CN101022308B - Wcdma网络中判断同步状态的方法和系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种在宽带CDMA(WCDMA)网络中判断同步状态的方法和系统，所述方法包括根据通过下行专用物理信道(DPCH)接收到的多个发射功率控制(TPC)比特计算所述下行专用物理信道(DPCH)的信噪比(SNR)，其中所述多个TPC比特中的所述至少一个比特的值在接收到该比特时是未知的。本发明可根据所计算得到的信噪比控制发射电路。如果所述多个TPC比特的所述计算出的SNR低于第一信道阈值时则禁用发射电路。如果所述多个TPC比特的所述计算出的SNR高于第二信道阈值则启用发射电路。

Description

WCDMA网络中判断同步状态的方法和系统

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，更具体地说，涉及一种用于在宽带CDMA(WCDMA)网络中确定同步状态的方法和系统。

背景技术

移动通信已经改变了人们的通信方式，而移动电话也已经从奢侈品变成了人们日常生活中不可缺少的一部分。今天，移动设备的使用由社会环境支配，而不受地域和技术的限制。虽然语音通信可满足人们交流的基本要求，且移动语音通信也已进一步渗入了人们的日常生活，但移动通信发展的下一阶段是移动互联网。移动互联网将成为日常信息的共同来源，理所当然应实现对这些数据的简单通用的移动式访问。

第三代(3G)蜂窝网络专门设计来满足移动互联网的这些未来的需求。随着这些服务的大量出现和使用，对于蜂窝网络运营商而言，网络容量和服务质量(QoS)的成本效率优化等因素将变得比现在更为重要。当然，可以通过精细的网络规划和运营、传输方法的改进以及接收机技术的提高来实现这些因素。因此，运营商需要新的技术，以便增大下行吞吐量，从而提供比那些线缆调制解调器和/或DSL服务提供商更好的QoS容量和速率。在这点上，对于今天的无线通信运营商而言，采用基于宽带CDMA(WCDMA)技术的网络将数据传送到终端用户是更为可行的选择。

通用移动通信系统(UMTS)是3G系统的一种实现方式，旨在为便携式用户设备提供包含语音、多媒体和互联网接入在内的综合服务。UMTS采用宽带CDMA(WCDMA)，用于提供高达2Mb/s的数据传输速率。WCDMA可以提供更高数据速率的其中一个原因是WCDMA信道带宽为5MHz，而GSM的信道带宽为20kHz。

在WCDMA下行链路中，小区内干扰和小区间干扰可产生多址干扰(multiple access interference，简称MAI)。来自相邻基站的信号会形成小区间干扰，其特征表现为扰码、信道和到达角度不同于期望的基站信号。采用空间均衡可抑制小区间干扰。在采用正交扩频码的同步下行链路应用中，多径传播会产生小区内干扰。由于带有任意时移的扩频码之间的非零交叉相关性，解扩频之后的传播路径间存在干扰，从而产生多址干扰。小区内干扰的水平对信道响应的依赖性很强。在近似平坦衰落信道中，物理信道之间几乎保持完全正交，小区内干扰对接收机性能不会有任何严重的影响。频率选择性对于WCDMA网络中的信道来说是很常见的。

移动网络允许用户在移动中获取服务，因此在移动性方面给用户带来了更大的自由。不过，该自由也给移动系统带来了不确定性。终端用户的移动性会给链路质量和干扰强度带来动态变化，有时会要求特定用户更改为其提供服务的基站。这一过程称为切换(HO)。切换是处理终端用户移动性的基本部分。当移动用户跨越蜂窝小区边界时，切换可保证无线服务的连续性。

WCDMA网络允许移动手持机同时与多个小区站点通信。例如，在从一个小区切换到另一个小区的软切换情况下，手持机即同时与多个小区站点通信。软切换所涉及的小区站点使用相同的频率带宽。有时候，切换可能从一个小区站点切换到另一个小区站点，而这两个小区站点使用不同的频率。在这种情况下，移动手持机可能需要调频为新小区站点的频率。这样，就需要额外电路来处理通过第二频率与第二小区站点进行的通信，同时仍使用第一频率与第一小区站点通信。该额外电路可能造成移动手持机的非期望附加成本。

通过比较本申请后续部分结合附图介绍的本发明的系统，常规和传统方法的进一步局限性和缺点对本领域的技术人员来说变得很明显。

发明内容

本发明的一种用于在WCDMA网络中确定同步状态的方法和/或系统，结合至少一副附图给出了充分地显示和/或描述，并更完整地在权利要求中阐明。

根据本发明的一个方面，提供了一种信号处理方法，所述方法包括：

根据通过下行专用物理信道(dedicated physical channel，简称DPCH)接收到的多个发射功率控制(transmit power control，简称TPC)比特计算所述下行专用物理信道的信噪比(signal to noise ratio，简称SNR)，其中所述多个TPC比特中的所述至少一个比特的值在接收到该比特时是未知的。

优选地，所述方法进一步包括：根据所计算得到的信噪比控制发射电路。

优选地，所述方法进一步包括：如果所述多个TPC比特的所述计算出的SNR低于第一信道阈值，则禁用发射电路。

优选地，所述方法进一步包括：如果所述多个TPC比特的所述计算出的SNR高于第二信道阈值，则启用发射电路。

优选地，所述方法进一步包括：将通过所述下行专用物理信道上的多个多路径接收得到的所述多个TPC比特的各部分相加，以生成同相(I)分量和正交(Q)分量。

优选地，所述方法进一步包括：

将所述生成的I分量和所述生成的Q分量相加，以确定所述DPCH的信号功率；和

将所述生成的I分量和所述生成的Q分量之和进行平方运算，以确定所述DPCH的所述信号功率。

优选地，所述方法进一步包括：将所述生成的I分量和所述生成的Q分量之和的平方除以所述DPCH每个时隙的所述多个TPC比特的数量，得到所述生成的I分量和所述生成的Q分量之和的平方值的平均数(norm)，从而确定所述DPCH的所述信号功率。优选地，所述方法进一步包括：计算根据所述生成的I分量和所述已生成的Q分量求得的所述平均数在时间窗内的平均值。

优选地，所述方法进一步包括：将所述生成的I分量和所述生成的Q分量相减，以确定所述DPCH的噪声功率。

优选地，所述方法进一步包括：

将所述I分量和所述Q分量之差进行平方运算，以确定所述DPCH的所述噪声功率；和

将多个TPC符号上的所述I分量和Q分量之差的平方值相加，以确定所述DPCH的所述噪声功率。

优选地，所述多个TPC符号的数量等于所述DPCH每个时隙中的所述TPC比特数的一半。

优选地，所述方法进一步包括：

通过将所述I分量和所述Q分量差值的平方之和除以所述DPCH每个时隙中的TPC比特的数量，计算所述I分量和所述Q分量差值的平方之和的平均数，以确定所述DPCH的所述噪声功率；和

将所述I分量和Q分量差值的平方之和的平均数在时间窗内取平均值，以确定所述DPCH的所述噪声功率。

优选地，所述方法进一步包括：通过对多个无线链路组中每个无线链路组的计算出的SNR求平均值，为多个多路径计算所述DPCH的所述SNR。

优选地，所述方法进一步包括：为所述多个无线链路组的每一个计算所述DPCH的所述SNR，以确定多个信噪比(SNR)。

优选地，所述方法进一步包括：当且仅当所述多个SNR中的至少一个SNR高于第一信道阈值时，启用发射电路。

根据本发明的一方面，提供了一种信号处理系统，所述系统包括：

用于根据通过下行专用物理信道(DPCH)接收到的多个发射功率控制(TPC)比特计算所述下行专用物理信道的信噪比(SNR)的电路，其中，所述多个TPC比特中的至少一个比特的值在接收到该比特时是未知的。

优选地，所述电路根据所述计算出的信噪比控制发射电路。

优选地，如果所述多个TPC比特的所述计算出的SNR低于第一信道阈值时，所述电路禁用发射电路。

优选地，如果所述多个TPC比特的所述计算出的SNR高于第二信道阈值时，所述电路启用发射电路。

优选地，所述系统进一步包括：用于将通过所述下行专用物理信道上的多个多路径接收到的所述多个TPC比特的各部分相加以生成同相(I)分量和正交(Q)分量的电路。

优选地，所述系统进一步包括：

用于将所述生成的I分量和所述生成的Q分量相加以确定所述DPCH的信号功率的电路；

用于将所述生成的I分量和所述生成的Q分量之和进行平方运算以确定所述DPCH的所述信号功率的电路。

优选地，所述系统进一步包括：用于将所述I分量和所述Q分量之和的平方除以所述DPCH每个时隙的所述多个TPC比特的数量，得到所述I分量和所述Q分量之和的平方值的平均数，从而确定所述DPCH的所述信号功率的电路。

优选地，所述系统进一步包括：用于计算求得的所述I分量和所述Q分量的所述平均数在时间窗内的平均值的电路。

优选地，所述系统进一步包括：

将所述生成的I分量和所述生成的Q分量相减以确定所述DPCH的噪声功率的电路；

将所述I分量和所述Q分量之差进行平方运算以确定所述DPCH的所述噪声功率的电路。

优选地，所述系统进一步包括：将多个TPC符号上的所述I分量和Q分量的平方值相加以确定所述DPCH的所述噪声功率的电路。

优选地，所述多个TPC符号的数量等于所述DPCH每个时隙中的所述TPC比特数的一半。

优选地，所述系统进一步包括：

通过将所述I分量和所述Q分量之和除以所述DPCH每个时隙中的所述多个TPC比特的数量，计算出所述I分量和所述Q分量之和的平均数，以确定所述DPCH的所述噪声功率的电路；

将求得的所述I分量和Q分量之和的平均数在时间窗内取平均值的电路。

优选地，所述系统进一步包括：通过对多个无线链路组中每个无线链路组的计算出的SNR求平均值，为多个多路径计算所述DPCH的所述SNR的电路。

优选地，所述系统进一步包括：为所述多个无线链路组的每一个计算所述DPCH的所述SNR以确定多个信噪比(SNR)的电路。

优选地，所述系统进一步包括：当且仅当所述多个SNR中的至少一个SNR高于第一信道阈值时启用发射电路的电路。

本发明的各种优点、目的和创新特征，及其实施例的具体细节，将从下面的描述和附图中得到更充分的理解。

附图说明

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：

图1A是本发明实施例中WCDMA手持机与两个WCDMA基站通信的示意图；

图1B是本发明实施例中下行专用物理信道(DPCH)的典型无线帧格式的方框示意图；

图2是本发明实施例在WCDMA网络中确定同步状态的方框示意图；

图3是本发明实施例计算DPCH信号功率估值的步骤流程图；

图4是本发明实施例计算DPCH噪声功率估值的步骤流程图；

图5是本发明实施例在WCDMA网络中确定同步状态的步骤流程图。

具体实施方式

本发明公开了一种用于在WCDMA网络中确定同步状态的方法和系统，其中所述方法包括根据通过下行专用物理信道(DPCH)接收到的多个发射功率控制(TPC)比特计算所述下行专用物理信道(DPCH)的信噪比(SNR)，其中所述多个TPC比特中的所述至少一个比特的值在接收到该比特时是未知的。上行发射电路可根据所计算得到的信噪比进行控制。如果所述多个TPC比特的所述计算出的SNR低于第一信道阈值，则禁用所述发射电路。如果所述多个TPC比特的所述计算出的SNR高于第二信道阈值，则启用所述发射电路。

由于将非线性信道均衡器应用到WCDMA下行链路时要面临诸多困难，检测带有非线性均衡器的期望物理信道可能需要使用干扰抵消器或最佳的多用户接收机。对于移动终端而言，这两类接收机都是极其复杂的，且需要提供移动终端不可能随时获得的信息。或者，可将总基站信号认为是期望信号。然而，非线性均衡器依赖于期望信号星座图(constellation)的已知信息，且该信息在WCDMA终端不能随时获得。总基站信号的星座图，即所有物理信道之和，是一个具有不均匀间距的高阶正交幅度调制(QAM)星座图。由于发射功率控制(TPC)和控制数据字段间的可能功率偏移量在专用物理信道上进行时分复用，星座图的间距不断发生变化。星座图的阶次也由于非连续传输(DTX)而不断变化。所以要精确估计星座图是非常困难的。

对于基于CDMA的系统而言，上行功率控制(PC)是非常重要的，因为该系统的容量是干扰水平的函数。应控制网络中所有活动用户设备(UE)发射的功率以限制干扰水平，进而缓解一些众所周知的问题，如“远近”效应(near-far effect)等。如果有一个以上的活动用户，非相关用户(non-referenceuser)的发射功率受到一些因素的限制，该因素依赖于相关用户(reference user)编码和非相关用户编码之间的部分互相关性(cross-correlation)。不过，当非相关用户与接收机之间的距离比相关用户与接收机之间的距离更近时，该非相关用户导致的干扰可能比相关用户的功率更强，从而形成了“远近”效应。

功率控制技术包括两类。开环功率控制中，各用户设备测量其接收到的信号功率并据此调整其发射功率；而在闭环功率控制中，由活动无线链路(RL)测量来自所有用户设备的接收信号功率，并同时指示各用户设备提高或降低其上行发射功率，从而使从无线链路上所有用户设备接收的信号的信噪比(SNR)均相同。

图1A是本发明实施例中WCDMA手持机与两个WCDMA基站通信的示意图。在图1A中示出了移动手持机或用户设备120，多个基站BS 122和BS 124，以及多条无线链路(RL)。RL₁和RL₂分别将用户设备120与基站BS 122和基站BS 124连接在一起。用户设备120可包括处理器142、存储器144和无线收发器146。

处理器142可传送和/或控制那些到达/来自基站BS 122和BS 124的多个比特。存储器144包括合适的逻辑、电路和/或代码，用于保存数据和/或控制信息。无线收发器146包括发射电路和/或接收电路，用于根据通过下行专用物理信道(DPCH)接收到的多个发射功率控制(TPC)比特计算下行专用物理信道(DPCH)的信噪比(SNR)，所接收的多个TPC比特在收到时是不可知的。属于同一无线链路组的无线链路将广播相同的发射功率控制(TPC)比特值。属于不同无线链路组的无线链路将广播不同的TPC比特值。用户设备120可同时通过多条无线链路，如通过RL₁和RL₂接收TPC比特。在切换情况下，用户设备120可同时从多个无线链路组接收信号。

WCDMA规范为移动电话上行链路定义了物理随机接入信道(physicalrandom access channel，简称PRACH)，同时为BTS下行链路定义了捕获指示信道(acquisition indicator channel，简称AICH)。当用户设备120完成其基站的搜索，如BS 122，并将其PRACH上行信号与BTS AICH下行信号同步时，即建立了通信。正常操作时，基站识别用户设备120的PRACH前导码并利用AICH进行响应，进而建立通信链路。用户设备120使用PRACH向基站122发送其开环功率控制的设置。PRACH前导码中的错误数据或者信号质量方面的问题可能导致连接断开，从而破坏小区容量或阻止来自基站122的响应。

图1B是本发明实施例中下行专用物理信道(DPCH)的典型无线帧格式的方框示意图。在图1B中示出了无线帧格式102，其时间周期T_f为10ms。无线帧102包括多个时隙，如15个时隙。无线帧102中的每个时隙，如时隙#i 104包括多个专用物理数据信道(DPDCH)和多个专用物理控制信道(DPCCH)。例如，无线帧102中每个时隙如时隙#i的时间周期等于10*2^k比特，其中k＝0…7。

DPDCH是一种下行信道，可表示为每个无线帧102中复用的I/Q代码。下行DPDCH可用于承载数据，如，数据1 154包括N_data1个比特，而数据2 160包括N_data2个比特。每个无线链路中可包括零个、一个或多个下行专用物理数据信道。

DPCCH是一种下行信道，可表示为每个无线帧102中复用的I/Q代码。下行DPCCH用于承载在物理层生成的控制信息。该控制信息包括发射功率控制(TPC)块156、传输格式组合指示(TFCI)块158和导频块162。在每个时隙中TPC块156包括N_TPC个比特，在每个时隙中TFCI块158包括N_TFCI个比特，而在每个时隙中导频块162包括N_pilot个比特。

导频比特162是推定已知(known a priori)的，即在接收机接收时即已经知道该导频比特。与此不同的是，TPC比特156在接收时可能是已知的也可能是未知的。术语“推定”(a priori)的意思是“预先形成或假定的”。“未知的”的意思是当接收机接收到部分或全部TPC比特时，接收机无法确定其实际值，且为了确定该TPC比特是否有效，必须先确定信道的质量。因此，本发明的各实施例利用信道质量来确定TPC比特是有效的或无效的。

在本发明的一个实施例中，可确定与下行专用物理信道(DPCH)一起传输的下行控制信道的质量。在一个下行DPCH中，专用数据可与控制信息一起以时分复用的方式传输。该控制信息包括导频比特、传输格式组合指示(TFCI)和发射功率控制(TPC)比特。

用户设备120可估计TPC比特的接收质量。例如，用户设备120为手持电话或膝上电脑中的无线网卡。如果TPC比特是在可靠信道条件下接收得到的，则用户设备120可将其正确解调，从而正确检测由在用无线链路(servingradio link)下发的功率控制命令并相应调整其发射功率，进而避免干扰。另一方面，如果TPC比特是在较差信道条件下接收得到的，则用户设备120可能将TPC指令错误解码，从而按不适当的发射功率级别进行传输，造成不希望有的干扰并限制系统容量。

为了确保系统功能的正确运行，当TPC比特的确定信道条件低于第一信道条件阈值时，将用户设备120配置为关闭或禁用其无线收发器146中的发射电路；当TPC比特的确定信道条件高于第二信道条件阈值时，重新打开用户设备的无线收发器146中的发射电路或者启用用户设备的无线收发器146中的发射电路。与其它预先推定已知的控制信息不同，TPC比特在接收时是未知的。在此将不采用将接收的信号乘以已知序列以计算信噪比(SNR)的传统方法。

图2是本发明实施例在WCDMA网络中判断同步状态的方框示意图。图2示出了给定无线链路(RL)的多个TPC提取耙指(extraction finger)，如TPC提取耙指i 202到TPC提取耙指j 204；多个加法器模块206、208、210、214、216、226和234；多个求平方模块212和228；乘法器218；多个除法器模块220和230；多个求平均模块222和232；以及阈值检测器模块224。

从给定无线链路组上接收得到的TPC指令的信噪比(SNR)或者类似的信号和噪声功率分量可计算得到。可采用那些利用多个基带相关器以单独处理多个信道多径分量的接收机技术，如瑞克接收机(rake receiver)。相关器输出端也称为耙指(finger)，可组合起来可获得更佳的通信可靠度和性能。

2005年6月30日申请的美国专利申请No.11/173871(律师事务所案号16202US02)提供了一种瑞克接收机的详细描述，并且在本申请中全文引用。

在多径衰落环境下，接收机结构可将各耙指分配给多个接收路径，例如，TPC提取耙指i 202和TPC提取耙指j 204。属于同一无线链路(RL)组的所有耙指都将在加法器模块206中相加，进而生成TPC_I_finger_sum(k)和TPC_Q_finger_sum(k)，其中k为RL组的索引。

对于信号功率而言，TPC比特值在它们被接收时可能是未知的，但是在同一时隙接收到的所有TPC比特具有相同的值。因此，通过将I和Q分量相加，信号部分可自己进行相干自相加，而噪声则进行非相干自相加。这样就使噪声减小而信号功率被提取出来。给定时隙和耙指j上的第i个接收的TPC比特可表示为：

$\mathrm{TPC}\_{\mathrm{bit}}_{\mathrm{ij}}=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{TPC}}}{2}}{s}_{b_i}{\left|h_j\right|}^2+\underset{\mathrm{or\; imag}}{\mathrm{real}}\left(h_j^{*}{n}_{\mathrm{ij}}\right)---\left(1\right)$

其中S_TPC为信号功率，S_bi为TPC比特的值，其值为+1或-1，h_j为耙指j的复合信道增益，而n_ij为复合随机变量，它是变量中的噪声分量。其中I_or为基站天线连接器中下行信号的总发射功率谱密度，I_oc是UE天线连接器中测量得到的带宽受限白噪声源(来自小区的仿真干扰)的功率谱密度。属于同一RL组的无线链路所对应的各耙指可按下式相加：

$\mathrm{TPC}\_{\mathrm{bit}}_i=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{TPC}}}{2}}{s}_{b_i}\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_j\right|}^2+\underset{j}{\mathrm{\Σ}}\underset{\mathrm{or\; imag}}{\mathrm{real}}\left(h_j^{*}{n}_{\mathrm{ij}}\right)---\left(2\right)$

TPC指令即为在同一时隙中接收到的一组TPC比特的总和。根据时隙格式，每时隙中的TPC比特数量num_tpc会发生变化。

$\mathrm{TPC}\_\mathrm{cmd}=\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}\sqrt{\frac{S_{\mathrm{TPC}}}{2}}{s}_{b_i}\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_j\right|}^2+\underset{i}{\overset{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}/2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{real}\left(h_j^{*}{n}_{\mathrm{ij}}\right)+\mathrm{imag}\left(h_j^{*}{n}_{\mathrm{ij}}\right)---\left(3\right)$

$\mathrm{TPC}\_{\mathrm{cmd}}^2=\mathrm{num}\_{\mathrm{tpc}}^2{\frac{S_{\mathrm{TPC}}}{2}\left(\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_j\right|}^2\right)}^2{+(\underset{i}{\overset{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}/2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{real}\left(h_j^{*}{n}_{\mathrm{ij}}\right)+\mathrm{imag}\left(h_j^{*}{n}_{\mathrm{ij}}\right))}^2---\left(4\right)$

其中 $E\left[{(\underset{i}{\overset{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}/2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{real}\left(h_j^{*}{n}_{\mathrm{ij}}\right)+\mathrm{imag}\left(h_j^{*}{n}_{\mathrm{ij}}\right))}^2\right]=\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}}{2}\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_j\right|}^2(I_{\mathrm{oc}}+I_{\mathrm{or}}\underset{k\≠j}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_k\right|}^2).$

需要估测的TPC指令的SNR为：

${\mathrm{SNR}}_{\mathrm{TPC}\_\mathrm{cmd}}=\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}\frac{S_{\mathrm{TPC}}{\left(\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_j\right|}^2\right)}^2}{\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_j\right|}^2(I_{\mathrm{oc}}+I_{\mathrm{or}}\underset{k\≠j}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_k\right|}^2)}---\left(5\right)$

TPC比特可以在I和Q分量上接收得到的，组成符号。例如，如果一个时隙中的总比特数等于2，则在I分量上接收到的TPC_bit₁为TPC₁₁，而在Q分量上接收到的TPC_bit₂为TPC_Q1。如果一个时隙中的总比特数等于num_tpc，则分别包括num_tpc/2个I分量和num_tpc/2个Q分量。

TPC比特(I和Q)通过加法器模块210和226相加后生成TPC_sum(k)，其中num_tpc是每时隙中的TPC比特的数量，而k是给定无线链路组的索引。所生成的TPC_sum(k)经过求平方模块228进行求平方之后生成TPC_sum_sqr(k)，这样每时隙可得到一次新的估测值。所生成的TPC_sum_sqr(k)在除法器模块230中除以TPC比特的数量，根据下式可得到TPC_sum_sqr_norm(k)：

TPC_sum_sqr_norm(k)＝TPC_sum_sqr(k)/num_tpc

所得到的平均数TPC_sum_sqr_norm(k)由求平均模块232在给定时间窗内求平均值，从而生成TPC_sum_sqr_avg(k)。可采用积分陡落(integrate-and-dump)方法或IIR滤波器来完成该求平均操作。

在本发明的一个实施例中，信号功率

可根据下式进行计算：

$\mathrm{TPC}\_\mathrm{sum}\_\mathrm{sqr}\_\mathrm{norm}=\frac{1}{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}}{(\underset{i=1}{\overset{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}/2}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{TPC}}_{\mathrm{Ii}}+{\mathrm{TPC}}_{\mathrm{Qi}})}^2---\left(6\right)$

在加性高斯白噪声(AWGN)中，

${\hat{S}}_{\mathrm{tpc}}=E[\mathrm{TPC}\_\mathrm{sum}\_\mathrm{sqr}\_\mathrm{norm}]=\frac{S_{\mathrm{tpc}}}{2}\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}+\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}---\left(7\right)$

在平坦衰落中，

${\hat{S}}_{\mathrm{tpc}}=E[\mathrm{TPC}\_\mathrm{sum}\_\mathrm{sqr}\_\mathrm{norm}]=\frac{S_{\mathrm{tpc}}}{2}{\left|h\right|}^4\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}+\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}{\left|h\right|}^2---\left(8\right)$

其中h是耙指上的复合信道增益。

在空时发射分集(STTD)平坦衰落中，

${\hat{S}}_{\mathrm{tpc}}=E[\mathrm{TPC}\_\mathrm{sum}\_\mathrm{sqr}\_\mathrm{norm}]=\frac{S_{\mathrm{tpc}}}{4}{\left(\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_m\right|}^2\right)}^2\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}+\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}\left(\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_m\right|}^2\right)---\left(9\right)$

其中h_m为对应于基站中的发射天线m的复合信道增益。

在闭环1(CL 1)平坦衰落中，

${\hat{S}}_{\mathrm{tpc}}=E[\mathrm{TPC}\_\mathrm{sum}\_\mathrm{sqr}\_\mathrm{norm}]=\frac{S_{\mathrm{tpc}}}{4}{\left|\right|h_1+w{h}_2\left|\right|}^4\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}+\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}{\left|\right|h_1+w{h}_2\left|\right|}^2---\left(10\right)$

其中h₁和h₂是基站发射天线1和2的复合信道增益，而w是权重。

在闭环2(CL 2)平坦衰落中，

${\hat{S}}_{\mathrm{tpc}}=E[\mathrm{TPC}\_\mathrm{sum}\_\mathrm{sqr}\_\mathrm{norm}]=\frac{S_{\mathrm{tpc}}}{4}{\left|\right|w_1{h}_1+w_2{h}_2\left|\right|}^4\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}+\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}{\left|\right|w_1{h}_1+w_2{h}_2\left|\right|}^2---\left(11\right)$

其中h₁和h₂是基站发射天线1和2的复合信道增益，而w₁和w₂是权重。

在本发明的另一实施例中，可进一步改进信号功率估值，利用加法器模块234根据下式计算Stpc_avg(k)：

Stpc_avg(k)＝TPC_sum_sqr_avg(k)-Ntpc_avg(k)

其中Ntpc_avg(k)是噪声功率估值。

在本发明的又一实施例中，可采用不同的计算信号功率的方法，即将所有TPC比特(I和Q)求平方。平方后的TPC比特相加以生成TPC_sum_sqr(k)，这样每时隙可得到一次新的估测值。所生成的TPC_sum_sqr(k)除以TPC比特的数量，根据下式可得到TPC_sum_sqr_norm(k)：

TPC_sum_sqr_norm(k)＝TPC_sum_sqr(k)/num_tpc

所生成的平均数TPC_sum_sqr_norm(k)在给定时间窗内进行平均以生成TPC_sum_sqr_avg(k)。

在本发明实施例中，可根据下式计算信号功率

$\mathrm{TPC}\_\mathrm{sum}\_\mathrm{sqr}\_\mathrm{norm}=\frac{1}{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}}\underset{i=1}{\overset{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}/2}{\mathrm{\Σ}}}{{\mathrm{TPC}}_{\mathrm{Ii}}}^2+{{\mathrm{TPC}}_{\mathrm{Qi}}}^2---\left(12\right)$

${\hat{S}}_{\mathrm{tpc}}=E[\mathrm{TPC}\_\mathrm{sum}\_\mathrm{sqr}\_\mathrm{norm}]=\frac{S_{\mathrm{tpc}}}{2}+\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}---\left(13\right)$

在本发明的另一实施例中，根据下式计算Stpc_avg(k)，可进一步改进信号功率估值：

Stpc_avg(k)＝TPC_sum_sqr_avg(k)-Ntpc_avg(k)

还可利用平均时间周期内的平均TPC比特数量根据下式进行调整：

Stpc_avg(k)＝Stpc_avg(k)*num_tpc_avg(k)

其中各时隙中的num_tpc可能不一样。

对于噪声功率而言，TPC比特值在它们被接收时可能是未知的，但是在同一时隙接收到所有TPC比特具有相同的值。因此，通过在Q分量中减去I分量或反之亦然，信号部分就相互抵消而留下噪声部分。

在本发明的一个实施例中，噪声功率可单独从TPC比特中计算得到。TPC符号中I和Q分量的符号位(sign bit)相同。因此对于每一符号，

TPC_I-TPC_Q＝n_I-n_Q                         (14)

由于每时隙有

个符号，所以每时隙有

个噪声样本。在AWGN中，可根据下式生成噪声功率估值：

${\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}=E\left[\underset{i=1}{\overset{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}/2}{\mathrm{\Σ}}}{({\mathrm{TPC}}_{\mathrm{Ii}}-{\mathrm{TPC}}_{\mathrm{Qi}})}^2\right]=E\left[\underset{i=1}{\overset{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}/2}{\mathrm{\Σ}}}{(n_{\mathrm{Ii}}-n_{\mathrm{Qi}})}^2\right]=\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}\·\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}---\left(15\right)$

在平坦衰落中，可根据下式计算噪声功率估值：

${\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}={\left|h\right|}^2\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}\·\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}---\left(16\right)$

在STTD平坦衰落中，可根据下式计算噪声功率估值：

${\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}=\left(\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_m\right|}^2\right)\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}\·\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}---\left(17\right)$

在CL 1平坦衰落中，可根据下式计算噪声功率估值：

${\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}={\left|\right|h_1+w{h}_2\left|\right|}^2\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}\·\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}---\left(18\right)$

在CL 2平坦衰落中，可根据下式计算噪声功率估值：

${\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}={\left|\right|w_1{h}_1+w_2{h}_2\left|\right|}^2\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}\·\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}---\left(19\right)$

通过加法器模块208可对TPC比特彼此相减(I-Q)。相减后的TPC比特由求平方模块212进行平方后生成TPC_sqr_diff(k)。多个TPC符号上的该平方差值在加法器模块214中累加，进而生成Ntpc(k)，其中每时隙的符号数量等于num_tpc/2，这样每时隙即可得到一次新的估值。该和Ntpc(k)由除法器模块220除以TPC比特数，进而根据下式生成Ntpc_norm(k)：

Ntpc_norm(k)＝Ntpc(k)/num_tpc

所生成的平均数Ntpc_norm(k)由求平均模块222在给定时间窗内求平均值Ntpc_avg(k)。

本发明的另一实施例可提高噪声功率估值的精确度。噪声功率可根据在时隙内接收得到的TPC比特来计算。对于每时隙带有少量TPC比特的时隙格式，如每时隙带有2个TPC比特，噪声功率估值的偏差可能非常大。通过其它噪声估值源对从TPC比特中估计得到的噪声进行补充，该实施例可改进噪声估值。在给定时隙中加上噪声估值的附加样本并求得可用噪声样本总数范围内的噪声样本平均值，这样可减少估值偏差或得到更为精确的估值。

在本发明的一个实施例中，可通过从接收专用导频比特162(图1B)或通用导频比特(CPICH)中获得的估值对该噪声估值进行补充。外包噪声功率估值Nout和从TPC比特得到的噪声功率估值之间可使用比例因子A，提高精度后的噪声估值Ntpc_aug(k)可由乘法器218采用下式计算得到：

Ntpc_aug(k)＝(Ntpc(k)+A*Nout(k))/2

A为比例因子，取决于每个时隙中的TPC比特数。

在本发明的一个实施例中，通过TPC比特和导频比特的组合可计算得到噪声功率。在非分集平坦衰落的情况下，可从硬件中得到各时隙中每个专用导频比特的软值(soft value)，而第i个导频符号可表示为下式：

$z_i=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{2}}{x}_i{\left|h\right|}^2+n_i{h}^{*}---\left(20\right)$

每时隙中专用导频比特的数量表示为num_ded，而所有num_ded/2个专用导频符号可根据下式放入到一个向量中：

$\underset{\‾}{z}=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{2}}{\left|h\right|}^2\underset{\‾}{x}+{\underset{\‾}{n}}^{\′}---\left(21\right)$

其中n′为预估功率的合成后噪声。

导频符号序列 ${\underset{\‾}{x}}^T=[x_0,x_1,x_2,...,x_{\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{ded}}{2}-1}]$ 为预先已知的，且可能找到正交序列 ${\underset{\‾}{y}}^T=[y_0,y_1,y_2,...,y_{\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{ded}}{2}-1}],$ 使得

y ^H x＝0

(22)

由于导频符号由-1和1组成，所以y内的序列也由-1和1组成。将接收的符号z与y ^H相乘包括对接收的I和Q进行符号变换操作，并得到下式：

y ^H z＝y ^H n′

(23)

n′的方差可由下式表示：

${\mathrm{\σ}}_{n^{\′}}^2={\left|h\right|}^2{I}_{\mathrm{oc}}=E\left[n_i^{\′}{n}_i^{\′*}\right],$ $i=0,...,\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{ded}}{2}-1---\left(24\right)$

如果正交序列y可归一化为

y ^H y＝1

(25)

则y ^H n′的方差可表示为：

$E\left[{\underset{\‾}{y}}^H{\underset{\‾}{n}}^{\′}{\underset{\‾}{n}}^{\′H}\underset{\‾}{y}\right]={\mathrm{\σ}}_{n^{\′}}^2---\left(26\right)$

从公式(16)可见，来自TPC比特的噪声功率可表示为：

${\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}={\left|h\right|}^2\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}\·\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}---\left(27\right)$

总噪声估值可表示为：

$\hat{N}=({\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}+\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}}{2}\·{\mathrm{\σ}}_{n^{\′}}^2)/2---\left(28\right)$

在平坦衰落、STTD且导频数＞2的情况下，可从硬件中得到各时隙的每个专用导频比特的软值。天线1的第i个接收的专用导频符号等于：

$z_{1i}=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}(x_{1i}{h}_1+x_{2i}{h}_2)h_1^{*}+n_i{h}_1^{*}---\left(29\right)$

类似地，对于天线2而言，

$z_{2i}=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}(x_{1i}{h}_1+x_{2i}{h}_2)h_2^{*}+n_i{h}_2^{*}---\left(30\right)$

所有num_ded/2个专用导频符号可根据下式放入到一个向量中：

${\underset{\‾}{z}}_1=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}({\underset{\‾}{x}}_1{h}_1+{\underset{\‾}{x}}_2{h}_2)h_1^{*}+{\underset{\‾}{n}}_1^{\′}---\left(31\right)$

${\underset{\‾}{z}}_1=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}({\underset{\‾}{x}}_1{\left|h_1\right|}^2+{\underset{\‾}{x}}_2{h}_2{h}_1^{*})+{\underset{\‾}{n}}_1^{\′}---\left(32\right)$

和

${\underset{\‾}{z}}_2=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}\left[\begin{array}{cc}{\underset{\‾}{x}}_1& {\underset{\‾}{x}}_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{h}_1{h}_2^{*}\\ {\left|h_2\right|}^2\end{array}\right]+{\underset{\‾}{n}}_2^{\′}---\left(34\right)$

导频符号序列x ₁和x ₂在接收时是预先已知的，且有可能找到正交序列y ^T，使得

y ^H x ₁＝0且y ^H x ₂＝0                 (35)

y ^H z ₁＝y ^H n ₁′且y ^H z ₂＝y ^H n ²′       (36)

n′的方差为

${\mathrm{\σ}}_{n_1^{\′}}^2={\left|h_1\right|}^2{I}_{\mathrm{oc}}=E\left[n_{1i}^{\′}{n}_{1i}^{\′*}\right],$ $i=0,...,\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{ded}}{2}-1---\left(37\right)$

且

${\mathrm{\σ}}_{n_2^{\′}}^2={\left|h_2\right|}^2{I}_{\mathrm{oc}}---\left(38\right)$

如果正交序列y可归一化为

y ^H y＝1                           (39)

则y ^H n _i′的方差为

$E\left[{\underset{\‾}{y}}^H{\underset{\‾}{n}}_i^{\′}{\underset{\‾}{n}}_i^{\′H}\underset{\‾}{y}\right]={\mathrm{\σ}}_{n_i^{\′}}^2,i=\mathrm{1,2}---\left(40\right)$

因此利用下式可得到来自专用导频比特的噪声功率：

${\left|{\underset{\‾}{y}}^H{\underset{\‾}{z}}_1\right|}^2+{\left|{\underset{\‾}{y}}^H{\underset{\‾}{z}}_2\right|}^2={\mathrm{\σ}}_{n_1^{\′}}^2+{\mathrm{\σ}}_{n_2^{\′}}^2=({\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2)I_{\mathrm{oc}}---\left(41\right)$

从公式(17)可见，来自TPC比特的噪声功率为

${\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}=\left(\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_m\right|}^2\right)\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}\·\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}---\left(42\right)$

总噪声估值为：

$\hat{N}=({\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}+\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}}{2}\·({\mathrm{\σ}}_{n_1^{\′}}^2+{\mathrm{\σ}}_{n_2^{\′}}^2))/2---\left(43\right)$

当导频比特数＝2，天线2广播的2个导频比特位于数据2字段的最后两个比特之前。该导频比特与数据一起进行STTD编码，因此需要进行STTD解码后才能获得。可提供硬件从组合器的输出处进行STTD解码后提取导频比特。经过STTD解码后获得的导频符号为：

$z=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}{x}_1\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_m\right|}^2+\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{h}_m^{*}{n}_m---\left(44\right)$

其中x₁是天线1发送的已知导频符号，且 $E\left[{\left(\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{h}_m^{*}{n}_m\right)}^2\right]=\left(\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_m\right|}^2\right)I_{\mathrm{oc}}.$

$\mathrm{pilotI}=\mathrm{Re}\left(z\right)=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}{I}_{\mathrm{seq}}\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_m\right|}^2+\mathrm{Re}\left(\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{h}_m^{*}{n}_m\right)---\left(45\right)$

$\mathrm{pilotQ}=\mathrm{Im}\left(z\right)=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}{Q}_{\mathrm{seq}}\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_m\right|}^2+\mathrm{Im}\left(\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{h}_m^{*}{n}_m\right)---\left(46\right)$

该硬件将导频I和导频Q分别乘以I_seq和Q_seq，并生成上述2个比特。噪声功率可根据下式计算：

${\mathrm{\σ}}_n^2={(\mathrm{pilotI}-\mathrm{pilotQ})}^2---\left(47\right)$

${\mathrm{\σ}}_n^2=({\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2)I_{\mathrm{oc}}---\left(48\right)$

因此总噪声估值可表示为：

$\hat{N}=({\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}+\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}}{2}\·{\mathrm{\σ}}_n^2)/2---\left(49\right)$

在CL1平坦衰落的情况下，基于每个耙指的各时隙中每个专用导频比特的软值可由硬件获得。

${\underset{\‾}{z}}_1=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}\left[\begin{array}{cc}{\underset{\‾}{x}}_1& {\underset{\‾}{x}}_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\left|h_1\right|}^2\\ w{h}_1^{*}{h}_2\end{array}\right]+{\underset{\‾}{n}}_1^{\′}---\left(50\right)$

且

${\underset{\‾}{z}}_2=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}\left[\begin{array}{cc}{\underset{\‾}{x}}_1& {\underset{\‾}{x}}_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{h}_1{h}_2^{*}\\ w{\left|h_2\right|}^2\end{array}\right]+{\underset{\‾}{n}}_2^{\′}---\left(51\right)$

权重w是固件中已知的，

$\underset{\‾}{z}={\underset{\‾}{z}}_1+w^{*}{\underset{\‾}{z}}_2=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}\left[\begin{array}{cc}{\underset{\‾}{x}}_1& {\underset{\‾}{x}}_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\left|h_1\right|}^2+w^{*}{h}_1{h}_2^{*}\\ w{h}_1^{*}{h}_2+{\left|w\right|}^2{\left|h_2\right|}^2\end{array}\right]+{\underset{\‾}{n}}_1^{\′}+w^{*}{\underset{\‾}{n}}_2^{\′}---\left(52\right)$

z乘以正交序列y，得到

y ^H z＝y ^H(n ₁′+w^* n ₂′)                   (53)

${\underset{\‾}{y}}^H\underset{\‾}{z}={\underset{\‾}{y}}^H(\left[\begin{array}{c}{n}_0{h}_1^{*}\\ .\\ .\\ .\\ n_{\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{ded}}{2}-1}{h}_1^{*}\end{array}\right]+w^{*}\left[\begin{array}{c}{n}_0{h}_2^{*}\\ .\\ .\\ .\\ n_{\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{ded}}{2}-1}{h}_2^{*}\end{array}\right])---\left(54\right)$

${\underset{\‾}{y}}^H\underset{\‾}{z}={\underset{\‾}{y}}^H(\left[\begin{array}{c}{n}_0(h_1^{*}+w^{*}{h}_2^{*})\\ .\\ .\\ .\\ n_{\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{ded}}{2}-1}(h_1^{*}+w^{*}{h}_2^{*})\end{array}\right])={\underset{\‾}{y}}^H{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{cl}1}---\left(55\right)$

n_cl1的方差为

${\mathrm{\σ}}_{{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{cl}1}}^2={\left|\right|h_1+w{h}_2\left|\right|}^2{I}_{\mathrm{oc}}=E\left[n_{\mathrm{cl}1i}{n}_{\mathrm{cl}1i}^{*}\right],$ $i=0,...,\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{ded}}{2}-1---\left(56\right)$

${\left|{\underset{\‾}{y}}^H\underset{\‾}{z}\right|}^2={\mathrm{\σ}}_{{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{cl}1}}^2---\left(57\right)$

从公式(18)可见，来自TPC比特的噪声功率为

${\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}={\left|\right|h_1+w{h}_2\left|\right|}^2\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}\·\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}---\left(58\right)$

总噪声估值为：

$\hat{N}=({\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}+\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}}{2}\·{\mathrm{\σ}}_{{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{cl}1}}^2)/2---\left(59\right)$

在CL 2衰落的情况下，在两个天线上将使用相同的导频形式。

$z_{1i}=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}(w_1{h}_1+w_2{h}_2)x_i{h}_1^{*}+n_i{h}_1^{*}---\left(60\right)$

所有num_ded/2个专用导频符号可根据下式放入到一个向量中：

${\underset{\‾}{z}}_1=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}(w_1{h}_1+w_2{h}_2)\underset{\‾}{x}{h}_1^{*}+{\underset{\‾}{n}}_1^{\′}---\left(61\right)$

${\underset{\‾}{z}}_2=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}(w_1{h}_1+w_2{h}_2)\underset{\‾}{x}{h}_2^{*}+{\underset{\‾}{n}}_2^{\′}---\left(62\right)$

权重w₁和w₂是固件中已知的，

$\underset{\‾}{z}=w_1^{*}{\underset{\‾}{z}}_1+w_2^{*}{\underset{\‾}{z}}_2---\left(63\right)$

$\underset{\‾}{z}=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}{\left|\right|w_1{h}_1+w_2{h}_2\left|\right|}^2\underset{\‾}{x}+w_1^{*}{\underset{\‾}{n}}_1^{\′}+w_2^{*}{\underset{\‾}{n}}_2^{\′}---\left(64\right)$

将z乘以正交序列y，

${\left|{\underset{\‾}{y}}^H\underset{\‾}{z}\right|}^2={\mathrm{\σ}}_{{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{cl}2}}^2={\left|\right|w_1{h}_1+w_2{h}_2\left|\right|}^2{I}_{\mathrm{oc}}---\left(65\right)$

从公式(19)可见，来自TPC比特的噪声功率为

${\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}={\left|\right|w_1{h}_1+w_2{h}_2\left|\right|}^2\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}\·\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}---\left(66\right)$

总噪声估值为：

$\hat{N}=({\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}+\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}}{2}\·{\mathrm{\σ}}_{{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{cl}2}}^2)/2---\left(67\right)$

上述各实施例得到每个无线链路组的TPC指令信号和噪声功率估值，并按例如每时隙一次的速率进行周期性更新。阈值检测器224将这些测量值与预定义的阈值进行比较，以便在所确定的表示为Stpc_avg(k)和Ntpc_avg(k)的信道条件低于由Qout表示的第一信道条件阈值时，用户设备120(图1A)关闭或禁用其发射电路。当检测到这样的状态时，用户设备120可称为处于“不同步”状态。当所确定的表示为Stpc_avg(k)和Ntpc_avg(k)的信道条件高于由Qin表示的第二信道条件阈值时，用户设备120打开其发射电路。当检测到这样的状态时，用户设备120可称为处于“同步”状态。

在单个无线链路(RL)组的情况下，或者当只有一个RL组处于活动状态时，可获得两个度量值Stpc_avg(k)和Ntpc_avg(k)。阈值处理操作过程如下：初始化用户设备120的同步状态，如初始化为“同步状态”，其Sync_status＝1。

If Stpc_avg＜Qout*Ntpc_avg

Sync_status＝0(检测到“不同步”状态)

Else if Stpc_avg＞Qout*Ntpc_avg

Sync_status＝1(检测到“同步”状态)

在多个RL组的情况下，或者当K个RL组同时处于活动状态时，可得到总共K对Stpc_avg(k)和Ntpc_avg(k)，其中k＝1…K。从所有这些RL组中获得的信息都可组合在一起，以确定用户设备120的唯一一种“同步”或“不同步”状态。不管处于活动状态的RL组的数量为多少，用户设备120都只有一种同步状态。

在本发明一个实施例中，为了确定用户设备的总体“同步”状态或“不同步”状态，将Stpc_avg(k)和Ntpc_avg(k)对单独地与阈值Qin和Qout进行比较，这样便可得到每个RL组的Sync_status(k)变量。当且仅当K个Sync_status(k)中至少有一个为“同步”时，用户设备120才为“同步”状态。否则，用户设备120为“不同步”状态。

在另一实施例中，为了确定用户设备120的总体“同步”状态或“不同步”状态，可计算每个RL组的Stpc_avg(k)/Ntpc_avg(k)比值，并针对RL组求平均值，根据下式得到RL组的平均SNR：

$\mathrm{SNR}=\frac{1}{K}\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\mathrm{Stpc}\_\mathrm{avg}\left(k\right)}{\mathrm{Ntpc}\_\mathrm{avg}\left(k\right)}$

然后将该SNR与阈值Qin和Qout进行比较。

If SNR＜Qout

Sync_status＝0(检测到“不同步”状态)

Else if SNR＞Qout

Sync_status＝1(检测到“同步”状态)或者，还可通过其他规则获得SNR，例如，

$\mathrm{SNR}=\underset{k}{\max }\frac{\mathrm{Stpc}\_\mathrm{avg}\left(k\right)}{\mathrm{Ntpc}\_\mathrm{avg}\left(k\right)}$ 或

$\mathrm{SNR}=\underset{k}{\min }\frac{\mathrm{Stpc}\_\mathrm{avg}\left(k\right)}{\mathrm{Ntpc}\_\mathrm{avg}\left(k\right)}$ 或

$\mathrm{SNR}=\underset{k}{\mathrm{median}}\frac{\mathrm{Stpc}\_\mathrm{avg}\left(k\right)}{\mathrm{Ntpc}\_\mathrm{avg}\left(k\right)}$

图3是本发明实施例计算DPCH的信号功率估值的步骤流程图。如图3所示，该流程开始于步骤302。在步骤304中，从每个耙指接收得到的时隙中提取出发射功率控制(TPC)比特。在步骤306中，将从所有耙指中提取得到的TPC比特相加。在步骤308中，从所有耙指上的TPC比特之和中生成I分量和Q分量。对于信号功率而言，TPC比特值可能预先不知道，但同一时隙中接收到的所有TPC比特值相同。因此，通过将I分量和Q分量相加，信号部分就进行相干自相加，而噪声部分则进行非相干自相加。这样就能达到减小噪声并将信号功率提取出来的效果。在步骤310中，TPC比特(I分量和Q分量)由加法器模块210进行相加并生成TPC_sum(k)，其中num_tpc是每时隙中的TPC比特数。在步骤312中，生成的TPC_sum(k)由求平方模块228进行平方以生成TPC_sum_sqr(k)，这样每时隙可获得一次新估值。在步骤314中，生成的TPC_sum_sqr(k)由除法器模块230除以每时隙中的TPC比特的数量num_tpc，根据下式生成TPC_sum_sqr_norm(k)：

TPC_sum_sqr_norm(k)＝TPC_sum_sqr(k)/num_tpc

在步骤316中，由求平均模块232在给定时间窗内对所生成的平均数TPC_sum_sqr_norm(k)求平均值TPC_sum_sqr_avg(k)。在步骤318中，得到DPCH中的TPC比特的信号功率估值。接着，控制流程在步骤320结束。

图4是本发明实施例计算DPCH的噪声功率估值的步骤流程图。如图4所示，该流程开始于步骤402。在步骤404中，从每个耙指接收得到的时隙中提取出发射功率控制(TPC)比特。在步骤406中，将从所有耙指中提取得到的TPC比特相加。在步骤408中，从所有耙指的TPC比特之和中生成I分量和Q分量。对于噪声功率而言，TPC比特值可能不是已知信息，但同一时隙中接收到的所有TPC比特值相同。因此，通过从Q分量中减去I分量或反之亦然，可去除信号部分并留下噪声部分。

在步骤410中，通过加法器模块208对TCP比特(I-Q)彼此相减。在步骤412中，由求平方模块212对被减去后的TPC比特求平方，以生成TPC_sqr_diff(k)。在步骤414中，通过加法器模块214将多个TPC符号上的该平方差TPC_sqr_diff(k)相加以得到Ntpc(k)，其中每时隙的符号数等于num_tpc/2，这样每时隙就可得到一次新的估值。在步骤416中，通过除法器模块220将Ntpc(k)除以TPC比特数，并根据下式得到Ntpc_norm(k)：

Ntpc_norm(k)＝Ntpc(k)/num_tpc

在步骤418中，由求平均模块222在给定时间窗内对生成的平均数Ntpc_norm(k)求平均值Ntpc_avg(k)。在步骤420中，得到DPCH中的TPC比特的噪声功率估值。接着，控制流程在步骤320结束。

图5是本发明实施例在WCDMA网络中确定同步状态的步骤流程图。如图5所示，该流程开始于步骤502。在步骤504中，将用户设备120的同步状态初始化为1，说明其处于“同步”状态。在步骤506中，接收所计算得到的信号功率估值。在步骤508中，接收所计算得到的噪声功率估值。在步骤510中，判断估计的信噪比是否低于特定阈值Qout。如果估计的信噪比低于特定阈值Qout，则控制流程转到步骤512。在步骤512中，用户设备120的同步状态被设为0。在步骤514中，指示用户设备120处于“不同步”状态。接着控制流程在步骤522结束。如果估计的信噪比没有低于特定阈值Qout，则控制流程转到步骤516。在步骤516中，判断该估计的信噪比是否高于特定阈值Qin。如果该估计的信噪比没有高出特定阈值Qin，则同步状态保持不变。如果该估计的信噪比高于特定阈值Qin，则控制流程转到步骤518。在步骤518中，用户设备120的同步状态被设为1。在步骤520中，指示用户设备120处于“同步”状态。接着控制流程转到在步骤522结束。

根据本发明实施例，用于在WCDMA网络中判断同步状态的方法和系统包括用于根据通过下行专用物理信道(DPCH)接收得到的多个发射功率控制(TPC)比特156计算该DPCH的信噪比(SNR)的电路，并且该TPC比特在接收时是未知的。用户设备120可根据所计算得到的SNR控制发射电路。如果计算出的多个TPC比特156的SNR低于第一信道阈值Qout，则用户设备120禁用无线收发器146中的发射电路。如果计算出的多个TPC比特156的SNR高于第二信道阈值Qin，则用户设备120启用无线收发器146中的发射电路。用户设备120可估计TPC比特的接收质量。用户设备120可以是例如手提电话或笔记本电脑中的无线网卡。如果TPC比特是在可靠信道条件下接收得到的，则可对之进行正确解调，进而用户设备120可正确检测提供服务的无线链路(serving radiolink)下发的命令，并适当调整其发射功率，进而避免干扰。另一方面，如果TPC比特是在较差信道条件下接收得到的，则可能将TPC指令错误解码，进而用户设备120可能按不适当的发射功率级别进行传输，造成了不希望有的干扰并限制了系统容量。

用户设备120中的加法器模块206包括用于将通过下行专用物理信道上的多个多路径接收得到的多个TPC比特的各部分相加以生成同相(I)分量和正交(Q)分量的电路。用户设备120中的该电路用于将已生成的I分量和Q分量相加以确定DPCH 102的信号功率。用户设备120中的求平方模块228用于将上述I分量和Q分量之和进行平方以确定DPCH 102的信号功率。用户设备120中的除法器模块230通过将I分量和Q分量之和的平方值除以DPCH 102中每时隙的TPC比特数num_tpc，得到I分量和Q分量之和的平方值的平均数，以确定DPCH 102的信号功率。用户设备120中的求平均模块232用于求得I分量和Q分量之和的平方值的平均数在给定时间窗内的平均值。

用户设备120中的加法器模块208用于将已生成的I分量和Q分量相减以确定DPCH 102的噪声功率。用户设备120中的求平方模块212用于将上述I分量和Q分量之差进行平方以确定DPCH 102的信号功率。用户设备120中的加法器模块214用于将多个TPC符号上的I分量和Q分量之差的平方相加，以确定DPCH 102的信号功率。该多个TPC符号的数量等于DPCH 102中每时隙的TPC比特数的一半。用户设备120中的除法器模块220通过将I分量和Q分量之差的平方的和除以DPCH 102中每时隙的TPC比特数num_tpc，得到I分量和Q分量之差的平方的和的平均数，以判断DPCH 102的信号功率。用户设备120中的求平均模块222用于求得I分量和Q分量之差的平方的和的平均数在给定时间窗内的平均值。

该系统包括有通过从DPCH 102的已计算得到的信号功率估值中减去DPCH 102的已计算得到的噪声功率估值来得到DPCH 102的信号功率估值的电路，该计算如下式所示：

Stpc_avg(k)＝TPC_sum_sqr_avg(k)-Ntpc_avg(k)

根据下式还可利用平均时间周期内的平均TPC比特数进行调整：

Stpc_avg(k)＝Stpc_avg(k)*num_tpc_avg(k)

其中每时隙的num_tpc可发生变化。

该系统包括有用于改进DPCH 102的所确定的噪声估值的电路，通过以下至少一项来补充所计算得到的噪声估值：接收到的专用导频比特和接收到的通用导频比特(CPICH)。通过对多个无线链路组中的每个无线链路组所计算出的SNR求平均值，可计算出多个多路径的DPCH 102的SNR。该系统包括有用于计算多个无线链路组中的每一个的DPCH 102的SNR来确定多个信噪比(SNR)的电路。该系统包括有用于根据已确定的多个SNR控制发射电路的电路。该系统包括有用于在多个SNR中的至少一个SNR高于第二信道阈值时启用发射电路的电路。该系统还包括有用于在多个SNR中的至少一个SNR未高出第一信道阈值时禁用发射电路的电路。

因此，本发明可用硬件、软件或软硬件结合来实现。本发明可在至少一台计算机系统的集中式环境下实现，也可在各元件分布在不同相互连接的计算机系统的分布式环境下实现。任何种类的计算机系统或其它适合于执行本发明所述方法的设备都适合使用本发明。软硬件结合的范例可为带有某计算机程序的通用计算机系统，但载入并运行该计算机程序时，可控制计算机系统执行本发明所述的方法。

本发明也可内置在计算机程序产品中，其中包含可实现本发明所述方法的所有性能，且当其载入到计算机系统时可执行这些方法。本上下文中的计算机程序是指以任何语言、代码或符号编写的指令集的任何表达式，可使带有信息处理功能的系统直接执行特定功能或者在完成下列一项或两项之后执行特定功能：a)转换为其它语言、代码或符号；b)以其它形式重新生成。

本发明是通过一些实施例进行描述的，本领域技术人员知悉，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以对这些特征和实施例进行各种改变或等效替换。另外，在本发明的教导下，可以对这些特征和实施例进行修改以适应具体的情况及材料而不会脱离本发明的精神和范围。因此，本发明不受此处所公开的具体实施例的限制，所有落入本申请的权利要求范围内的实施例都属于本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种信号处理方法，其特征在于，所述方法包括：

根据通过下行专用物理信道接收到的多个发射功率控制TPC比特计算所述下行专用物理信道的信噪比SNR，其中所述多个发射功率控制TPC比特中的所述至少一个比特的值在接收到该比特时是未知的；

将通过所述下行专用物理信道上的多个多路径接收得到的所述多个发射功率控制TPC比特相加，以生成I分量和Q分量；

结合所述生成的I分量和Q分量，对信号部分进行相干叠加，而噪声部分则进行非相干叠加。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括：根据所计算得到的信噪比控制发射电路。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括：

如果所述多个发射功率控制TPC比特的所述计算出的信噪比SNR低于第一信道阈值，则禁用发射电路。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括：如果所述多个发射功率控制TPC比特的所述计算出的信噪比SNR高于第二信道阈值，则启用发射电路。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括：

将所述生成的I分量和所述生成的Q分量相加，以确定所述下行专用物理信道的信号功率；和

将所述生成的I分量和所述生成的Q分量之和进行平方运算，以确定所述下行专用物理信道的所述信号功率。

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括：将所述生成的I分量和所述生成的Q分量之和的平方除以所述下行专用物理信道每个时隙的所述多个发射功率控制比特的数量，得到所述生成的I分量和所述生成的Q分量之和的平方值的平均数，从而确定所述下行专用物理信道的所述信号功率。

7.一种信号处理系统，其特征在于，所述系统包括：

用于根据通过下行专用物理信道接收到的多个发射功率控制TPC比特计算所述下行专用物理信道的信噪比SNR的电路，其中，所述多个发射功率控制TPC比特中的至少一个比特的值在接收到该比特时是未知的；

将通过所述下行专用物理信道上的多个多路径接收得到的所述多个发射功率控制TPC比特相加，以生成I分量和Q分量；

结合所述生成的I分量和Q分量，对信号部分进行相干叠加，而噪声部分则进行非相干叠加。

8.根据权利要求7所述的系统，其特征在于，所述电路根据所述计算出的信噪比控制发射电路。

9.根据权利要求7所述的系统，其特征在于，如果所述多个发射功率控制TPC比特的所述计算出的信噪比SNR低于第一信道阈值时，所述电路禁用发射电路。

10.根据权利要求7所述的系统，其特征在于，如果所述多个发射功率控制TPC比特的所述计算出的信噪比SNR高于第二信道阈值时，所述电路启用发射电路。

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