个导通的时间和所述下臂开关元件中只有两个导通的时间的载波周期相同的载波周期及不同的载波周期内，在所述载波周期的起始点附近或者终点附近的定时，通过所述电流检测器对电流值进行检测。

14.如权利要求1所述的逆变器装置，其中，

所述电流检测器被设置在所述下臂开关元件和所述直流电源之间，在所述下臂开关元件全部导通的期间通过所述电流检测器对电流进行检测，并基于所述上臂开关元件中只有两个导通的时间和由所述电流检测器所检测的导通的两相以外的电流值的积，以及所述上臂开关元件中只有一个导通的时间和由所述电流检测器所检测的导通的相以外两相的电流值的和或者所述导通的相的电流值的积的其中一个，计算所述直流电流的平均值。

15.如权利要求14所述的逆变器装置，其中，

在与用于决定所述上臂开关元件中只有两个导通的时间和所述上臂开关元件中只有一个导通的时间的载波周期相同的载波周期内，通过所述电流检测器对电流值进行检测。

16.如权利要求14所述的逆变器装置，其中，

在与用于决定所述上臂开关元件中只有两个导通的时间和所述上臂开关元件中只有一个导通的时间的载波周期不同的载波周期内，通过所述电流检测器对电流值进行检测。

17.如权利要求14所述的逆变器装置，其中，

在与用于决定所述上臂开关元件中只有两个导通的时间和所述上臂开关元件中只有一个导通的时间的载波周期相同的载波周期及不同的载波周期内，通过所述电流检测器对电流值进行检测。

18.如权利要求14所述的逆变器装置，其中，

在与用于决定所述上臂开关元件中只有两个导通的时间和所述上臂开关元件中只有一个导通的时间的载波周期相同的载波周期及不同的载波周期内，在所述载波周期的起始点附近或者终点附近的定时，通过所述电流检测器对电流值进行检测。

19.如权利要求6所述的逆变器装置，其中，

所述电流检测器仅被设置在两相中。

20.如权利要求19所述的逆变器装置，其中，

在所述交流电流的60度的相位宽度内，对所述直流电流的平均值进行计算。

21.如权利要求7所述的逆变器装置，其中，

所述电流检测器仅被设置在两相中。

22.如权利要求21所述的逆变器装置，其中，

23.如权利要求1所述的逆变器装置，其中，

以所述PWM调制的载波周期为单位，对所述直流电流的平均值进行计算。

24.如权利要求23所述的逆变器装置，其中，

在所述PWM调制的载波周期中，仅在前半或者后半周期对所述直流电流的平均值进行计算。

25.如权利要求23所述的逆变器装置，其中，

在多个载波周期内对所述直流电流的平均值进行计算。

26.如权利要求1所述的逆变器装置，其中，

在所述交流电流的每个360度的相位宽度，对所述直流电流的平均值进行计算。

27.如权利要求26所述的逆变器装置，其中，

仅对所述交流电流的特定的一相的电流计算所述直流电流的平均值，通过将其平均值变为3倍，从而作为相当于三相的平均值。

28.如权利要求1所述的逆变器装置，其中，

将所述负载设为电动机。

29.如权利要求28所述的逆变器装置，其中，

在所述电动机的一转内，对所述直流电流的平均值进行计算。

30.如权利要求28所述的逆变器装置，其中，

所述逆变器装置驱动用于空调设备的所述电动机。

31.如权利要求1所述的逆变器装置，其中，

所述逆变器装置被安装在车辆中。