CN101102090A - 无电刷dc电机 - Google Patents

Abstract

一种无电刷DC电机，其特征在于，所述电机的包含n次谐波成分的感应电压波形为矩形波或准矩形波，n＝2、3、4…，电机相位间的电时间常数大于等于控制所述电机的电机驱动控制装置的控制周期；并且振幅大于等于主波振幅的5％的n次谐波成分的频率小于等于所述电机驱动控制装置的电流控制的响应频率。

Description

无电刷DC电机

本申请是国际申请日为2003年11月27日，国际申请号为PCT/JP2003/015166，国家申请号为200380104519.4，发明名称为“电机及其驱动控制装置”的发明专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及一种最适合在电动动力转向装置中使用的电机及其控制装置的改良、以及使用它们的电动动力转向装置。

背景技术

以往电动动力转向装置中使用的电机一般为永久磁铁同步电机(PMSM)，永久磁铁同步电机由三相的正弦波电流驱动。另外，作为驱动电机的控制方式，广泛使用被称为矢量控制的控制方式。但是，电动动力转向装置的小型化要求强烈，存在作为适于小型化的电机而使用无电刷DC电机的倾向。

在这种状况下，参照图1对以往的使用了电动动力转向装置用电机的矢量控制方式的电机驱动控制装置进行说明。

其结构为在控制电机1的电流的电流指令值算出部100的后边连接有通过检测电流指令值Iavref、Ibvref、Icvref与电机电流Ia、Ib、Ic之间的误差的减法器20-1、20-2、20-3，输入来自减法器20-1、20-2、20-3的各误差信号的PI控制部21，输入来自PI控制部21的电压va、vb、vc的PWM控制部30，和将直流转换为交流的逆变器31而到达电机1的主路径。在逆变器31与电机1之间配设有检测电机电流Ia、Ib、Ic的电流检测电路32-1、32-2、32-3，并构成将检测出的电机电流Ia、Ib、Ic分别反馈至减法器20-1、20-2、20-3的反馈控制系统B。

接下来，对电流指令值算出部100进行说明。首先关于其输入，输入：根据由未图示的转矩传感器所检测出的转矩算出的转矩指令值Tref；由与电机1连接的位置检测传感器11所检测出的电机1内的转子的转角θe；由微分电路24运算出的电角速度ωe。将电角速度ωe和转子的转角θe作为输入，利用换算部101算出反电动势ea、eb、ec。接着利用3相/2相转换部102转换成d轴成分电压ed、q轴成分电压eq，将该d轴成分电压ed、q轴成分电压eq作为输入，利用q轴指令电流算出部108算出q轴的电流指令值Iqref。其中，在该情况下，设d轴的电流指令值Idref＝0来进行运算。即，在电机的输出方程式

Tref×ωn＝3/2(ed×Id+eq×Iq)...(1)

中，当输入Id＝Idref＝0时，以

Iq＝Iqref＝2/3(Tref×ωn/eq)  ...(2)

进行计算。根据来自q轴指令电流算出部108的电流指令值Iqref和后述的超前角控制的超前角Φ算出电流指令值Iavref、Ibvref、Icvref。即，q轴指令电流算出部108输入由超前角算出部107算出的超前角Φ和电流指令值Iqref，利用2相/3相转换部109算出电流指令值Iavref、Ibvref、Icvref。

另外，在实验中使用Φ＝acos(ωb/ωm)或者Φ＝K(1-(ωb/ωm))等函数(“acos”表示cos^-1)。并且，电机的基准角速度ωb是不使用削弱磁场控制来驱动电机1时的电机极限角速度。图2表示转矩T与电机转速n(角速度ωe)的关系，表示没有削弱磁场控制情况下的极限角速度ωb的一例。

接下来，对超前角控制进行说明。

在电机1不是高速旋转的期间，即在电机1的机械角速度ωm低于电机的基准角速度ωb的期间，电流指令值Iavref、Ibvref、Icvref，与超前角Φ无关，如果按照根据电流指令值Iqref由2相/3相转换部109算出的值进行控制，则可以输出根据转矩指令值Tref而得到的转矩。即，作为电动动力转向装置，意味着驾驶员可以顺利地执行转向操作。

另外，在电机高速旋转，即电机的机械角速度ωm高于电机的基准角速度ωb时，若不执行附加了超前角Φ的控制，则不能实现比基准角速度ωb更高的角速度。当将该电机的高速旋转置换到电动动力转向装置时，在为了停车而变换方向或因紧急避难而进行急速转向的情况下，由于电机1不能跟随转向操作，因此使驾驶员的转向感恶化。

作为电机高速旋转时的转矩控制有一种被称为削弱磁场控制的控制方式，作为其具体的一个方法有超前角控制。该超前角控制方式的详细内容在美国专利第5,667,605号说明书(C1)、C.C.Chanetal“NovelPermanent Magnet Motor Drivers for Electric Vehicles”IEEE Transaction onIndustrial Electronics(Vol 43，No.2 April 1996 page335，Fig.5)中记载。超前角控制方式的特征在于使电流指令值Iqref的相位仅超前角度Φ来生成磁场削弱成分。在图10(B)中，当使电流指令值Iqref仅超前角度Φ时，作为d轴成分产生Iqref×sinΦ，作为q轴成分产生Iqref×cosΦ。这里，Iqref×sinΦ作为磁场削弱成分发挥作用，Iqref×cosΦ作为转矩成分发挥作用。

另外，作为在电动动力转向装置中使用的电机驱动控制方式，采用如下矢量控制：根据转子的旋转位置，由控制器通过逆变器产生旋转磁场，来驱动控制转子的旋转。即，矢量控制通过在以规定角度间隔配置于转子的外周面上的多个励磁线圈1上，根据转子位置利用控制电路依次切换各励磁线圈的励磁，由此来控制转子的旋转驱动。

这种矢量控制在例如特开2001-18822(A)等中已经公开。图3是表示矢量控制下的电机56的驱动控制的一例的功能模块结构。

在图3中，形成有从决定电机56的控制指令值的指令电流决定部51开始，经由PI控制部52、2相/3相坐标转换部53、PWM电压发生部54、逆变器55直至电机56的指令信号主路径。另外，在逆变器55和电机56之间配置电流传感器571、572，并形成反馈路径，在该反馈路径中，在3相/2相坐标转换部59中将由这些电流传感器571、572检测出的电机电流转换成2相，并把2相电流成分Iq、Id反馈至配设在指令电流决定部51和PI控制部52之间的减法电路581、582中。

利用该控制系统，在指令电流决定部51中，接收根据转矩传感器所检测的转矩而算出的转矩指令值Tref、位置检测传感器所检测的转子的转角θ和电角ω，决定电流指令值Idref、Iqref。分别在减法电路581、582中，利用由反馈路径的3相/2相坐标转换部59转换成2相的2相电流成分Iq、Id，对这些电流指令值Idref、Iqref进行反馈校正。即，在减法电路581、582中运算2相电流成分Iq、Id与电流指令值Idref、Iqref之间的误差。然后，在PI控制部521、522中，以d成分和q成分的形式算出表示PWM控制的占空比的信号作为指令值Vd和Vq，利用2相/3相坐标转换部53从d成分和q成分逆转换成3相成分Va、Vb、Vc。然后，根据3相的指令值Va、Vb、Vc对逆变器55进行PWM控制，向电机56提供逆变器电流，从而控制电机56的旋转。

另外，61是车速传感器，62是感应区域判定电路，63是系数发生电路、64是基本助力计算电路，65是回复力计算电路，66是电角转换部、67是角速度转换部，68是非干扰控制校正值计算部。

在上述那样的矢量控制的情况下，根据转矩指令值Tref和电角ω、转角θ决定电流指令值Idref、Iqref。另外，在将电机56的反馈电流Iu、lw转换成3相电流Iu、Iv、Iw之后，转换成2相电流成分Id、Iq，然后，在减法电路582和581中运算2相电流成分Id、Iq与电流指令值Idref、Iqref之间的误差，该误差实现基于PI控制的电流控制，由此求出对于逆变器55的指令值Vd、Vq。并且，在2相/3相坐标转换部53中将指令值Vd、Vq再次逆转换成3相的指令值Va、Vb、Vc，并控制逆变器55，从而进行电机56的驱动控制。

但是，由于超前角控制而产生的d轴成分和q轴成分使电流指令值Iqref仅超前相位Φ，因此d轴的Iqref×sinΦ和q轴的Iqref×sinΦ限定于固定的关系，未必能够使量的平衡最佳化。其结果，在高速旋转时电机端子电压饱和，电机电流不能跟随电流指令，转矩波动变大，电机噪音也变大。因此，作为电动动力转向装置，在快速转向操作时，通过方向盘感觉到异常的振动，或者引起电机噪音，产生带给驾驶员不愉快的感觉的不利情况。

另外，在上述那样的矢量控制的情况下，电机56的检测电流和逆变器55的输出为3相，反馈控制系统为2相。这样，必须通过在2相/3相坐标转换部53再次从2相逆转换成3相，来驱动控制电机56，由于混合了2相/3相转换和3相/2相转换，因此存在控制系统整体变复杂的问题。

另外，如果能够维持控制系统的线性特性，则电机56的控制的控制响应性变得良好，控制变得容易、并可容易地达到控制目标。但是，在电机56的驱动控制中，包含各种各样的非线性的因素。作为使电机驱动产生非线性的因素，例如有逆变器控制的死区时间(dead time)。即，虽使用FET(Field Effect Transistor场效应晶体管)作为逆变器的开关元件，但是FET并不是理想的开关元件，为了防止在上下臂中短路，设置同时使上下臂的FET为截止状态的期间(死区时间)。利用具有这样的死区时间的FET开关产生的电机电流中，包含开关过渡状态的非线性因素。另外，检测电机电流的检测元件和检测电路等也包含非线性因素。

在该情况下，通过反馈系统的3相/2相坐标转换部59的d-q转换，例如在a相电流Ia中产生的非线性因素被包含在d轴电流成分Id和q轴电流成分Iq中。因此，根据电流成分Id、Iq进行电流控制，算出从PI控制部522、521到逆变器55的指令值Vd和Vq，再利用2相/3相坐标转换部53从d相和q相逆转换成a相、b相和c相，算出3相的指令值Va、Vb、Vc。由此，当初包含在a相电流Ia中的非线性因素通过d-q转换，扩散至逆变器55的指令值Va、Vb、Vc中，不仅是a相，b相和c相的指令值中也包含非线性因素。即，在上述以往的控制方式的情况下，尽管用3相驱动电机，但是用2相来运算反馈的电流控制，将由2相决定的指令值Vd、Vq在形式上转换成3相指令值Va、Vb、Vc来进行控制，因此，非线性因素扩散。

所以，存在因上述以往的电机控制而导致的转矩波动变大、电机的噪音也变大的问题。另外，当将这样的电机控制应用于电动动力转向装置时，不能跟随转向操作来进行正确且稳定的助力，产生在转向时感觉到振动、或噪音变大这样的问题。

发明内容

本发明就是鉴于上述问题而提出的，本发明的目的在于，通过在将电机控制中所包含的非线性因素分离到各相的状态下进行控制，提供一种转矩波动小、噪音小的电机及其驱动控制装置，并且，提供一种在电动动力转向装置中采用该电机及其驱动控制装置，使转向性能提高、具有良好的转向感的电动动力转向装置。

本发明涉及一种无电刷DC电机，其特征在于，所述电机的包含n次谐波成分的感应电压波形为矩形波或准矩形波，n＝2、3、4……，电机相位间的电时间常数大于等于控制所述电机的电机驱动控制装置的控制周期；并且振幅大于等于主波振幅的5％的n次谐波成分的频率小于等于所述电机驱动控制装置的电流控制的响应频率。

附图说明

图1是基于以往的超前角控制的控制框图。

图2是表示作为不使用削弱磁场控制时的极限角速度的基准角速度的图。

图3是表示以往的矢量控制的控制方式的控制框图。

图4是表示作为本发明的控制对象的无电刷DC电机的一例的断面结构图。

图5是表示转子位置检测的原理的图。

图6是与梯形波电流(电压)的定义说明有关的图。

图7是表示感应电压波形(矩形波)的一例的图。

图8是表示本发明的无电刷DC电机的控制系统的一例的方框图。

图9是表示与本发明的削弱磁场控制相关的电流指令值Idref算出的结构例的方框图。

图10是表示本发明的控制方式与以往的超前角控制方式的电流指令值Idref和Iqref的矢量关系的图。

具体实施方式

下面，参照附图对本发明的实施方式进行说明。

在本例中，虽然对3相无电刷DC电机进行说明，但是本发明并不限于此，对于其它电机也同样可以使用本发明。

如图4所示，本发明的3相无电刷DC电机1具有：圆筒形的外壳2；旋转轴4，其沿该外壳2的轴心配设，由上下端部的轴承3a、3b自由旋转地支撑；电机驱动用永久磁铁5，其固定在该旋转轴4上；定子6，其固定在外壳2的内周面以包围该永久磁铁5，并且缠绕有3相的励磁线圈6a、6b、6c。由旋转轴4和永久磁铁5构成了转子7。在该转子7的旋转轴4的一端附近，固定有相位检测用的环状永久磁铁8，该永久磁铁8在周向上以相等间隔被交错地极化成S极和N极。

外壳2内的配设有轴承3b的一侧端面上，通过撑杆9配设有由环状薄板构成的支撑基板10。在该支撑基板10上与永久磁铁8相对置地固定有分解器和编码器等的转子位置检测器11。例外，如图5所示，实际上对应于励磁线圈6a～6c的驱动定时，在周向上间隔适当距离地设置有多个转子位置检测器11。这里，励磁线圈6a～6c配设为彼此隔开电角120度而包围转子7的外周面，各励磁线圈6a～6c的线圈电阻全部相等。

另外，转子位置检测器根据相对的永久磁铁8的磁极输出位置检测信号。转子位置检测器11利用其随着永久磁铁8的磁极发生变化这一点，检测转子7的旋转位置。根据该旋转位置，后述的矢量控制相电流指令输出部20同时对3相励磁线圈6a～6c进行2相通电，并且利用依次逐相切换励磁线圈6a～6c的2相励磁方式，旋转驱动转子7。

然后，电机1的驱动控制使用矩形波电流或准矩形波电流作为电机电流，或者使用矩形波电压或准矩形波电压作为电机感应电压来进行控制。

这里，当将利用矩形波电流或准矩形波电流、或者感应电压的矩形波电压或准矩形波电压来进行的控制，与正弦波电流或正弦波电压相比较时，如果电流峰值或电压峰值相同，则由于矩形波电流或者矩形波电压的有效值变大，因此可以得到较大的输出值(动力)。其结果，在制作相同性能的电机的情况下，使用矩形波电流或准矩形波电流作为电机电流，或者使用矩形波电压或者准矩形波电压作为电机感应电压有可以实现电机的小型化的优点。另一方面，使用矩形波电流或者准矩形波电流或者使用感应电压为矩形波电压或者为准矩形波电压的控制，与使用正弦波电流或者正弦波电压的控制相比，存在难以减小转矩波动的缺点。

图6表示根据电流(Id)控制进行控制的电机电流波形的一例。图6(A)表示电机1在比较低的速度旋转并且没有根据电流(Id)控制的削弱磁场控制的情况(Idref＝0)下的电机电流波形，图6(B)表示电机1高速旋转并且有根据电流(Id)控制的削弱磁场控制的情况下的电机电流波形。图6(A)为电机电流波形，与此相对应的感应电压的波形为如图7(A)所示的矩形(梯形)波。与图7(A)的感应电压的波形相对，在Id＝0时的实际电流波形为图7(B)(与图6(A)相对应)所示，Id＝10[A]时的实际电流波形为图7(C)(与图6(B)相对应)所示。在本发明中所指的矩形波电流或矩形波电压与完全的矩形波(梯形波)不同，而是具有图6(A)和图7(B)这样的凹部或图6(B)和图7(C)这样的波峰的波形，或者是包含图7(A)这样的电流波形(准矩形波电流)或电压波形(准矩形波电压)的波形。

本发明的电机由n(＝2、3、4、...)次谐波的电流或电压驱动，n次谐波的频率小于等于电流控制的响应频率的上限值(例如1000Hz)。即，在电机的感应电压波形为矩形波或准矩形波，将对矩形波或者准矩形波进行频率分析时的谐波成分设为n(＝2、3、4...)的情况下，用下述公式(3)表示大于等于振幅成分的5％的谐波成分n：

n×P/2×ω≤电流控制的响应频率的上限值...(3)

其中P为极数，ω为实际转速。

在该情况下，设置角度传感器，以至少矩形波或者准矩形波的感应电压波形的函数提供电流波形。可以使电机相关的电时间常数大于等于控制周期，可以设置角度估计单元，以来自该角度估计单元的估计角度提供电机电流波形。

对于大于等于振幅成分的5％的谐波成分n，利用上述公式(3)进行设定的理由如下。当电流控制部不能够响应的谐波成分n达到电流指令值时，其表现为电机的转矩波动。众所周知，如果电机的转矩波动在10％以内，则由于转矩控制系统而不会被方向盘感知(例如专利第3298006号(B2))。因此，可以决定反电动势的谐波成分以使转矩波动小于等于电流值(转矩)的10％。无法通过矢量控制(或者准矢量控制)的方式唯一地求出反电动势和电流中包含的谐波成分的关系，但是通过实验方法可知：如果谐波成分小于等于振幅成分的5％，则转矩波动小于等于电流值(转矩)的10％。

另外，在电动动力转向装置中，通常进行20KHz的PWM控制，但是，当频率低于20KHz时，电机噪音成为问题，当频率高于20KHz时，产生电磁辐射噪声和发热的问题。这由作为驱动单元的FET的性能左右，在20KHz的PWM控制中，1/20的1000Hz为电流控制的响应频率的上限值，在40KHz的PWM控制中，1/20的2000Hz为电流控制的响应频率的上限值。

对于这种特性的电机(极数P)，在本发明中构成如图8所示的电机驱动控制装置。即，本发明的电机驱动控制装置具有：矢量控制相电流指令值算出部20；根据来自矢量控制相电流指令值算出部20的电流指令值Iavref、Ibvref、Icvref和来自电流检测电路32-1、32-2、32-3的电机相电流Ia、Ib、Ic而求出各相电流误差的减法电路20-1、20-2、20-3；进行比例积分控制的PI控制部21。通过PWM控制部30的PWM控制，从逆变器31向电机1供给各相指令电流，控制电机1的旋转驱动。用虚线所表示的区域A构成电流控制部。

在本实施例中，在矢量控制相指令值算出电路20中，在利用矢量控制的优异特性决定矢量控制d、q成分的电流指令值之后，将该电流指令值转换成各相电流指令值，并且，在反馈控制部中以全相控制而不是d、q控制来闭合矢量控制相指令值算出电路20。因此，由于在算出电流指令值的阶段利用了矢量控制的理论，因此将本控制方式称为准矢量控制(Pseudo Vector Control，下面称为“PVC控制”)。

另外，本实施例的电流控制部A如下构成：根据电机1的各相电流指令值Iavref、Ibvref、Icvref和电机相电流Ia、Ib、Ic而求出各相电流误差的减法电路20-1、20-2、20-3；和将该各相电流误差作为输入的PI控制部21。另外，在逆变器30和电机1之间作为电机电流检测电路配设有电流检测电路32-1、32-2、32-3，形成了将电流检测电路32-1、32-2、32-3检测出的电机的各相电流Ia、Ib、Ic提供给减法电路20-1、20-2、20-3的反馈电路B。

另外，矢量控制相电流指令算出部20具有：作为各相反电动势电压算出部的换算部101；作为d轴和q轴电压算出部的3相/2相转换部102；算出q轴的电流指令值Iqref的q轴指令电流算出部103；作为各相电流指令算出部的2相/3相转换部104；算出d轴的电流指令值Idref的d轴指令电流算出部105；由转矩指令值Tref换算电机的基准角速度ωb的换算部106。矢量控制相电流指令算出部20接收转子位置检测信号和根据未图示的转矩传感器所检测的转矩而决定的转矩指令值Tref，算出矢量控制的相指令值信号，其中转子位置检测信号包括：由分解器等转子位置检测器11所检测的转子7的旋转角度θe和通过在微分电路24中算出旋转角度θe而获得的电角速度ωe。转子位置检测器11具有作为角度传感器的功能，其可以置换成角度估计单元。

将转矩指令值Tref输入给q轴指令电流算出部103、换算部106、和d轴指令电流算出部105，将旋转角度θe输入给换算部101、3相/2相转换部102和2相/3相转换部104，将电角速度ωe输入给换算部101、q轴指令电流算出部103和d轴指令电流算出部105。

在使用这样的PVC控制的电机驱动控制装置的结构中，如下进行电机1的驱动控制。

首先，在矢量控制相电流指令值算出部20中将转子7的旋转角度θe和电角速度ωe输入给换算部101，根据保存在换算部101中的换算表算出各相的反电动势ea、eb、ec。反电动势ea、eb、ec为n次谐波的矩形波或准矩形波，n次谐波的频率为将电机的电角速度乘以n所得的值。当将电机的实际速度设为ω时，电机的电角速度用P/2×ω表示。接下来，利用作为d-q电压算出部的3相/2相转换部102，根据下述(4)和(5)式将反电动势ea、eb、ec转换成d轴和q轴成分的电压ed和eq。

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{ed}\\ \mathrm{eq}\end{array}\right]=C1\left[\begin{array}{c}\mathrm{ea}\\ \mathrm{eb}\\ \mathrm{ec}\end{array}\right]...\left(4\right)$

$C1=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}-\cos \left(\mathrm{\θe}\right)& -\cos (\mathrm{\θe}-2\mathrm{\π}/3)& -\cos (\mathrm{\θe}+2\mathrm{\π}/3)\\ \sin \left(\mathrm{\θe}\right)& \sin (\mathrm{\θe}-2\mathrm{\π}/3)& \sin (\mathrm{\θe}+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right]...\left(5\right)$

接下来，对作为本发明的重点的d轴的电流指令值Idref的计算方法进行说明。

将来自换算部106的基准角速度ωb、来自微分电路24的电角速度ωe、来自转矩传感器的转矩指令值Tref作为输入，在d轴指令电流算出部105中按照下述(6)式算出d轴电流指令值Idref。其中，Kt为转矩系数，ωb为电机的基准角速度，基准角速度ωb是以转矩指令值Tref作为输入在换算部106中求出的。

Idref＝-|Tref/Kt|·sin(acos(ωb/ωm))...(6)

关于上述式(6)的acos(ωb/ωm)一项，在电机的旋转速度不是高速旋转的情况下，即在电机1的机械角速度ωm低于基准角速度ωb的情况下，由于ωm＜ωb，因此acos(ωb/ωm)＝0，因此Idref＝0。但是，在高速旋转时，即机械角速度ωm高于基准角速度ωb时，电流指令值Idref的值出现，开始削弱磁场控制。如式(6)所述，由于电流指令值Idref根据电机1的旋转速度而发生变化，因此具有可以无断开地平稳地进行高速旋转时的控制的良好效果。

另外，作为另一效果，针对电机端子电压的饱和问题也有效果。电机的相电压V一般用

V＝E+R·I+L(di/dt)    ...(7)

表示。这里，E为反电动势，R为固定电阻，L为感应系数，电机越高速旋转则反电动势E越大，由于电池电压等电源电压固定，因此电机的控制中可利用的电压范围变小。达到该电压饱和的角速度为基准角速度ωb，当产生电压饱和时，PWM控制的占空比达到100％，不能再跟随电流指令值，其结果，转矩波动变大。

但是，式(6)所表示的电流指令值Idref的极性为负，与上述式(6)的L(di/dt)有关的电流指令值Idref的感应电压成分与反电动势E的极性相反。因此，表现出了利用由电流指令值Idref感应的电压来减小越高速旋转值越大的反电动势E的效果。其结果，即使电机1高速旋转，也可以通过电流指令值Idref的效果，增大可以控制电机的电压范围。即，有如下效果：通过电流指令值Idref的控制所实现的削弱磁场控制，使得电机的控制电压不会饱和，可以控制的范围变大，电机高速旋转时也可以防止转矩波动增大。

图9是与上述电流指令值Idref的算出有关的电路系统的功能模块结构。在图9中，将转矩指令值Tref输入给换算部106和转矩系数部105d，将电机的电角速度ωe输入给机械角算出部105a。机械角算出部105a由电机的电角速度ωe算出电机的机械角速度ωm(＝ωe/P)，并输入给acos算出部105b。另外，换算部106将转矩指令值Tref换算成基准角速度ωb，并输入给acos算出部105b，转矩系数部105d将转矩指令值Tref换算成系数Iqb(＝Tref/Kt)并输入给绝对值部105e。acos算出部105b根据输入的机械角速度ωm和基准角速度ωb，算出超前角Φ＝acos(ωb/ωm)，并输入给sin算出部105c。sin算出部105c根据所输入的超前角Φ求出sinΦ，并输入给-1倍的乘法器105f，乘法器105f将来自sin算出部105c的超前角Φ和来自绝对值部105e的绝对值|Iqb|相乘，再乘以-1，求出电流指令值Idref。根据下述式(8)算出电流指令值Idref，这是d轴指令电流算出部105的输出。

Idref＝-|Iqb|×sin(acos(ωb/ωm))  ...(8)

将按照上述式(8)算出的电流指令值Idref输入给q轴指令电流算出部103和2相/3相转换部104。

另一方面，在q轴指令电流算出部103中，基于2相电压ed和eq、电角速度ωe(＝ωm×P)、d轴的电流指令值Iderf，根据下述式(9)和式(10)所表示的电机输出方程式，算出q轴的电流指令值Iqref。即，电机输出方程式为

Tref×ωm＝3/2(ed×Id+eq×Iq)    ...(9)

因此，当将Id＝Idref，Iq＝Iqref代入该式(9)时，则变为

Iqref＝2/3(Tref×ωm-ed×Iderf)/eq  ...(10)

另外，可以将利用式(8)算出的值代入电流指令值Idref。

如式(10)所示，由于电流指令值Iqref是从电机的输出相当于功率这样的电机输出方程式中导出的，因此可以容易地计算电流指令值Iqref。另外，可以计算与用于获得必需的指令转矩Tref的电流指令值Idref取得了平衡的最佳电流指令值Iqref。因此即使在电机高速旋转时，电机的端子电压也不饱和，可以将转矩波动控制得最小。

若图示以上所说明的本发明的电流指令值Idref与Iqfef的关系，则如图10(A)所示。图10(B)表示以往的超前角控制方式情况下的关系。

将电流指令值Idref和Iqref输入给作为各相电流指令值算出部的2相/3相转换部104，转换成各相的电流指令值Iavref、Ibvref、Icvref。即，如式(12)和式(13)所示。这里，下标，例如电流指令值Iavref的“avref”表示通过矢量控制而决定的a相电流指令值。另外，行列式C2如式(13)所表示，是由电机的旋转角度θe决定的常数。

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{Iavref}\\ \mathrm{Ibvref}\\ \mathrm{Icvref}\end{array}\right]=C2\left[\begin{array}{c}\mathrm{Idref}\\ \mathrm{Iqref}\end{array}\right]...\left(12\right)$

$C2=\left[\begin{array}{cc}-\cos \left(\mathrm{\θe}\right)& \sin \left(\mathrm{\θe}\right)\\ -\cos (\mathrm{\θe}-2\mathrm{\π}/3)& \sin (\mathrm{\θe}-2\mathrm{\π}/3)\\ -\cos (\mathrm{\θe}+2\mathrm{\π}/3)& \sin (\mathrm{\θe}+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right]...\left(13\right)$

以往使用电流指令值Iqref和超前角Φ，由图1的2相/3相转换部109算出电流指令值Iavref、Ibvref、Icvref，而在本发明中，如上所述，将电流指令值Idref和Iqref作为输入，由2相/3相转换部104算出电流指令值Iavref、Ibvref、Icvref。并且，减法电路20-1、20-2、20-3对电流检测电路32-1、32-2、32-3检测出的电机的各相电流Ia、Ib、Ic与电流指令值Iavref、Ibvref、Icvref相减，算出各个误差。接下来，PI控制部21控制各相电流的误差，算出逆变器31的指令值，即表示PWM控制部30的占空比的电压值va、vb、vc，PWM控制部30根据该电压值va、vb、vc，对逆变器31进行PWM控制，由此驱动电机1，产生预期的转矩。

如以上说明那样，本发明的电机及其驱动控制装置在电机高速旋转时也不会使电机的端子电压饱和，可以将转矩波动控制得最小。因此，在将本发明应用于电动动力转向装置的情况下，具有如下良好效果：可以平稳地执行急速转向，不会给驾驶员带来方向盘振动等不协调感觉。

本发明与以往技术的通过d、q控制实现的反馈控制不同，在反馈控制仅在各相控制中执行这一点完全不同。其结果，在以往技术中，在执行由以往的d、q控制而实现的反馈控制的过程中，在a相产生的非线性因素扩散到b、c各相中，存在不能进行正确的校正控制的问题，而在本发明中，a相的非线性因素仅在a相中进行反馈控制，不会扩散到b相、c相中，因此可以正确地进行校正控制。

通过使用这样的PVC控制，可以在将控制中包含的非线性因素分离到各相的状态下进行电机控制，其结果，可以实现转矩波动小、噪音小的电机控制。由此，在应用于电动动力转向装置的情况下，可以实现在停车时和紧急转向时噪音小、且平稳、振动小的转向操作。

另外，在上述实施例中，使用了相电压ea、eb、ec，但是即使换算成线电压eab、ebc、eca来进行控制，也能得到相同的结果。

如上所述，根据本发明的电机，有如下效果：在电机高速旋转时电机的端子电压也不会饱和，转矩波动小、而且电机噪音小，并且，在电动动力转向装置中，具有如下良好效果：可以提供一种平稳地跟随方向盘的急速转向，从而在转向操作中没有不协调的感觉，噪音小的电动动力转向装置。

并且，根据本发明的电动动力转向装置，基于矢量控制算出各相电流指令值，电流反馈控制使用分别控制各相的PVC控制，由此可以提供一种可以将无电刷DC电机控制成小型、转矩波动小、电机噪音小的电机驱动控制装置，可以提供一种转向操作平稳、噪音小的电动动力转向装置。

并且，根据本发明的电机，由于n次谐波的频率小于等于电流控制的响应频率上限值，因此即使用矩形波电流或准矩形波电流、或者矩形波电压或准矩形波电压进行驱动，也能得到转矩波动变小，小型、且噪音小的电机。

根据本发明，在电机的高速旋转时电机的端子电压也不会饱和，转矩波动小、电机噪音小，因此若应用于电动动力转向装置，则可以提供一种平稳地跟随方向盘的急速转向，转向操作中没有不协调感觉，噪音小的电动动力转向装置。

另外，根据本发明的电动动力转向装置，基于矢量控制算出各相电流指令值，电流反馈控制使用各相分别控制的PVC控制，由此可以提供一种可以将无电刷DC电机控制成小型、转矩波动小、电机噪音小的电机驱动控制装置，可以提供一种转向操作平稳、噪音小的电动动力转向装置。

Claims (4)

1.一种无电刷DC电机，其特征在于，所述电机的包含n次谐波成分的感应电压波形为矩形波或准矩形波，n＝2、3、4……，

电机相位间的电时间常数大于等于控制所述电机的电机驱动控制装置的控制周期；并且

振幅大于等于主波振幅的5％的n次谐波成分的频率小于等于所述电机驱动控制装置的电流控制的响应频率。

2.根据权利要求1所述的无电刷DC电机，其中，所述电机具有角度传感器，至少作为所述矩形波或者准矩形波的感应电压波形的函数来提供电流波形。

3.根据权利要求1所述的无电刷DC电机，其中，所述电机具有角度估计单元，作为来自所述角度估计单元的估计角度来提供电机电流波形。

4.根据权利要求1所述的无电刷DC电机，其中，所述电流控制的响应频率的上限值为1000Hz。

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