KR20070117494A - 광대역 코드분할 다중 접속 네트워크에서 잡음 전력추정값을 개선한 방법 및 장치 - Google Patents

광대역 코드분할 다중 접속 네트워크에서 잡음 전력추정값을 개선한 방법 및 장치 Download PDF

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KR20070117494A
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Abstract

광대역 코드분할 다중 접속 네트워크에서 잡음 전력 추정값을 개선하기 위한 방법 및 장치들이 게시된다. 상기 방법 및 장치들은 복수의 이종 제어 채널들로부터의 복수 제어 채널 비트들에 근거하여 다운링크 채널을 위한 총 잡음 전력 추정값을 계산하는 것을 포함할 수 있다. 상기 복수의 제어 채널비트들은 전용 물리 채널(dedicated physical channel: DPCH) 전송 전력 제어(transmit power control:TPC) 비트들, 전용 물리 채널(DPCH) 파일롯 비트들, 공통 파일롯 채널(common pilot channel:CPICH) 비트들 중 적어도 둘을 포함할 수 있다. 복수의 상기 전용 물리 채널 전송 전력 제어(DPCH TPC) 비트들에 근거하여 상기 다운링크 채널을 위한 제 1 잡음 전력 추정값이 계산될 수 있다. 상기 복수의 전용 물리 채널 전송 전력 제어(DPCH TPC) 비트들의 적어도 하나가 수신되었을 때, 상기 복수의 전용 물리 채널 전송 전력 제어(DPCH TPC) 비트들의 적어도 하나의 값은 미지상태일 수 있다.
WCDMA, 잡음, 전력, 추정, 수신기, 파일롯, 채널

Description

광대역 코드분할 다중 접속 네트워크에서 잡음 전력 추정값을 개선한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR IMPROVING NOISE POWER ESTIMATE IN WCDMA NETWORK}
도 1a는 본 발명의 일실시예에 따라 두개의 WCDMA 기지국들과 통신하는 WCDMA 핸드셋을 보여주는 예시적인 다이어그램.
도 1b는 본 발명의 일실시예에 따라 다운링크 전용 물리 채널(downlink dedicated physical channel: DPCH)의 예시적인 무선 프레임 포맷(radio frame format)의 블록 다이어그램.
도 1c는 본 발명의 일실시예에 따라 이용될 수 있는 공통 파일롯 채널(common pilot channel:CPICH)의 예시적인 무선 프레임 포맷의 블록 다이어그램.
도 1d는 본 발명의 일실시예에 따라 이용될 수 있는 공통 파일롯 채널(common pilot channel:CPICH)을 위한 예시적인 변조 패턴의 블록 다이어그램.
도 2a는 본 발명의 일실시예에 따라 WCDMA 네트워크에서 신뢰성 가중치(reliability weights)의 결정을 보여주는 블록 다이어그램.
도 2b는 본 발명의 일실시예에 따라 WCDMA 네트워크에서 제 1 잡음 전력 추정값의 결정을 보여주는 블록 다이어그램.
도 2c는 본 발명의 일실시예에 따라 WCDMA 네트워크에서 제 2 잡음 전력 추정값의 결정을 보여주는 블록 다이어그램.
도 2d는 본 발명의 일실시예에 따라 이용될 수 있는 잡음 전력 추출 블록의 블록 다이어그램.
도 2e는 본 발명의 일실시예에 따라 전체 잡음 전력 추정값의 결정을 보여주는 블록 다이어그램.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따라 WCDMA 네트워크에서 전체 잡음 전력 추정값을 결정하기 위한 예시적인 단계들을 보여주는 블록 다이어그램.
본 발명의 몇몇 실시예들은 무선 통신에 관한 것이다. 좀더 상세하게는 본 발명의 몇몇 실시예들은 광대역 코드분할 다중 접속 네트워크에서 잡음 전력 추정값을 개선하기 위한 방법 및 시스템에 관한 것이다.
이동 통신은 사람들이 의사소통하는 방법을 변화시켜왔으며, 모바일폰은 사치 품목에서 일상생활의 필수품으로 전환되었다. 이동 전화기들의 사용은 오늘날 위치 또는 기술에 의해 영향받는 것보다 사회적 상황들에 의해 결정된다. 음성 연결(voice connection)들이 통신하기 위한 기본적 욕구를 충족시키는 한편, 이동 음성 연결(mobile voice connection)들은 더 나아가 일상생활의 구조로 되어가고 있 으며, 이동 인터넷은 이동 통신 혁명에서 다음 단계이다. 이동 인터넷은 일상 정보의 보편화된 근원지로 부상되었으며, 이 데이터에 대한 쉬우면서 다각적인 이동 접근(access)은 당연시될 것이다.
3 세대(3G) 셀룰라 네트워크들은 이동 인터넷의 이러한 미래 수요를 충족시킬 수 있도록 특별히 설계되어왔다. 이러한 서비스들이 인기와 쓰임새에서 성장함에 따라 네트워크 용량의 비용 저감 최적화(cost efficient optimization) 및 서비스 품질(quality of service; QoS)과 같은 요인들은 셀룰라 통신사들에게는 지금보다도 훨씬 더 필수적으로 될 것이다. 이들 요인들은 주의 깊은 네트워크 계획과 조작, 전송 방식 개선 및 수신 기술의 진보를 통해 달성될 수 있다. 이를 위해, 통신장비들은, 다운링크(downlink) 처리량을 증가시키도록 하고, 다음에는 케이블 모뎀 및/또는 DSL 서비스 공급자들에 의해 전송되는 것에 필적하는 개선된 QoS 성능 및 속도를 제공하도록 하는 기술을 필요로 한다. 이와 관련하여, 광대역 코드분할 다중접속(WCDMA) 기술에 기초한 네트워크들이 오늘날의 무선 통신업자들을 위해 최종 사용자들에게 데이터를 전송하는 것을 더 실현 가능한 선택사양이 되게 할 수 있다.
WCDMA 다운링크의 경우, 다중 접속 간섭(multiple access interference; MAI)은 셀간(intercell) 및 셀내(intracell) 간섭으로부터 기인할 수 있다. 이웃하는 기지국들로부터의 신호들은 셀간 간섭을 구성하는데, 이는 요청된 기지국 신호와 다른 스크램블링 코드들(scrambling codes), 채널들 및 도래각들(angles of arrivals)에 의해 특징 지어진다. 공간 등화(spatial equalization)가 셀간 간섭을 억제하기 위해 이용될 수 있다. 직교 확산 코드들을 채택하는 동기식 다운링크 어플리케이션에서, 다중경로 전파(multipath propagation)에 의해 셀내 간섭이 유발될 수 있다. 임의의 시간 편이(time shifts)를 갖는 확산 시퀀스들 사이에서 0이 아닌 상호 상관(non-zero cross-correlation)에 기인하여, MAI를 유발하는 역확산(despreading)후에 전파 경로들(propagation paths) 사이에서 간섭이 발생된다.셀내 간섭 레벨은 채널 응답에 강하게 의존한다. 거의 플랫 페이딩(flat fading) 채널들에 있어서, 물리적 채널들은 거의 완전히 직교하고, 셀내 간섭은 수신기 성능에 미치는 중대한 영향을 갖지 않는다. 반면에, RAKE 수신기의 성능은 주파수 선택성 채널들에서 셀내 간섭에 의해 심하게 손상될 수 있다. 주파수 선택성은 WCDMA 네트워크 내 채널들에 대해 일반적이다.
이동 네트워크들은 사용자들이 이동하는 동안 서비스들에 접근할 수 있도록 허용하는데, 그것에 의해 최종 사용자에게 이동성면에서 자유를 제공한다. 그러나, 이 자유는 이동 시스템들에 대한 불확실성을 초래한다. 최종 사용자의 이동성은 링크 품질과 간섭 레벨 모두에 있어 때때로 특정 사용자가 자신의 서비스 기지국을 변경하는 것을 요구하는 동적인 변화를 유발한다. 이 과정을 핸드오버(handover)라고 한다. 핸드오버는 사용자들의 이동성을 다루기 위한 필수적인 구성요소이다. 이것은 이동 사용자가 셀 경계들을 가로질러 이동할 때 무선 서비스들의 연속성을 보장한다.
WCDMA 네트워크들은 이동 핸드셋들로 하여금 복수의 셀사이트들과 통신하도록 허용할 수 있다. 예를 들어, 이것은 소프트-핸드오프에 대하여 하나의 셀로부터 다른 셀로 일어날 수 있다. 소프트-핸드오프들은 같은 주파수 대역을 이용하는 셀사이트들을 포함할 수 있다. 때때로, 두 셀이 서로 다른 주파수들을 사용하여 하나의 셀에서 다른 셀로 핸드오프하는 경우가 있다. 이러한 경우들에서, 이동 핸드셋은 새로운 셀 사이트의 주파수에 맞추어야 할 필요가 있다. 제 1 셀사이트와의 통신을 위해 제 1 주파수를 이용하는 동안 세 2 셀사이트의 제 2 주파수 상에서의 통신을 관리하는데 추가 회로가 요청될 수 있다. 추가 회로는 이동 핸드셋을 위한 바람직하지 않은 추가 비용이 될 수 있다. 게다가, 이동 핸드셋은 새로운 셀사이트와의 통신링크를 수립하고 유기하기 위하여 다른 전송 전력을 요구할 수 있다. 핸드오프 시나리오에서, 이동 핸드셋은 현재 셀사이트로부터의 강한 신호 및 새로운 셀사이트로부터의 좀더 약한 신호를 수신하고 있을 수 있다. 이에 관하여, 전송 전력은 핸드오프가 달성되고 이동 핸드셋이 새로운 셀사이트와 통신을 시작하게 되도록 조정되어야 한다.
나아가, 종래의 전형적인 접근들이 가지는 한계점들과 단점들은 종래의 시스템들과 본 출원의 나머지 부분들에서 도면들을 참조하여 전개될 본 발명의 몇몇 측면들의 비교를 통해 당해 기술분야의 숙련된 자에게 명백해질 것이다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 광대역 코드분할 다중 접속 네트워크에서 잡음 전력 추정값을 개선한 방법 및 장치를 제공하는데 있다.
본 발명에 따른 WCDMA 네트워크에서 잡음 전력 추정값을 개선하기 위한 방법 및 장치는 실질적으로 적어도 하나의 도면들과 연관하여 보여지거나 설명되는 것처럼 청구범위에서 좀더 완전하게 전개될 것이다.
본 발명의 일측면에 의하면, 복수의 이종 제어 채널들로부터의 복수 제어 채널 비트들에 근거하여 다운링크 채널을 위한 총 잡음 전력 추정값을 계산하는 단계를 포함하는 신호 처리 방법이 제공된다.
유리하게는(advantageously), 상기 복수의 제어 채널비트들은 전용 물리 채널(dedicated physical channel:DPCH) 전송 전력 제어(transmit power control:TPC) 비트들, 전용 물리 채널(DPCH) 파일롯 비트들, 공통 파일롯 채널(common pilot channel:CPICH) 비트들 중 적어도 둘을 포함한다.
유리하게는, 상기 신호 처리 방법은 복수의 상기 전용 물리 채널 전송 전력 제어(DPCH TPC) 비트들에 근거하여 상기 다운링크 채널을 위한 제 1 잡음 전력 추정값을 계산하는 단계를 더 포함하되, 상기 복수의 전용 물리 채널 전송 전력 제어(DPCH TPC) 비트들의 적어도 하나가 수신되었을 때, 상기 복수의 전용 물리 채널 전송 전력 제어(DPCH TPC) 비트들의 상기 적어도 하나의 값은 미지상태이다.
유리하게는, 상기 신호 처리 방법은 복수의 상기 전용 물리 채널(DPCH) 파일롯 비트들에 근거하여 상기 다운링크 채널을 위한 제 2 잡음 전력 추정값을 계산하는 단계를 더 포함한다.
유리하게는, 상기 신호 처리 방법은 상기 계산된 제 1 잡음 전력 추정값 및 상기 계산된 제 2 잡음 전력 추정값에 근거하여 상기 다운링크 채널을 위한 상기 총 잡음 전력 추정값을 계산하는 단계를 더 포함한다.
유리하게는 상기 신호 처리 방법은 크기조절된(scaled) 제 2 잡음 전력 추정값을 산출하기 위해 슬롯별 전송 전력 제어 비트들의 개수의 함수인 크기조절 인자(scaling factor)를 활용하여 상기 계산된 제 2 잡음 전력 추정값을 크기조절(scaling)하는 단계와, 상기 총 잡음 전력 추정값을 산출하기 위해 상기 제 1 잡음 전력 추정값과 상기 크기조절된 제 2 잡음 전력 추정값을 합산하는 단계를 더 포함한다.
유리하게는, 상기 신호 처리 방법은 상기 공통 파일롯 채널(common pilot channel:CPICH) 비트들에 근거하여 상기 다운링크 채널을 위한 제 3 잡음 전력 추정값을 계산하는 단계를 더 포함한다.
유리하게는, 상기 신호 처리 방법은 상기 계산된 제 1 잡음 전력 추정값, 상기 계산된 제 2 잡음 전력 추정값, 상기 계산된 제 3 잡음 전력 추정값에 근거하여 상기 다운링크 채널을 위한 상기 총 잡음 전력 추정값을 계산하는 단계를 더 포함한다.
유리하게는, 상기 신호 처리 방법은 인페이즈(in-phase)(I) 성분 및 쿼드래쳐(quadrature)(Q) 성분을 생성하기 위하여 상기 다운링크 채널을 통하여 수신되는 상기 복수의 상기 전용 물리 채널 전송 전력 제어(DPCH TPC) 비트들의 부분들을 합산하는 단계를 더 포함한다.
유리하게는, 상기 신호 처리 방법은 상기 다운링크 채널을 위한 상기 제 1 잡음 전력 추정값을 결정하기 위하여 상기 생성된 I 성분 및 상기 생성된 Q 성분을 차감하는 단계와, 상기 다운링크 채널을 위한 상기 제 1 잡음 전력 추정값을 결정하기 위하여 상기 차감된 I 성분 및 상기 차감된 Q 성분을 제곱 연산하는(squaring) 단계를 더 포함한다.
유리하게는, 상기 신호 처리 방법은 상기 다운링크 채널을 위한 상기 제 1 잡음 전력 추정값을 결정하기 위하여 복수의 전송 전력 제어(TPC) 심볼들 위에 상기 제곱된 I 성분 및 상기 생성된 Q 성분을 합산하는 단계를 더 포함하되, 상기 복수의 전송 전력 제어(TPC) 심볼들은 상기 다운링크 채널의 슬롯당 상기 복수의 전용 물리 채널 전송 전력 제어(DPCH TPC) 비트들의 1.5배이다.
유리하게는, 상기 신호 처리 방법은 상기 다운링크 채널을 위한 상기 제 1 잡음 전력 추정값을 결정하기 위해 상기 제곱된 I 성분 및 상기 생성된 Q 성분의 상기 합을 상기 다운링크 채널의 슬롯당 상기 복수의 전용 물리 채널 전송 전력 제어(DPCH TPC) 비트들의 개수로 나눔으로써 상기 합산된 I 성분과 상기 생성된 Q 성분의 놈(norm)을 계산하는 단계를 더 포함하되, 상기 복수의 전송 전력 제어(TPC) 심볼들은 상기 다운링크 채널의 슬롯당 복수의 전용 물리 채널 전송 전력 제어(DPCH TPC) 비트들의 1.5배이다.
유리하게는, 상기 신호 처리 방법은 상기 평균 제곱 추정값을 산출하기 위하여 상기 다운링크 채널을 통해 수신된 상기 복수의 전용 물리 채널(DPCH) 파일롯 비트들의 평균을 계산하는 단계와, 평균 전력 추정값을 산출하기 위하여 상기 다운링크 채널을 통해 수신된 복수의 전용 물리 채널(DPCH) 파일롯 비트들의 전력의 평 균을 계산하는 단계와, 상기 다운링크 채널을 위한 상기 제 2 잡음 전력 추정값을 결정하기 위하여 상기 평균 전력 추정값으로부터 상기 평균 제곱 추정값을 차감하는 단계를 더 포함한다.
유리하게는, 상기 신호 처리 방법은 송신기가 상기 총 잡음 전력 추정값에 근거하여 상기 다운링크 채널을 통하여 통신할 때, 상기 송신기의 전송 전력을 조절하는 단계를 더 포함한다.
본 발명의 일측면에 의하면, 복수의 이종 제어 채널들로부터의 복수 제어 채널 비트들에 근거하여 다운링크 채널을 위한 총 잡음 전력 추정값의 계산을 가능하게 하는 회로부를 포함하는 신호 처리 시스템이 제공된다.
유리하게는, 상기 복수의 제어 채널비트들은 전용 물리 채널(dedicated physical channel: DPCH) 전송 전력 제어(transmit power control:TPC) 비트들, 전용 물리 채널(DPCH) 파일롯 비트들, 공통 파일롯 채널(common pilot channel: CPICH) 비트들 중 적어도 둘을 포함한다.
유리하게는, 상기 회로부는 복수의 상기 전용 물리 채널 전송 전력 제어(DPCH TPC) 비트들에 근거하여 상기 다운링크 채널을 위한 제 1 잡음 전력 추정값의 계산을 가능하게 하되, 상기 복수의 전용 물리 채널 전송 전력 제어(DPCH TPC) 비트들의 적어도 하나가 수신되었을 때, 상기 복수의 전용 물리 채널 전송 전력 제어(DPCH TPC) 비트들의 적어도 하나의 값은 미지상태이다.
유리하게는, 상기 회로부는 복수의 상기 전용 물리 채널(DPCH) 파일롯 비트들에 근거하여 상기 다운링크 채널을 위한 제 2 잡음 전력 추정값의 계산을 가능하 게 한다.
유리하게는, 상기 회로부는 상기 계산된 제 1 잡음 전력 추정값 및 상기 계산된 제 2 잡음 전력 추정값에 근거하여 상기 다운링크 채널을 위한 상기 총 잡음 전력 추정값의 계산을 가능하게 한다.
유리하게는 상기 회로부는 크기조절된(scaled) 제 2 잡음 전력 추정값을 산출하기 위해 슬롯별 전송 전력 제어 비트들의 개수의 함수인 크기조절 인자(scaling factor)를 활용하여 상기 계산된 제 2 잡음 전력 추정값을 크기조절(scaling)하는 것을 가능하게 하며, 상기 회로부는 상기 총 잡음 전력 추정값을 산출하기 위해 상기 제 1 잡음 전력 추정값과 상기 크기조절된 제 2 잡음 전력 추정값을 합산하는 것을 가능하게 한다.
유리하게는, 상기 회로부는 상기 공통 파일롯 채널(common pilot channel:CPICH) 비트들에 근거하여 상기 다운링크 채널을 위한 제 3 잡음 전력 추정값의 계산을 가능하게 한다.
유리하게는, 상기 회로부는 상기 계산된 제 1 잡음 전력 추정값, 상기 계산된 제 2 잡음 전력 추정값, 상기 계산된 제 3 잡음 전력 추정값에 근거하여 상기 다운링크 채널을 위한 상기 총 잡음 전력 추정값의 계산을 가능하게 한다.
유리하게는, 상기 회로부는 인페이즈(in-phase)(I) 성분 및 쿼드래쳐(quadrature)(Q) 성분을 생성하기 위하여 상기 다운링크 채널을 통하여 수신되는 상기 복수의 상기 전용 물리 채널 전송 전력 제어(DPCH TPC) 비트들의 부분들을 합산하는 것을 가능하게 한다.
유리하게는, 상기 회로부는 상기 다운링크 채널을 위한 상기 제 1 잡음 전력 추정값을 결정하기 위하여 상기 생성된 I 성분 및 상기 생성된 Q 성분의 차감을 가능하게 하고, 상기 회로부는 상기 다운링크 채널을 위한 상기 제 1 잡음 전력 추정값을 결정하기 위하여 상기 차감된 I 성분 및 상기 차감된 Q 성분의 제곱(squaring)을 가능하게 한다.
유리하게는, 상기 회로부는 상기 다운링크 채널을 위한 상기 제 1 잡음 전력 추정값을 결정하기 위하여 복수의 전송 전력 제어(TPC) 심볼들 위에 상기 제곱된 I 성분 및 상기 생성된 Q 성분의 합산을 가능하게 하되, 상기 복수의 전송 전력 제어(TPC) 심볼들은 상기 다운링크 채널의 슬롯당 상기 복수의 전용 물리 채널 전송 전력 제어(DPCH TPC) 비트들의 1.5배이다.
유리하게는, 상기 회로부는 상기 다운링크 채널을 위한 상기 제 1 잡음 전력 추정값을 결정하기 위해 상기 제곱된 I 성분 및 상기 생성된 Q 성분의 상기 합을 상기 다운링크 채널의 슬롯당 상기 복수의 전용 물리 채널 전송 전력 제어(DPCH TPC) 비트들의 개수로 나눔으로써 상기 합산된 I 성분과 상기 생성된 Q 성분의 놈(norm)의 계산을 가능하게 하되, 상기 복수의 전송 전력 제어(TPC) 심볼들은 상기 다운링크 채널의 슬롯당 복수의 전용 물리 채널 전송 전력 제어(DPCH TPC) 비트들의 1.5배이다.
유리하게는, 상기 회로부는 상기 평균 제곱 추정값을 산출하기 위하여 상기 다운링크 채널을 통해 수신된 상기 복수의 전용 물리 채널(DPCH) 파일롯 비트들의 평균의 계산을 가능하게 하며, 상기 회로부는 평균 전력 추정값을 산출하기 위하여 상기 다운링크 채널을 통해 수신된 복수의 전용 물리 채널(DPCH) 파일롯 비트들의 전력의 평균의 계산을 가능하게 하며, 상기 회로부는 상기 다운링크 채널을 위한 상기 제 2 잡음 전력 추정값을 결정하기 위하여 상기 평균 전력 추정값으로부터 상기 평균 제곱 추정값의 차감을 가능하게 한다.
유리하게는, 상기 회로부는 송신기가 상기 총 잡음 전력 추정값에 근거하여 상기 다운링크 채널을 통하여 통신할 때, 상기 송신기의 전송 전력의 조절을 가능하게 한다.
본 발명의 다양한 장점들, 관점들 및 신규한 특징들은 본 발명의 도시된 실시예들의 상세한 사항들 뿐만 아니라 하기의 상세한 설명 및 도면으로부터 더 잘 이해될 것이다.
본 발명의 몇몇 실시예들은 WCDMA 네트워크에서 잡음 전력 추정값을 개선하기 위한 방법 및 장치들일 수 있다. 본 발명의 몇몇 실시예들은 복수의 이종(different type) 제어 채널들로부터의 복수의 제어 채널 비트들에 근거하여 다운링크 채널을 위한 총 잡음 전력 추정값을 계산하는 것을 포함할 수 있다. 복수의 제어 채널 비트들은 전용 물리 채널(dedicated physical channel:DPCH) 전송 전력 제어(transmit power control)비트들, 전용 물리 채널 파일롯 비트들, 공통 파일롯 채널(common pilot channel : CPICH)비트들 중 적어도 두 개를 포함할 수 있다. 다운링크 채널을 위한 제 1 잡음 전력 추정값은 복수의 전용 물리 채널(DPCH) 비트들에 근거하여 계산될 수 있다. 상기 적어도 하나의 상기 복수의 전용 물리 채널 전송 전력 제어(DPCH TPC)비트들이 수신될 때, 적어도 하나의 상기 복수의 전용 물리 채널 전송 전력 제어(DPCH TPC)비트들의 값은 알려지지 않을 수 있다. 다운링크 채널을 위한 제 2 잡음 전력 추정값은 복수의 전용 물리 채널(DPCH) 파일롯 비트들에 근거하여 계산될 수 있다. 다운링크 채널을 위한 총 잡음 전력 추정값은 그 계산된 제 1 잡음 전력 추정값 및 계산된 제 2 잡음 전력 추정값에 근거하여 계산될 수 있다.
생성된 I 성분과 Q 성분은 다운링크 채널을 위한 제 1 잡음 전력 추정값을 결정하기 위하여 차감될 수 있다. 차감된 I 성분 및 생성된 Q 성분은 다운 채널을 위한 제 1 잡음 전력 추정값을 결정하기 위하여 제곱된다. 다운링크 채널을 위한 제 3 잡음 전력 추정값은 복수의 공통 파일롯 채널비트들에 근거하여 계산될 수 있다. 다운링크 채널을 위한 전체 잡음 전력 추정값은 계산된 제 1 잡음 전력 추정값, 계산된 제 2 잡음 전력 추정값, 계산된 제 3 잡음 전력 추정값에 근거하여 계산될 수 있다. 다운링크 채널을 통하여 수신되는 복수의 전용 물리 채널 파일롯 비트들의 평균은 평균 제곱 추정값을 산출하기 위하여 계산될 수 있다. 다운링크 채널을 통해 수신되는 복수의 전용 물리 채널(DPCH) 파일롯 비트들의 전력 평균은 평균 전력 추정값을 산출하기 위하여 계산될 수 있다. 평균 제곱 추정값은 다운링크 채널을 위한 제 2 잡음 전력 추정값을 결정하기 위해 평균 전력 추정값으로부터 차감될 수 있다.
도 1a는 본 발명의 일실시예에 따라 두개의 WCDMA 기지국들과 통신하는 WCDMA 핸드셋을 보여주는 예시적인 다이어그램이다. 도 1a를 참조하면, 이동 핸드셋 또는 사용자 장비(120), 복수의 기지국들(122, 124), 사용자 장비(120)를 기지 국들(122, 124)과 각각 연결하는 복수의 무선 링크들(RL1, RL2)이 나타나 있다. 사용자 장비(120)는 프로세서(142), 메모리(144), 무선장치(radio)(146)를 포함한다. 무선장치(146)는 송수신기(transceiver: Tx/Rx)(147)를 포함할 수 있다.
본 발명의 일실시예에서, 여기에 게시된 전송 전력 제어(transmit power control:TPC) 명령들을 위한 방법들은 다이버서티(diversity) 및 비-다이버서티(non-diversity) 무선 시스템들에 적용될 수 있다. 다이버서티 무선 시스템들은 스페이스 타임 전송 다이버서티(space-time transmit diversity), 폐루프1(CL1), 폐루프2(CL2) 무선 시스템들을 포함할 수 있다. 본 발명의 일실시예에서, 사용자 장비(UE)는 하나 또는 그 이상의 무선 링크들(radio links)로부터 다운링크 전용 물리 채널(DPCH)상에서 전송된 전송 전력 명령들을 수신하도록 될 수 있다. 수신된 전송 전력 제어(TPC) 명령들은 가중치 방식(weighted fashion)에 결합될 수 도 있고, 최종 전송 전력 제어(TPC) 결정은 사용자 장비 전송 전력을 증가시키거나 감소시키는지 여부에 따라 생성될 수 있다. 이러한 점에서, 각각의 수신된 전송 전력 제어(TPC) 명령들을 위한 신뢰성 인자(reliability factor)는 신호대잡음비(signal-to-noise ratio: SNR) 측정에 근거하여 결정될 수 있다. 신뢰성 인자는 다중의 수신된 전송 전력 제어(TPC) 명령들의 웨이티드 합(weighted sum)을 계산하는데 이용될 수 있으며, 그에 의하여 누적된 전송 전력 제어(TPC) 명령을 산출해낸다. 누적된 전송 전력 제어(TPC) 명령의 표시(sign)는 전송 전력을 증가시킬 지, 감소시킬 지, 유지할 지 여부를 결정하는데 이용될 수 있다.
CDMA 기반 시스템들의 용량은 간섭(interference) 레벨의 함수이기 때문에, 업링크 전력 제어(power control:PC)는 CDMA 기반 시스템들에 대하여 그 중요성이 현저하다. 네트워크내에서 모든 활성화된 사용자 장비에 의해 전송된 전력은 간섭 레벨들을 제한하고, 니어-파(near-far) 효과와 같은 잘 알려진 문제점들을 경감시키도록 제어될 수 있다. 만약 하나 이상의 사용자들이 활성화되었다면, 비기준(non-reference) 사용자들의 전송된 전력은 기준 사용자의 코드(code)와 비기준 사용자의 코드사이에서 부분 교차 연관(partial cross-correlation)에 의존하는 인자(factor)에 의해 억제(suppress)된다. 그러나, 비기준 사용자가 기준 사용자보다 수신기(receiver)에 더 가까울 때, 이 비기준 사용자에 의해 초래된 간섭은 니어-파(near-far)효과로 불리는 기준 사용자보다 더 큰 전력을 가지는 것이 가능하다. 두가지 형태의 전력 제어 기술이 있다. 각 사용자 장비들이 자신의 수신된 신호 전력을 측정하고, 그에 따라 자신의 전송 전력을 조절하는 개방 루프 전력 제어와, 액티브 무선 링크(RL)가 모든 사용자 장비들로부터의 수신된 신호 전력을 측정하고 개별적인 사용자 장치들에게 그들의 전송 업링크 전력을 높이거나 낮추도록 동시에 명령하여 무선 링크들에서 모든 사용자 장비들로부터의 수신된 신호대잡음비가 동일하도록 하는 폐루프 전력 제어이다.
프로세서(142)는 기지국들(122, 124)에게/로부터 복수의 비트들을 통신하고/하거나 제어할 수 있다. 메모리(144)는 데이터 및/또는 제어 정보를 저장할 수 있는 적절한 로직, 회로(circuitry), 및/또는 코드(code)를 포함할 수 있다. 무선장치(146)는 복수의 전송 전력 제어(TPC)비트 및/또는 다운링크 전송 물리 채널(DPCH)을 통하여 수신된 복수의 전용 파일롯 비트들에 근거하여 신호대잡음비 및 /또는 다운링크 전용 물리 채널(DPCH) 잡음 전력 추정값의 계산을 가능하게 하는 전송 회로 및/또는 수신 회로를 포함할 수 있는데, 복수의 전송 전력 제어(TPC) 비트들은 알려지지 않은 채로 수신될 수 있다. 같은 무선 링크 셋에 속한 무선 링크들은 동일한 값의 전송 전력 제어(TPC)비트들을 방송한다. 다른 무선 링크 셋들에 속한 무선 링크들은 다른 전송 전력 제어(TPC)비트들을 방송한다. 사용자 장비(120)는 예를 들어 RL1 및 RL2 같은 다수의 무선 링크들을 통해 전송 전력 제어(TPC) 비트들을 동시에 수신할 수 있다. 핸드오버 상황에서, 사용자 장비(120)는 다수의 무선 링크 셋들로부터 신호들을 동시에 수신할 수 있다.
WCDMA 스펙(specification)은 모바일폰 업링크를 위한 물리 랜덤 접근 채널(physical random channel:PRACH)과 BTS 다운링크들을 위한 획득 지시자 채널(acquisition indicator channel:AICH)을 규정한다. 사용자 장비(120)가 기지국(base station), 예를 들어 BS(122)의 서칭을 완료하고, 그것의 물리 랜덤 접근 채널(PRACH) 업링크 신호를 BTS 획득 지시자 채널(AICH) 다운링크 신호와 동기화시킬 때 통신이 수립된다. 바람직하게 동작할 때, 기지국(base station)은 사용자 장비(120)로부터의 물리 랜덤 접근 채널(PRACH) 도입부(preamble)를 인식하고, 통신 링크를 수립하기 위하여 획득 지시자 채널과 응답한다. 사용자 장비(120)는 기지국(122)에게 그것의 오픈 전력 제어의 세팅을 전송하기 위하여 물리 랜덤 접근 채널(PRACH)을 이용할 수 있다. 물리 랜덤 접근 채널(PRACH)에서의 부정확한 데이터 또는 신호 품질과의 문제점들은 잘못된 연결을 초래하거나, 셀의 용량을 두절(disrupt)시키거나, 기지국(122)으부터의 응답을 방해할 수 있다.
도 1b는 본 발명의 일실시예에 따라 다운링크 전용 물리 채널(downlink dedicated physical channel: DPCH)의 예시적인 무선 프레임 포맷(radio frame format)의 블록 다이어그램이다. 도 1b를 참조하면, 예를 들어 10ms에 이르는 시간주기 Tf를 가지는 무선 프레임 포맷(102)이 나타나 있다. 무선 프레임(102)은 복수의 슬롯들, 예를 들어 15 슬롯을 포함할 수 있다. 무선 프레임(102)의 각 슬롯들, 예를 들어, 슬롯 #i(104)는 복수의 전용 물리 데이터 채널(dedicated physical data channel:DPDCH)들과 복수의 전용 물리 제어 채널(dedicated physical control channel:DPCCH)들을 포함할 수 있다. 각 무선 프레임(102)의 시간주기, 예를 들어 슬롯 #i의 시간 주기는 예를 들어 10*2k (k=0...7일 때)비트들에 이를 수 있다.
전용 물리 데이터 채널(DPDCH)은 각 무선 프레임(102)내에서 I/Q 코드의 곱으로 나타낼 수 있는 다운링크 채널의 한 형태이다. 다운링크 전용 물리 데이터 채널(DPDCH)은 데이터, 예를 들어 Ndata1 비트들을 포함하는 데이터1(154)과 Ndata2 비트들을 포함하는 데이터2(160)를 전송하는데 활용될 수 있다. 각 무선 링크에는 0, 1, 복수의 다운링크 전용 물리 데이터 채널(DPDCH)들이 있을 수 있다.
전용 물리 제어 채널(DPCCH)은 각 무선 프레임(102)내에서 I/Q 코드의 곱으로 나타낼 수 있는 다운링크 채널의 한 형태이다. 다운링크 전용 물리 제어 채널(DPCCH)은 물리 계층에서 생성된 제어 정보를 전송하는데 활용될 수 있다. 제어정보는 NTPC 슬롯당 비트들을 포함하는 전송 전력 제어(transmit power control:TPC) 블록(156), NTFC 슬롯당 비트들을 포함하는 전송 포맷 조합 지시자(transport format combination indicator:TFCI) 블록(158) 및 Npilot 슬롯당 비트들을 포함하는 파일롯 블록(162)을 포함할 수 있다.
선험적으로(a priori) 알려져 있는, 즉 수신기에 의해 수신되었을 때 그들이 알려져 있는, 파일롯 비트들(162)과 달리 전송 전력 제어(TPC) 비트들(156)은 그들이 수신되었을 때 알려질 수 있고, 알려지지 않을 수도 있다. "선험적(a priori)"이라는 용어는 "이전에 형성되거나(formed) 생각되어진(conceived)"을 의미한다. "미지의(not known)"는 수신기에서 전송 전력 제어(TPC) 비트들의 일부 또는 전체가 수신되었을 때, 수신기가 그들의 실제값들(actual values)을 알 수 없고, 전송 전력 제어(TPC) 비트들이 유효한지 그렇지 않은지를 결정하기 위하여 해당 채널의 품질을 결정할 필요가 있는 것을 의미한다. 따라서, 본 발명의 다양한 실시예들은 전송 전력 제어(TPC) 비트들이 유효한지 그렇지 않은지를 결정하기 위하여 채널 품질을 활용한다. 그러므로, 알려져 있는 시퀀스에 의해 수신된 신호를 곱하는 것에 근거하여 신호대잡음비(signal-to-noise ratio :SNR)를 계산하는 종래의 방법들은 여기에서 이용되지 않는다.
본 발명의 일실시예에서는, 다운링크 전용 물리 채널(dedicated physical channel:DPCH)과 함께 전송된 다운링크 제어 채널의 품질이 결정될 수 있다. 하나의 다운링크 전용 물리 채널(DPCH)내에서, 전용 데이터(dedicated data)는 제어정보와 함께 시간다중(time-multiplex) 방식으로 전송될 수 있다. 제어정보는 파일롯 비트들, 전송 포맷 조합 지시자(transport format combination indicator:TFCI)비트들, 전송 전력 제어(TPC) 비트들을 포함할 수 있다.
사용자 장비(120)는 전송 전력 제어(TPC) 비트들의 수신 품질을 추정하게 할 수 있다. 예를 들어, 사용자 장비(120)는 핸드 헬드폰 또는 랩톱 컴퓨터에 있는 무선 카드일 수 있다. 전송 전력 제어(TPC) 비트들이 신뢰할만한 채널 조건들하에서 수신된다면, 그들은 사용자 장비에 의해 올바르게 복조(demodulate)될 수 있는데, 사용자 장비(120)는 서빙 무선 링크(serving radio link)에 의해 내려진 전력 제어 명령들을 차례대로 올바르게 검출할 수 있고, 그들의 전송 전력을 적절하게(appropriately) 조절할 수 있으며, 그것에 의해 간섭을 피할 수 있다. 다른 한편, 전송 전력 제어(TPC) 비트들이 열악한 채널 조건들하에서 수신된다면 전송 전력 제어(TPC) 명령들은, 사용자 장비(120)에 의해 올바르지 않게 복호화(decoded)될 수 있는데, 사용자 장비(120)는 적절하지 않은 전송 전력 레벨을 전송하고 바람직하지 않은 간섭을 발생시키며 시스템의 용량을 제한시킨다.
본 발명의 다른 실시예에서, 예를 들어 RL1 및 RL2과 같은 다중 무선 링크(radio link:RL) 셋트들이 활성화되었을 때, 사용자 장비(120)에서 다중 전송 전력 제어(TPC) 명령들이 수신될 수 있다. RL1 및 RL2로부터 유래된 전송 전력 제어(TPC) 명령들은 전송 전력 제어(TPC) 비트들(156)과 같은 전송 전력 제어(TPC) 비트들을 포함할 수 있다. 게다가, 다중 무선 링크(RL) 셋트들로부터의 수신된 전송 전력 제어(TPC) 비트들은 사용자 장비(120)를 위한 최종 전송 전력 제어(TPC) 명령을 결정하기 위해 결합될 수 있다. 최종 전송 전력 제어(TPC) 명령은 결정된 스텝 크기(determined step size)에 의해 자신의 전송 전력을 증가시킬 것 인지 또는 감소시킬 것인지를 결정하기 위해 사용자 장비(120)에 의해 이용될 수 있다.
일부 전송 전력 제어(TPC) 명령들은 사용자 장비(120)에 의해 다른 것들보다 좀더 나은 채널 조건들하에서 수신될 수 있음으로 인해, 무선 링크 셋트에서 각 전송 전력 제어(TPC) 명령에 다른 가중치가 할당될 수 있다. 이러한 점에서, 사용자 장비(120)에 의해 수신되는 하나 또는 그 이상의 전송 전력 제어(TPC) 명령의 각각을 위하여 예를 들면, 신호대잡음비(signal-to-noise ratio) 측정에 근거하여 신뢰성 인자가 결정될 수 있다. 신뢰성 인자는 축적된 최종 전송 전력 제어(TPC) 명령으로 귀착되는, 다중의 수신된 전송 전력 제어(TPC) 명령들의 가중합(weighted sum)을 계산하는데 이용될 수 있다. 게다가, 각 수신된 전송 전력 제어(TPC) 명령의 신뢰성 인자는 임계값(threshold value)과 비교될 수 있다. 만약, 특정 수신된 전송 전력 제어(TPC) 명령을 위한 신뢰성 인자가 임계값보다 낮아지면, 신뢰성 인자 및 전송 전력 제어(TPC) 명령은 최종 전송 전력 제어(TPC) 명령의 계산에 이용될 수 없다. 최종 전송 전력 제어(TPC) 명령의 표시(sign)는 사용자 장비(120)의 전송 전력을 한 단계 올릴지 또는 한 단계 내릴지의 여부를 결정하는데 사용될 수 있다.
도 1c는 본 발명의 일실시예에 따라 이용될 수 있는 공통 파일롯 채널(common pilot channel:CPICH)의 예시적인 무선 프레임 포맷의 블록 다이어그램이다. 도 1c를 참조하면, 무선 프레임(100c)에 있는 각 공통 파일롯 채널(CPICH)들, 예를 들어 슬롯#i(100i),은 사전에 정의된(pre-defined) 비트 시퀀스를 전송하 는 고정 비율(30kbps, SF:256) 다운링크 물리 채널을 포함할 수 있다.
도 1d는 본 발명의 일실시예에 따라 이용될 수 있는 공통 파일롯 채널(common pilot channel:CPICH)을 위한 예시적인 변조 패턴의 블록 다이어그램이다. 도 1d를 참조하면, 도 1c의 공통 파일롯 채널(CPICH)(100c)을 위한 예시적인 변조 패턴(100d)이 나타나 있다. 실시예에서는 오픈 루프 또는 폐루프 전송 다이버서티와 같이 전송 다이버서티(transmit diversity)가 셀에서 어떠한 다운링크 채널상에서라도 활용될 때, 공통 파일롯 채널(CPICH)은 예를 들어 동일 채널화(channelization) 및 스크램블링 코드를 사용하여 양측 안테나들로부터 전송될 수 있다. 이러한 점에서 안테나1 및 안테나 2를 위한 공통 파일롯 채널(CPICH)의 사전 정의된 비트 시퀀스는 도 1d에 도시된 바와 같이 다를 수 있다. 실시예에서는 무전송 다이버서티(no transmit diversity)가 활용될 때, 도 1d에 도시된 안테나1의 비트 시퀀스가 활용될 수 있다.
도 2a는 본 발명의 일실시예에 따라 WCDMA 네트워크에서 신뢰성 가중치(reliability weights)의 결정을 보여주는 블록 다이어그램이다. 도 2a를 참조하면, 주어진 무선 링크(radio link:RL)를 위한 복수의 전송 전력 제어(TPC) 추출 핑거들, 예를 들어, 전송 전력 제어(TPC) 추출 핑거i(202) 내지 전송 전력 제어(TPC) 추출 핑거j(204)와, 복수의 합산화 블록들(206, 208, 210, 214, 216, 226, 234), 복수의 제곱 블록들(212, 228), 승산기(218), 복수의 나눗셈 블록들(220, 230), 복수의 평균화 블록들(222, 223), 신뢰성 가중치 생성 블록(224)이 나타나 있다.
주어진 무선 링크 셋트로부터 수신된 전송 전력 제어(TPC) 명령의 신호대잡 음비(SNR), 또는 등가적으로 신호 및 잡음 전력 성분들은 계산될 수 있다. 몇몇 신호 다중경로 성분들을 개별적으로 처리하기 위하여 몇몇의 기저대역 연관기(baseband correlator)를 사용하는 수신기 기술, 예를들어, 레이크 수신기(rake receiver)가 활용될 수 있다. 핑거(finger)로도 알려져 있는 연관기(correlator)는 개선된 통신 신뢰성 및 성능을 달성하기 위하여 결합될 수 있다.
미합중국 특허출원 NO.11/173871호(2005. 6.30 출원)은 레이크 수신기의 상세한 설명을 제공하고 있으며, 여기에서는 온전히 그대로 참고문헌으로 편입된다.
다중경로-페이딩(multipath-fading) 환경에서, 수신기 구조는 다중 수신 경로들에 대하여 핑거들, 예를 들어 전송 전력 제어(TPC) 추출 핑거i(202) 및 전송 전력 제어(TPC) 추출 핑거j(204),을 할당할 수 있다. 같은 무선 링크 셋트에 속해있는 그들 핑거들은 TPC_I_finger_sum(k) 및 TPC_Q_finger_sum(k)을 생성하기 위해 합산화 블록(206)에 의해 합산될 수 있다. 여기에서 k는 무선 링크(RL) 셋트의 인덱스이다.
신호전력에 대하여, 전송 전력 제어(TPC) 비트들의 값은 선험적으로(a priori) 알려져 있지 않으나, 슬롯내에서 수신된 모든 전송 전력 제어(TPC) 비트들은 같은 값을 가질 수 있다. 그러므로, I성분과 Q 성분을 더함으로써, 신호 부분은 자신을 연접하여(coherently) 더할 수 있으며, 반면에 잡음은 자신을 비연접(incoherently)하여 더할 수 있다. 잡음 감쇄 및 신호 전력에서의 이러한 효과가 추론될 수 있다. 주어진 슬롯 및 핑거j에서의 i번째 수신(recived) 전송 전력 제어(TPC) 비트는 수학식 1에 의해 표현될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00001
여기에서, STPC는 신호전력이 될 수 있고, Sbi는 전송 전력 제어(TPC) 비트의 값일 수 도 있고, +1 또는 -1일 수 있으며, hj는 핑거j에서 복소채널이득일 수 있으며, nij는
Figure 112007041475721-PAT00002
에 의해 표기되는 분산의 잡음성분을 나타내는 복소 확률변수일 수 있다. 여기에서, Ior은 기지국 안테나 커넥터에서 다운링크 신호의 총 전송 전력 주파수 효율(spectral density)일 수 있으며, Ioc는 사용자 장비(UE) 커넥터에서 측정된 (셀들로부터의 간섭을 시뮬레션하는) 대역 제한 백색잡음의 전력 주파수 효율일 수 있다. 동일한 무선링크(RL)셋트에 속해 있는 무선 링크들에 해당하는 핑거들은 수학식 2에 의해 함께 합산(sum)될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00003
전송 전력 제어(TPC) 명령은 슬롯내에서 수신된 전송 전력 제어(TPC) 비트들의 셋트의 합계일 수 있다. 슬롯의 형식에 따라 num_tpc로 표기되는 슬롯당 전송 전력 제어(TPC) 비트의 수가 변할 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00004
Figure 112007041475721-PAT00005
여기에서,
Figure 112007041475721-PAT00006
이다.
전송 전력 제어(TPC)의 신호대잡음비(SNR)는 수학식 5와 같이 추정될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00007
전송 전력 제어(TPC) 비트들은 심볼을 구성하는 I 및 Q 성분들위에서 수신될 수 있다. 예를 들어, 슬롯내에서 비트들의 총수(total number)가 2가 되면, TPC_bit1는 I 성분상에서 TPC_bitI1 로서 수신될 수 있고, TPC_bit1이 I 성분상에서 TPC_bitI1 로서 수신될 수 있고, TPC_bit2가 Q 성분상에서 TPC_bitQ1 로서 수신될 수 있다. 슬롯내에서 비트들의 총수가 num_tpc가 되면, num_tpc/2 I 성분들과 num_tpc/2 Q 성분들이 있을 수 있다.
전송 전력 제어(TPC) 비트들(I 및 Q)은 TPC_sum(k)를 생성하기 위해 합산화 블록들(210, 226)에 의해 합산될 수 있는데, 여기에서, num_tpc는 슬롯당 전송 전력 제어(TPC) 비트의 수일 수 있으며, k는 주어진 무선 링크 셋트의 인덱스일 수 있다. 생성된 합 TPC_sum(k)는 TPC_sum_sqr(k)를 생성하기 위해 제공블록(228)에 의해 제곱될 수 있으며, 슬롯당 한번 새로운 추정값이 획득될 수 있다. 생성된 TPC_sum_sqr(k)는 다음의 식에 따라 TPC_sum_sqr_norm(k)을 생성하기 위해 나눗셈 블록(230)에 의해 전송 전력 제어(TPC) 비트들의 수로 나누어질 수 있다.
TPC_sum_sqr_norm(k)=TPC_sum_sqr(k)/num_tpc
생성된 TPC_sum_sqr_norm(k)는 TPC_sum_sqr_avg(k)를 생성하기 위해 평균화 블록(232)에 의해 주어진 시간 윈도우상에서 평균화될 수 있다. 인테그레이트(integrate) 및 덤프(dump) 방법 또는 IIR 필터가 평균화 동작을 위해 활용될 수 있다.
본 발명의 일실시예에서, 신호전력
Figure 112007041475721-PAT00008
은 다음의 수학식들에 의해 계산될 수 있다. 가법 백색 가우시안 잡음(additive white gaussian noise:AWGN)에서
Figure 112007041475721-PAT00009
Figure 112007041475721-PAT00010
플랫 페이딩(flat fading)에서,
Figure 112007041475721-PAT00011
여기에서, h는 핑거에서 복소 채널 이득이다.
공간 시간 전송 다이버서티(space time transmit diversity:STTD) 플랫 페이딩에서,
Figure 112007041475721-PAT00012
여기에서, hm은 기지국에서 전송 안테나 m에 상응하는 복소 채널 이득이다.
폐루프1(CL1) 플랫 페이딩에서,
Figure 112007041475721-PAT00013
여기에서, h1 및 h2는 기지국에서 전송 안테나 1 및 2에 상응하는 복소 채널 이득이고, w는 가중치이다.
폐루프2(CL2) 플랫 페이딩에서,
Figure 112007041475721-PAT00014
여기에서, h1 및 h2는 기지국에서 전송 안테나 1 및 2에 상응하는 복소 채널 이득이고, w1 및 w2는 가중치들이다.
본 발명의 다른 실시예에서, 신호 전력 추정값은 수학식 12에 따라 합산화 블록(234)을 이용하여 Stpc_avg(k)를 계산함으로써 좀더 개선될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00015
여기에서, Ntpc_avg(k)는 잡음 전력 추정값이다.
본 발명의 다른 실시예에서는 모든 전송 전력 제어(TPC) 비트들(I 및 Q)을 제곱함으로써 신호 전력의 다른 계산을 구현할 수 도 있다. 제곱된 전송 전력 제어(TPC) 비트들은 TPC_sum_sqr(k)를 생성하기 위해 합산될 수 있으며, 슬롯당 한번 새로운 추정값이 획득될 수 있다. 생성된 TPC_sum_sqr(k)는 다음의 식에 따라 TPC_sum_sqr_norm(k)을 생성하기 위해 전송 전력 제어(TPC) 비트들의 수로 나누어질 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00016
본 발명의 다른 실시예에서, 신호 전력 추정값
Figure 112007041475721-PAT00017
은 다음 수학식들에 따라 계산될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00018
Figure 112007041475721-PAT00019
본 발명의 다른 실시예에서, 신호 전력 추정값은 수학식 16에 따라 Stpc_avg(k)를 계산함으로써 좀더 개선될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00020
그리고, 신호 전력 추정값은 수학식 17에 따라 시간 기간동안 전송 전력 제어(TPC) 비트들의 평균수에 의해 크기조절(scaled)될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00021
여기에서, num_tpc는 슬롯으로부터 슬롯까지 달라질 수 있다.
잡음 전력에 대하여, 전송 전력 제어(TPC) 비트들의 값은 선험적으로 알려져 있지 않으나, 슬롯내에서 수신된 전송 전력 제어(TPC) 비트들은 동일한 값을 갖는다. 그러므로, Q 성분으로부터 I 성분을, 또는 I 성분으로부터 Q 성분을 차감함으로써 신호 부분은 상쇄되고, 나머지 잡음만 남긴다.
본 발명의 일실시예에서, 잡음 전력은 전송 전력 제어(TPC) 비트들로부터만 계산될 수 있다. 전송 전력 제어(TPC) 심벌의 I 성분 및 Q 성분 위에 있는 표시 비트(sign bit)는 동일하다. 그러므로 각 심벌에 대하여,
Figure 112007041475721-PAT00022
슬롯당
Figure 112007041475721-PAT00023
심볼들이 있기 때문에, 슬롯당
Figure 112007041475721-PAT00024
잡음 샘플들이 있을 수 있다. 가법 백색 가우시안 잡음(additive white gaussian noise:AWGN)에서 잡음 전력 추정값은 다음의 수학식에 따라 생성될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00025
플랫 페이딩에서, 잡음 전력 추정값은 다음의 수학식 20에 따라 생성될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00026
공간 시간 전송 다이버서티(space time transmit diversity:STTD) 플랫 페이딩에서, 잡음 전력 추정값은 다음의 수학식 21에 따라 생성될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00027
폐루프1(CL1) 플랫 페이딩에서, 잡음 전력 추정값은 다음의 수학식 22에 따라 생성될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00028
폐루프2(CL2) 플랫 페이딩에서, 잡음 전력 추정값은 다음의 수학식 23에 따라 생성될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00029
전송 전력 제어(TPC) 비트들은 합산화 블록(208)에 의해 서로(I-Q)로부터 차감될 수 있다. 차감된 전송 전력 제어(TPC) 비트들은 TPC_sqr_diff(k)를 생성하기 위하여 제곱 블록(212)에 의해 제곱될 수 있다. 제곱된 차 TPC_sqr_diff(k)는 합산화 블록(214)에 의해 전송 전력 제어(TPC) 심볼들의 수에 합해질 수 있는데, 슬롯당 심볼들의 수는 Ntpc(k)를 생성하기 위한 num_tpc2가 되고, 슬롯당 한번 새로운 추정값이 획득될 수 있다. 합 Ntpc(k)는 다음의 수학식 24에 따라 Ntpc_norm(k)을 생성하기 위해 나눗셈 블록(220)에 의해 전송 전력 제어(TPC) 비트들의 수로 나누어질 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00030
생성된 Ntpc_norm(k)는 Ntpc_avg(k)를 생성하기 위해 평균화 블록(222)에 의해 주어진 시간 윈도우상에서 평균화될 수 있다.
본 발명의 다른 실시예는 잡음 전력 추정값에 대한 정확성을 개선할 수 있다. 잡음 전력은 슬롯내에서 수신된 전송 전력 제어(TPC) 비트들에 근거하여 계산될 수 있다. 예를 들어 슬롯당 2 전송 전력 제어(TPC) 비트들과 같이 슬롯당 전송 전력 제어(TPC) 비트들의 작은 수를 가지는 슬롯 형식들에 대하여, 잡음 전력 추정값의 분산은 매우 클 수 있다. 본 실시예는 잡음 추정값의 다른 소스들에 의해 전 송 전력 제어(TPC) 비트들로부터 추정된 잡음을 증대(augmenting)시킴으로써 잡음 추정값을 개선할 수 있다. 주어진 슬롯에 대하여 잡음 추정값의 여분 샘플들을 더하고, 사용가능한 잡음 샘플들의 총수에 대하여 평균화함으로써, 추정값의 분산이 줄어들거나 또는 추정값이 좀더 정확하게 된다.
본 발명의 예시적인 실시예에서, 잡음 추정값은 전용 파일롯 비트들(도 1b의 블록 162) 또는 공통 파일롯 비트들(CPICH)의 수신으로부터 획득된 추정값으로부터 증대될 수 있다. 외부근원 잡음 전력 추정값 Nout과 전송 전력 제어(TPC) 비트들로부터의 잡음 전력 추정값과의 사이에 A로 표기되는 크기조절 인자(scaling factor)가 이용될 수 있으며, 개선된 잡음 추정값 Ntpc_aug(k)가 다음의 수학식 25에 따라 승산기(218)를 사용하여 계산될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00031
A는 슬롯당 전송 전력 제어(TPC) 비트들에 의존할 수 있는 크기조절 인자이다.
본 발명의 일실시예에서, 잡음 전력은 전송 전력 제어(TPC) 비트들 및 파일롯 비트들의 조합으로부터 계산될 수 있다. 비-다이버서티(non-diversity) 플랫 페이딩의 경우, 각 슬롯에서 각 전용 파일롯 비트들의 소프트값(soft value)은 하드웨어로부터 획득될 수 있으며, i번째 파일롯 심볼은 다음의 수학식 26에 의해 표현될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00032
슬롯당 전용 파일롯 비트들의 수는 num_ded로 표기될 수 있으며, 모든 num_ded/2 전용 파일롯 심볼들은 다음의 수학식 27에 따른 벡터에 쌓아질(stack) 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00033
여기에서, n′는 추정될 전력의 포스트 결합 잡음(post-combining noise)일 수 있다.
파일롯 심볼 시퀀스
Figure 112007041475721-PAT00034
는 선험적으로 알려질 수 있으며, 수학식 28과 같이 되도록 직교 시퀀스(orthogonal sequence)
Figure 112007041475721-PAT00035
를 발견하는 것이 가능하다.
Figure 112007041475721-PAT00036
파일롯 심볼들은 -1 들 및 1 들을 포함하기 때문에
Figure 112007041475721-PAT00037
에서의 시퀀스는 -1들 및 1 들을 포함할 수 있다. 수신된 심볼들 z에 표시(sign)를 포함하는
Figure 112007041475721-PAT00038
를 곱하는 것은 수신된 I 및 Q 에 대한 조작(manipulation)을 변화시키고, 다음의 수학식 29에 이르게 한다.
Figure 112007041475721-PAT00039
n′의 분산은 다음의 수학식 30에 의해 표현될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00040
만약, 직교 시퀀스
Figure 112007041475721-PAT00041
가 수학식 31과 같이 표준화(normalize)되면,
Figure 112007041475721-PAT00042
의 분산은 수학식 32와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00043
Figure 112007041475721-PAT00044
수학식 25로부터, 전송 전력 제어(TPC) 비트들로부터의 잡음 전력은 수학식 33과 같이 표시될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00045
총 잡음 추정값은 수학식 34와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00046
플랫 페이딩, 파일롯 비트들의 수가 2보다 큰 공간 시간 전송 다이버서티(space time transmit diversity:STTD) 플랫 페이딩의 경우에, 각 슬롯에서의 각 전용 파일롯 비트들의 소프트값(soft value)은 획득될 수 있다. 안테나1 을 위한 i번째 수신된 전용 파일롯 심벌은 수학식 35와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00047
마찬가지로 안테나 2를 위한 i번째 수신된 전용 파일롯 심벌은 수학식 36과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00048
모든 num_ded/2 전용 파일롯 심볼들은 다음의 수학식들에 따른 벡터에 쌓아질(stack) 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00049
Figure 112007041475721-PAT00050
Figure 112007041475721-PAT00051
Figure 112007041475721-PAT00052
파일롯 심볼들
Figure 112007041475721-PAT00053
및
Figure 112007041475721-PAT00054
는 선험적으로 알려져 있고, 다음의 수학식과 같이 되도록 직교 시퀀스(orthogonal sequence)
Figure 112007041475721-PAT00055
를 발견하는 것이 가능하다.
Figure 112007041475721-PAT00056
Figure 112007041475721-PAT00057
n1′의 분산은 수학식 43과 같을 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00058
n2′의 분산은 수학식 44과 같을 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00059
직교 시퀀스
Figure 112007041475721-PAT00060
가 수학식 45와 같이 표준화(normalize)되면,
Figure 112007041475721-PAT00061
의 분산은 수학식 46과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00062
Figure 112007041475721-PAT00063
이러한 점에서, 전용 파일롯 비트들로부터의 잡음 전력은 다음의 수학식 47에 의해 획득될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00064
수학식 32로부터 전송 전력 제어(TPC) 비트들의 잡음 전력은 수학식 48과 같이 될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00065
잡음 추정값은 수학식 49와 같이 될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00066
파일롯 비트들의 수가 2일 때, 안테나 2에 의해 방송된 2 파일롯 비트들은 데이터2 필드의 마지막 2 비트들보다 우선한다. 파일롯 비트들은 데이터가 인코딩된 공간 시간 전송 다이버서티(space time transmit diversity:STTD)일 수 있으며, 후속(post)-공간 시간 전송 다이버서티(space time transmit diversity:STTD) 디코딩으로 회복(retrieve)될 필요가 있다. 결합기(combiner), 후속 공간 시간 전송 다이버서티(space time transmit diversity:STTD) 디코딩,의 출력에서 파일롯 비트들을 추출하기 위하여 하드웨어가 준비될 수 있다. 후속 공간 시간 전송 다이버서티(space time transmit diversity:STTD) 디코딩으로부터 획득되는 파일롯 심볼은 수학식 50으로 나타낼 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00067
여기에서, x1은 안테나1로부터 전송된 알려진 파일롯 심볼일 수 있으며,
Figure 112007041475721-PAT00068
이다.
Figure 112007041475721-PAT00069
Figure 112007041475721-PAT00070
하드웨어는 파일롯 I 및 파일롯 Q를 Iseq 및 Qseq와 각각 곱하고, 2 비트들을 생성한다. 잡음 전력은 다음의 수학식들에 의해 계산될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00071
Figure 112007041475721-PAT00072
총 잡음 추정값은 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00073
CL1 플랫 페이딩의 경우에서, 퍼-핑거 기반에서(on a per-finger basis) 각 슬롯에서 각 전용 파일롯 비트들의 소프트값은 하드웨어로부터 획득될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00074
Figure 112007041475721-PAT00075
가중치 w는 펌웨어(firmware)에서 알려진 값이다.
Figure 112007041475721-PAT00076
Figure 112007041475721-PAT00077
에 직교 시퀀스
Figure 112007041475721-PAT00078
를 곱하면,
Figure 112007041475721-PAT00079
Figure 112007041475721-PAT00080
Figure 112007041475721-PAT00081
Figure 112007041475721-PAT00082
의 분산은 다음과 같을 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00083
Figure 112007041475721-PAT00084
수학식 27로부터 전송 전력 제어(TPC) 비트들로부터의 잡음 전력은 수학식 64일 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00085
총 잡음 추정값은 수학식 65일 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00086
CL2 페이딩의 경우에, 동일한 파일롯 패턴이 양쪽 안테나들에 이용될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00087
모든 num_ded/2 전용 파일롯 심볼들은 다음의 수학식들에 따른 벡터에 쌓여질 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00088
Figure 112007041475721-PAT00089
가중치들 w1 및 w2는 펌웨어에서 알려져 있다.
Figure 112007041475721-PAT00090
Figure 112007041475721-PAT00091
Figure 112007041475721-PAT00092
에 직교 시퀀스
Figure 112007041475721-PAT00093
를 곱하면,
Figure 112007041475721-PAT00094
수학식 34로부터 전송 전력 제어(TPC) 비트들로부터의 잡음 전력은 수학식 72로 나타낼 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00095
총 잡음 추정값은 수학식 73으로 나타낼 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00096
상술된 본 발명의 다양한 실시예들은 복수의 무선 링크 셋트의 각각을 위한 전송 전력 제어(TPC) 명령 신호 및 잡음 전력 추정값을 산출할 수 있다. 신호 및 잡음 전력 추정값은, 예를 들어 슬롯당 한 번의 비율로, 주기적으로 업데이트될 수 있다. 본 발명의 일실시예에서는, 전송 전력 제어(TPC) 명령 신호 및 잡음 전력 추정값은 수신된 전송 전력 제어(TPC) 명령들에 상응하는 신뢰성 가중치(weight value)를 결정하는데 이용될 수 있다. 그러면, 총 또는 누적된 전송 전력 제어(TPC) 명령은 복수의 무선 링크 셋트들의 각자를 위한 수신된 전송 전력 제어(TPC) 명령들 및 전송 전력 제어(TPC) 명령들의 각자를 위한 해당 신뢰성 가중치들에 근거하여 결정될 수 있다. 그러면, 전송 전력은 결정된 총 전송 전력 제 어(TPC) 명령에 근거하여 조절된다. 예를 들어, 전송 전력 제어(TPC) 명령의 표시(sign)가 음(negative)이면, 전송 전력은 감소될 수 있고, 전송 전력 제어(TPC) 명령의 표시가 양(positive)이면 전송 전력은 증가될 수 있다.
본 발명의 또 다른 실시예에서, 무선 통신 네트워크내에 있는 사용자 장비는 전용 DPCH의 잡음 전력을 추정할 수 있다. 추정된 잡음 전력은 무선 통신 네트워크내에서의 전송 전력을 조절하고 신호 처리를 개선하기 위하여 사용자 장비에 의해 활용될 수 있다. 전용 DPCH의 총 잡음 전력은 예를 들어 제 1 잡음 전력 추정값 및 제 2 잡음 전력 추정값을 활용하여 추정될 수 있다. 이러한 점에서, 제 1 잡음 전력 추정값은 전송 전력 제어(TPC) 비트들을 활용하여 생성될 수 있다. 전송 전력 제어(TPC) 비트들 및 파일롯 비트들은 전용 DPCH를 통하여 사용자 장비로 통신된 제어정보의 부분일 수 있다.
미합중국 특허출원 NO.11/355,110호는 DPCH의 신호 전력 추정값 및 잡음 전력 추정값을 계산하는데 활용될 수 있는 예시적인 단계들을 설명하며, 여기에서는 온전히 그대로 참고문헌으로 편입된다.
모바일 핸드셋의 수신기 말단에서 신호대잡음비(SNR)와 같은 채널 품질 통계들의 추정은 그러한 통계들의 지식이 핸드셋으로 하여금 다양한 조건들하에서 자신들의 행동을 제어하도록 함에 따라 현저하게 중요하다. 대체적으로, 신호대잡음비(SNR)는 다운링크 채널(들)상에 보내진 어떤 제어 비트들의 수신에 근거하여 추정될 수 있다. 특히, 전송 전력 제어(TPC) 비트들에 상응하는 신호대잡음비(SNR)의 지식은 핸드셋으로 하여금 (a) 자신의 전송 전력을 조절하고 (b) 그것이 동기화 된(in-synchronization) 상황에 있는지 또는 동기화에서 벗어난(out-of-synchronization) 상황에 있는지 여부를 결정하고 (c) 각 가중치가 계산된 신호대잡음비(SNR)의 함수일 수 있는 가중치 방식(weighted fashion)에서 다양한 서빙 기지국들로부터 오는 전송 전력 제어(TPC) 명령들을 결합하게 하고 있다. 선택적으로 DPCH 전용 파일롯 비트들에 상응하는 신호대잡음비(SNR)의 지식은 핸드셋으로 하여금 다운링크 전력 제어(downlink power control:DLPC)를 위한 업링크상에 보내진 전송 전력 제어(TPC) 명령들을 생성하도록 한다. 게다가, 공통 파일롯 비트들(common pilot bits)(CPICH)에 상응하는 신호대잡음비(SNR)의 지식은 적절한 코딩율(coding rate) 및 채널 품질 지시자(channel quality indicator:CQI)값에 의해 식별되는 변조 값을 선택하는데 이용될 수 있는 HSDPA 데이터 채널(HS-DPCH)의 신호대잡음비(SNR)를 추정하는데 이용될 수 있다.
신호대잡음비(SNR)는 신호 전력 성분과 잡음 전력 성분간의 비율(ratio)을 계산함으로써 추정될 수 있다. 신호 전력 성분이 제어 비트들의 각 셋트에 특정되는 반면에(제어 비트들의 각 셋트들은 수신기 핸드셋에서 알려지지 않은 다른 전력 배분(allocation)으로 할당되기 때문에), 제어 비트들의 각 셋트로부터 계산되는 잡음 전력 성분은 서로 연관될 수 있다. 다중 잡음 전력 성분들을 총 잡음 전력 성분에로 결합시킴으로써, 핸드셋의 개선된 행동을 가져오도록 전체 잡음 전력 추정값은 개선되고, 각 신호대잡음비(SNR) 추정값이 개선된다.
도 2b는 본 발명의 일실시예에 따라 WCDMA 네트워크에서 제 1 잡음 전력 추정값의 결정을 보여주는 블록 다이어그램이다. 도 2b를 참조하면, 주어진 무선 링 크(radio link:RL)를 위한 복수의 전송 전력 제어(TPC) 추출 핑거들, 예를 들어 TPC 추출 핑거i(202b) 내지 TPC 추출 핑거j(204b), 복수의 합산화 블록들(206b, 212b, 216b), 제곱 블록(214b), 나눗셈 블록(218b)이 나타나 있다.
다중경로-페이딩(multipath-fading) 환경에서, 수신기 구조는 다중 수신 경로들에 대하여 핑거들, 예를 들어 전송 전력 제어(TPC) 추출 핑거i(202) 및 전송 전력 제어(TPC) 추출 핑거j(204),을 할당할 수 있다. 같은 무선 링크 셋트에 속해 있는 그들 핑거들은 TPC I 합(208b) 및 TPC Q 합(210b)을 생성하기 위해 합산화 블록(206)에 의해 합산될 수 있다. 본 발명의 일실시예에서, 제 1 잡음 전력 추정값은 전송 전력 제어(TPC) 비트들을 활용하여 계산될 수 있다. 주어진 슬롯 및 핑거j에서의 i번째 수신(recived) 전송 전력 제어(TPC) 비트는 수학식 74에 의해 표현될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00097
여기에서, STPC는 신호전력을 포함할 수 있으며, Sbi는 전송 전력 제어(TPC) 비트의 값을 포함할 수 도 있고 +1 또는 -1일 수 있으며, hj는 핑거j에서 복소채널이득을 포함할 수 있으며, nij는
Figure 112007041475721-PAT00098
에 의해 표기되는 분산의 잡음성분을 나타내는 복소 확률변수를 포함할 수 있다. 값 Ior은 기지국 안테나 커넥터에서 다운링크 신호의 총 전송 전력 주파수 효율(spectral density)을 포함할 수 있으며, 값 Ioc는 사용자 장비(UE) 커넥터에서 측정된 것과 같이 셀들로부터의 간섭을 시뮬레션하는 대역 제한 백색잡음의 전력 주파수 효율을 포함할 수 있다.
전송 전력 제어(TPC) 심볼의 I 및 Q 성분들 양쪽에 있는 표시 비트(sign bit)는 동일할 수 있다. 그러므로 다음의 수학식은 각 심볼들에 대하여 옳을 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00099
슬롯당
Figure 112007041475721-PAT00100
심볼들이 있기 때문에, 슬롯당
Figure 112007041475721-PAT00101
잡음 샘플들이 있을 수 있다. 가법 백색 가우시안 잡음(additive white gaussian noise:AWGN)에서 잡음 전력 추정값은 다음의 수학식 76에 따라 생성될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00102
플랫 페이딩에서, 잡음 전력 추정값은 다음의 수학식 77에 따라 생성될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00103
공간 시간 전송 다이버서티(space time transmit diversity:STTD) 플랫 페이 딩에서, 잡음 전력 추정값은 다음의 수학식 78에 따라 생성될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00104
폐루프1(CL1) 플랫 페이딩에서, 잡음 전력 추정값은 다음의 수학식 79에 따라 생성될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00105
폐루프2(CL2) 플랫 페이딩에서, 잡음 전력 추정값은 다음의 수학식 80에 따라 생성될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00106
동작에서, 모든 핑거들로부터 TPC 비트들은 합산화 블록(206b)에 의해 합산된다. 결과 TPC Q 합(210b)은 합산화 블록(212b)에 의해 TPC I 합(208b)으로부터 차감된다. 그러면, 차감된 TPC 비트들은 TPC_sqr_diff(k)를 생성하기 위해 제곱블록(214b)에 의해 제곱된다. 제곱차 TPC_sqr_diff(k)(215b)는 TPC 심볼들의 수에 합산화 블록(216b)에 의해 합산된다. 슬롯당 num_tpc/2와 같게 된다. 이러한 점에서 합산화 블록(216b)은 합 Ntpc(k)(217b)을 생성할 수 있으며, 새로운 추정값은 슬롯당 한번 획득될 수 있다. 합 Ntpc(k)(217b)은 다음의 식에 따라 잡음 전력의 제 1 추정값 Ntpc_norm(k)(220b)를 생성하기 위해 나눗셈블록(218b)을 이용하여 TPC 비 트들의 수로 나누어질 수 있다.
Ntpc_norm(k)=Ntpc(k)/num_tpc
도 2c는 본 발명의 일실시예에 따라 WCDMA 네트워크에서 제 2 잡음 전력 추정값의 결정을 보여주는 블록 다이어그램이다. 도 2c를 참조하면, 주어진 무선링크(RL)를 위한 복수의 파일롯 추출 핑거들, 예를 들어 파일롯 추출핑거i(222c) 내지 파일롯 추출 핑거j(204c), 합산화 블록(206c), 잡음 전력 추출 블록(noise power extraction block:NPEB)(212c)가 나타나 있다. 다중경로 페이딩환경에서, 수신기 구조는 다중 수신경로에 핑거들, 예를 들어 파일롯 추출 핑거i(202c) 및 파일롯 추출 핑거j(204c)를 할당할 수 있다. 동일한 무선링크(RL) 셋트에 속한 그들 핑거들은 파일롯 I 합(208c) 및 파일롯 Q 합(210c)을 생성하기 위하여 합산화 블록(206c)에 의해 합산될 수 있다. 본 발명의 일실시예에서는 제 2 잡음 전력 추정값이 파일롯 비트들을 활용하여 계산될 수 있다.
무선 통신 네트워크내에서, 수신된 무선 신호는 정적 확률변수로서 모델화될 수 있다. 통계 이론으로부터 x가 확률변수이면 그것의 분산은 다음의 수학식 81을 활용하여 계산될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00107
결론적으로, 수신된 신호의 잡음 전력은 수신된 신호의 분산을 추정하는 것에 의해 계산될 수 있다.
동작에서, 모든 핑거들(202c, ..., 204c)로부터의 파일롯 비트들은 합산화 블록(206c)에 의해 합산될 수 이다. 결과 파일롯 Q 합(210c) 및 파일롯 I 합(208c)은 잡음 전력 추출 블록(noise power extraction block:NPEB)에 통신될 수 있다. 잡음 전력 추출 블록(NPEB)(212c)은 예를 들어 수신된 무선신호의 분산을 이용하여 제 2 잡음 전력 추정값을 계산할 수 있다.
도 2d는 본 발명의 일실시예에 따라 이용될 수 있는 잡음 전력 추출 블록의 블록 다이어그램이다. 도 2d를 참조하면, 잡음 전력 추출 블록(NPEB)(212c)은 승산블록(206d, 208d, 230d), 복수의 합산화 블록(210d, 212d, 214d, 216d, 232d, 226d, 236d)를 포함할 수 있다. 잡음 전력 추출 블록(NPEB)은 복수의 제곱블록들(218d, 220d, 228d), 나눗셈 블록들(222d, 224d, 234d)을 포함할 수 있다.
비-다이버서티(non-diversity) 플랫 페이딩이 존재하는 환경에서는, 각 슬롯에서 각 전용 파일롯 비트들의 소프트값(soft value)은 전용 DPCH 제어 메시지를 활용하여 수신 사용자 장비로부터 획득될 수 있다. i번째 파일롯 심볼은 다음의 수학식 82에 의해 표현될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00108
SDED는 전송 신호 전력을 포함하고, ISeq 및 QSeq는 전송된 I 및 Q 시퀀스를 포함하고,
Figure 112007041475721-PAT00109
SMS 파일롯 심볼을 포함하고, h는 핑거i에서 채널이득을 포함하고, ni는 사용자 장비에서 수신된 신호의 잡음을 포함한다. 슬롯당 전용 파일롯 비 트들의 수는 슬롯당 num_ded/2 파일롯 심볼들이 될 수 있는 num_ded로 표기될 수 있다.
도 2c 및 도 2d를 참조하면, 합산화 블록(206c)으로부터 NPEB(212c)로 통신되는 파일롯 I 합(208c) 및 파일롯 Q 합(210c)은 다음의 수학식 83을 이용하여 표현될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00110
파일롯 I 합(208c) 및 파일롯 Q 합(210c)은 NPEB(212c)로 통신되고, 각 파일롯 합(208c, 210c)은 위상 회전(phase rotation)을 제거하기 위하여 승산블록(206d, 280d)을 이용하여 자신의 시퀀스 ISeq(238d) 및 QSeq(240d)에 의해 각각 곱해진다. I 및 Q 후속-디로테이션(post-derotation) 성분들은 다음의 수학식84로 표현될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00111
여기에서, nI 및 nQ는 I 및 Q 가지들(branches)상의 잡음 성분들을 포함하는데, 이를 위해 전력이 추정된다.
본 발명의 일실시예에서는, 제 2 잡음 전력 추정값은 수신된 신호 전력의 평균
Figure 112007041475721-PAT00112
으로부터 수신된 신호의 평균의 제곱
Figure 112007041475721-PAT00113
의 차감을 이용하여 계산될 수 있다. I 및 Q 후속 디로테이션(post-derotation) 성분들은 합산화 블록들(210d, 212d)에 의해 num_ded/2에 각각 합산될 수 있다. 합산된 I 및 Q 후속 디로테이션 성분분은 나눗셈 블록들(222d, 224d)에 의해 각각 표준화(normalized)될 수 있다. 예를 들어 나눗셈 블록들(222d, 224d)은 표준화를 달성하기 위해 합산된 I 및 Q 후속 리로테이션 성분들을 num_ded/2로 나눌 수 있다. 평균 I(242d) 및 평균 Q(244d)로 표기될 수 있는 나눗셈 블록들의 출력들(222d, 224d)은 다음의 수학식으로 표현될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00114
수학식 81을 참조하면, 수신된 신호의 평균의 제곱
Figure 112007041475721-PAT00115
은 다음의 수학식 86을 이용하여 계산될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00116
여기에서, K는 크기조절 인자(scaling factor)로서 하드웨어 상수에 근거할 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00117
의 계산은 합산화 블록(226d) 및 제곱블록(228d)에 의해 수 행될 수 있으며, 크기조절 인자 K에 의한 곱셈은 승산블록(230d)에 의해 수행될 수 있다.
I 및 Q 후속 디로테이션 성분들은 제곱블록들(218d, 220d)에 의해 각각 제곱될 수 있다. 제곱된 성분들은 다음의 수학식 87에 의해 표현될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00118
제곱된 성분 I2 및 Q2는 합산화 블록들(214d, 216), num_ded/2에 의해 각각 합산된다. 합산된 제곱 성분들은 합산화 블록(232d)에 의해 결합될 수 있다. 합산화 블록(232d)의 결합된 출력은 나눗셈 블록(234d)에 의해 표준화될 수 있다. 예를 들어 나눗셈 블록(234d)은 표준화를 위해 합산화 블록(232d)의 결합된 출력을 num_ded/2로 나눌 수 있는데, 그것에 의해 수신된 신호 전력의 평균 meansq(246d)
Figure 112007041475721-PAT00119
를 생성할 수 있다. meansq(246d)는 다음의 수학식 88로 표현될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00120
수학식 81을 참조하면, 수신된 신호 전력의 평균
Figure 112007041475721-PAT00121
은 다음의 수학식 89를 이용하여 계산될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00122
이에 더하여, 합산화 블록(236d)을 이용하여 수신된 신호 전력의 평균
Figure 112007041475721-PAT00123
으로부터 수신된 신호의 평균의 제곱
Figure 112007041475721-PAT00124
을 차감하는 것에 의해 잡음 전력이 계산될 수 있다는 것이 수학식 81로부터 비롯된다. 이러한 점에서, 제 2 잡음 전력 추정값 Npilot (248d)는 다음의 수학식 90을 이용하여 계산될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00125
도 2e는 본 발명의 일실시예에 따라 전체 잡음 전력 추정값의 결정을 보여주는 블록 다이어그램이다. 도 2e를 참조하면, 합산화 블록(204e) 및 승산블록들(202e, 206e)이 나타나 있다. 본 발명의 다른 실시예에서, 제 1 잡음 전력 추정값 Ntpc(220b) 및 제 2 잡음 전력 추정값 Npilot(248d)는 총 잡음 전력 추정값
Figure 112007041475721-PAT00126
(214e)을 획득하기 위해 합산화 블록(204e) 및 승산블록(202e, 206e)을 이용하여 결합될 수 있다. 이러한 점에서, 제 2 잡음 전력 추정값 Npilot(248d)은 승산블록(202e)을 이용하여 크기조절 인자(scaling factor)에 의하여 크기조절될 수 있다. 크기조절된 결과는 합산화 블록(204e)을 이용하여 제 1 잡음 전력 추정값 Ntpc(220b)에 더해질 수 있다. 결과합(212e)은 두개의 승산블록(206e)을 이용하여 나누어질 수 있다. 총 잡음 전력 추정값
Figure 112007041475721-PAT00127
(214e)은 다음의 수학식 91을 사용하여 표현될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00128
잡음 전력이 TPC 및/또는 파일롯 비트들을 이용하여 계산될 수 있지만, 본 발명은 그에 한정되지 않는다. 예를 들어, 잡음 전력 여기에서 설명된 바와 같은 유사한 방법들에 따른 CPICH를 이용하여 계산될 수 있다. 예에서는 3개의 잡음 추정값이 가능할 때, 총 잡음 전력 추정값
Figure 112007041475721-PAT00129
은 다음의 수학식 92를 사용하여 계산될 수 있다.
Figure 112007041475721-PAT00130
도 3은 본 발명의 일실시예에 따라 WCDMA 네트워크에서 전체 잡음 전력 추정값을 결정하기 위한 예시적인 단계들을 보여주는 블록 다이어그램이다. 도 2b, 2c, 2d, 2e, 3을 참조하면, 단계 302에서 다운링크 전용 물리 채널(DPCH)을 위한 제 1 잡음 전력 추정값 Ntpc(220b)는 다운링크 DPCH를 통해 송수신기에 의해 수신되고 핑거들(202b, ..., 204b)을 통해 추출된 복수의 TPC 비트들에 근거하여 계산될 수 있다. 복수의 TPC 비트들의 적어도 하나가 수신되었을 때, 복수의 TPC 비트들의 적어도 하나의 값은 알려지지 않을 수 있다. 단계 304에서, NPEB(212c)는 다운링크 DPCH를 통하여 송수신기에 의해 수신되고, 핑거들(202c, ..., 204c)을 통해 추출된 복수의 파일롯 비트들에 근거하여 다운링크 DPCH의 제 2 잡음 전력 추정값 Npilot(248d)를 계산할 수 있다. 단계 306에서, 제 2 잡음 전력 추정값 Npilot(248d)는 크기조절 인자 A를 활용하여 승산블록(202e)에 의해 크기조절될 수 있다. 단계 308에서 제 1 잡음 전력 추정값 Ntpc(220b) 및 크기조절된 잡음 전력 추정값 Npilot(248d)은 결합된 잡음 전력 추정값을 생성하기 위해 합산화 블록(204e)에 의해 합산될 수 있다. 결합된 잡음 전력 추정값(212e)은 두개의 승산블록(206e)을 이용하여 나눌어질 수 있다. 단계 310에서, 송수신기가 적어도 하나의 업링크 통신 경로를 통해 통신할 때, 송수신기의 전송 전력은 송수신기의 결합된 잡음 전력 추정값(214e)에 근거하여 조절될 수 있다.
도 1a를 참조하면 본 발명의 일실시예에서는 다운링크 채널 RL1를 위한 총 잡음 전력 추정값이 복수의 이종 제어 채널들로부터의 제어 채널 비트들에 근거하여 계산될 수 있다. 복수의 제어 채널 비트들은 전용 물리 채널(dedicated physical channel:DPCH) 전송 전력 제어(transmit power control)비트들, 전용 물리 채널 파일롯 비트들, 공통 파일롯 채널(common pilot channel : CPICH)비트들 중 적어도 두 개를 포함할 수 있다. 다운링크 채널(RL1)을 위한 제 1 잡음 전력 추정값은 복수의 전용 물리 채널 전송 전력 제어(DPCH TPC) 비트들에 근거하여 계산될 수 있다. 적어도 하나의 상기 복수의 전용 물리 채널 전송 전력 제어(DPCH TPC)비트들이 수신될 때, 적어도 하나의 복수의 전용 물리 채널 전송 전력 제어(DPCH TPC) 비트들의 값은 알려지지 않을 수 있다. 다운링크 채널(RL1)을 위한 제 2 잡음 전력 추정값은 복수의 전용 물리 채널(DPCH) 파일롯 비트들에 근거하여 계산될 수 있다. 다운링크 채널(RL1)을 위한 총 잡음 전력 추정값은 그 계산된 제 1 잡음 전력 추정값 및 계산된 제 2 잡음 전력 추정값에 근거하여 계산될 수 있다.
계산된 제 2 잡음 전력 추정값은 크기조절된(scaled) 제 2 잡음 전력 추정값을 산출하는데 슬롯별 전송 전력 제어 비트들의 개수의 함수인 크기조절 인자(scaling factor)를 활용하기 위하여 크기조절(scaling)될 수 있다. 제 1 잡음 전력 추정값과 크기조절된 제 2 잡음 전력 추정값은 총 잡음 전력 추정값을 산출하기 위해 합산된다. 다운링크 채널(RL1)을 위한 제 3 잡음 전력 추정값이 복수의 공통 파일롯 채널(common pilot channel:CPICH) 비트들에 근거하여 계산될 수 있다. 다운링크 채널(RL1)을 위한 총 잡음 전력 추정값은 계산된 제 1 잡음 전력 추정값, 상기 계산된 제 2 잡음 전력 추정값, 상기 계산된 제 3 잡음 전력 추정값에 근거하여 계산될 수 있다. 송신기의 전송 전력은 송신기가 총 잡음 전력 추정값에 근거하여 다운링크 채널(RL1)을 통하여 통신할 때 조절될 수 있다.
다운링크 채널을 통하여 수신되는 복수의 상기 전용 물리 채널 전송 전력 제어(DPCH TPC) 비트들의 부분들은 인페이즈(in-phase)(I) 성분 및 쿼드래쳐(quadrature)(Q) 성분을 생성하기 위하여 합산될 수 있다. 생성된 I 성분 및 상기 생성된 Q 성분은 다운링크 채널을 위한 제 1 잡음 전력 추정값을 결정하기 위하여 차감될 수 있다. 차감된 I 성분 및 상기 차감된 Q 성분은 다운링크 채널을 위한 상기 제 1 잡음 전력 추정값을 결정하기 위하여 제곱 연산하는(squaring)될 수 있다. 제곱된 I 성분 및 생성된 Q 성분은 다운링크 채널을 위한 제 1 잡음 전력 추정값을 결정하기 위하여 복수의 전송 전력 제어(TPC) 심볼들 위에 합산될 수 있다. 복수의 전송 전력 제어(TPC) 심볼들은 상기 다운링크 채널의 슬롯당 상기 복수의 전용 물리 채널 전송 전력 제어(DPCH TPC) 비트들의 1.5배이다. 합산된 I 성분과 생성된 Q 성분의 놈(norm)은 다운링크 채널을 위한 제 1 잡음 전력 추정값을 결정하기 위해 제곱된 I 성분 및 생성된 Q 성분의 합을 다운링크 채널의 슬롯당 복수의 전용 물리 채널 전송 전력 제어(DPCH TPC) 비트들의 개수로 나눔으로써 계산될 수 있다. 다운링크 채널을 통해 수신된 복수의 전용 물리 채널(DPCH) 파일롯 비트들의 평균이 평균 제곱 추정값을 산출하기 위하여 계산될 수 있다. 다운링크 채널을 통해 수신된 복수의 전용 물리 채널(DPCH) 파일롯 비트들의 전력의 평균이 평균 전력 추정값을 산출하기 위하여 계산될 수 있다. 평균 제곱 추정값이 다운링크 채널을 위한 제 2 잡음 전력 추정값을 결정하기 위하여 평균 전력 추정값으로부터 차감될 수 있다.
본 발명의 또 다른 실시예는 기계 가독 저장 장치(machine-readable storage)로서, 신호 처리를 위한 적어도 하나의 코드 섹션(code section)을 가지고 있는 컴퓨터 프로그램을 저장하며, 적어도 하나의 코드 섹션은 기계에 의해 실행가능한 것으로, 기계로 하여금, 상술한 단계들을 실행하도록 하는 기계 가독 저장 장치를 제공할 수 있다.
따라서, 본 발명은 하드웨어, 또는 소프트웨어, 또는 하드웨어 및 소프트웨어 둘 다의 조합으로 구현될 수 있다. 본 발명은 적어도 하나의 컴퓨터 시스템을 가지는 중앙 방식(centralized fashion)으로 구현될 수 있거나, 다른 구성요소들이 몇몇 서로 연결된 컴퓨터 시스템들에 흩어져 있는 분산 방식(distributed fashion)으로 구현될 수도 있다. 여기에서 기술된 방법들을 실행하기 위해 채택된 어떠한 종류의 컴퓨터 시스템이나 다른 장치도 적절하다. 하드웨어 및 소프트웨어의 전형 적인 조합에는 컴퓨터 시스템에서 로딩되어 실행되었을 때, 여기에서 기술된 방법들을 실행하도록 컴퓨터 시스템을 제어하기 위한 컴퓨터 프로그램을 가지는 범용 컴퓨터 시스템이 있을 수 있다.
본 발명의 일실시예는 보드급 제품(board level product)으로서, 단일칩, ASIC(application specific integrated circuit), 또는 단일칩에 분리된 부품들과 같은 시스템의 다른 부분들과 집적화된(integrated) 다양한 레벨로서 구현될 수 있다. 시스템의 집적화 정도는 속도 및 비용 고려에 의해 우선적으로 결정될 수 있다. 현대 프로세로서의 정교한 특성으로 인하여 본 시스템의 ASIC 구현에 대하여 외부에 구현될 수 있는 상용 프로세서를 활용하는 것이 가능해졌다. 선택적으로 프로세서가 ASIC 코어(core) 또는 로직 블록(logic block)으로 가능한 경우, 상용 프로세서는 펌웨어로서 구현된 다양한 기능을 가지는 ASIC 디바이스의 일부분으로서 구현될 수 있다.
본 발명은 여기에서 기술된 방법들의 실행을 가능하게 하는 모든 특징들을 포함하고, 컴퓨터 시스템에 로딩되었을 때 이 방법들을 실행할 수 있는 컴퓨터 프로그램 제품에 임베디드(embeded)될 수 있다. 여기에서, 컴퓨터 프로그램은 임의의 언어, 또는 코드(code), 또는 기호(notation)에서 명령들 집합을 표현하는 어떤 것이라도 의미한다. 이 명령들 집합의 표현들은 직접적으로, 또는 a) 다른 언어, 코드, 또는 기호로의 변환(conversion) b) 다른 매체 형태로의 재생(reproduction)중에서 어느 하나 또는 둘 모두를 수행한 후에 시스템이 특정한 기능을 수행하기 위한 정보 처리 능력을 가지도록 의도된 것이다.
본 발명은 몇몇 실시예들을 참조하여 설명되었지만, 본 발명의 범주로부터 벗어나지 않고 다양한 변형이 이루어질 수 있으며, 균등물들이 대신될 수 있음은 당해 기술 분야에 숙련된 자들에게 이해될 것이다. 또한, 본 발명의 범주를 벗어나지 않고 특정한 상황 또는 매체를 본 발명의 기술들에 채택하기 위하여 많은 변형들이 있을 수 있다. 따라서, 본 발명은 개시된 특정 실시예들에 한정되지 않아야 하며, 첨부되는 청구항들의 범위내에 있는 모든 실시예들을 포함할 것이다.
본 발명에 의하면, 광대역 코드분할 다중 접속 네트워크에서 잡음 전력 추정값을 개선하기 위한 방법 및 시스템을 제공함으로써 종래의 전형적인 접근들이 가지는 한계점들과 단점들을 해결할 수 있다.

Claims (10)

  1. 복수의 이종 제어 채널들로부터의 복수 제어 채널 비트들에 근거하여 다운링크 채널을 위한 총 잡음 전력 추정값을 계산하는 단계를 포함하는 신호 처리 방법.
  2. 청구항 1에 있어서, 상기 복수의 제어 채널비트들은 전용 물리 채널(dedicated physical channel:DPCH) 전송 전력 제어(transmit power control:TPC) 비트들, 전용 물리 채널(DPCH) 파일롯 비트들, 공통 파일롯 채널(common pilot channel:CPICH) 비트들 중 적어도 둘을 포함하는 신호 처리 방법.
  3. 청구항 2에 있어서,
    복수의 상기 전용 물리 채널 전송 전력 제어(DPCH TPC) 비트들에 근거하여 상기 다운링크 채널을 위한 제 1 잡음 전력 추정값을 계산하는 단계를 더 포함하되,
    상기 복수의 전용 물리 채널 전송 전력 제어(DPCH TPC) 비트들의 적어도 하나가 수신되었을 때, 상기 복수의 전용 물리 채널 전송 전력 제어(DPCH TPC) 비트들의 적어도 하나의 값은 미지상태인 신호 처리 방법.
  4. 청구항 3에 있어서, 복수의 상기 전용 물리 채널(DPCH) 파일롯 비트들에 근거하여 상기 다운링크 채널을 위한 제 2 잡음 전력 추정값을 계산하는 단계를 더 포함하는 신호 처리 방법.
  5. 청구항 4에 있어서,
    상기 계산된 제 1 잡음 전력 추정값 및 상기 계산된 제 2 잡음 전력 추정값에 근거하여 상기 다운링크 채널을 위한 상기 총 잡음 전력 추정값을 계산하는 단계를 더 포함하는 신호 처리 방법.
  6. 청구항 5에 있어서,
    크기조절된(scaled) 제 2 잡음 전력 추정값을 산출하기 위해 슬롯별 전송 전력 제어 비트들의 개수의 함수인 크기조절 인자(scaling factor)를 활용하여 상기 계산된 제 2 잡음 전력 추정값을 크기조절(scaling)하는 단계와,
    상기 총 잡음 전력 추정값을 산출하기 위해 상기 제 1 잡음 전력 추정값과 상기 크기조절된 제 2 잡음 전력 추정값을 합산하는 단계를 더 포함하는 신호 처리 방법.
  7. 복수의 이종 제어 채널들로부터의 복수 제어 채널 비트들에 근거하여 다운링크 채널을 위한 총 잡음 전력 추정값의 계산을 가능하게 하는 회로부를 포함하는 신호 처리 시스템.
  8. 청구항 7에 있어서, 상기 복수의 제어 채널비트들은 전용 물리 채널(dedicated physical channel:PCH) 전송 전력 제어(transmit power control:TPC) 비트들, 전용 물리 채널(DPCH) 파일롯 비트들, 공통 파일롯 채널(common pilot channel: CPICH) 비트들 중 적어도 둘을 포함하는 신호 처리 시스템.
  9. 청구항 8에 있어서,
    상기 회로부는 복수의 상기 전용 물리 채널 전송 전력 제어(DPCH TPC) 비트들에 근거하여 상기 다운링크 채널을 위한 제 1 잡음 전력 추정값의 계산을 가능하게 하되,
    상기 복수의 전용 물리 채널 전송 전력 제어(DPCH TPC) 비트들의 적어도 하나가 수신되었을 때, 상기 복수의 전용 물리 채널 전송 전력 제어(DPCH TPC) 비트들의 상기 적어도 하나의 값은 미지상태인 신호 처리 시스템.
  10. 청구항 9에 있어서, 상기 회로부는 복수의 상기 전용 물리 채널(DPCH) 파일롯 비트들에 근거하여 상기 다운링크 채널을 위한 제 2 잡음 전력 추정값의 계산을 가능하게 하는 신호 처리 시스템.
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