TWI454077B - 一種處理信號的方法和系統 - Google Patents

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Description

一種處理信號的方法和系統
本發明涉及無線通信，更具體地說，涉及一種用於在寬帶CDMA(WCDMA)網路中改善雜訊功率估值的方法和設備。
移動通信已經改變了人們的通信方式，而移動電話也已經從奢侈品變成了人們日常生活中不可缺少的一部分。今天，移動設備的使用由社會環境支配，而不受地域和技術的限制。雖然語音通信可滿足人們交流的基本要求，且移動語音通信也已進一步滲入了人們的日常生活，但移動通信發展的下一階段是移動互聯網。移動互聯網將成為日常資訊的共同來源，理所當然應實現對這些資料的簡單通用的移動式訪問。
第三代(3G)蜂窩網路專門設計來滿足移動互聯網的這些未來的需求。隨著這些服務的大量出現和使用，對於蜂窩網路運營商而言，網路容量和服務質量(QoS)的成本效率優化等因素將變得比現在更為重要。當然，可以通過精細的網路規劃和運營、傳輸方法的改進以及接收機技術的提高來實現這些因素。因此，運營商需要新的技術，以便增大下行吞吐量，從而提供比那些線纜數據機和/或DSL服務提供商更好的QoS容量和速率。在這點上，對於今天的無線通信運營商而言，採用基於寬帶CDMA(WCDMA)技術的網路將資料傳送到終端用戶是更為可行的選擇。
在WCDMA下行鏈路中，小區間干擾和小區內干擾可產生多址干擾(multiple access interference，簡稱MAI)。來 自相鄰基站的信號會形成小區間干擾，其特徵表現為擾碼、通道和到達角度不同於期望的基站信號。採用空間均衡可抑制小區間干擾。在採用正交擴頻碼的同步下行鏈路應用中，多徑傳播會產生小區內干擾。由於帶有任意時移的擴頻碼之間的非零互相關性(cross-correlation)，解擴頻之後的傳播路徑間存在干擾，從而產生多址干擾。小區內干擾的水平對通道回應的依賴性很強。在近似平坦衰落通道中，物理通道之間幾乎保持完全正交，小區內干擾對接收機性能不會有任何嚴重的影響。頻率選擇性對於WCDMA網路中的通道來說是很常見的。
移動網路允許用戶在移動中獲取服務，因此在移動性方面給用戶帶來了更大的自由。不過，該自由也給移動系統帶來了不確定性。終端用戶的移動性會給鏈路質量和干擾強度帶來動態變化，有時會要求特定用戶更改為其提供服務的基站。這一過程稱為切換(HO)。切換是處理終端用戶移動性的基本部分。當移動用戶跨越蜂窩小區邊界時，切換可保證無線服務的連續性。
WCDMA網路允許移動手持機同時與多個小區站點通信。例如，在從一個小區切換到另一個小區的軟切換情況下，手持機即同時與多個小區站點通信。軟切換所涉及的小區站點使用相同的頻率帶寬。有時候，切換可能從一個小區站點切換到另一個小區站點，而這兩個小區站點使用不同的頻率。在這種情況下，移動手持機可能需要調頻為新小區站點的頻率。這樣，就需要額外電路來處理通過第二頻率與第二小區站點進行的通信，同時仍使用第一頻率與第一小區站點通信。該額外電路可能造成移動手持機的 非期望附加成本。此外，移動手持機需要不同的發射功率與新的小區站點建立和維持通信連接。在進行切換情況下，移動手持機仍會接收到來自當前小區站點的較強信號以及接收來自新的小區站點的較弱信號。此時，應該調整發射功率，這樣才能實現切換並使移動手持機開始與新的小區站點通信。
通過比較本申請後續部分結合附圖介紹的本發明的系統，常規和傳統方法的進一步局限性和缺點對本領域的技術人員來說變得很明顯。
一種用於在寬帶CDMA(WCDMA)網路中改善雜訊功率估值的方法和/或裝置，在至少一幅附圖中進行了充分的描述，並在權利要求中進行了完整的定義。
根據本發明的一個方面，提供了一種處理信號的方法，該方法包括：基於來自多種不同類型控制通道的多個控制通道比特來計算下行通道的總雜訊功率估值。
在本發明所述的方法中，所述多個控制通道比特包括下列比特中的至少兩種：專用物理通道(DPCH)發射功率控制(TPC)比特、DPCH導頻比特和公共導頻通道(CPICH)比特。
在本發明所述的方法中，所述方法進一步包括：基於多個所述DPCH TPC比特計算所述下行通道的第一雜訊功率估值，其中，所述多個DPCH TPC比特中至少一個比特的值在接收到該比特時是未知的。
在本發明所述的方法中，所述方法進一步包括：基於多個所述DPCH導頻比特計算所述下行通道的第二雜訊功 率估值。
在本發明所述的方法中，所述方法進一步包括：基於所述所計算出的第一雜訊功率估值和所述所計算出的第二雜訊功率估值來計算所述下行通道的總雜訊功率估值。
在本發明所述的方法中，所述方法進一步包括：使用擴展因數(scaling factor)來擴展所述所計算的第二雜訊功率估值，生成擴展後的第二雜訊功率估值，其中所述擴展因數是每時隙內TPC比特數量的函數；將所述第一雜訊功率估值和所述擴展後的第二雜訊功率估值相加，生成所述總雜訊功率估值。
在本發明所述的方法中，所述方法進一步包括：基於多個所述CPICH比特計算所述下行通道的第三雜訊功率估值。
在本發明所述的方法中，所述方法進一步包括：基於所述所計算的第一雜訊功率估值、所述所計算的第二雜訊功率估值和所述所計算的第三雜訊功率估值來計算所述下行通道的所述總雜訊功率估值。
在本發明所述的方法中，所述方法進一步包括：將通過所述下行通道收到的所述多個DPCH TPC比特的部分進行求和，生成同相(I)分量和正交(Q)分量。
在本發明所述的方法中，所述方法進一步包括：將所述生成的I分量和所述生成的Q分量相減，以確定所述下行通道的所述第一雜訊功率估值；對所述生成的I分量和所述生成的Q分量之差進行平方運算，以確定所述下行通道的所述第一雜訊功率估值。
在本發明所述的方法中，所述方法進一步包括：將多 個TPC符號上的所述I分量和Q分量之差的平方值相加，以確定所述下行通道的所述第一雜訊功率估值，其中所述多個TPC符號的數量等於所述下行通道每個時隙中所述多個DPCH TPC比特數的一半。
在本發明所述的方法中，所述方法進一步包括：通過將所述I分量和所述Q分量差值的平方之和除以所述下行通道每個時隙中的所述多個DPCH TPC比特的數量，計算所述I分量和所述Q分量差值的平方之和的範數(norm)，以確定所述下行通道的所述第一雜訊功率估值。
在本發明所述的方法中，所述方法進一步包括：計算通過所述下行通道收到的所述多個DPCH導頻比特的平均值，以生成均方估值；計算通過所述下行通道收到的所述多個DPCH導頻比特的功率平均值，以生成平均功率估值；從所述平均功率估值中減去所述均方估值，以確定所述下行通道的所述第二雜訊功率估值。
在本發明所述的方法中，所述方法進一步包括：在發射機通過所述下行通道進行通信時，基於所述總雜訊功率估值來調整所述發射機的發射功率。
根據本發明的一個方面，提供了一種處理信號的系統，包括用於基於來自多種不同類型控制通道的多個控制通道比特來計算下行通道的總雜訊功率估值的電路。
在本發明所述的系統中，所述多個控制通道比特包括下列比特中的至少兩種：專用物理通道(DPCH)發射功率控制(TPC)比特、DPCH導頻比特和公共導頻通道(CPICH)比特。
在本發明所述的系統中，所述電路用於基於多個所述 DPCH TPC比特來計算所述下行通道的第一雜訊功率估值，其中，所述多個DPCH TPC比特中至少一個比特的值在接收到該比特時是未知的。
在本發明所述的系統中，所述電路用於基於多個所述DPCH導頻比特計算所述下行通道的第二雜訊功率估值。
在本發明所述的系統中，所述電路用於基於所述所計算的第一雜訊功率估值和所述所計算的第二雜訊功率估值來計算所述下行通道的總雜訊功率估值。
在本發明所述的系統中，所述電路用於使用擴展因數擴展所述所計算的第二雜訊功率估值，生成擴展後的第二雜訊功率估值，其中所述擴展因數是每時隙內TPC比特數量的函數；所述電路用於將所述第一雜訊功率估值和所述擴展後的第二雜訊功率估值相加，生成所述總雜訊功率估值。
在本發明所述的系統中，所述電路用於基於多個所述CPICH比特計算所述下行通道的第三雜訊功率估值。
在本發明所述的系統中，所述電路用於基於所述所計算的第一雜訊功率估值、所述所計算的第二雜訊功率估值和所述所計算的第三雜訊功率估值來計算所述下行通道的所述總雜訊功率估值。
在本發明所述的系統中，所述電路用於將通過所述下行通道收到的所述多個DPCH TPC比特的部分進行求和，生成同相(I)分量和正交(Q)分量。
在本發明所述的系統中，所述電路用於將所述生成的I分量和所述生成的Q分量相減，以確定所述下行通道的所述第一雜訊功率估值；所述電路用於對所述生成的I分量和 所述生成的Q分量之差進行平方運算，以確定所述下行通道的所述第一雜訊功率估值。
在本發明所述的系統中，所述電路用於將多個TPC符號上的所述I分量和Q分量之差的平方值相加，以確定所述下行通道的所述第一雜訊功率估值，其中所述多個TPC符號的數量等於所述下行通道內每個時隙中所述多個DPCH TPC比特數的一半。
在本發明所述的系統中，所述電路用於通過將所述I分量和所述Q分量差值的平方之和除以所述下行通道每個時隙中的所述多個DPCH TPC比特的數量，計算所述I分量和所述Q分量差值的平方之和的範數(norm)，以確定所述下行通道的所述第一雜訊功率估值。
在本發明所述的系統中，所述電路用於計算通過所述下行通道收到的所述多個DPCH導頻比特的平均值，以生成均方估值；所述電路用於計算通過所述下行通道收到的所述多個DPCH導頻比特的功率平均值，以生成平均功率估值；所述電路用於從所述平均功率估值中減去所述均方估值，以確定所述下行通道的所述第二雜訊功率估值。
在本發明所述的系統中，所述電路用於在發射機通過所述下行通道進行通信時，基於所述總雜訊功率估值來調整所述發射機的發射功率。
通過下面的描述和附圖，本發明的上述和其他優點、特徵和創新之處以及所描述實施例的細節將得到更為清晰的理解。
本發明的特定實施例涉及用於在寬帶CDMA(WCDMA) 網路中改善雜訊功率估值的方法和裝置，包括根據來自多個不同類型控制通道的多個控制通道比特來計算下行通道的總雜訊功率估值。多個控制通道比特可包括下列比特之中的至少兩種：專用物理通道(DPCH)發射功率控制(TPC)比特、DPCH導頻比特和公共導頻通道(CPICH)比特。可根據多個DPCHTPC比特來計算下行通道的第一雜訊功率估值。這些DPCHTPC比特中的至少一個比特的值可能在接收到該比特時是未知的。可根據多個DPCH導頻比特來計算下行通道的第二雜訊功率估值。可根據計算得出的第一雜訊功率估值和第二雜訊功率估值來計算下行通道的總雜訊功率值。
將生成的I分量和Q分量相減來確定下行通道的第一雜訊功率估值。對生成的I分量和生成的Q分量之差進行平方運算，以確定下行通道的第一雜訊功率估值。估值可根據多個CPICH比特來計算下行通道的第三雜訊功率估值。可根據所計算的第一雜訊功率估值、第二雜訊功率估值和第三雜訊功率估值來計算下行通道的總雜訊功率估值。可計算通過下行通道收到的多個DPCH導頻比特的平均值，以得出均方估值。可計算通過下行通道收到的多個DPCH導頻比特的功率平均值，以得出平均功率估值。從平均功率估值中減去均方估值，以確定下行通道的第二雜訊功率估值。
圖1A是本發明實施例中WCDMA手持機與兩個WCDMA基站通信的示意圖。在圖1A中示出了移動手持機或用戶設備120，多個基站BS 122和BS 124，以及多條無線鏈路(RL)。RL1 和RL2 分別將用戶設備120與基站BS 122和基站BS 124連接在一起。用戶設備120可包括處理器142、記憶體144和無線模組(radio)146。無線模組146可包括收發器(Tx/Rx)147。
根據本發明實施例，在此公開的處理發射功率控制(TPC)指令的方法可應用於分集或非分集無線系統。分集無線系統包括空時發射分集(STTD)、閉環1(CL1)和閉環2(CL2)無線系統。在本發明的一個實施例中，用戶設備(UE)可用於接收從一個或多個無線鏈路的下行DPCH發射的TPC指令。所接收得到的TPC指令可按加權方式組合，並根據是否要提高或降低用戶設備發射功率來生成最終的TPC決策。在此，可根據信噪比(SNR)測量值判定各個接收的TPC指令的可靠度因數。接著，使用該可靠度因數計算多個接收的TPC指令的加權和，從而得到累計TPC指令。累計TPC指令的符號可用於判斷是否要提高、降低或保持發射功率。
對於基於CDMA的系統而言，上行功率控制(PC)是非常重要的，因為該系統的容量是干擾水平的函數。應控制網路中所有活動用戶設備(UE)發射的功率以限制干擾水平，進而緩解一些衆所周知的問題，如“遠近”效應(near-far effect)等。如果有一個以上的活動用戶，非相關用戶(non-reference user)的發射功率受到一些因素的限制，該因素依賴於相關用戶(reference user)編碼和非相關用戶編碼之間的部分互相關性。不過，當非相關用戶與接收機之間的距離比相關用戶與接收機之間的距離更近時，該非相關用戶導致的干擾可能比相關用戶的功率更強，從而形成了“遠近”效應。功率控制技術包括兩類。開環功率控制中， 各用戶設備測量其接收到的信號功率並據此調整其發射功率；而在閉環功率控制中，由活動無線鏈路(RL)測量來自所有用戶設備的接收信號功率，並同時指示各用戶設備提高或降低其上行發射功率，從而使從無線鏈路上所有用戶設備接收的信噪比(SNR)均相同。
處理器142可傳送和/或控制那些到達/來自基站BS 122和BS 124的多個比特。記憶體144包括合適的邏輯、電路和/或代碼，用於保存資料和/或控制資訊。無線模組146包括發射電路和/或接收電路，用於根據通過下行專用物理通道(DPCH)接收到的多個發射功率控制(TPC)比特和/或多個專用導頻比特來計算下行專用物理通道(DPCH)的信噪比(SNR)和/或雜訊功率估值，其中多個TPC比特在其接收時可能是未知的。屬於同一無線鏈路組的無線鏈路將廣播相同的發射功率控制(TPC)比特值。屬於不同無線鏈路組的無線鏈路將廣播不同的TPC比特值。用戶設備120可同時通過多條無線鏈路，如通過RL1 和RL2 ，來接收TPC比特。在切換情況下，用戶設備120可同時從多個無線鏈路組接收信號。
WCDMA規範為移動電話上行鏈路定義了物理隨機接入通道(physical random access channel，簡稱PRACH)，同時為BTS下行鏈路定義了捕獲指示通道(acquisition indicator channel，簡稱AICH)。當用戶設備120完成其基站的搜索，如BS 122，並將其PRACH上行信號與BTS AICH下行信號同步時，即建立了通信。正常操作時，基站識別來自用戶設備120的PRACH前導碼並利用AICH進行回應，進而建立通信鏈路。用戶設備120使用PRACH向基站 122發送其開環功率控制的設置。PRACH前導碼中的錯誤資料或者信號質量方面的問題可能導致連接斷開，從而破壞小區容量或阻止來自基站122的回應。
圖1B是本發明實施例中下行專用物理通道(DPCH)的典型無線幀格式的方框示意圖。在圖1B中示出了無線幀格式102，其時間周期(time period)Tf 為10ms。無線幀102包括多個時隙，如15個時隙。無線幀102中的每個時隙，如時隙#i 104包括多個專用物理資料通道(DPDCH)和多個專用物理控制通道(DPCCH)。例如，無線幀102中每個時隙如時隙#i的時間周期等於10*2k 比特，其中k=0...7。
DPDCH是一種下行通道，可表示為每個無線幀102中複用的I/Q代碼。下行DPDCH可用於承載資料，如，資料1154包括Ndata1 個比特，而資料2160包括Ndata2 個比特。每個無線鏈路中可包括零個、一個或多個下行專用物理資料通道。
DPCCH是一種下行通道，可表示為每個無線幀102中複用的I/Q代碼。下行DPCCH用於承載在物理層生成的控制資訊。該控制資訊包括發射功率控制(TPC)塊156、傳輸格式組合指示(TFCI)塊158和導頻塊162。在每個時隙中TPC塊156包括NTPC 個比特，在每個時隙中TFCI塊158包括NTFCI 個比特，而在每個時隙中導頻塊162包括Npilot 個比特。
導頻比特162是推定已知(known a priori)的，即在接收機接收時即已經知道該導頻比特。與此不同的是，TPC比特156在接收時可能是已知的也可能是未知的。術語“推定”(a priori)的意思是“預先形成或假定的”。“未知的” 的意思是當接收機接收到部分或全部TPC比特時，接收機無法確定其實際值，且為了確定該TPC比特是否有效，必須先確定通道的質量。因此，本發明的各實施例利用通道質量來確定TPC比特是有效的或無效的。因此，在此並不使用那些通過將接收的信號乘以已知的序列來計算信噪比(SNR)度量的傳統方法。
在本發明的一個實施例中，可確定與下行專用物理通道(DPCH)一起傳輸的下行控制通道的質量。在一個下行DPCH中，專用資料可與控制資訊一起以時分複用的方式傳輸。該控制資訊包括導頻比特、傳輸格式組合指示(TFCI)和發射功率控制(TPC)比特。
用戶設備120可估計TPC比特的接收質量。例如，用戶設備120為手持電話或膝上電腦中的無線網卡。如果TPC比特是在可靠通道條件下接收得到的，則用戶設備120可將其正確解調，從而正確檢測由在用無線鏈路(serving radio link)下發的功率控制命令並相應調整其發射功率，進而避免干擾。另一方面，如果TPC比特是在較差通道條件下接收得到的，則用戶設備120可能將TPC指令錯誤解碼，從而按不適當的發射功率級別進行傳輸，造成不希望有的干擾並限制系統容量。
在本發明的另一實施例中，當多個無線鏈路組處於活動狀態時，如RL1 和RL2 同時處於活動狀態，則用戶設備120將收到多個TPC指令。從RL1 和RL2 得到的TPC指令包括TPC比特，如TPC比特156。此外，從多個無線鏈路組接收到的TPC比特可組合在一起來確定用戶設備120的最終TPC指令。用戶設備120可利用該最終TPC指令來 做出是否提高或降低其發射功率一個確定的步長(step size)的決定。
由於某些TPC指令是用戶設備120在較好通道條件下接收得到的，因此可為無線鏈路組中的各TPC指令分配不同的權重。在這點上，可根據信噪比測量值為用戶設備120接收得到的一個或多個TPC指令中的每一個指令確定可靠度因數。該可靠度因數可用於計算多個接收的TPC指令的加權和，並生成累計最終TPC指令。此外，可將每個接收到的TPC指令的可靠度因數與閾值進行比較，如果某個特定TPC指令的可靠度因數低於閾值，則在計算最終TPC指令時不採用該可靠度因數和TPC指令。最終TPC指令的符號可用於判斷是否提高或降低用戶設備120的發射功率。
TPC指令TPC指令TPC指令TPC指令TPC指令TPC指令估值TPC指令TPC指令TPC指令TPC指令TPC指令TPC指令TPC指令TPC指令TPC指令TPC指令TPC指令TPC指令TPC指令TPC指令TPC指令TPC指令圖1C是本發明實施例中的公共導頻通道(CPICH)的典型無線幀格式的方框示意圖。如圖1C所示，無線幀100c中的每個CPICH時隙如時隙#i 100i可包括固定速率(30kbps，SF=256)的下行物理通道，其中承載有預定義比特序列。
圖1D是本發明實施例中的公共導頻通道(CPICH)的典型調製方式的示意圖。如圖1D所示，其中示出了圖1C中CPICH 100c的典型調製方式100d。當在蜂窩內所有下行通道上應用發射分集(例如開環或閉環發射分集)時，可使用同一通道化和擾碼同時從兩個天線中發出CPICH。在這點上，如圖1D所示，天線1和天線2中發出的CPICH中的 預定義比特序列可能不同。在不使用發射分集的情況下，可使用圖1D中天線1中的比特序列。
圖2A是本發明實施例在WCDMA網路中確定可靠度權重的方框示意圖。圖2示出了給定無線鏈路(RL)的多個TPC提取耙指(extraction finger)，如TPC提取耙指i 202到TPC提取耙指j 204；多個加法器模組206、208、210、214、216、226和234；多個求平方模組212和228；乘法器218；多個除法器模組220和230；多個求平均模組222和232；以及可靠度權重生成器模組224。
從給定無線鏈路組上接收得到的TPC指令的信噪比(SNR)或者類似的信號和雜訊功率分量可計算得到。可採用那些利用多個基帶相關器以單獨處理多個通道多徑分量的接收機技術，如瑞克接收機(rake receiver)。相關器輸出端也稱為耙指(finger)，可組合起來可獲得更佳的通信可靠度和性能。
2005年6月30日申請的美國專利申請No.11/173871提供了一種瑞克接收機的詳細描述，並且在本申請中全文引用。
在多徑衰落環境下，接收機結構可將各耙指分配給多個接收路徑，例如，TPC提取耙指i 202和TPC提取耙指j 204。屬於同一無線鏈路(RL)組的所有耙指都將在加法器模組206中相加，進而生成TPCI_finger_Sum(k)和TPC_Q_finger_sum(k)，其中k為RL組的索引。
對於信號功率而言，TPC比特值在它們被接收時可能是未知的，但是在同一時隙接收到的所有TPC比特具有相同的值。因此，通過將I和Q分量相加，信號部分可自己 進行相干自相加，而雜訊則進行非相干自相加。這樣就使雜訊減小而信號功率被提取出來。給定時隙和耙指j上的第i個接收的TPC比特可表示為：
其中STPC 為信號功率，Sbi 為TPC比特的值，其值為+1或-1，hj 為耙指j的複合通道增益，而nij 為複合隨機變數，它是
變數中的雜訊分量。
其中Ior 為基站天線連接器中下行信號的總發射功率譜密度，Ioc 是UE天線連接器中測量得到的帶寬受限白噪音源(來自小區的仿真干擾)的功率譜密度。
屬於同一RL組的無線鏈路所對應的各耙指可按下式相加：
TPC指令即為在同一時隙中接收到的一組TPC比特的總 和。根據時隙格式，每時隙中的TPC比特數量num_tpc會發生變化。
其中。
需要估測的TPC指令的SNR為：
TPC比特可以在I和Q分量上接收得到的，組成符號。例如，如果一個時隙中的總比特數等於2，則在I分量上接收到的TPC_bit1 為TPCI1 ，而在Q分量上接收到的TPC_bit2 為TPCQ1 。如果一個時隙中的總比特數等於num_tpc，則分別包括num_tpc/2個I分量和num_tpc/2個Q分量。
TPC比特(I和Q)通過加法器模組210和226相加後生成TPC_sum(k)，其中num_tpc是每時隙中的TPC比特的數 量，而k是給定無線鏈路組的索引。所生成的TPC_sum(k)經過求平方模組228進行求平方之後生成TPC_sum_sqr(k)並得到各時隙的一個新的估值。所生成的TPC_sum_sqr(k)在除法器模組230中除以TPC比特的數量，根據下式可得到TPC_sum_sqr_norm(k)：TPC_sum_sqr_norm(k)=TPC_sum_sqr(k)/num_tpc
所得到的平均數TPC_sum_sqr_norm(k)由求平均模組232在給定時間窗內求平均值，從而生成TPC_sum_sqr_avg(k)。可採用積分陡落(integrate-and-dump)方法或IIR濾波器來完成該求平均操作。
在本發明的一個實施例中，信號功率
可根據下式進行計算：
在加性高斯白雜訊(AWGN)中，
在平坦衰落中，
其中h是耙指上的複合通道增益。
在空時發射分集(STTD)平坦衰落中，
其中hm 為對應於基站中的發射天線m的複合通道增益。
在閉環1(CL 1)平坦衰落中，
其中h1 和h2 是基站發射天線1和2的複合通道增益，而w是權重。
在閉環2(CL 2)衰落中，
其中h1 和h2 是基站發射天線1和2的複合通道增益，而w1 和w2 是權重。
在本發明的另一實施例中，利用加法器模組234根據下式計算Stpc_avg(k)，可進一步改進信號功率估值：Stpc_avg(k)=TPC_sum_sqr_avg(k)-Ntpc_avg(k)(12)
其中Ntpc_avg(k)是雜訊功率估值。
在本發明的又一實施例中，可採用不同的計算信號功率的方法，即將所有TPC比特(I和Q)求平方。平方後的 TPC比特相加以生成TPC_sum_sqr(k)，這樣每時隙可得到一次新的估值。所生成的TPC_sum_sqr(k)除以TPC比特的數量，根據下式可得到TPC_sum_sqr_norm(k)：TPC_sum_sqr_norm(k)=TPC_sum_sqr(k)/num_tpc(13)
所生成的範數(norm)TPC_sum_sqr_norm(k)在給定時間窗內進行平均以生成TPC_sum_sqr_avg(k)。
在本發明實施例中，可根據下式計算信號功率：
在本發明的另一實施例中，根據下式計算Stpc_avg(k)，可進一步改進信號功率估值：Stpc_avg(k)=TPC_sum_sqr_avg(k)-Ntpc_avg(k)(16)
還可利用平均時間周期內的平均TPC比特數量根據下式進行擴展：Stpc_avg(k)=Stpc_avg(k)*num_tpc_avg(k)(17)
其中各時隙中的num_tpc可能不一樣。
對於雜訊功率而言，TPC比特值在它們被接收時可能是未知的，但是在同一時隙接收到所有TPC比特具有相同的值。因此，通過在Q分量中減去I分量或反之亦然，信號部分就相互抵消而留下雜訊部分。
在本發明的一實施例中，雜訊功率可單獨從TPC比特 中計算得到。TPC符號中I和Q分量的符號位元(sign bit)相同。因此對於每一符號，TPCI -TPCQ =n1 -nQ (18)
由於每時隙有個符號，所以每時隙有個雜訊樣本。在AWGN中，可根據下式生成雜訊功率估值：
在平坦衰落中，可根據下式計算雜訊功率估值：
在STTD平坦衰落中，可根據下式計算雜訊功率估值：
在CL 1平坦衰落中，可根據下式計算雜訊功率估值：
在CL 2衰落中，可根據下式計算雜訊功率估值：
通過加法器模組208可對TPC比特彼此相減(I-Q)。 相減後的TPC比特由求平方模組212進行平方後生成TPC_sqr_diff(k)。多個TPC符號上的該平方差值TPC_sqr_diff(k)在加法器模組214中累加，進而生成Ntpc(k)，其中每時隙的符號數量等於num_tpc/2，這樣每時隙即可得到一次新的估值。該和Ntpc(k)在除法器模組220除以TPC比特數，進而根據下式生成Ntpc_norm(k)：Ntpc_norm(k)=Ntpc(k)/num_tpc(24)
所生成的平均數Ntpc_norm(k)由求平均模組222在給定時間窗內求平均值Ntpc_avg(k)。
本發明的另一實施例可提高雜訊功率估值的精確度。雜訊功率可根據在時隙內接收得到的TPC比特來計算。對於每時隙帶有少量TPC比特的時隙格式，如每時隙帶有2個TPC比特，雜訊功率估值的偏差可能非常大。通過其他雜訊估值源對從TPC比特中估計得到的雜訊進行補充，該實施例可改進雜訊估值。在給定時隙中加上雜訊估值的附加樣本並求得可用雜訊樣本總數範圍內的雜訊樣本平均值，這樣可減少估值偏差或得到更為精確的估值。
在本發明的一個示範性實施例中，可通過從接收專用導頻比特(圖1B中的162模組)或通用導頻比特(CPICH)中獲得的估值對該雜訊估值進行補充。外包(outsourced)雜訊功率估值Nout和從TPC比特得到的雜訊功率估值之間可使用擴展因數(scaling factor)A，提高精度後的雜訊估值Ntpc_aug(k)可由乘法器218採用下式計算得到：Ntpc_aug(k)=(Ntpc(k)+A*Nout(k))/2(25)
A為擴展因數，取決於每個時隙中的TPC比特數。
在本發明的一實施例中，通過TPC比特和導頻比特的 組合可計算得到雜訊功率。在非分集平坦衰落的情況下，可從硬體中得到各時隙專用導頻比特的軟值(soft value)，而第i個導頻符號可表示為下式：
每時隙中專用導頻比特數表示為num_ded，而所有num_ded/2個專用導頻符號可根據下式放入到一個向量中：
其中n'為預估功率的合成後雜訊。
導頻符號序列
為預先已知的，且可能找到正交序列
由於導頻符號由-1和1組成，所以y 內的序列也由-1和1組成。將接收的符號z 與y H 相乘包括對接收的I和Q進行符號變換操作，並得到下式：y H z =y H n ' (29)
n'的方差可由下式表示：
如果正交序列y 可歸一化為y H y =1(31)
則y H n ' 的方差可表示為：
從公式(25)可見，來自TPC比特的雜訊功率可表示為：
總雜訊估值可表示為：
在平坦衰落、STTD且導頻數>2的情況下，可獲得各時隙的每個專用導頻比特的軟值。天線1的第i個接收的專用導頻符號等於：
類似地，對於天線2而言，
所有num_ded/2個專用導頻符號可根據下式放入到一個向量中：
和導頻符號序列x 1 和x 2 是預先已知的，且有可能找到正交序列y T ，使得y H x 1 =0且y H x 2 =0(41)y H z 1 =y H n 1 ' 且y H z 2 =y H n 2 ' (42)
n' 的方差為且
如果正交序列 y 可歸一化為 y H y =1(45)
則 y H n i 的方差為
因此利用下式可得到來自專用導頻比特的雜訊功率：
從公式(32)可見，來自TPC比特的雜訊功率為
總雜訊估值為：
當導頻比特數=2，天線2廣播的2個導頻比特位於資料2欄位的最後兩個比特之前。該導頻比特與資料一起進行STTD編碼，因此需要進行STTD解碼後才能獲得。可提供硬體從組合器的輸出處進行STTD解碼後提取導頻比特。經過STTD解碼後獲得的導頻符號為：
其中x1 是天線1發送的已知導頻符號，且
該硬體將導頻I和導頻Q分別乘以Iseq 和Qseq ，並生成上述2個比特。雜訊功率可根據下式計算：
因此總雜訊估值可表示為：
在CL1平坦衰落的情況下，基於每個耙指的各時隙中每個專用導頻比特的軟值可由硬體獲得。
且
權重w是固件中已知的，
z 乘以正交序列 y ，得到 y H z = y H ( n 1 ' +w*n 2 ' )(59)
n cl 1 的方差為
從公式(27)可見，來自TPC比特的雜訊功率為
總雜訊估值為：
在CL 2衰落的情況下，在兩個天線上將使用相同的導頻形式。
所有num_ded/2個專用導頻符號可根據下式放入到一個向量中：
權重w1 和w2 是固件中已知的，
將 z 乘以正交序列 y ，
從公式(34)可見，來自TPC比特的雜訊功率為
總雜訊估值為：
以上描述的各實施例為多個無線鏈路組中的每一個生成TPC指令信號和雜訊功率估值。該信號和雜訊功率估值可周期性更新，如按每時隙一次的速率進行更新。在本發明的一個實施例中，可利用TPC指令信號和雜訊功率估值確定對應於所接收的TPC指令的可靠度權重值。接著根據多個無線鏈路組中的每一個已接收TPC指令以及各TPC指令的對應可靠度權重計算總TPC指令或累計TPC指令。接著根據已確定的總TPC指令可調整發射功率。例如，如果總TPC指令的符號為負，則降低發射功率；如果總TPC指令的符號為正，則提高發射功率。
提取耙指提取耙指提取耙指TPC指令提取耙指提取耙指提取耙指提取耙指提取耙指提取耙指TPC指令TPC指令平坦衰落提取耙指平坦衰落平坦衰落平坦衰落 平坦衰落平坦衰落平坦衰落平坦衰落平坦衰落提取耙指TPC指令TPC指令TPC指令TPC指令TPC指令TPC指令TPC指令TPC指令TPC指令在本發明的另一實施例中，無線通信網路內的用戶設備可估計專用DPCH的雜訊功率。接著用戶設備可利用估計的雜訊功率來調整發射功率，從而改善無線通信網路中對信號的處理。專用DPCH的總雜訊功率可使用例如第一雜訊功率估值和第二雜訊功率估值來估算。在這點上，第一雜訊估值可用TPC比特來生成的，而第二雜訊估值可用導頻比特來生成的。TPC比特和導頻比特是通過專用DPCH發往用戶設備的控制資訊中的一部分。
申請號為11/355110的美國專利申請描述了可用於計算信號功率估值和DPCH的雜訊功率估值的典型步驟，本文也引用了其中的全部內容。
在移動手持機的接收器一端對通道質量統計資訊(如信噪比(SNR))的評估是非常重要的，因為掌握這種統計資訊能夠使手持機在各種情況下控制其工作方式。通常，SNR是基於對下行通道上發送的特定控制比特的接收情況來進行評估的。具體來說，掌握對應於TPC比特的SNR使得手持機能夠(a)調整其發射功率；(b)判斷其正處於同步狀態還是非同步狀態下；(c)以加權方式合併來自多個提供服務的基站的TPC指令，其中每個權重可能是所計算的SNR的函數。作為選擇，掌握對應於DPCH專用導頻比特的SNR使得手持機能夠生成在上行通道上發送的、用於下行功率控制(DLPC)的TPC指令。此外，對應於公共導頻比特(CPICH)的SNR可用於評估 HSDPA(高速下行分組接入)資料通道(HS-DPCH)的SNR，評估得出的SNR可用於選擇適當的編碼率和調製值，其中調製值由通道質量指示值(CQI)進行標識。
可通過計算信號功率成份和噪音功率成份之間的比值來評估SNR。每組控制比特的信號功率成份都是特有的(因為每組控制比特分配到的功率都是不同的，這在接收器手持機上是無法得知的)，從每組控制比特計算得到的雜訊功率成份相互之間存在關聯。通過將多個雜訊功率成份合併為一個總雜訊功率成份，可改善整體雜訊功率估值，同時改善每個SNR估值，從而改善手持機的表現。
圖2B是本發明實施例在WCDMA網路中確定第一雜訊功率估值的方框示意圖如圖2B所示，其中示出了應用於指定無線鏈路(RL)的多個TPC提取耙指，例如TPC提取耙指i202b到TPC提取耙指j204b；還示出了多個求和模組206b、212b和216b，求平方模組214b和除法模組218b。
在多徑衰落環境下，接收機結構可將各耙指分配給多個接收路徑，例如，TPC提取耙指i 202b和TPC提取耙指j 204b。屬於同一無線鏈路(RL)組的所有耙指都將在求和模組206b中相加，進而生成TPC I和208b以及TPC Q和210b。在本發明的一個實施例中，可使用TPC比特來計算第一雜訊功率估值。給定時隙和耙指j上的第i個接收的TPC比特可表示為下式： 其中S TPC 可包含信號功率，S bi 可包括TPC比特的值，其值為(+1)或(-1)。hj 為耙指j的複合通道增益，而nij 為複合隨機變數，它是
變數中的雜訊分量。Ior 為基站天線連接器中下行信號的總發射功率譜密度，Ioc 是UE天線連接器中測量得到的帶寬受限白噪音源(來自小區的仿真干擾)的功率譜密度。
TPC符號的I和Q分量上的符號比特是相同的。因此下式對於每個符號都是成立的：TPCI -TPCQ =nI -nQ (75)
因為每個時隙有個符號，所以每個時隙將有個雜訊樣本。在加性高斯白雜訊_AWGN環境中，雜訊功率估值可根據下式生成：
如果通道是平坦衰落平坦衰落通道，則雜訊功率估值可根據下式生成： 在存在CL1平坦衰落的環境中，雜訊功率估值可根據下式生成：
在存在CL2平坦衰落的環境中，雜訊功率估值可根據下式生成：
在操作過程中，來自所有提取耙指的TPC比特將由求和模組206b進行求和。求和模組212b將所得到的TPCI和208b減去TPCQ和210b。相減後的TPC比特隨後在求平方模組214b求平方，生成TPC_sqr_diff(k)215b。多個TPC符號上的該平方差值TPC_sqr_diff(k)215b在加法器模組216b中累加，其中每時隙的符號數量等於num_tpc/2。在此，加法器模組216b生成Ntpc(k)217b，這樣每時隙即可得到一次新的估值。該和Ntpc(k)217b由除法器模組218b除以TPC比特數，進而根據下式生成雜訊功率的第一估值Ntpc_norm(k)220b：Ntpc_norm(k)=Ntpc(k)/num_tpc
圖2C是本發明實施例在WCDMA網路中確定第二雜訊功率估值的方框示意圖。如圖2C所示，其中示出了應用於指定無線鏈路(RL)的多個導頻提取耙指，例如導頻提取耙指i 202c到導頻提取耙指j 204c，求和模組206c和雜訊功率提取模組(NPEB)212c。在多徑衰減環境中，接收機結構可將各耙指分配給多個接收路徑，例如，導頻提取耙指i 202c和導頻提取耙指j 204c。屬於同一無線鏈路(RL)組的所有提取耙指都將在求和模組206c中相加，進而生成導頻I和208c和導頻Q和210c。在本發明的一個實施例中，可使用導頻比特來計算第二雜訊功率估值。
在無線通信網路中，收到的無線信號可看作靜態隨機變數。由統計理論可知，如果x是隨機變數，則其方差可使用下式計算得到：
因此，所接收到的信號的雜訊功率可通過評估接收信號的方差來計算。
在操作過程中，來自所有提取耙指202c，...204c的所有導頻比特將由求和模組206c進行求和。得到的導頻Q和210c以及導頻I和208c將發送到雜訊功率提取模組(NPEB)212c。NPEB 212c可使用例如接收無線信號的方差來計算第二雜訊功率估值。
圖2D是本發明實施例的雜訊功率提取模組的方框示意圖。如圖2D所示，NPEB 212c可包括乘法器模組206d、208d和230d，多個求和模組210d、212d、214d、216d、232d、226d和236d。NPEB 212c還可包括多個求平方模組218d、220d和228d以及除法模組222d、224d和234d。
在存在非分集平坦衰落的環境中，每個時隙內各專用導頻比特的軟值可使用專用DPCH控制消息從接收端用戶設備處獲得。第i個導頻符號可表示為下式：
其中S DED 包括發射信號功率，ISeq和Qseq包括發射I和Q序列，ISeq +jQSeq 包括導頻符號，h包括提取耙指i處的通道增益，n i 包括用戶設備接收的信號雜訊。每個時隙內的專用導頻數量可表示為num -ded ，這表示每個時隙內有num -ded /2個導頻符號。
如圖2C和圖2D所示，從求和模組206c發往NPEB 212c的導頻I和208c以及導頻Q和210c可表示為下式：
將導頻I和208c以及導頻Q和210c傳至NPEB 212c後，在乘法器模組206d和208d中將導頻和208c以及210c中的每一個與其各自的序列I Seq 238d和Q Seq 240d相乘，以消除相位旋轉。消除旋轉後的I和Q分量可表示為下式：
其中n I 和n Q 包括I和Q分支上的雜訊分量，其功率可進行評估。
在本發明的一個實施例中，可從接收信號功率的平均值E[x 2 ] 中減去接收信號平均值的平方(E[x] ) 2 ，以此來計算第二雜訊功率估值。num _ded /2個消除旋轉後的I和Q分量可分別由求和模組210d和212d進行求和。隨後，求和後的I和Q旋轉後分量將分別由除法模組222d和224d進行歸一化。例如，除法模組222d和224d可將求和後的I 和Q旋轉後分量除以num _ded /2，以實現歸一化。除法模組222d和224d的輸出可表示為meanI 242d和meanQ 244d，可表示為下式：
再來看式(81)，接收信號平均值的平方(E[x])2 可利用下式計算得到：(E[x])2 =K．(meanI+meanQ)2 (86)
其中K為擴展因數，它是基於硬體常數的。(meanI+meanQ)2 的計算可由求和模組226d和求平方模組228d進行，與擴展因數K的相乘可由乘法器模組230d進行。
I和Q消除旋轉後分量可分別由求平方模組218d和220d進行求平方。求平方後的分量可表示為下式：
num -ded /2個求平方後的I2 和Q2 可分別由求和模組214d和216d進行求和。求平方後的分量之和隨後由求和模組232d合併。求和模組232d合併後的輸出由除法模組234d進行歸一化。例如，除法模組234d可將求和模組232d合併後的輸出除以num -ded /2，以實現歸一化，從 而生成接收信號功率E[x 2 ] 的平均值meansq 246d。meansq 246d可表示為下式：
再來看式(81)，接收信號功率E[x 2 ] 的平均值可由下式計算得到：E [x 2 ]=meansq (89)
此外，從等式(81)可知，可使用求和模組236d將接收信號功率的平均值E[x 2 ] 減去接收信號平均值的平方(E[x] ) 2 ，以計算雜訊功率。在這點上，第二雜訊功率估值Npilot 248d可利用下式計算得到：Npilot =meansq -K ．(meanI +meanQ )2 (90)
圖2E是本發明實施例確定總雜訊功率估值的方框示意圖。如圖2E所示，其中展示了求和模組204e以及乘法器模組202e和206e。在本發明的另一實施例中，第一雜訊功率估值Ntpc 220b和第二雜訊功率估值Npilot 248d可使用求和模組204e以及乘法器模組202e和206e進行合併，以獲得總雜訊功率估值214e。在這點上，第二雜訊功率估值Npilot 248d可使用乘法器模組202e由擴展因數A進行擴展。擴展後的結果將在求和模組204e中與第一雜訊功率估值Ntpc 220b相加。所得到的和212e可使用乘法器模組206e除以二。總雜訊功率估值214e可表示為下式：
儘管雜訊功率可使用TPC和/或導頻比特進行計算，但本發明並非僅限於此。雜訊功率還可使用例如CPICH比特 等根據本文所表述的類似方法進行計算。在具有三個可用雜訊估值的情況下，總雜訊功率估值可使用下式進行計算：
圖3是本發明實施例在WCDMA網路中確定總雜訊功率估值的典型步驟流程圖。如圖2B、2C、2D、2E和圖3所示，在步驟302，可基於由收發器通過下行DPCH接收並通過提取耙指202b，...，204b提取得到的多個發射功率控制(TPC)比特來計算下行專用物理通道(DPCH)的第一雜訊功率估值Ntpc 220b。在接收到多個TPC比特中的至少一個時，該至少一個比特的值可能是未知的。在步驟304，NPEB 212c可基於由收發器通過下行DPCH接收並通過提取耙指202c，...，204c提取得到的多個導頻比特，來計算下行DPCH的第二雜訊功率估值Npilot 248d。在步驟306，第二雜訊功率估值Npilot 248d可在乘法器模組202e中使用擴展因數A進行擴展。在步驟308，第一雜訊功率估值Ntpc 220b和擴展後的雜訊功率估值Npilot 248d將在求和模組204e中相加，以生成合併的雜訊功率估值。合併後的雜訊功率估值212e將在乘法器模組206e中除以二。在步驟310，在收發器通過至少一條上行通信路徑進行通信時，可基於合併後的雜訊功率估值214e對收發器的發射功率進行調整。
再來看圖1A，在本發明的一個實施例中，可基於來自多個不同類型的控制通道的多個控制通道比特來計算下行通道RL1的總雜訊功率估值。這些控制通道比特可包括下列比特中的至少兩種：專用物理通道(DPCH)發射功率控制(TPC)比特、DPCH導頻比特和公共導頻通道(CPICH)比特。 可基於多個DPCH TPC比特來計算下行通道RL1的第一雜訊功率估值。這些DPCH TPC比特中的至少一個比特的值可能在接收到該比特時是未知的。可基於多個DPCH導頻比特來計算下行通道RL1的第二雜訊功率估值。可基於計算得出的第一雜訊功率估值和計算得出的第二雜訊功率估值計算下行通道RL1的總雜訊功率估值。
所計算得到的第二雜訊功率估值可使用擴展因數進行擴展，生成擴展後的第二雜訊功率估值，該擴展因數是每個時隙內TPC比特數量的函數。將第一雜訊功率估值和擴展的第二雜訊功率估值相加，生成總雜訊功率估值。可基於多個CPICH比特來計算下行通道RL1的第三雜訊功率估值。可基於所計算的第一雜訊功率估值、所計算的第二雜訊功率估值和所計算的第三雜訊功率估值來計算下行通道RL1的總雜訊功率估值。在發射機通過下行通道RL1進行通信時，可基於總雜訊功率估值來調整發射機的發射功率。
通過下行通道收到的多個DPCH TPC比特的一部分可用于生成同相(I)分量和正交(Q)分量。將生成的I分量和生成的Q分量相減，以確定下行通道的第一雜訊功率估值。所生成的I分量和所生成的Q分量之差進行平方運算，以確定下行通道的第一雜訊功率估值。將多個TPC符號上的所述I分量和Q分量之差的平方值相加以確定下行通道的第一雜訊功率估值。該多個TPC符號的數量等於下行通道每個時隙中的DPCH TPC比特數量的一半。將I分量和Q分量差值的平方之和除以下行通道每個時隙中的多個DPCH TPC比特的數量，計算I分量和Q分量差值的平方之和的範數，以確定下行通道的第一雜訊功率估值。可計 算通過下行通道收到的多個DPCH導頻比特的平均值，生成均方估值。可計算通過下行通道接收的多個DPCH導頻比特的功率平均值，生成平均功率估值。從平均功率估值中減去均方估值，以確定下行通道的第二雜訊功率估值。
本發明的另一實施例提供了一種機器可讀記憶體，其中存儲的電腦程式包含至少一段代碼，用於進行信號處理，這至少一段代碼可由機器執行，控制機器執行上述步驟。
因此，本發明可用硬體、軟體或軟硬體結合來實現。本發明可在至少一台電腦系統的集中式環境下實現，也可在各元件分佈在不同相互連接的電腦系統的分散式環境下實現。任何種類的電腦系統或其他適合於執行本發明所述方法的設備都適合使用本發明。軟硬體結合的範例可為帶有某電腦程式的通用電腦系統，但載入並運行該電腦程式時，可控制電腦系統執行本發明所述的方法。
本發明的一個實施例可實現為電路板級產品、單晶片、專用積體電路(ASIC)，或者在單晶片中具有不同集成水平，與系統的其他部分獨立。所述系統的集成度主要由速度和成本決定。因為現代處理器的混雜性質，所以商業可用處理器的使用是可能的，該處理器可位於本系統的專用積體電路(ASIC)的外部而被執行。或者，如果該處理器作為ASIC核使用的話，那麽所述商業可用處理器可實現為ASIC的一部分，其各種不同功能由固件執行。
本發明也可嵌入到一個電腦程式產品中，這包括使能這裏描述的方法的執行的所有特徵，並且當被載入到電腦系統中時能夠實行這些方法。這裏上下文中的電腦程式意 指任何表述，用任何種語言、代碼和符號的指令集打算讓某一系統有某一資訊處理能力，或直接或間接或以下兩者：a)轉化成另一種語言、代碼或符號；b)以不同的材料形態再現來執行某一特殊功能。
本發明是通過一些實施例進行描述的，本領域技術人員知悉，在不脫離本發明的精神和範圍的情況下，可以對這些特徵和實施例進行各種改變或等效替換。另外，在本發明的教導下，可以對這些特徵和實施例進行修改以適應具體的情況及材料而不會脫離本發明的精神和範圍。因此，本發明不受此處所公開的具體實施例的限制，所有落入本申請的權利要求範圍內的實施例都屬於本發明的保護範圍。
120‧‧‧移動手持機或用戶設備
122‧‧‧基站BS
124‧‧‧基站BS
142‧‧‧處理器
144‧‧‧記憶體
146‧‧‧無線模組(radio)
147‧‧‧收發器(Tx/Rx)
102‧‧‧無線幀格式
104‧‧‧時隙#i
154‧‧‧資料1
156‧‧‧發射功率控制(TPC)塊
158‧‧‧傳輸格式組合指示(TFCI)塊
160‧‧‧資料2
162‧‧‧導頻塊
100c‧‧‧公共導頻通道(CPICH)
100i‧‧‧時隙#i
100d‧‧‧典型調製方式
202‧‧‧TPC提取耙指i
202b‧‧‧TPC提取耙指i
202c‧‧‧導頻提取耙指i
202e‧‧‧乘法器模組
204‧‧‧TPC提取耙指j
204b‧‧‧TPC提取耙指j
204c‧‧‧導頻提取耙指j
204e‧‧‧求和模組
206‧‧‧加法器模組
206b‧‧‧求和模組
206c‧‧‧求和模組
206d‧‧‧乘法器模組
206e‧‧‧乘法器模組
208‧‧‧加法器模組
208c‧‧‧導頻I和
208d‧‧‧乘法器模組
210‧‧‧加法器模組
210c‧‧‧導頻Q和
210d‧‧‧求和模組
212‧‧‧求平方模組
212b‧‧‧求和模組
212c‧‧‧雜訊功率提取模組(NPEB)
212d‧‧‧求和模組
212e‧‧‧乘法器模組
214‧‧‧加法器模組
214b‧‧‧求平方模組
214d‧‧‧求和模組
214e‧‧‧總雜訊功率估值
215b‧‧‧TPC_sqr_diff(k)
216‧‧‧加法器模組
216b‧‧‧求和模組
216d‧‧‧求和模組
217b‧‧‧Ntpc(k)
218‧‧‧乘法器
218b‧‧‧除法模組
218d‧‧‧求平方模組
220‧‧‧除法器模組
220d‧‧‧求平方模組
220b‧‧‧雜訊功率的第一估值Ntpc_norm(k)
222‧‧‧求平均模組
222d‧‧‧除法模組
224‧‧‧可靠度權重生成器模組
224d‧‧‧除法模組
226‧‧‧加法器模組
226d‧‧‧求和模組
226d‧‧‧求和模組
228‧‧‧求平方模組
228d‧‧‧求平方模組
230‧‧‧除法器模組
230d‧‧‧乘法器模組
232‧‧‧求平均模組
232d‧‧‧求和模組
234‧‧‧加法器模組
234d‧‧‧除法模組
236d‧‧‧求和模組
236d‧‧‧求和模組
238d‧‧‧序列I Seq
240d‧‧‧序列Q Seq
242d‧‧‧meanI
244d‧‧‧meanQ
圖1A是本發明實施例中WCDMA手持機與兩個WCDMA基站通信的示意圖。
圖1B是本發明實施例中下行專用物理通道(DPCH)的典型無線幀格式的方框示意圖。
圖1C是本發明實施例中的公共導頻通道(CPICH)的典型無線幀格式的方框示意圖。
圖1D是本發明實施例中的公共導頻通道(CPICH)的典型調製方式的示意圖。
圖2A是本發明實施例在WCDMA網路中確定可靠度權重的方框示意圖。
圖2B是本發明實施例在WCDMA網路中確定第一雜訊功率估值的方框示意圖。
圖2C是本發明實施例在WCDMA網路中確定第二雜 訊功率估值的方框示意圖。
圖2D是本發明實施例中使用的雜訊功率提取模組的方框示意圖；圖2E是本發明實施例的確定總雜訊功率估值的方框示意圖。
圖3是本發明實施例在WCDMA網路中確定總雜訊功率估值的典型步驟流程圖。
202‧‧‧TPC提取耙指i
204‧‧‧TPC提取耙指j
206‧‧‧加法器模組
208‧‧‧加法器模組
210‧‧‧加法器模組
212‧‧‧求平方模組
214‧‧‧加法器模組
216‧‧‧加法器模組
226‧‧‧加法器模組
234‧‧‧加法器模組
228‧‧‧求平方模組
218‧‧‧乘法器
220‧‧‧除法器模組
222‧‧‧求平均模組
224‧‧‧可靠度權重生成器模組
230‧‧‧除法器模組
232‧‧‧求平均模組

Claims (6)

  1. 一種處理信號的方式，其特徵在於，包括：基於來自多種不同類型控制通道的多個控制通道比特，其中利用所述多個控制通道比特係之專用物理通道(DPCH)發射功率控制(TPC)比特、DPCH導頻比特和公共導頻通道(CPICH)比特中至少兩種比特來計算下行通道的總雜訊功率評估，其中基於多個所述專用物理通道(DPCH)發射功率控制(TPC)比特計算所述下行通道的第一雜訊功率估值，其中，所述多個專用物理通道(DPCH)發射功率控制(TPC)比特中至少一個比特的值在接收到該比特時是未知的。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中，所述方法進一步包括：基於多個所述DPCH導頻比特計算所述下行通道的第二雜訊功率估值。
  3. 如申請專利範圍第2項所述的方法，其中，所述方法進一步包括：基於所述所計算出的第一雜訊功率估值和所述所計算出的第二雜訊功率估值來計算所述下行通道的總雜訊功率估值。
  4. 如申請專利範圍第3項所述的方法，其中，所述方法進一步包括：使用擴展因數來擴展所述所計算的第二雜訊功率估值，生成擴展後的第二雜訊功率估值，其中所述擴展因數是每時隙內TPC比特數量的函數；將所述第一雜訊功率估值和所述擴展後的第二雜訊功率估值相加，生成所述總雜訊功率估值。
  5. 一種處理信號的系統，其特徵在於，包括：基於來自多種不同類型控制通道的多個控制通道比特，其中利用所述多個控制通道比特係之專用物理通道(DPCH)發射功率控制(TPC)比特、 DPCH導頻比特和公共導頻通道(CPICH)比特中至少兩種比特來計算下行通道的總雜訊功率評估的電路，其中，所述電路用於基於多個所述專用物理通道(DPCH)發射功率控制(TPC)比特計算所述下行通道的第一雜訊功率估值，其中，所述多個專用物理通道(DPCH)發射功率控制(TPC)特中至少一個比特的值在接收到該比特時是未知的。
  6. 如申請專利範圍第5項所述的系統，其中，所述電路用於基於多個所述DPCH導頻比特計算所述下行通道的第二雜訊功率估值。
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