CN101090574B - 一种处理信号的方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种处理信号的方法，包括基于来自多种不同类型控制信道的多个控制信道比特来计算下行信道的总噪声功率估值。这些控制信道比特可包括下列比特中的至少两种：专用物理信道(DPCH)发射功率控制(TPC)比特、DPCH导频比特和公共导频信道(CPICH)比特。可基于多个DPCH TPC比特来计算下行信道的第一噪声功率估值。所述多个DPCH TPC比特中至少一个比特的值在接收到该比特时是未知的。

Description

一种处理信号的方法

技术领域

本发明涉及无线通信，更具体地说，涉及一种用于在宽带CDMA(WCDMA)网络中改善噪声功率估值的方法。 

背景技术

移动通信已经改变了人们的通信方式，而移动电话也已经从奢侈品变成了人们日常生活中不可缺少的一部分。今天，移动设备的使用由社会环境支配，而不受地域和技术的限制。虽然语音通信可满足人们交流的基本要求，且移动语音通信也已进一步渗入了人们的日常生活，但移动通信发展的下一阶段是移动互联网。移动互联网将成为日常信息的共同来源，理所当然应实现对这些数据的简单通用的移动式访问。 

第三代(3G)蜂窝网络专门设计来满足移动互联网的这些未来的需求。随着这些服务的大量出现和使用，对于蜂窝网络运营商而言，网络容量和服务质量(QoS)的成本效率优化等因素将变得比现在更为重要。当然，可以通过精细的网络规划和运营、传输方法的改进以及接收机技术的提高来实现这些因素。因此，运营商需要新的技术，以便增大下行吞吐量，从而提供比那些线缆调制解调器和/或DSL服务提供商更好的QoS容量和速率。在这点上，对于今天的无线通信运营商而言，采用基于宽带CDMA(WCDMA)技术的网络将数据传送到终端用户是更为可行的选择。 

在WCDMA下行链路中，小区间干扰和小区内干扰可产生多址干扰(multiple access interference，简称MAI)。来自相邻基站的信号会形成小区间干扰，其特征表现为扰码、信道和到达角度不同于期望的基站信号。采用空间均衡可抑制小区间干扰。在采用正交扩频码的同步下行链路应用中，多径传播会产生小区内干扰。由于带有任意时移的扩频码之间的非零互相关性(cross-correlation)，解扩频之后的传播路径间存在干扰，从而产生多址干扰。小区内干扰的水平对信道响应的依赖性很强。在近似平坦衰落信道中，物理信道之间几乎保持完全正交，小区内干扰对接收机性能不会有任何严重的影响。频率选择性对于WCDMA网络中的信道来说是很常见的。 

移动网络允许用户在移动中获取服务，因此在移动性方面给用户带来了更大的自由。不过，该自由也给移动系统带来了不确定性。终端用户的移动性会给链路质量和干扰强度带来动态变化，有时会要求特定用户更改为其提供服务的基站。这一过程称为切换(HO)。切换是处理终端用户移动性的基本部分。当移动用户跨越蜂窝小区边界时，切换可保证无线服务的连续性。 

WCDMA网络允许移动手持机同时与多个小区站点通信。例如，在从一个小区切换到另一个小区的软切换情况下，手持机即同时与多个小区站点通信。软切换所涉及的小区站点使用相同的频率带宽。有时候，切换可能从一个小区站点切换到另一个小区站点，而这两个小区站点使用不同的频率。在这种情况下，移动手持机可能需要调频为新小区站点的频率。这样，就需要额外电路来处理通过第二频率与第二小区站点进行的通信，同时仍使用第一频率与第一小区站点通信。该额外电路可能造成移动手持机的非期望附加成本。此外，移动手持机需要不同的发射功率与新的小区站点建立和维持通信连接。在进行切换情况下，移动手持机仍会接收到来自当前小区站点的较强信号以及接收来自新的小区站点的较弱信号。此时，应该调整发射功率，这样才能实现切换并使移动手持机开始与新的小区站点通信。 

通过比较本申请后续部分结合附图介绍的本发明的系统，常规和传统方法的进一步局限性和缺点对本领域的技术人员来说变得很明显。 

发明内容

一种用于在宽带CDMA(WCDMA)网络中改善噪声功率估值的方法和/或装置，在至少一幅附图中进行了充分的描述，并在权利要求中进行了完整的定义。 

根据本发明的一个方面，提供了一种处理信号的方法，该方法包括：基于 来自多种不同类型控制信道的多个控制信道比特来计算下行信道的总噪声功率估值。 

在本发明所述的方法中，所述多个控制信道比特包括下列比特中的至少两种：专用物理信道(DPCH)发射功率控制(TPC)比特、DPCH导频比特和公共导频信道(CPICH)比特。 

在本发明所述的方法中，所述方法进一步包括：基于多个所述DPCH TPC比特计算所述下行信道的第一噪声功率估值，其中，所述多个DPCH TPC比特中至少一个比特的值在接收到该比特时是未知的。 

在本发明所述的方法中，所述方法进一步包括：基于多个所述DPCH导频比特计算所述下行信道的第二噪声功率估值。 

在本发明所述的方法中，所述方法进一步包括：基于所述所计算出的第一噪声功率估值和所述所计算出的第二噪声功率估值来计算所述下行信道的总噪声功率估值。 

在本发明所述的方法中，所述方法进一步包括： 

使用扩展因数(scaling factor)来扩展所述所计算的第二噪声功率估值，生成扩展后的第二噪声功率估值，其中所述扩展因数是每时隙内TPC比特数量的函数； 

将所述第一噪声功率估值和所述扩展后的第二噪声功率估值相加，生成所述总噪声功率估值。 

在本发明所述的方法中，所述方法进一步包括：基于多个所述CPICH比特计算所述下行信道的第三噪声功率估值。 

在本发明所述的方法中，所述方法进一步包括：基于所述所计算的第一噪声功率估值、所述所计算的第二噪声功率估值和所述所计算的第三噪声功率估值来计算所述下行信道的所述总噪声功率估值。 

在本发明所述的方法中，所述方法进一步包括：将通过所述下行信道收到的所述多个DPCH TPC比特的部分进行求和，生成同相(I)分量和正交(Q)分量。 

在本发明所述的方法中，所述方法进一步包括： 

将所述生成的I分量和所述生成的Q分量相减，以确定所述下行信道的所述第一噪声功率估值； 

对所述生成的I分量和所述生成的Q分量之差进行平方运算，以确定所述下行信道的所述第一噪声功率估值。 

在本发明所述的方法中，所述方法进一步包括：将多个TPC符号上的所述I分量和Q分量之差的平方值相加，以确定所述下行信道的所述第一噪声功率估值，其中所述多个TPC符号的数量等于所述下行信道每个时隙中所述多个DPCH TPC比特数的一半。 

在本发明所述的方法中，所述方法进一步包括： 

通过将所述I分量和所述Q分量差值的平方之和除以所述下行信道每个时隙中的所述多个DPCH TPC比特的数量，计算所述I分量和所述Q分量差值的平方之和的范数(norm)，以确定所述下行信道的所述第一噪声功率估值。 

在本发明所述的方法中，所述方法进一步包括： 

计算通过所述下行信道收到的所述多个DPCH导频比特的平均值，以生成均方估值； 

计算通过所述下行信道收到的所述多个DPCH导频比特的功率平均值，以生成平均功率估值； 

从所述平均功率估值中减去所述均方估值，以确定所述下行信道的所述第二噪声功率估值。 

在本发明所述的方法中，所述方法进一步包括：在发射机通过所述下行信道进行通信时，基于所述总噪声功率估值来调整所述发射机的发射功率。 

根据本发明的一个方面，提供了一种处理信号的系统，包括用于基于来自多种不同类型控制信道的多个控制信道比特来计算下行信道的总噪声功率估值的电路。 

在本发明所述的系统中，所述多个控制信道比特包括下列比特中的至少两种：专用物理信道(DPCH)发射功率控制(TPC)比特、DPCH导频比特和公共导频信道(CPICH)比特。 

在本发明所述的系统中，所述电路用于基于多个所述DPCH TPC比特来 计算所述下行信道的第一噪声功率估值，其中，所述多个DPCH TPC比特中至少一个比特的值在接收到该比特时是未知的。 

在本发明所述的系统中，所述电路用于基于多个所述DPCH导频比特计算所述下行信道的第二噪声功率估值。 

在本发明所述的系统中，所述电路用于基于所述所计算的第一噪声功率估值和所述所计算的第二噪声功率估值来计算所述下行信道的总噪声功率估值。 

在本发明所述的系统中，所述电路用于使用扩展因数扩展所述所计算的第二噪声功率估值，生成扩展后的第二噪声功率估值，其中所述扩展因数是每时隙内TPC比特数量的函数； 

所述电路用于将所述第一噪声功率估值和所述扩展后的第二噪声功率估值相加，生成所述总噪声功率估值。 

在本发明所述的系统中，所述电路用于基于多个所述CPICH比特计算所述下行信道的第三噪声功率估值。 

在本发明所述的系统中，所述电路用于基于所述所计算的第一噪声功率估值、所述所计算的第二噪声功率估值和所述所计算的第三噪声功率估值来计算所述下行信道的所述总噪声功率估值。 

在本发明所述的系统中，所述电路用于将通过所述下行信道收到的所述多个DPCH TPC比特的部分进行求和，生成同相(I)分量和正交(Q)分量。 

在本发明所述的系统中，所述电路用于将所述生成的I分量和所述生成的Q分量相减，以确定所述下行信道的所述第一噪声功率估值； 

所述电路用于对所述生成的I分量和所述生成的Q分量之差进行平方运算，以确定所述下行信道的所述第一噪声功率估值。 

在本发明所述的系统中，所述电路用于将多个TPC符号上的所述I分量和Q分量之差的平方值相加，以确定所述下行信道的所述第一噪声功率估值，其中所述多个TPC符号的数量等于所述下行信道内每个时隙中所述多个DPCH TPC比特数的一半。 

在本发明所述的系统中，所述电路用于通过将所述I分量和所述Q分量差值的平方之和除以所述下行信道每个时隙中的所述多个DPCH TPC比特的数 量，计算所述I分量和所述Q分量差值的平方之和的范数(norm)，以确定所述下行信道的所述第一噪声功率估值。估值 

在本发明所述的系统中， 

所述电路用于计算通过所述下行信道收到的所述多个DPCH导频比特的平均值，以生成均方估值； 

所述电路用于计算通过所述下行信道收到的所述多个DPCH导频比特的功率平均值，以生成平均功率估值； 

所述电路用于从所述平均功率估值中减去所述均方估值，以确定所述下行信道的所述第二噪声功率估值。 

在本发明所述的系统中，所述电路用于在发射机通过所述下行信道进行通信时，基于所述总噪声功率估值来调整所述发射机的发射功率。 

通过下面的描述和附图，本发明的上述和其他优点、特征和创新之处以及所描述实施例的细节将得到更为清晰的理解。 

附图说明

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中： 

图1A是本发明实施例中WCDMA手持机与两个WCDMA基站通信的示意图； 

图1B是本发明实施例中下行专用物理信道(DPCH)的典型无线帧格式的方框示意图； 

图1C是本发明实施例中的公共导频信道(CPICH)的典型无线帧格式的方框示意图； 

图1D是本发明实施例中的公共导频信道(CPICH)的典型调制方式的示意图； 

图2A是本发明实施例在WCDMA网络中确定可靠度权重的方框示意图； 

图2B是本发明实施例在WCDMA网络中确定第一噪声功率估值的方框示意图； 

图2C是本发明实施例在WCDMA网络中确定第二噪声功率估值的方框示意图； 

图2D是本发明实施例中使用的噪声功率提取模块的方框示意图； 

图2E是本发明实施例的确定总噪声功率估值的方框示意图； 

图3是本发明实施例在WCDMA网络中确定总噪声功率估值的典型步骤流程图。 

具体实施方式

本发明的特定实施例涉及用于在宽带CDMA(WCDMA)网络中改善噪声功率估值的方法和装置，包括根据来自多个不同类型控制信道的多个控制信道比特来计算下行信道的总噪声功率估值。多个控制信道比特可包括下列比特之中的至少两种：专用物理信道(DPCH)发射功率控制(TPC)比特、DPCH导频比特和公共导频信道(CPICH)比特。可根据多个DPCH TPC比特来计算下行信道的第一噪声功率估值。这些DPCH TPC比特中的至少一个比特的值可能在接收到该比特时是未知的。可根据多个DPCH导频比特来计算下行信道的第二噪声功率估值。可根据计算得出的第一噪声功率估值和第二噪声功率估值来计算下行信道的总噪声功率值。 

将生成的I分量和Q分量相减来确定下行信道的第一噪声功率估值。对生成的I分量和生成的Q分量之差进行平方运算，以确定下行信道的第一噪声功率估值。估值可根据多个CPICH比特来计算下行信道的第三噪声功率估值。可根据所计算的第一噪声功率估值、第二噪声功率估值和第三噪声功率估值来计算下行信道的总噪声功率估值。可计算通过下行信道收到的多个DPCH导频比特的平均值，以得出均方估值。可计算通过下行信道收到的多个DPCH导频比特的功率平均值，以得出平均功率估值。从平均功率估值中减去均方估值，以确定下行信道的第二噪声功率估值。 

图1A是本发明实施例中WCDMA手持机与两个WCDMA基站通信的示意图。在图1A中示出了移动手持机或用户设备120，多个基站BS 122和BS 124，以及多条无线链路(RL)。RL₁和RL₂分别将用户设备120与基站BS 122和基站BS 124连接在一起。用户设备120可包括处理器142、存储器144和无线模块(radio)146。无线模块146可包括收发器(Tx/Rx)147。 

根据本发明实施例，在此公开的处理发射功率控制(TPC)指令的方法可应用于分集或非分集无线系统。分集无线系统包括空时发射分集(STTD)、闭环1(CL1)和闭环2(CL2)无线系统。在本发明的一个实施例中，用户设备(UE)可用于接收从一个或多个无线链路的下行DPCH发射的TPC指令。所接收得到的TPC指令可按加权方式组合，并根据是否要提高或降低用户设备发射功率来生成最终的TPC决策。在此，可根据信噪比(SNR)测量值判定各个接收的TPC指令的可靠度因子。接着，使用该可靠度因子计算多个接收的TPC指令的加权和，从而得到累计TPC指令。累计TPC指令的符号可用于判断是否要提高、降低或保持发射功率。 

对于基于CDMA的系统而言，上行功率控制(PC)是非常重要的，因为该系统的容量是干扰水平的函数。应控制网络中所有活动用户设备(UE)发射的功率以限制干扰水平，进而缓解一些众所周知的问题，如“远近”效应(near-far effect)等。如果有一个以上的活动用户，非相关用户(non-referenceuser)的发射功率受到一些因素的限制，该因素依赖于相关用户(reference user)编码和非相关用户编码之间的部分互相关性。不过，当非相关用户与接收机之间的距离比相关用户与接收机之间的距离更近时，该非相关用户导致的干扰可能比相关用户的功率更强，从而形成了“远近”效应。功率控制技术包括两类。开环功率控制中，各用户设备测量其接收到的信号功率并据此调整其发射功率；而在闭环功率控制中，由活动无线链路(RL)测量来自所有用户设备的接收信号功率，并同时指示各用户设备提高或降低其上行发射功率，从而使从无线链路上所有用户设备接收的信噪比(SNR)均相同。 

处理器142可传送和/或控制那些到达/来自基站BS 122和BS 124的多个比特。存储器144包括合适的逻辑、电路和/或代码，用于保存数据和/或控制信息。无线模块146包括发射电路和/或接收电路，用于根据通过下行专用物理信道(DPCH)接收到的多个发射功率控制(TPC)比特和/或多个专用导频比特来计算下行专用物理信道(DPCH)的信噪比(SNR)和/或噪声功率估值，其中多个TPC比特在其接收时可能是未知的。属于同一无线链路组的无线链路将广播相同的发射功率控制(TPC)比特值。属于不同无线链路组的无线链路 将广播不同的TPC比特值。用户设备120可同时通过多条无线链路，如通过RL₁和RL₂，来接收TPC比特。在切换情况下，用户设备120可同时从多个无线链路组接收信号。 

WCDMA规范为移动电话上行链路定义了物理随机接入信道(physicalrandom access channel，简称PRACH)，同时为BTS下行链路定义了捕获指示信道(acquisition indicator channel，简称AICH)。当用户设备120完成其基站的搜索，如BS 122，并将其PRACH上行信号与BTS AICH下行信号同步时，即建立了通信。正常操作时，基站识别来自用户设备120的PRACH前导码并利用AICH进行响应，进而建立通信链路。用户设备120使用PRACH向基站122发送其开环功率控制的设置。PRACH前导码中的错误数据或者信号质量方面的问题可能导致连接断开，从而破坏小区容量或阻止来自基站122的响应。 

图1B是本发明实施例中下行专用物理信道(DPCH)的典型无线帧格式的方框示意图。在图1B中示出了无线帧格式102，其时间周期(time period)T_f为10ms。无线帧102包括多个时隙，如15个时隙。无线帧102中的每个时隙，如时隙#i 104包括多个专用物理数据信道(DPDCH)和多个专用物理控制信道(DPCCH)。例如，无线帧102中每个时隙如时隙#i的时间周期等于10*2^k 比特，其中k＝0…7。 

DPDCH是一种下行信道，可表示为每个无线帧102中复用的I/Q代码。下行DPDCH可用于承载数据，如，数据1 154包括N_data1个比特，而数据2 160包括N_data2个比特。每个无线链路中可包括零个、一个或多个下行专用物理数据信道。 

DPCCH是一种下行信道，可表示为每个无线帧102中复用的I/Q代码。下行DPCCH用于承载在物理层生成的控制信息。该控制信息包括发射功率控制(TPC)块156、传输格式组合指示(TFCI)块158和导频块162。在每个时隙中TPC块156包括N_TPC个比特，在每个时隙中TFCI块158包括N_TFCI个比特，而在每个时隙中导频块162包括N_pilot个比特。 

导频比特162是推定已知(known a priori)的，即在接收机接收时即已经知道该导频比特。与此不同的是，TPC比特156在接收时可能是已知的也可 能是未知的。术语“推定”(a priori)的意思是“预先形成或假定的”。“未知的”的意思是当接收机接收到部分或全部TPC比特时，接收机无法确定其实际值，且为了确定该TPC比特是否有效，必须先确定信道的质量。因此，本发明的各实施例利用信道质量来确定TPC比特是有效的或无效的。因此，在此并不使用那些通过将接收的信号乘以已知的序列来计算信噪比(SNR)度量的传统方法。 

在本发明的一个实施例中，可确定与下行专用物理信道(DPCH)一起传输的下行控制信道的质量。在一个下行DPCH中，专用数据可与控制信息一起以时分复用的方式传输。该控制信息包括导频比特、传输格式组合指示(TFCI)和发射功率控制(TPC)比特。 

用户设备120可估计TPC比特的接收质量。例如，用户设备120为手持电话或膝上电脑中的无线网卡。如果TPC比特是在可靠信道条件下接收得到的，则用户设备120可将其正确解调，从而正确检测由在用无线链路(servingradio link)下发的功率控制命令并相应调整其发射功率，进而避免干扰。另一方面，如果TPC比特是在较差信道条件下接收得到的，则用户设备120可能将TPC指令错误解码，从而按不适当的发射功率级别进行传输，造成不希望有的干扰并限制系统容量。 

在本发明的另一实施例中，当多个无线链路组处于活动状态时，如RL₁和RL₂同时处于活动状态，则用户设备120将收到多个TPC指令。从RL₁和RL₂得到的TPC指令包括TPC比特，如TPC比特156。此外，从多个无线链路组接收到的TPC比特可组合在一起来确定用户设备120的最终TPC指令。用户设备120可利用该最终TPC指令来做出是否提高或降低其发射功率一个确定的步长(step size)的决定。 

由于某些TPC指令是用户设备120在较好信道条件下接收得到的，因此可为无线链路组中的各TPC指令分配不同的权重。在这点上，可根据信噪比测量值为用户设备120接收得到的一个或多个TPC指令中的每一个指令确定可靠度因子。该可靠度因子可用于计算多个接收的TPC指令的加权和，并生成累计最终TPC指令。此外，可将每个接收到的TPC指令的可靠度因子与阈值进行比较，如果某个特定TPC指令的可靠度因子低于阈值，则在计算最终TPC指令时不采用该可靠度因子和TPC指令。最终TPC指令的符号可用于判断是否提高或降低用户设备120的发射功率。 

图1C是本发明实施例中的公共导频信道(CPICH)的典型无线帧格式的方框示意图。如图1C所示，无线帧100c中的每个CPICH时隙如时隙#i 100i可包括固定速率(30kbps，SF＝256)的下行物理信道，其中承载有预定义比特序列。 

图1D是本发明实施例中的公共导频信道(CPICH)的典型调制方式的示意图。如图1D所示，其中示出了图1C中CPICH 100c的典型调制方式100d。当在蜂窝内所有下行信道上应用发射分集(例如开环或闭环发射分集)时，可使用同一信道化和扰码同时从两个天线中发出CPICH。在这点上，如图1D所示，天线1和天线2中发出的CPICH中的预定义比特序列可能不同。在不使用发射分集的情况下，可使用图1D中天线1中的比特序列。 

图2A是本发明实施例在WCDMA网络中确定可靠度权重的方框示意图。图2示出了给定无线链路(RL)的多个TPC提取耙指(extraction finger)，如TPC提取耙指i 202到TPC提取耙指j 204；多个加法器模块206、208、210、214、216、226和234；多个求平方模块212和228；乘法器218；多个除法器模块220和230；多个求平均模块222和232；以及可靠度权重生成器模块224。 

从给定无线链路组上接收得到的TPC指令的信噪比(SNR)或者类似的信号和噪声功率分量可计算得到。可采用那些利用多个基带相关器以单独处理多个信道多径分量的接收机技术，如瑞克接收机(rake receiver)。相关器输出端也称为耙指(finger)，可组合起来可获得更佳的通信可靠度和性能。 

2005年6月30日申请的美国专利申请No.11/173871提供了一种瑞克接收机的详细描述，并且在本申请中全文引用。 

在多径衰落环境下，接收机结构可将各耙指分配给多个接收路径，例如，TPC提取耙指i 202和TPC提取耙指j 204。属于同一无线链路(RL)组的所有耙指都将在加法器模块206中相加，进而生成TPC_I_finger_sum(k)和TPC_Q_finger_sum(k)，其中k为RL组的索引。 

对于信号功率而言，TPC比特值在它们被接收时可能是未知的，但是在同一时隙接收到的所有TPC比特具有相同的值。因此，通过将I和Q分量相加，信号部分可自己进行相干自相加，而噪声则进行非相干自相加。这样就使噪声减小而信号功率被提取出来。给定时隙和耙指j上的第i个接收的TPC比特可表示为： 

$\mathrm{TPC}\_{\mathrm{bit}}_{\mathrm{ij}}=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{TPC}}}{2}}{s}_{b_i}{\left|h_j\right|}^2+\underset{\mathrm{orimag}}{\mathrm{real}}\left(h_j^{*}{n}_{\mathrm{ij}}\right)---\left(1\right)$

其中S_TPC为信号功率，S_bi为TPC比特的值，其值为+1或-1，h_j为耙指j的复合信道增益，而n_ij为复合随机变量，它是 

变量中的噪声分量。 

其中I_or为基站天线连接器中下行信号的总发射功率谱密度，I_oc是UE天线连接器中测量得到的带宽受限白噪声源(来自小区的仿真干扰)的功率谱密度。 

属于同一RL组的无线链路所对应的各耙指可按下式相加： 

$\mathrm{TPC}\_{\mathrm{bit}}_i=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{TPC}}}{2}}{s}_{b_i}\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_j\right|}^2+\underset{j}{\mathrm{\Σ}}\underset{\mathrm{orimag}}{\mathrm{real}}\left(h_j^{*}{n}_{\mathrm{ij}}\right)---\left(2\right)$

TPC指令即为在同一时隙中接收到的一组TPC比特的总和。根据时隙格式，每时隙中的TPC比特数量num_tpc会发生变化。 

$\mathrm{TPC}\_\mathrm{cmd}=\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}\sqrt{\frac{S_{\mathrm{TPC}}}{2}}{s}_{b_i}\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_j\right|}^2+\underset{i}{\overset{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}/2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{real}\left(h_j^{*}{n}_{\mathrm{ij}}\right)+\mathrm{imag}\left(h_j^{*}{n}_{\mathrm{ij}}\right)---\left(3\right)$

$\mathrm{TPC}\_{\mathrm{cmd}}^2=\mathrm{num}\_{\mathrm{tpc}}^2\frac{S_{\mathrm{TPC}}}{2}{\left(\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_j\right|}^2\right)}^2+{(\underset{i}{\overset{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}/2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{real}\left(h_j^{*}{n}_{\mathrm{ij}}\right)+\mathrm{imag}\left(h_j^{*}{n}_{\mathrm{ij}}\right))}^2---\left(4\right)$

其中 $E\left[{(\underset{i}{\overset{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}/2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{real}\left(h_j^{*}{n}_{\mathrm{ij}}\right)+\mathrm{imag}\left(h_j^{*}{n}_{\mathrm{ij}}\right))}^2\right]=\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}}{2}\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_j\right|}^2(I_{\mathrm{oc}}+I_{\mathrm{or}}\underset{k\≠j}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_k\right|}^2).$

需要估测的TPC指令的SNR为： 

${\mathrm{SNR}}_{\mathrm{TPC}\_\mathrm{cmd}}=\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}\frac{S_{\mathrm{TPC}}{\left(\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_j\right|}^2\right)}^2}{\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_j\right|}^2(I_{\mathrm{oc}}+I_{\mathrm{or}}\underset{k\≠j}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_k\right|}^2)}---\left(5\right)$

TPC比特可以在I和Q分量上接收得到的，组成符号。例如，如果一个时隙中的总比特数等于2，则在I分量上接收到的TPC_bit₁为TPC_I1，而在Q分量上接收到的TPC_bit₂为TPC_Q1。如果一个时隙中的总比特数等于num_tpc，则分别包括num_tpc/2个I分量和num_tpc/2个Q分量。 

TPC比特(I和Q)通过加法器模块210和226相加后生成TPC_sum(k)，其中num_tpc是每时隙中的TPC比特的数量，而k是给定无线链路组的索引。所生成的TPC_sum(k)经过求平方模块228进行求平方之后生成TPC_sum_sqr(k)并得到各时隙的一个新的估值。所生成的TPC_sum_sqr(k)在除法器模块230中除以TPC比特的数量，根据下式可得到TPC_sum sqr_norm(k)： 

TPC_sum_sqr_norm(k)＝TPC_sum_sqr(k)/num_tpc 

所得到的平均数TPC_sum_sqr_norm(k)由求平均模块232在给定时间窗内求平均值，从而生成TPC_sum_sqr_avg(k)。可采用积分陡落(integrate-and-dump)方法或IIR滤波器来完成该求平均操作。在本发明的一个实施例中，信号功率 

可根据下式进行计算： 

$\mathrm{TPC}\_\mathrm{sum}\_\mathrm{sqr}\_\mathrm{norm}=\frac{1}{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}}{(\underset{i=1}{\overset{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}/2}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{TPC}}_{\mathrm{Ii}}+{\mathrm{TPC}}_{\mathrm{Qi}})}^2---\left(6\right)$

在加性高斯白噪声(AWGN)中， 

${\hat{S}}_{\mathrm{tpc}}=E[\mathrm{TPC}\_\mathrm{sum}\_\mathrm{sqr}\_\mathrm{norm}]=\frac{S_{\mathrm{tpc}}}{2}\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}+\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}---\left(7\right)$

在平坦衰落中， 

${\hat{S}}_{\mathrm{tpc}}=E[\mathrm{TPC}\_\mathrm{sum}\_\mathrm{sqr}\_\mathrm{norm}]=\frac{S_{\mathrm{tpc}}}{2}{\left|h\right|}^4\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}+\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}{\left|h\right|}^2---\left(8\right)$

其中h是耙指上的复合信道增益。 

在空时发射分集(STTD)平坦衰落中， 

${\hat{S}}_{\mathrm{tpc}}=E[\mathrm{TPC}\_\mathrm{sum}\_\mathrm{sqr}\_\mathrm{norm}]=\frac{S_{\mathrm{tpc}}}{4}{\left(\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_m\right|}^2\right)}^2\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}+\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}\left(\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_m\right|}^2\right)---\left(9\right)$

其中h_m为对应于基站中的发射天线m的复合信道增益。 

在闭环1(CL 1)平坦衰落中， 

${\hat{S}}_{\mathrm{tpc}}=E[\mathrm{TPC}\_\mathrm{sum}\_\mathrm{sqr}\_\mathrm{norm}]=\frac{S_{\mathrm{tpc}}}{4}{\left|\right|h_1+{\mathrm{wh}}_2\left|\right|}^4\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}+\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}{\left|\right|h_1+{\mathrm{wh}}_2\left|\right|}^2---\left(10\right)$

其中h₁和h₂是基站发射天线1和2的复合信道增益，而w是权重。 

在闭环2(CL 2)衰落中， 

${\hat{S}}_{\mathrm{tpc}}=E[\mathrm{TPC}\_\mathrm{sum}\_\mathrm{sqr}\_\mathrm{norm}]=\frac{S_{\mathrm{tpc}}}{4}{\left|\right|w_1{h}_1+w_2{h}_2\left|\right|}^4\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}+\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}{\left|\right|w_1{h}_1+w_2{h}_2\left|\right|}^2---\left(11\right)$

其中h₁和h₂是基站发射天线1和2的复合信道增益，而w₁和w₂是权重。 

在本发明的另一实施例中，利用加法器模块234根据下式计算Stpc_avg(k)，可进一步改进信号功率估值： 

Stpc_avg(k)＝TPC_sum_sqr_avg(k)-Ntpc_avg(k)    (12) 

其中Ntpc_avg(k)是噪声功率估值。 

在本发明的又一实施例中，可采用不同的计算信号功率的方法，即将所有TPC比特(I和Q)求平方。平方后的TPC比特相加以生成TPC_sum_sqr(k)，这样每时隙可得到一次新的估值。所生成的TPC_sum_sqr(k)除以TPC比特的数量，根据下式可得到TPC_sum_sqr_norm(k)： 

TPC_sum_sqr_norm(k)＝TPC_sum_sqr(k)/num_tpc    (13) 

所生成的范数(norm)TPC_sum_sqr_norm(k)在给定时间窗内进行平均以生成TPC_sum_sqr_avg(k)。 

在本发明实施例中，可根据下式计算信号功率 

$\mathrm{TPC}\_\mathrm{sum}\_\mathrm{sqr}\_\mathrm{norm}=\frac{1}{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}}\underset{i=1}{\overset{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}/2}{\mathrm{\Σ}}}{{\mathrm{TPC}}_{\mathrm{Ii}}}^2+{{\mathrm{TPC}}_{\mathrm{Qi}}}^2---\left(14\right)$

${\hat{S}}_{\mathrm{tpc}}=E[\mathrm{TPC}\_\mathrm{sum}\_\mathrm{sqr}\_\mathrm{norm}]=\frac{S_{\mathrm{tpc}}}{2}+\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}---\left(15\right)$

在本发明的另一实施例中，根据下式计算Stpc_avg(k)，可进一步改进信号功率估值： 

Stpc_avg(k)＝TPC_sum_sqr_avg(k)-Ntpc_avg(k)    (16) 

还可利用平均时间周期内的平均TPC比特数量根据下式进行扩展： 

Stpc_avg(k)＝Stpc_avg(k)*num_tpc_avg(k)        (17) 

其中各时隙中的num_tpc可能不一样。 

对于噪声功率而言，TPC比特值在它们被接收时可能是未知的，但是在同一时隙接收到所有TPC比特具有相同的值。因此，通过在Q分量中减去I分量或反之亦然，信号部分就相互抵消而留下噪声部分。 

在本发明的一实施例中，噪声功率可单独从TPC比特中计算得到。TPC符号中I和Q分量的符号位(sign bit)相同。因此对于每一符号， 

TPC_I-TPC_Q＝n_I-n_Q    (18) 

由于每时隙有 

个符号，所以每时隙有 个噪声样本。在AWGN中，可根据下式生成噪声功率估值： 

${\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}=E\left[\underset{i=1}{\overset{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}/2}{\mathrm{\Σ}}}{({\mathrm{TPC}}_{\mathrm{Ii}}-{\mathrm{TPC}}_{\mathrm{Qi}})}^2\right]=E\left[\underset{i=1}{\overset{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}/2}{\mathrm{\Σ}}}{(n_{\mathrm{Ii}}-n_{\mathrm{Qi}})}^2\right]=\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}\·\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}---\left(19\right)$

在平坦衰落中，可根据下式计算噪声功率估值： 

${\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}={\left|h\right|}^2\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}\·\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}---\left(20\right)$

在STTD平坦衰落中，可根据下式计算噪声功率估值： 

${\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}=\left(\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_m\right|}^2\right)\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}\·\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}---\left(21\right)$

在CL 1平坦衰落中，可根据下式计算噪声功率估值： 

${\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}={\left|\right|h_1+{\mathrm{wh}}_2\left|\right|}^2\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}\·\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}---\left(22\right)$

在CL 2衰落中，可根据下式计算噪声功率估值： 

${\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}={\left|\right|w_1{h}_1+w_2{h}_2\left|\right|}^2\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}\·\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}---\left(23\right)$

通过加法器模块208可对TPC比特彼此相减(I-Q)。相减后的TPC比特由求平方模块212进行平方后生成TPC_sqr_diff(k)。多个TPC符号上的该平方差值TPC_sqr_diff(k)在加法器模块214中累加，进而生成Ntpc(k)，其中每时隙的符号数量等于num_tpc/2，这样每时隙即可得到一次新的估值。该和Ntpc(k)在除法器模块220除以TPC比特数，进而根据下式生成Ntpc_norm(k)： 

Ntpc_norm(k)＝Ntpc(k)/num_tpc    (24) 

所生成的平均数Ntpc_norm(k)由求平均模块222在给定时间窗内求平均值Ntpc_avg(k)。 

本发明的另一实施例可提高噪声功率估值的精确度。噪声功率可根据在时隙内接收得到的TPC比特来计算。对于每时隙带有少量TPC比特的时隙格式，如每时隙带有2个TPC比特，噪声功率估值的偏差可能非常大。通过其它噪声估值源对从TPC比特中估计得到的噪声进行补充，该实施例可改进噪声估值。在给定时隙中加上噪声估值的附加样本并求得可用噪声样本总数范围内的噪声样本平均值，这样可减少估值偏差或得到更为精确的估值。 

在本发明的一个示范性实施例中，可通过从接收专用导频比特(图1B中的162模块)或通用导频比特(CPICH)中获得的估值对该噪声估值进行补充。外包(outsourced)噪声功率估值Nout和从TPC比特得到的噪声功率估值之间可使用扩展因数(scaling factor)A，提高精度后的噪声估值Ntpc_aug(k)可由乘法器218采用下式计算得到： 

Ntpc_aug(k)＝(Ntpc(k)+A*Nout(k))/2    (25) 

A为扩展因数，取决于每个时隙中的TPC比特数。 

在本发明的一实施例中，通过TPC比特和导频比特的组合可计算得到噪声功率。在非分集平坦衰落的情况下，可从硬件中得到各时隙专用导频比特的软值(soft value)，而第i个导频符号可表示为下式： 

$z_i=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{2}}{x_i\left|h\right|}^2+n_i{h}^{*}---\left(26\right)$

每时隙中专用导频比特数表示为num_ded，而所有num_ded/2个专用导频符号可根据下式放入到一个向量中： 

$\underset{\‾}{z}=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{2}}{\left|h\right|}^2\underset{\‾}{x}+{\underset{\‾}{n}}^{\′}---\left(27\right)$

其中n′为预估功率的合成后噪声。 

导频符号序列 ${\underset{\‾}{x}}^T=[x_0,x_1,x_2,\·\·\·,x_{\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{ded}}{2}-1}]$ 为预先已知的，且可能找到正交序列 ${\underset{\‾}{y}}^T=[y_0,y_1,y_2,\·\·\·{,y}_{\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{ded}}{2}1}],$ 使得 

y ^H x＝0                  (28) 

由于导频符号由-1和1组成，所以y内的序列也由-1和1组成。将接收的符号z与y ^H相乘包括对接收的I和Q进行符号变换操作，并得到下式： 

y ^H z＝y ^H n′               (29) 

n′的方差可由下式表示： 

${\mathrm{\σ}}_{n^{\′}}^2{\left|h\right|}^2{I}_{\mathrm{oc}}=E\left[n_i^{\′}{n}_i^{{\′}^{*}}\right],i=0,...,\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{ded}}{2}-1---\left(30\right)$

如果正交序列y可归一化为 

y ^H y＝1                   (31) 

则y ^H n′的方差可表示为： 

$E\left[{\underset{\‾}{y}}^H{\underset{\‾}{n}}^{\′}{\underset{\‾}{n}}^{\′H}\underset{\‾}{y}\right]{=\mathrm{\σ}}_{n^{\′}}^2---\left(32\right)$

从公式(25)可见，来自TPC比特的噪声功率可表示为： 

${\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}={\left|h\right|}^2\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}\·\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}---\left(33\right)$

总噪声估值可表示为： 

$\hat{N}=({\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}+\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}}{2}\·{\mathrm{\σ}}_{n^{\′}}^2)/2---\left(34\right)$

在平坦衰落、STTD且导频数＞2的情况下，可获得各时隙的每个专用导频比特的软值。天线1的第i个接收的专用导频符号等于： 

$z_{1i}=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}(x_{1i}{h}_1+x_{2i}{h}_2)h_1^{*}+n_i{h}_1^{*}---\left(35\right)$

类似地，对于天线2而言， 

$z_{2i}=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}(x_{1i}{h}_1+x_{2i}{h}_2)h_2^{*}+n_i{h}_2^{*}---\left(36\right)$

所有num_ded/2个专用导频符号可根据下式放入到一个向量中： 

${\underset{\‾}{z}}_1=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}({\underset{\‾}{x}}_1{h}_1+{\underset{\‾}{x}}_2{h}_2)h_1^{*}+{\underset{\‾}{n}}_1^{\′}---\left(37\right)$

${\underset{\‾}{z}}_1=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}({\underset{\‾}{x}}_1{\left|h_1\right|}^2+{\underset{\‾}{x}}_2{h}_2{h}_1^{*})+{\underset{\‾}{n}}_1^{\′}---\left(38\right)$

和 

${\underset{\‾}{z}}_2=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}\left[\begin{array}{cc}{\underset{\‾}{x}}_1& {\underset{\‾}{x}}_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{h}_1{h}_2^{*}\\ {\left|h_2\right|}^2\end{array}\right]+{\underset{\‾}{n}}_2^{\′}---\left(40\right)$

导频符号序列x ₁和x ₂是预先已知的，且有可能找到正交序列y ^T，使得 

y ^H x ₁＝0且y ^H x ₂＝0    (41) 

y ^H z ₁＝y ^H n′₁且y ^H z ₂＝y ^H n′₂    (42) 

n′的方差为 

${\mathrm{\σ}}_{n_1^{\′}}^2={\left|h_1\right|}^2{I}_{\mathrm{oc}}=E\left[n_{1i}^{\′}{n}_{1i}^{{\′}^{*}}\right],i=0,...,\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{ded}}{2}-1---\left(43\right)$

且 

${\mathrm{\σ}}_{n_2^{\′}}^2={\left|h_2\right|}^2{I}_{\mathrm{oc}}---\left(44\right)$

如果正交序列y可归一化为 

y ^H y＝1            (45) 

则y ^H n _i的方差为 

$E\left[{\underset{\‾}{y}}^H{\underset{\‾}{n}}_i^{\′}{\underset{\‾}{n}}_i^{{\′}_H}\underset{\‾}{y}\right]={\mathrm{\σ}}_{n_1^{\′}}^2,i=\mathrm{1,2}---\left(46\right)$

因此利用下式可得到来自专用导频比特的噪声功率： 

${\left|{\underset{\‾}{y}}^H{\underset{\‾}{z}}_1\right|}^2+{\left|{\underset{\‾}{y}}^H{\underset{\‾}{z}}_2\right|}^2={\mathrm{\σ}}_{n_1^{\′}}^2+{\mathrm{\σ}}_{n_2^{\′}}^2=({\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2)I_{\mathrm{oc}}---\left(47\right)$

从公式(32)可见，来自TPC比特的噪声功率为 

${\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}=\left(\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_m\right|}^2\right)\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}\·\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}---\left(48\right)$

总噪声估值为： 

$\hat{N}=({\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}+\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}}{2}\·({\mathrm{\σ}}_{n_1^{\′}}^2+{\mathrm{\σ}}_{n_2^{\′}}^2))/2---\left(49\right)$

当导频比特数＝2，天线2广播的2个导频比特位于数据2字段的最后两个比特之前。该导频比特与数据一起进行STTD编码，因此需要进行STTD解码后才能获得。可提供硬件从组合器的输出处进行STTD解码后提取导频比特。经过STTD解码后获得的导频符号为： 

$z=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}{x}_1\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_m\right|}^2+\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{h}_m^{*}{n}_m---\left(50\right)$

其中x₁是天线1发送的已知导频符号，且 $E\left[{\left(\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{h}_m^{*}{n}_m\right)}^2\right]=\left(\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_m\right|}^2\right)I_{\mathrm{oc}}.$

$\mathrm{pilotI}=\mathrm{Re}\left(z\right)=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}{I}_{\mathrm{seq}}\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_m\right|}^2+\mathrm{Re}\left(\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{h}_m^{*}{n}_m\right)---\left(51\right)$

$\mathrm{pilotQ}=\mathrm{Im}\left(z\right)=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}{Q}_{\mathrm{seq}}\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_m\right|}^2+\mathrm{Im}\left(\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{h}_m^{*}{n}_m\right)---\left(52\right)$

该硬件将导频I和导频Q分别乘以I_seq和Q_seq，并生成上述2个比特。噪声功率可根据下式计算： 

${\mathrm{\σ}}_n^2={(\mathrm{pilotI}-\mathrm{pilotQ})}^2---\left(53\right)$

${\mathrm{\σ}}_n^2=({\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2)I_{\mathrm{oc}}---\left(54\right)$

因此总噪声估值可表示为： 

$\hat{N}=({\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}+\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}}{2}\·{\mathrm{\σ}}_n^2)/2---\left(55\right)$

在CL1平坦衰落的情况下，基于每个耙指的各时隙中每个专用导频比特的软值可由硬件获得。 

${\underset{\‾}{z}}_1=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}\left[\begin{array}{cc}{\underset{\‾}{x}}_1& {\underset{\‾}{x}}_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\left|h_1\right|}^2\\ {\mathrm{wh}}_1^{*}{h}_2\end{array}\right]+{\underset{\‾}{n}}_1^{\′}---\left(56\right)$

且 

${\underset{\‾}{z}}_2=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}\left[\begin{array}{cc}{\underset{\‾}{x}}_1& {\underset{\‾}{x}}_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{h}_1{h}_2^{*}\\ w{\left|h_2\right|}^2\end{array}\right]+{\underset{\‾}{n}}_2^{\′}---\left(57\right)$

权重w是固件中已知的， 

$\underset{\‾}{z}={\underset{\‾}{z}}_1+w^{*}{\underset{\‾}{z}}_2=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}\left[\begin{array}{cc}{\underset{\‾}{x}}_1& {\underset{\‾}{x}}_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\left|h_1\right|}^2+w^{*}{h}_1{h}_2^{*}\\ {\mathrm{wh}}_1^{*}{h}_2+{\left|w\right|}^2{\left|h_2\right|}^2\end{array}\right]+{\underset{\‾}{n}}_1^{\′}+w^{*}{\underset{\‾}{n}}_2^{\′}---\left(58\right)$

z乘以正交序列y，得到 

y ^H z＝y ^H(n′₁+w^* n′₂)    (59) 

${\underset{\‾}{y}}^H\underset{\‾}{z}={\underset{\‾}{y}}^H(\left[\begin{array}{c}{n}_0{h}_1^{*}\\ \·\\ \·\\ \·\\ n_{\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{ded}}{2}-1}{h}_1^{*}\end{array}\right]+w^{*}\left[\begin{array}{c}{n}_0{h}_2^{*}\\ \·\\ \·\\ \·\\ n_{\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{ded}}{2}-1}{h}_2^{*}\end{array}\right])---\left(60\right)$

${\underset{\‾}{y}}^H\underset{\‾}{z}={\underset{\‾}{y}}^H(\left[\begin{array}{c}{n}_0(h_1^{*}+w^{*}{h}_2^{*})\\ \·\\ \·\\ \·\\ n_{\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{ded}}{2}-1}(h_1^{*}+w^{*}{h}_2^{*})\end{array}\right])={\underset{\‾}{y}}^H{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{cl}1}---\left(61\right)$

n _cl1的方差为 

${\mathrm{\σ}}_{{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{cl}1}}^2={\left|\right|h_1+{\mathrm{wh}}_2\left|\right|}^2{I}_{\mathrm{oc}}=E\left[n_{\mathrm{cl}1i}{n}_{\mathrm{cl}1i}^{*}\right],i=0,...,\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{ded}}{2}-1---\left(62\right)$

${\left|{\underset{\‾}{y}}^H\underset{\‾}{z}\right|}^2={\mathrm{\σ}}_{{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{cl}1}}^2---\left(63\right)$

从公式(27)可见，来自TPC比特的噪声功率为 

${\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}={\left|\right|h_1+{\mathrm{wh}}_2\left|\right|}^2\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}\·\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}---\left(64\right)$

总噪声估值为： 

$\hat{N}=({\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}+\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}}{2}\·{\mathrm{\σ}}_{{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{cl}1}}^2)/2---\left(65\right)$

在CL 2衰落的情况下，在两个天线上将使用相同的导频形式。 

$z_{1i}=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}(w_1{h}_1+w_2{h}_2)x_i{h}_1^{*}+n_i{h}_1^{*}---\left(66\right)$

所有num_ded/2个专用导频符号可根据下式放入到一个向量中： 

${\underset{\‾}{z}}_1=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}(w_1{h}_1+w_2{h}_2)\underset{\‾}{x}{h}_1^{*}+{\underset{\‾}{n}}_1^{\′}---\left(67\right)$

${\underset{\‾}{z}}_2=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}(w_1{h}_1+w_2{h}_2)\underset{\‾}{x}{h}_2^{*}+{\underset{\‾}{n}}_2^{\′}---\left(68\right)$

权重w₁和w₂是固件中已知的， 

$\underset{\‾}{z}=w_1^{*}{\underset{\‾}{z}}_1+w_2^{*}{\underset{\‾}{z}}_2---\left(69\right)$

$\underset{\‾}{z}=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}{\left|\right|w_1{h}_1+w_2{h}_2\left|\right|}^2\underset{\‾}{x}+w_1^{*}{{\underset{\‾}{n}}_1}^{\′}+w_2^{*}{{\underset{\‾}{n}}_2}^{\′}---\left(70\right)$

将z乘以正交序列y， 

${\left|{\underset{\‾}{y}}^H\underset{\‾}{z}\right|}^2={\mathrm{\σ}}_{{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{cl}2}}^2={\left|\right|w_1{h}_1+w_2{h}_2\left|\right|}^2{I}_{\mathrm{oc}}---\left(71\right)$

从公式(34)可见，来自TPC比特的噪声功率为 

${\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}={\left|\right|w_1{h}_1+w_2{h}_2\left|\right|}^2\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}\·\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}---\left(72\right)$

总噪声估值为： 

$\hat{N}=({\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}+\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}}{2}\·{\mathrm{\σ}}_{{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{cl}2}}^2)/2---\left(73\right)$

以上描述的各实施例为多个无线链路组中的每一个生成TPC指令信号和噪声功率估值。该信号和噪声功率估值可周期性更新，如按每时隙一次的速率进行更新。在本发明的一个实施例中，可利用TPC指令信号和噪声功率估值确定对应于所接收的TPC指令的可靠度权重值。接着根据多个无线链路组中的每一个已接收TPC指令以及各TPC指令的对应可靠度权重计算总TPC指令或累计TPC指令。接着根据已确定的总TPC指令可调整发射功率。例如，如果总TPC指令的符号为负，则降低发射功率；如果总TPC指令的符号为正，则提高发射功率。 

在本发明的另一实施例中，无线通信网络内的用户设备可估计专用DPCH的噪声功率。接着用户设备可利用估计的噪声功率来调整发射功率，从而改善无线通信网络中对信号的处理。专用DPCH的总噪声功率可使用例如第一噪声功率估值和第二噪声功率估值来估算。在这点上，第一噪声估值可用TPC比特来生成的，而第二噪声估值可用导频比特来生成的。TPC比特和导频比特是通过专用DPCH发往用户设备的控制信息中的一部分。 

申请号为11/355110的美国专利申请描述了可用于计算信号功率估值和DPCH的噪声功率估值的典型步骤，本文也引用了其中的全部内容。 

在移动手持机的接收器一端对信道质量统计信息(如信噪比(SNR))的评估是非常重要的，因为掌握这种统计信息能够使手持机在各种情况下控制其工作方式。通常，SNR是基于对下行信道上发送的特定控制比特的接收情况来进行评估的。具体来说，掌握对应于TPC比特的SNR使得手持机能够(a)调整其发射功率；(b)判断其正处于同步状态还是非同步状态下；(c)以加权方式合并来自多个提供服务的基站的TPC指令，其中每个权重可能是所计算的SNR的函数。作为选择，掌握对应于DPCH专用导频比特的SNR使得手持机能够生成在上行信道上发送的、用于下行功率控制(DLPC)的TPC指令。此外，对应于公共导频比特(CPICH)的SNR可用于评估HSDPA(高速下行分组接入)数据信道(HS-DPCH)的SNR，评估得出的SNR可用于选择适当的编码率和调制值，其中调制值由信道质量指示值(CQI)进行标识。 

可通过计算信号功率成份和噪音功率成份之间的比值来评估SNR。每组控制比特的信号功率成份都是特有的(因为每组控制比特分配到的功率都是不同的，这在接收器手持机上是无法得知的)，从每组控制比特计算得到的噪声功率成份相互之间存在关联。通过将多个噪声功率成份合并为一个总噪声功率成份，可改善整体噪声功率估值，同时改善每个SNR估值，从而改善手持机的表现。 

图2B是本发明实施例在WCDMA网络中确定第一噪声功率估值的方框示意图如图2B所示，其中示出了应用于指定无线链路(RL)的多个TPC提取耙指，例如TPC提取耙指i202b到TPC提取耙指j204b；还示出了多个求和模块206b、212b和216b，求平方模块214b和除法模块218b。 

在多径衰落环境下，接收机结构可将各耙指分配给多个接收路径，例如，TPC提取耙指i 202b和TPC提取耙指j 204b。属于同一无线链路(RL)组的所有耙指都将在求和模块206b中相加，进而生成TPC I和208b以及TPC Q 和210b。在本发明的一个实施例中，可使用TPC比特来计算第一噪声功率估值。给定时隙和耙指j上的第i个接收的TPC比特可表示为下式： 

$\mathrm{TPC}\_{\mathrm{bit}}_{\mathrm{ij}}=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{TPC}}}{2}}{s}_{b_i}{\left|h_j\right|}^2+\underset{\mathrm{orimag}}{\mathrm{real}}\left(h_j^{*}{n}_{\mathrm{ij}}\right)---\left(74\right)$

其中S_TPC可包含信号功率，S_bi可包括TPC比特的值，其值为(+1)或(-1)。h_j为耙指j的复合信道增益，而n_ij为复合随机变量，它是 $I_{\mathrm{oc}}+I_{\mathrm{or}}\underset{k\≠j}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_k\right|}^2$ 变量中的噪声分量。I_or为基站天线连接器中下行信号的总发射功率谱密度，I_oc是UE天线连接器中测量得到的带宽受限白噪声源(来自小区的仿真干扰)的功率谱密度。 

TPC符号的I和Q分量上的符号比特是相同的。因此下式对于每个符号都是成立的： 

TPC_I-TPC_Q＝n_I-n_Q    (75) 

因为每个时隙有 

个符号，所以每个时隙将有 

个噪声样本。在加性高斯白噪声(AWGN)环境中，噪声功率估值可根据下式生成： 

${\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}=\frac{1}{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}}E\left[\underset{i=1}{\overset{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}/2}{\mathrm{\Σ}}}{({\mathrm{TPC}}_{\mathrm{Ii}}-{\mathrm{TPC}}_{\mathrm{Qi}})}^2\right]=$

$\frac{1}{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}}E\left[\underset{i=1}{\overset{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}/2}{\mathrm{\Σ}}}{(n_{\mathrm{Ii}}-n_{\mathrm{Qi}})}^2\right]=\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}---\left(76\right)$

如果信道是平坦衰落平坦衰落信道，则噪声功率估值可根据下式生成： 

${\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}={\left|h\right|}^2\·\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}---\left(77\right)$

在存在STTD平坦衰落的环境中，噪声功率估值可根据下式生成： 

${\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}=\left(\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_m\right|}^2\right)\·\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}---\left(78\right)$

在存在CL1平坦衰落的环境中，噪声功率估值可根据下式生成： 

${\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}={\left|\right|h_1+{\mathrm{wh}}_2\left|\right|}^2\·\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}---\left(79\right)$

在存在CL2平坦衰落的环境中，噪声功率估值可根据下式生成： 

${\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}={\left|\right|w_1{h}_1+w_2{h}_2\left|\right|}^2\·\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}---\left(80\right)$

在操作过程中，来自所有提取耙指的TPC比特将由求和模块206b进行求和。求和模块212b将所得到的TPC I和208b减去TPC Q和210b。相减后的TPC比特随后在求平方模块214b求平方，生成TPC_sqr_diff(k)215b。多个TPC符号上的该平方差值TPC_sqr_diff(k)215b在加法器模块216b中累加，其中每时隙的符号数量等于num_tpc/2。在此，加法器模块216b生成Ntpc(k)217b，这样每时隙即可得到一次新的估值。该和Ntpc(k)217b由除法器模块218b除以TPC比特数，进而根据下式生成噪声功率的第一估值Ntpc_norm(k)220b： 

Ntpc_norm(k)＝Ntpc(k)/num_tpc 

图2C是本发明实施例在WCDMA网络中确定第二噪声功率估值的方框示意图。如图2C所示，其中示出了应用于指定无线链路(RL)的多个导频提取耙指，例如导频提取耙指i 202c到导频提取耙指j 204c，求和模块206c和噪声功率提取模块(NPEB)212c。在多径衰减环境中，接收机结构可将各耙指分配给多个接收路径，例如，导频提取耙指i 202c和导频提取耙指j 204c。属于同一无线链路(RL)组的所有提取耙指都将在求和模块206c中相加，进而生成导频I和208c和导频Q和210c。在本发明的一个实施例中，可使用导频比特来计算第二噪声功率估值。 

在无线通信网络中，收到的无线信号可看作静态随机变量。由统计理论可知，如果x是随机变量，则其方差可使用下式计算得到： 

${\mathrm{\σ}}_x^2=E\left[{(x-E[x\left]\right)}^2\right]=E\left[x^2\right]-{\left(E\right[x\left]\right)}^2---\left(81\right)$

因此，所接收到的信号的噪声功率可通过评估接收信号的方差来计算。 

在操作过程中，来自所有提取耙指202c，…204c的所有导频比特将由求 和模块206c进行求和。得到的导频Q和210c以及导频I和208c将发送到噪声功率提取模块(NPEB)212c。NPEB 212c可使用例如接收无线信号的方差来计算第二噪声功率估值。 

图2D是本发明实施例的噪声功率提取模块的方框示意图。如图2D所示，NPEB 212c可包括乘法器模块206d、208d和230d，多个求和模块210d、212d、214d、216d、232d、226d和236d。NPEB 212c还可包括多个求平方模块218d、220d和228d以及除法模块222d、224d和234d。 

在存在非分集平坦衰落的环境中，每个时隙内各专用导频比特的软值可使用专用DPCH控制消息从接收端用户设备处获得。第i个导频符号可表示为下式： 

$z_i=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{2}}(\mathrm{ISeq}+\mathrm{jQSeq}){\left|h\right|}^2+n_i{h}^{*}---\left(82\right)$

其中S_DED包括发射信号功率，ISeq和Qseq包括发射I和Q序列，ISeq+jQSeq包括导频符号，h包括提取耙指i处的信道增益，n_i包括用户设备接收的信号噪声。每个时隙内的专用导频数量可表示为num-ded，这表示每个时隙内有num-ded/2个导频符号。 

如图2C和图2D所示，从求和模块206c发往NPEB 212c的导频I和208c以及导频Q和210c可表示为下式： 

$I=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{2}}\mathrm{ISeq}{\left|h\right|}^2+\mathrm{Re}\left(n_i{h}^{*}\right)$ 和 

$Q=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{2}}\mathrm{QSeq}{\left|h\right|}^2+\mathrm{Im}\left(n_i{h}^{*}\right)---\left(83\right)$

将导频I和208c以及导频Q和210c传至NPEB 212c后，在乘法器模块206d和208d中将导频和208c以及210c中的每一个与其各自的序列I Seq 238d和Q Seq 240d相乘，以消除相位旋转。消除旋转后的I和Q分量可表示为下式： 

$I=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{2}}{\left|h\right|}^2+\mathrm{Re}\left(n_i{h}^{*}\right)\mathrm{ISeq}=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{2}}{\left|h\right|}^2+n_I,$ 和 

$Q=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{2}}{\left|h\right|}^2+\mathrm{Im}\left(n_i{h}^{*}\right)\mathrm{QSeq}=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{2}}{\left|h\right|}^2+n_Q---\left(84\right)$

其中n₁和n_Q包括I和Q分支上的噪声分量，其功率可进行评估。 

在本发明的一个实施例中，可从接收信号功率的平均值E[x²]中减去接收信号平均值的平方(E[x])²，以此来计算第二噪声功率估值。num_ded/2个消除旋转后的I和Q分量可分别由求和模块210d和212d进行求和。随后，求和后的I和Q旋转后分量将分别由除法模块222d和224d进行归一化。例如，除法模块222d和224d可将求和后的I和Q旋转后分量除以num_ded/2，以实现归一化。除法模块222d和224d的输出可表示为meanI 242d和meanQ 244d，可表示为下式： 

$\mathrm{meanI}=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{2}}{\left|h\right|}^2+\frac{1}{\mathrm{num}\_\mathrm{ded}/2}\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{n}_1\left(i\right)$

$\mathrm{meanQ}=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{2}}{\left|h\right|}^2+\frac{1}{\mathrm{num}\_\mathrm{ded}/2}\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{n}_Q\left(i\right)---\left(85\right)$

再来看式(81)，接收信号平均值的平方(E[x])²可利用下式计算得到： 

(E[x])²＝K·(meanI+meanQ)²    (86) 

其中K为扩展因数，它是基于硬件常数的。(meanI+meanQ)²的计算可由求和模块226d和求平方模块228d进行，与扩展因数K的相乘可由乘法器模块230d进行。 

I和Q消除旋转后分量可分别由求平方模块218d和220d进行求平方。求平方后的分量可表示为下式： 

$I^2={(\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{2}}{\left|h\right|}^2+n_1)}^2$ 和 

$Q^2={(\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{2}}{\left|h\right|}^2+n_Q)}^2---\left(87\right)$

num-ded/2个求平方后的I²和Q²可分别由求和模块214d和216d进行求和。求平方后的分量之和随后由求和模块232d合并。求和模块232d合并后的输出由除法模块234d进行归一化。例如，除法模块234d可将求和模块232d合并后 的输出除以num-ded/2，以实现归一化，从而生成接收信号功率E[x²]的平均值meansq 246d。meansq 246d可表示为下式： 

$\mathrm{meansq}=\frac{1}{\mathrm{num}\_\mathrm{ded}}(\underset{i=1}{\overset{\mathrm{num}\_\mathrm{ded}/2}{\mathrm{\Σ}}}{I}^2\left(i\right)+\underset{i=1}{\overset{\mathrm{num}\_\mathrm{ded}/2}{\mathrm{\Σ}}}{Q}^2\left(i\right))---\left(88\right)$

再来看式(81)，接收信号功率E[x²]的平均值可由下式计算得到： 

E[x²]＝meansq    (89) 

此外，从等式(81)可知，可使用求和模块236d将接收信号功率的平均值E[x²]减去接收信号平均值的平方(E[x])²，以计算噪声功率。在这点上，第二噪声功率估值Npilot 248d可利用下式计算得到： 

Npilot＝meansq-K·(meanI+meanQ)²    (90) 

图2E是本发明实施例确定总噪声功率估值的方框示意图。如图2E所示，其中展示了求和模块204e以及乘法器模块202e和206e。在本发明的另一实施例中，第一噪声功率估值Ntpc 220b和第二噪声功率估值Npilot 248d可使用求和模块204e以及乘法器模块202e和206e进行合并，以获得总噪声功率估值 214e。在这点上，第二噪声功率估值Npilot 248d可使用乘法器模块202e由扩展因数A进行扩展。扩展后的结果将在求和模块204e中与第一噪声功率估值Ntpc 220b相加。所得到的和212e可使用乘法器模块206e除以二。总噪声功率估值 214e可表示为下式： 

$\hat{N}=({\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}+A\·{\hat{N}}_{\mathrm{pilot}})/2---\left(91\right)$

尽管噪声功率可使用TPC和/或导频比特进行计算，但本发明并非仅限于此。噪声功率还可使用例如CPICH比特等根据本文所表述的类似方法进行计算。在具有三个可用噪声估值的情况下，总噪声功率估值 

可使用下式进行计算： 

$\hat{N}=({\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}+A\·{\hat{N}}_{\mathrm{pilot}}+B\·{\hat{N}}_{\mathrm{cpich}})/3---\left(92\right)$

图3是本发明实施例在WCDMA网络中确定总噪声功率估值的典型步骤流程图。如图2B、2C、2D、2E和图3所示，在步骤302，可基于由收发器通过下行DPCH接收并通过提取耙指202b，…，204b提取得到的多个发射功率控制 (TPC)比特来计算下行专用物理信道(DPCH)的第一噪声功率估值Ntpc 220b。在接收到多个TPC比特中的至少一个时，该至少一个比特的值可能是未知的。在步骤304，NPEB 212c可基于由收发器通过下行DPCH接收并通过提取耙指202c，…，204c提取得到的多个导频比特，来计算下行DPCH的第二噪声功率估值Npilot 248d。在步骤306，第二噪声功率估值Npilot 248d可在乘法器模块202e中使用扩展因数A进行扩展。在步骤308，第一噪声功率估值Ntpc220b和扩展后的噪声功率估值Npilot 248d将在求和模块204e中相加，以生成合并的噪声功率估值。合并后的噪声功率估值212e将在乘法器模块206e中除以二。在步骤310，在收发器通过至少一条上行通信路径进行通信时，可基于合并后的噪声功率估值214e对收发器的发射功率进行调整。 

再来看图1A，在本发明的一个实施例中，可基于来自多个不同类型的控制信道的多个控制信道比特来计算下行信道RL1的总噪声功率估值。这些控制信道比特可包括下列比特中的至少两种：专用物理信道(DPCH)发射功率控制(TPC)比特、DPCH导频比特和公共导频信道(CPICH)比特。可基于多个DPCHTPC比特来计算下行信道RL1的第一噪声功率估值。这些DPCH TPC比特中的至少一个比特的值可能在接收到该比特时是未知的。可基于多个DPCH导频比特来计算下行信道RL1的第二噪声功率估值。可基于计算得出的第一噪声功率估值和计算得出的第二噪声功率估值计算下行信道RL1的总噪声功率估值。 

所计算得到的第二噪声功率估值可使用扩展因数进行扩展，生成扩展后的第二噪声功率估值，该扩展因数是每个时隙内TPC比特数量的函数。将第一噪声功率估值和扩展的第二噪声功率估值相加，生成总噪声功率估值。可基于多个CPICH比特来计算下行信道RL1的第三噪声功率估值。可基于所计算的第一噪声功率估值、所计算的第二噪声功率估值和所计算的第三噪声功率估值来计算下行信道RL1的总噪声功率估值。在发射机通过下行信道RL1进行通信时，可基于总噪声功率估值来调整发射机的发射功率。 

通过下行信道收到的多个DPCH TPC比特的一部分可用于生成同相(I)分量和正交(Q)分量。将生成的I分量和生成的Q分量相减，以确定下行信道的第一噪声功率估值。所生成的I分量和所生成的Q分量之差进行平方运算， 以确定下行信道的第一噪声功率估值。将多个TPC符号上的所述I分量和Q分量之差的平方值相加以确定下行信道的第一噪声功率估值。该多个TPC符号的数量等于下行信道每个时隙中的DPCH TPC比特数量的一半。将I分量和Q分量差值的平方之和除以下行信道每个时隙中的多个DPCH TPC比特的数量，计算I分量和Q分量差值的平方之和的范数，以确定下行信道的第一噪声功率估值。可计算通过下行信道收到的多个DPCH导频比特的平均值，生成均方估值。可计算通过下行信道接收的多个DPCH导频比特的功率平均值，生成平均功率估值。从平均功率估值中减去均方估值，以确定下行信道的第二噪声功率估值。 

本发明的另一实施例提供了一种机器可读存储器，其中存储的计算机程序包含至少一段代码，用于进行信号处理，这至少一段代码可由机器执行，控制机器执行上述步骤。 

因此，本发明可用硬件、软件或软硬件结合来实现。本发明可在至少一台计算机系统的集中式环境下实现，也可在各元件分布在不同相互连接的计算机系统的分布式环境下实现。任何种类的计算机系统或其它适合于执行本发明所述方法的设备都适合使用本发明。软硬件结合的范例可为带有某计算机程序的通用计算机系统，但载入并运行该计算机程序时，可控制计算机系统执行本发明所述的方法。 

本发明的一个实施例可实现为电路板级产品、单芯片、专用集成电路(ASIC)，或者在单芯片中具有不同集成水平，与系统的其它部分独立。所述系统的集成度主要由速度和成本决定。因为现代处理器的混杂性质，所以商业可用处理器的使用是可能的，该处理器可位于本系统的专用集成电路(ASIC)的外部而被执行。或者，如果该处理器作为ASIC核使用的话，那么所述商业可用处理器可实现为ASIC的一部分，其各种不同功能由固件执行。 

本发明也可嵌入到一个电脑程序产品中，这包括使能这里描述的方法的执行的所有特征，并且当被加载到电脑系统中时能够实行这些方法。这里上下文中的电脑程序意指任何表述，用任何种语言、代码和符号的指令集打算让某一系统有某一信息处理能力，或直接或间接或以下两者：a)转化成另一种语言、 代码或符号；b)以不同的材料形态再现来执行某一特殊功能。 

本发明是通过一些实施例进行描述的，本领域技术人员知悉，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以对这些特征和实施例进行各种改变或等效替换。另外，在本发明的教导下，可以对这些特征和实施例进行修改以适应具体的情况及材料而不会脱离本发明的精神和范围。因此，本发明不受此处所公开的具体实施例的限制，所有落入本申请的权利要求范围内的实施例都属于本发明的保护范围。 

Claims (6)

1.一种处理信号的方法，其特征在于，包括：基于来自多种不同类型控制信道的多个控制信道比特来计算下行信道的总噪声功率估值；

所述多个控制信道比特包括下列比特中的至少两种：专用物理信道发射功率控制比特、专用物理信道导频比特和公共导频信道比特；

基于多个所述专用物理信道发射功率控制比特计算所述下行信道的第一噪声功率估值，其中，所述多个专用物理信道发射功率控制比特中至少一个比特的值在接收到该比特时是未知的；其中，

将通过所述下行信道收到的所述多个专用物理信道发射功率控制比特的部分进行求和，生成同相分量和正交分量；

将多个发射功率控制符号上的所述同相分量和正交分量之差的平方值相加，以确定所述下行信道的所述第一噪声功率估值，其中所述多个发射功率控制符号的数量等于所述下行信道每个时隙中所述多个专用物理信道发射功率控制比特数的一半。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括：基于多个所述专用物理信道导频比特计算所述下行信道的第二噪声功率估值。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括：基于所述所计算出的第一噪声功率估值和所述所计算出的第二噪声功率估值来计算所述下行信道的总噪声功率估值。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括：

使用扩展因数来扩展所述所计算的第二噪声功率估值，生成扩展后的第二噪声功率估值，其中所述扩展因数是每时隙内发射功率控制比特数量的函数；

将所述第一噪声功率估值和所述扩展后的第二噪声功率估值相加，生成所述总噪声功率估值。

5.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，在本发明所述的方法中，所述方法进一步包括：基于多个所述公共导频信道比特计算所述下行信道的第三噪声功率估值。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，基于所述所计算的第一噪声功率估值、所述所计算的第二噪声功率估值和所述所计算的第三噪声功率估值来计算所述下行信道的所述总噪声功率估值。

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