CN101022297B - Wcdma网络中处理发射功率控制指令的方法和系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于在宽带CDMA(WCDMA)网络中处理发射功率控制(TPC)指令的方法和系统。其中，所述方法包括根据通过下行专用物理信道(dedi cated physical channel，简称DPCH)接收到的多个发射功率控制(TPC)比特计算DPCH的信噪比(signal-to-noise ratio，简称SNR)，所述多个TPC比特中的至少一个比特的值在接收到该比特时是未知的。根据下行专用物理信道的所计算出的SNR调整至少一个上行通信信道的发射功率。根据所计算出的SNR，为接收到的TCP比特中的至少一部分计算至少一个可靠度权重值。

Description

WCDMA网络中处理发射功率控制指令的方法和系统

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，更具体地说，涉及一种用于在宽带CDMA(WCDMA)网络中处理发射功率控制(transmit power control，简称TPC)指令的方法和系统。

背景技术

移动通信已经改变了人们的通信方式，而移动电话也已经从奢侈品变成了人们日常生活中不可缺少的一部分。今天，移动设备的使用由社会环境支配，而不受地域和技术的限制。虽然语音通信可满足人们交流的基本要求，且移动语音通信也已进一步渗入了人们的日常生活，但移动通信发展的下一阶段是移动互联网。移动互联网将成为日常信息的共同来源，理所当然应实现对这些数据的简单通用的移动式访问。

第三代(3G)蜂窝网络专门设计来满足移动互联网的这些未来的需求。随着这些服务的大量出现和使用，对于蜂窝网络运营商而言，网络容量和服务质量(QoS)的成本效率优化等因素将变得比现在更为重要。当然，可以通过精细的网络规划和运营、传输方法的改进以及接收机技术的提高来实现这些因素。因此，运营商需要新的技术，以便增大下行吞吐量，从而提供比那些线缆调制解调器和/或DSL服务提供商更好的QoS容量和速率。在这点上，对于今天的无线通信运营商而言，采用基于宽带CDMA(WCDMA)技术的网络将数据传送到终端用户是更为可行的选择。

在WCDMA下行链路中，小区间干扰和小区内干扰可产生多址干扰(multiple access interference，简称MAI)。来自相邻基站的信号会形成小区间干扰，其特征表现为扰码、信道和到达角度不同于期望的基站信号。采用空间均衡可抑制小区间干扰。在采用正交扩频码的同步下行链路应用中，多径传播会产生小区内干扰。由于带有任意时移的扩频码之间的非零互相关性(cross-correlation)，解扩频之后的传播路径间存在干扰，从而产生多址干扰。小区内干扰的水平对信道响应的依赖性很强。在近似平坦衰落信道中，物理信道之间几乎保持完全正交，小区内干扰对接收机性能不会有任何严重的影响。频率选择性对于WCDMA网络中的信道来说是很常见的。

移动网络允许用户在移动中获取服务，因此在移动性方面给用户带来了更大的自由。不过，该自由也给移动系统带来了不确定性。终端用户的移动性会给链路质量和干扰强度带来动态变化，有时会要求特定用户更改为其提供服务的基站。这一过程称为切换(HO)。切换是处理终端用户移动性的基本部分。当移动用户跨越蜂窝小区边界时，切换可保证无线服务的连续性。

WCDMA网络允许移动手持机同时与多个小区站点通信。例如，在从一个小区切换到另一个小区的软切换情况下，手持机即同时与多个小区站点通信。软切换所涉及的小区站点使用相同的频率带宽。有时候，切换可能从一个小区站点切换到另一个小区站点，而这两个小区站点使用不同的频率。在这种情况下，移动手持机可能需要调频为新小区站点的频率。这样，就需要额外电路来处理通过第二频率与第二小区站点进行的通信，同时仍使用第一频率与第一小区站点通信。该额外电路可能造成移动手持机的非期望附加成本。此外，移动手持机需要不同的发射功率与新的小区站点建立和维持通信连接。在进行切换情况下，移动手持机仍会接收到来自当前小区站点的较强信号以及接收来自新的小区站点的较弱信号。此时，应该调整发射功率，这样才能实现切换并使移动手持机开始与新的小区站点通信。

通过比较本申请后续部分结合附图介绍的本发明的系统，常规和传统方法的进一步局限性和缺点对本领域的技术人员来说变得很明显。

发明内容

本发明的一种用于在宽带CDMA(WCDMA)网络中处理发射功率控制(TPC)指令的方法和/或系统，结合至少一副附图给出了充分地显示和/或描述，并更完整地在权利要求中阐明。

根据本发明的一方面，提供了一种信号处理方法，该方法包括：

根据通过下行专用物理信道(dedicated physical channel，简称DPCH)接收到的多个发射功率控制(TPC)比特计算所述下行专用物理信道的信噪比(signal-to-noise ratio，简称SNR)，其中，所述多个TPC比特中的至少一个比特的值在接收到该比特时是未知的；

根据所计算出的所述下行专用物理信道的SNR调整至少一个上行通信信道的发射功率。

优选地，该方法进一步包括：根据所计算出的SNR，为所述接收到的TCP比特中的至少一部分计算至少一个可靠度权重值。

优选地，该方法进一步包括：根据所述多个接收到的TPC比特和所计算出的至少一个可靠度权重值为所述至少一个上行通信信道生成总TPC指令。

优选地，该方法进一步包括：如果从所述至少一个可靠度权重值中选定的一个权重值小于阈值，则在计算所述总TPC指令时丢弃所述至少一个可靠度权重值中的所述已选定的权重值。

优选地，所述阈值是基于TPC指令错误率确定的。

优选地，该方法进一步包括：根据所述生成的总TPC指令调整所述至少一个上行通信信道的发射功率。

优选地，该方法进一步包括：根据下述至少一项计算所述SNR：所述DPCH的信号功率和所述DPCH的噪声功率。

优选地，该方法进一步包括：将通过所述下行专用物理信道上的多个多路径接收到的所述多个TPC比特的各部分相加，以生成同相(I)分量和正交(Q)分量。

优选地，该方法进一步包括：

将所述生成的I分量和所述生成的Q分量相加，以确定所述DPCH的信号功率；和

将所述生成的I分量和所述生成的Q分量之和进行平方运算，以确定所述DPCH的所述信号功率。

优选地，该方法进一步包括：将所述生成的I分量和所述生成的Q分量之和的平方除以所述DPCH每个时隙的所述多个TPC比特的数量，得到所述生成的I分量和所述生成的Q分量之和的平方值的平均数(norm)，从而确定所述DPCH的所述信号功率。

优选地，该方法进一步包括：计算根据所述生成的I分量和所述生成的Q分量求得的所述平均数在时间窗内的平均值。

优选地，该方法进一步包括：

将所述生成的I分量和所述生成的Q分量相减，以确定所述DPCH的噪声功率；和

将所述生成的I分量和所述生成的Q分量之差进行平方运算，以确定所述DPCH的所述噪声功率。

优选地，该方法进一步包括：将多个TPC符号上的所述I分量和Q分量之差的平方值相加，以确定所述DPCH的所述噪声功率。

优选地，所述多个TPC符号的数量等于所述DPCH每个时隙中的所述多个TPC比特数的一半。

优选地，该方法进一步包括：

通过将所述I分量和所述Q分量差值的平方之和除以所述DPCH每个时隙中的TPC比特的数量，计算所述I分量和所述Q分量差值的平方之和的平均数，以确定所述DPCH的所述噪声功率；和

将所述I分量和Q分量差值的平方之和的平均数在时间窗内取平均值，以确定所述DPCH的所述噪声功率。

根据本发明的一方面，提供了一种信号处理系统，该系统包括：

用于根据通过下行专用物理信道(DPCH)接收到的多个发射功率控制(TPC)比特计算所述下行专用物理信道的信噪比(SNR)的电路，其中，所述多个TPC比特中的至少一个比特的值在接收到该比特时是未知的；且

所述电路可根据所计算出的所述下行专用物理信道的SNR调整至少一个上行通信信道的发射功率。

优选地，所述电路根据所计算出的SNR，为所述接收到的TCP比特中的全少一部分计算至少一个可靠度权重值。

优选地，所述电路根据所述多个接收到的TPC比特和所计算出的至少一个可靠度权重值为所述至少一个上行通信信道生成总TPC指令。

优选地，如果从所述至少一个可靠度权重值中选定的一个权重值小于阈值，则所述电路在计算所述总TPC指令时丢弃所述至少一个可靠度权重值中的所述已选定的权重值。

优选地，所述阈值是基于TPC指令错误率确定的。

优选地，所述电路根据所述生成的总TPC指令调整所述至少一个上行通信信道的发射功率。

优选地，所述电路根据下述至少一项计算所述SNR：所述DPCH的信号功率和所述DPCH的噪声功率。

优选地，所述电路将通过所述下行专用物理信道上的多个多路径接收到的所述多个TPC比特的各部分相加，以生成同相(I)分量和正交(Q)分量。

优选地，所述电路将所述生成的I分量和所述生成的Q分量相加，以确定所述DPCH的信号功率；且所述电路将所述生成的I分量和所述生成的Q分量之和进行平方运算，以确定所述DPCH的所述信号功率。

优选地，所述电路将所述I分量和所述Q分量之和的平方除以所述DPCH每个时隙的所述多个TPC比特的数量，得到所述I分量和所述Q分量之和的平方值的平均数，从而确定所述DPCH的所述信号功率。

优选地，所述电路计算求得的所述I分量和所述Q分量的所述平均数在时间窗内的平均值。

优选地，所述电路将所述生成的I分量和所述生成的Q分量相减，以确定所述DPCH的噪声功率；且所述电路将所述I分量和所述Q分量之差进行平方运算，以确定所述DPCH的所述噪声功率。

优选地，所述电路将多个TPC符号上的所述I分量和Q分量的平方值相加，以确定所述DPCH的所述噪声功率。

优选地，所述多个TPC符号的数量等于所述DPCH每个时隙中的所述多个TPC比特数的一半。

优选地，所述电路通过将所述I分量和所述Q分量之和除以所述DPCH每个时隙中的所述多个TPC比特的数量，计算出所述I分量和所述Q分量之和的平均数，以确定所述DPCH的所述噪声功率；且所述电路将求得的所述I分量和Q分量之和的平均数在时间窗内取平均值。

本发明的各种优点、目的和创新特征，及其实施例的具体细节，将从下面的描述和附图中得到更充分的理解。

附图说明

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：

图1A是本发明实施例中WCDMA手持机与两个WCDMA基站通信的示意图；

图1B是本发明实施例中下行专用物理信道(DPCH)的典型无线帧格式的方框示意图；

图2是本发明实施例在WCDMA网络中确定可靠度权重的方框示意图；

图3是本发明实施例计算DPCH的信号功率估值的步骤流程图；

图4是本发明实施例计算DPCH的噪声功率估值的步骤流程图；

图5是本发明实施例多个TPC指令加权组合的系统方框图；

图6是本发明实施例在WCDMA网络中确定总TPC指令的步骤流程图。

具体实施方式

本发明公开了一种用于在WCDMA网络中处理发射功率控制(TPC)指令的方法和系统。本发明的方法包括根据通过下行专用物理信道(DPCH)接收到的多个发射功率控制(TPC)比特计算所述下行专用物理信道(DPCH)的信噪比(SNR)。所述多个TPC比特中的至少一个比特的值在接收到该比特时是未知的。至少一个上行通信信道的发射功率可根据所计算出的所述下行专用物理信道的SNR进行调整。根据所计算出的SNR，可为所接收的TCP比特中的至少一部分计算至少一个可靠度权重值。根据所述多个接收的TPC比特和所计算出的至少一个可靠度权重值，可以为至少一个上行通信信道生成总TPC指令。如果从至少一个可靠度权重值中选定的一个权重值小于阈值，则在计算总TPC指令时丢弃所述至少一个可靠度权重值中的所述已选定的权重值。根据所生成的总TPC指令可调整至少一个上行通信信道的发射功率。

根据本发明实施例，在此公开的处理发射功率控制(TPC)指令的方法可应用于分集或非分集无线系统。分集无线系统包括空时发射分集(STTD)、闭环1(CL1)和闭环2(CL2)无线系统。

在本发明的一个实施例中，用户设备(UE)可用于接收从一个或多个无线链路的下行DPCH发射的TPC指令。所接收得到的TPC指令可按加权方式组合，并根据是否要提高或降低用户设备发射功率来生成最终的TPC决策。在此，可根据信噪比(SNR)测量值判定各个接收的TPC指令的可靠度因子。接着，使用该可靠度因子计算多个接收的TPC指令的加权和，从而得到累计TPC指令。累计TPC指令的符号可用于判断是否要提高、降低或保持发射功率。

对于基于CDMA的系统而言，上行功率控制(PC)是非常重要的，因为该系统的容量是干扰水平的函数。应控制网络中所有活动用户设备(UE)发射的功率以限制干扰水平，进而缓解一些众所周知的问题，如“远近”效应(near-far effect)等。如果有一个以上的活动用户，非相关用户(non-referenceuser)的发射功率受到一些因素的限制，该因素依赖于相关用户(reference user)编码和非相关用户编码之间的部分互相关性。不过，当非相关用户与接收机之间的距离比相关用户与接收机之间的距离更近时，该非相关用户导致的干扰可能比相关用户的功率更强，从而形成了“远近”效应。

功率控制技术包括两类。开环功率控制中，各用户设备测量其接收到的信号功率并据此调整其发射功率；而在闭环功率控制中，由活动无线链路(RL)测量来自所有用户设备的接收信号功率，并同时指示各用户设备提高或降低其上行发射功率，从而使从无线链路上所有用户设备接收的信噪比(SNR)均相同。

图1A是本发明实施例中WCDMA手持机与两个WCDMA基站通信的示意图。在图1A中示出了移动手持机或用户设备120，多个基站BS 122和BS 124，以及多条无线链路(RL)。RL₁和RL₂分别将用户设备120与基站BS 122和基站BS 124连接在一起。用户设备120可包括处理器142、存储器144和无线收发器146。

处理器142可传送和/或控制那些到达/来自基站BS 122和BS 124的多个比特。存储器144包括合适的逻辑、电路和/或代码，用于保存数据和/或控制信息。无线收发器146包括发射电路和/或接收电路，用于根据通过下行专用物理信道(DPCH)接收到的多个发射功率控制(TPC)比特计算下行专用物理信道(DPCH)的信噪比(SNR)，所接收的多个TPC比特在收到时是不可知的。属于同一无线链路组的无线链路将广播相同的发射功率控制(TPC)比特值。属于不同无线链路组的无线链路将广播不同的TPC比特值。用户设备120可同时通过多条无线链路，如通过RL₁和RL₂接收TPC比特。在切换情况下，用户设备120可同时从多个无线链路组接收信号。

WCDMA规范为移动电话上行链路定义了物理随机接入信道(physicalrandom access channel，简称PRACH)，同时为BTS下行链路定义了捕获指示信道(acquisition indicator channel，简称AICH)。当用户设备120完成其基站的搜索，如BS 122，并将其PRACH上行信号与BTS AICH下行信号同步时，即建立了通信。正常操作时，基站识别用户设备120的PRACH前导码并利用AICH进行响应，进而建立通信链路。用户设备120使用PRACH向基站122发送其开环功率控制的设置。PRACH前导码中的错误数据或者信号质量方面的问题可能导致连接断开，从而破坏小区容量或阻止来自基站122的响应。

图1B是本发明实施例中下行专用物理信道(DPCH)的典型无线帧格式的方框示意图。在图1B中示出了无线帧格式102，其时间周期T_f为10ms。无线帧102包括多个时隙，如15个时隙。无线帧102中的每个时隙，如时隙#i 104包括多个专用物理数据信道(DPDCH)和多个专用物理控制信道(DPCCH)。例如，无线帧102中每个时隙如时隙#i的时间周期等于10*2^k比特，其中k＝0…7。

DPDCH是一种下行信道，可表示为每个无线帧102中复用的I/Q代码。下行DPDCH可用于承载数据，如，数据1 154包括N_data1个比特，而数据2 160包括N_data2个比特。每个无线链路中可包括零个、一个或多个下行专用物理数据信道。

DPCCH是一种下行信道，可表示为每个无线帧102中复用的I/Q代码。下行DPCCH用于承载在物理层生成的控制信息。该控制信息包括发射功率控制(TPC)块156、传输格式组合指示(TFCI)块158和导频块162。在每个时隙中TPC块156包括N_TPC个比特，在每个时隙中TFCI块158包括N_TFCI个比特，而在每个时隙中导频块162包括N_pilot个比特。

导频比特162是推定已知(known a priori)的，即在接收机接收时即已经知道该导频比特。与此不同的是，TPC比特156在接收时可能是已知的也可能是未知的。术语“推定”(a priori)的意思是“预先形成或假定的”。“未知的”的意思是当接收机接收到部分或全部TPC比特时，接收机无法确定其实际值，且为了确定该TPC比特是否有效，必须先确定信道的质量。因此，本发明的各实施例利用信道质量来确定TPC比特是有效的或无效的。因此，在此并不使用那些通过将接收的信号乘以已知的序列来计算信噪比(SNR)度量的传统方法。

在本发明的一个实施例中，可确定与下行专用物理信道(DPCH)一起传输的下行控制信道的质量。在一个下行DPCH中，专用数据可与控制信息一起以时分复用的方式传输。该控制信息包括导频比特、传输格式组合指示(TFCI)和发射功率控制(TPC)比特。

用户设备120可估计TPC比特的接收质量。例如，用户设备120为手持电话或膝上电脑中的无线网卡。如果TPC比特是在可靠信道条件下接收得到的，则用户设备120可将其正确解调，从而正确检测由在用无线链路(servingradio link)下发的功率控制命令并相应调整其发射功率，进而避免干扰。另一方面，如果TPC比特是在较差信道条件下接收得到的，则用户设备120可能将TPC指令错误解码，从而按不适当的发射功率级别进行传输，造成不希望有的干扰并限制系统容量。

在本发明的另一实施例中，当多个无线链路组处于活动状态时，如RL₁和RL₂同时处于活动状态，则用户设备120将收到多个TPC指令。从RL₁和RL₂得到的TPC指令包括TPC比特，如TPC比特156。此外，从多个无线链路组接收到的TPC比特可组合在一起来确定用户设备120的最终TPC指令。用户设备120可利用该最终TPC指令来做出是否提高或降低其发射功率一个确定的步长(step size)的决定。

由于某些TPC指令是用户设备120在较好信道条件下接收得到的，因此可为无线链路组中的各TPC指令分配不同的权重。在这点上，可根据信噪比测量值为用户设备120接收得到的一个或多个TPC指令中的每一个指令确定可靠度因子。该可靠度因子可用于计算多个接收的TPC指令的加权和，并生成累计最终TPC指令。此外，可将每个接收到的TPC指令的可靠度因子与阈值进行比较，如果某个特定TPC指令的可靠度因子低于阈值，则在计算最终TPC指令时不采用该可靠度因子和TPC指令。最终TPC指令的符号可用于判断是否提高或降低用户设备120的发射功率。

图2是本发明实施例在WCDMA网络中确定可靠度权重的方框示意图。图2示出了给定无线链路(RL)的多个TPC提取耙指(extraction finger)，如TPC提取耙指i 202到TPC提取耙指j 204；多个加法器模块206、208、210、214、216、226和234；多个求平方模块212和228；乘法器218；多个除法器模块220和230；多个求平均模块222和232；以及可靠度权重生成器模块224。

从给定无线链路组上接收得到的TPC指令的信噪比(SNR)或者类似的信号和噪声功率分量可计算得到。可采用那些利用多个基带相关器以单独处理多个信道多径分量的接收机技术，如瑞克接收机(rake receiver)。相关器输出端也称为耙指(finger)，可组合起来可获得更佳的通信可靠度和性能。

2005年6月30日申请的美国专利申请No.11/173871(律师事务所案号16202US02)提供了一种瑞克接收机的详细描述，并且在本申请中全文引用。

在多径衰落环境下，接收机结构可将各耙指分配给多个接收路径，例如，TPC提取耙指i 202和TPC提取耙指j 204。属于同一无线链路(RL)组的所有耙指都将在加法器模块206中相加，进而生成TPC_I_finger_sum(k)和TPC_Q_finger_sum(k)，其中k为RL组的索引。

对于信号功率而言，TPC比特值在它们被接收时可能是未知的，但是在同一时隙接收到的所有TPC比特具有相同的值。因此，通过将I和Q分量相加，信号部分可自己进行相干自相加，而噪声则进行非相干自相加。这样就使噪声减小而信号功率被提取出来。给定时隙和耙指j上的第i个接收的TPC比特可表示为：

$\mathrm{TPC}\_{\mathrm{bit}}_{\mathrm{ij}}=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{TPC}}}{2}}{s}_{b_i}{\left|h_j\right|}^2+\underset{\mathrm{or\; imag}}{\mathrm{real}}\left(h_j^{*}{n}_{\mathrm{ij}}\right)---\left(1\right)$

其中S_TPC为信号功率，S_bi为TPC比特的值，其值为+1或-1，h_j为耙指j的复合信道增益，而n_ij为复合随机变量，它是

变量中的噪声分量。

其中I_or为基站天线连接器中下行信号的总发射功率谱密度，I_oc是UE天线连接器中测量得到的带宽受限白噪声源(来自小区的仿真干扰)的功率谱密度。

属于同一RL组的无线链路所对应的各耙指可按下式相加：

$\mathrm{TPC}\_{\mathrm{bit}}_i=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{TPC}}}{2}}{s}_{b_i}\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_j\right|}^2+\underset{j}{\mathrm{\Σ}}\underset{\mathrm{or\; imag}}{\mathrm{real}}\left(h_j^{*}{n}_{\mathrm{ij}}\right)---\left(2\right)$

TPC指令即为在同一时隙中接收到的一组TPC比特的总和。根据时隙格式，每时隙中的TPC比特数量num_tpc会发生变化。

$\mathrm{TPC}\_\mathrm{cmd}=\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}\sqrt{\frac{S_{\mathrm{TPC}}}{2}}{s}_{b_i}\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_j\right|}^2+\underset{i}{\overset{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}/2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{real}\left(h_j^{*}{n}_{\mathrm{ij}}\right)+\mathrm{imag}\left(h_j^{*}{n}_{\mathrm{ij}}\right)---\left(3\right)$

$\mathrm{TPC}\_{\mathrm{cmd}}^2=\mathrm{num}\_{\mathrm{tpc}}^2{\frac{S_{\mathrm{TPC}}}{2}\left(\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_j\right|}^2\right)}^2{+(\underset{i}{\overset{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}/2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{real}\left(h_j^{*}{n}_{\mathrm{ij}}\right)+\mathrm{imag}\left(h_j^{*}{n}_{\mathrm{ij}}\right))}^2---\left(4\right)$

其中 $E\left[{(\underset{i}{\overset{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}/2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{real}\left(h_j^{*}{n}_{\mathrm{ij}}\right)+\mathrm{imag}\left(h_j^{*}{n}_{\mathrm{ij}}\right))}^2\right]=\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}}{2}\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_j\right|}^2(I_{\mathrm{oc}}+I_{\mathrm{or}}\underset{k\≠j}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_k\right|}^2)$

需要估测的TPC指令的SNR为：

${\mathrm{SNR}}_{\mathrm{TPC}\_\mathrm{cmd}}=\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}\frac{S_{\mathrm{TPC}}{\left(\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_j\right|}^2\right)}^2}{\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_j\right|}^2(I_{\mathrm{oc}}+I_{\mathrm{or}}\underset{k\≠j}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_k\right|}^2)}---\left(5\right)$

TPC比特可以在I和Q分量上接收得到的，组成符号。例如，如果一个时隙中的总比特数等于2，则在I分量上接收到的TPC_bit₁为TPC₁₁，而在Q分量上接收到的TPC_bit₂为TPC_Q1。如果一个时隙中的总比特数等于num_tpc，则分别包括num_tpc/2个I分量和num_tpc/2个Q分量。

TPC比特(I和Q)通过加法器模块210和226相加后生成TPC_sum(k)，其中num_tpc是每时隙中的TPC比特的数量，而k是给定无线链路组的索引。所生成的TPC_sum(k)经过求平方模块228进行求平方之后生成TPC_sum_sqr(k)并得到各时隙的一个新的估测值。所生成的TPC_sum_sqr(k)在除法器模块230中除以TPC比特的数量，根据下式可得到TPC_sum_sqr_norm(k)：

TPC_sum_sqr_norm(k)＝TPC_sum_sqr(k)/num_tpc

所得到的平均数TPC_sum_sqr_norm(k)由求平均模块232在给定时间窗内求平均值，从而生成TPC_sum_sqr_avg(k)。可采用积分陡落(integrate-and-dump)方法或IIR滤波器来完成该求平均操作。

在本发明的一个实施例中，信号功率可根据下式进行计算：

$\mathrm{TPC}\_\mathrm{sum}\_\mathrm{sqr}\_\mathrm{norm}=\frac{1}{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}}{(\underset{i=1}{\overset{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}/2}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{TPC}}_{\mathrm{Ii}}+{\mathrm{TPC}}_{\mathrm{Qi}})}^2---\left(6\right)$

在加性高斯白噪声(AWGN)中，

${\hat{S}}_{\mathrm{tpc}}=E[\mathrm{TPC}\_\mathrm{sum}\_\mathrm{sqr}\_\mathrm{norm}]=\frac{S_{\mathrm{tpc}}}{2}\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}+\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}---\left(7\right)$

在平坦衰落中，

${\hat{S}}_{\mathrm{tpc}}=E[\mathrm{TPC}\_\mathrm{sum}\_\mathrm{sqr}\_\mathrm{norm}]=\frac{S_{\mathrm{tpc}}}{2}{\left|h\right|}^4\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}+\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}{\left|h\right|}^2---\left(8\right)$

其中h是耙指上的复合信道增益。

在空时发射分集(STTD)平坦衰落中，

${\hat{S}}_{\mathrm{tpc}}=E[\mathrm{TPC}\_\mathrm{sum}\_\mathrm{sqr}\_\mathrm{norm}]=\frac{S_{\mathrm{tpc}}}{4}{\left(\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_m\right|}^2\right)}^2\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}+\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}\left(\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_m\right|}^2\right)---\left(9\right)$

其中h_m为对应于基站中的发射天线m的复合信道增益。

在闭环1(CL 1)平坦衰落中，

${\hat{S}}_{\mathrm{tpc}}=E[\mathrm{TPC}\_\mathrm{sum}\_\mathrm{sqr}\_\mathrm{norm}]=\frac{S_{\mathrm{tpc}}}{4}{\left|\right|h_1+w{h}_2\left|\right|}^4\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}+\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}{\left|\right|h_1+w{h}_2\left|\right|}^2---\left(10\right)$

其中h₁和h₂是基站发射天线1和2的复合信道增益，而w是权重。

在闭环2(CL 2)衰落中，

${\hat{S}}_{\mathrm{tpc}}=E[\mathrm{TPC}\_\mathrm{sum}\_\mathrm{sqr}\_\mathrm{norm}]=\frac{S_{\mathrm{tpc}}}{4}{\left|\right|w_1{h}_1+w_2{h}_2\left|\right|}^4\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}+\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}{\left|\right|w_1{h}_1+w_2{h}_2\left|\right|}^2---\left(11\right)$

其中h₁和h₂是基站发射天线1和2的复合信道增益，而w₁和w₂是权重。

在本发明的另一实施例中，可进一步改进信号功率估值，利用加法器模块234根据下式计算Stpc_avg(k)：

Stpc_avg(k)＝TPC_sum_sqr_avg(k)-Ntpc_avg(k)    (12)

其中Ntpc_avg(k)是噪声功率估值。

在本发明的又一实施例中，可采用不同的计算信号功率的方法，即将所有TPC比特(I和Q)求平方。平方后的TPC比特相加以生成TPC_sum_sqr(k)，这样每时隙可得到一次新的估值。所生成的TPC_sum_sqr(k)除以TPC比特的数量，根据下式可得到TPC_sum_sqr_norm(k)：

TPC_sum_sqr_norm(k)＝TPC_sum_sqr(k)/num_tpc    (13)

所生成的平均数TPC_sum_sqr_norm(k)在给定时间窗内进行平均以生成TPC_sum_sqr_avg(k)。

在本发明实施例中，可根据下式计算信号功率

$\mathrm{TPC}\_\mathrm{sum}\_\mathrm{sqr}\_\mathrm{norm}=\frac{1}{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}}\underset{i=1}{\overset{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}/2}{\mathrm{\Σ}}}{{\mathrm{TPC}}_{\mathrm{Ii}}}^2+{{\mathrm{TPC}}_{\mathrm{Qi}}}^2---\left(14\right)$

${\hat{S}}_{\mathrm{tpc}}=E[\mathrm{TPC}\_\mathrm{sum}\_\mathrm{sqr}\_\mathrm{norm}]=\frac{S_{\mathrm{tpc}}}{2}+\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}---\left(15\right)$

在本发明的另一实施例中，根据下式计算Stpc_avg(k)，可进一步改进信号功率估值：

Stpc_avg(k)＝TPC_sum_sqr_avg(k)-Ntpc_avg(k)    (16)

还可利用平均时间周期内的平均TPC比特数量根据下式进行调整：

Stpc_avg(k)＝Stpc_avg(k)*num_tpc_avg(k)        (17)

其中各时隙中的num_tpc可能不一样。

对于噪声功率而言，TPC比特值在它们被接收时可能是未知的，但是在同一时隙接收到所有TPC比特具有相同的值。因此，通过在Q分量中减去I分量或反之亦然，信号部分就相互抵消而留下噪声部分。

在本发明的一个实施例中，噪声功率可单独从TPC比特中计算得到。TPC符号中I和Q分量的符号位(sign bit)相同。因此对于每一符号，

TPC_I-TPC_Q＝n_I-n_Q          (18)

由于每时隙有

个符号，所以每时隙有

个噪声样本。在AWGN中，可根据下式生成噪声功率估值：

${\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}=E\left[\underset{i=1}{\overset{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}/2}{\mathrm{\Σ}}}{({\mathrm{TPC}}_{\mathrm{Ii}}-{\mathrm{TPC}}_{\mathrm{Qi}})}^2\right]=E\left[\underset{i=1}{\overset{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}/2}{\mathrm{\Σ}}}{(n_{\mathrm{Ii}}-n_{\mathrm{Qi}})}^2\right]=\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}\·\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}---\left(19\right)$

在平坦衰落中，可根据下式计算噪声功率估值：

${\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}={\left|h\right|}^2\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}\·\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}---\left(20\right)$

在STTD平坦衰落中，可根据下式计算噪声功率估值：

${\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}=\left(\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_m\right|}^2\right)\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}\·\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}---\left(21\right)$

在CL 1平坦衰落中，可根据下式计算噪声功率估值：

${\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}={\left|\right|h_1+w{h}_2\left|\right|}^2\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}\·\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}---\left(22\right)$

在CL 2衰落中，可根据下式计算噪声功率估值：

${\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}={\left|\right|w_1{h}_1+w_2{h}_2\left|\right|}^2\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}\·\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}---\left(23\right)$

通过加法器模块208可对TPC比特彼此相减(I-Q)。相减后的TPC比特由求平方模块212进行平方后生成TPC_sqr_diff(k)。多个TPC符号上的该平方差值在加法器模块214中累加，进而生成Ntpc(k)，其中每时隙的符号数量等于num_tpc/2，这样每时隙即可得到一次新的估值。该和Ntpc(k)由除法器模块220除以TPC比特数，进而根据下式生成Ntpc_norm(k)：

Ntpc_norm(k)＝Ntpc(k)/num_tpc                (23)

所生成的平均数Ntpc_norm(k)由求平均模块222在给定时间窗内求平均值Ntpc_avg(k)。

本发明的另一实施例可提高噪声功率估值的精确度。噪声功率可根据在时隙内接收得到的TPC比特来计算。对于每时隙带有少量TPC比特的时隙格式，如每时隙带有2个TPC比特，噪声功率估值的偏差可能非常大。通过其它噪声估值源对从TPC比特中估计得到的噪声进行补充，该实施例可改进噪声估值。在给定时隙中加上噪声估值的附加样本并求得可用噪声样本总数范围内的噪声样本平均值，这样可减少估值偏差或得到更为精确的估值。

在本发明的一个实施例中，可通过从接收专用导频比特(图1B中的162模块)或通用导频比特(CPICH)中获得的估值对该噪声估值进行补充。外包噪声功率估值Nout和从TPC比特得到的噪声功率估值之间可使用比例因子A，提高精度后的噪声估值Ntpc_aug(k)可由乘法器218采用下式计算得到：

Ntpc_aug(k)＝(Ntpc(k)+A*Nout(k))/2                (25)

A为比例因子，取决于每个时隙中的TPC比特数。

在本发明的一个实施例中，通过TPC比特和导频比特的组合可计算得到噪声功率。在非分集平坦衰落的情况下，可从硬件中得到各时隙专用导频比特的软值(soft value)，而第i个导频符号可表示为下式：

$z_i=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{2}}{x}_i{\left|h\right|}^2+n_i{h}^{*}---\left(26\right)$

每时隙中专用导频比特数表示为num_ded，而所有num_ded/2个专用导频符号可根据下式放入到一个向量中：

$\underset{\‾}{z}=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{2}}{\left|h\right|}^2\underset{\‾}{x}+{\underset{\‾}{n}}^{\′}---\left(27\right)$

其中n′为预估功率的合成后噪声。

导频符号序列 ${\underset{\‾}{x}}^T=[x_0,x_1,x_2,...,x_{\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{ded}}{2}-1}]$ 为预先已知的，且可能找到正交序列 ${\underset{\‾}{y}}^T=[y_0,y_1,y_2,...,y_{\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{ded}}{2}-1}],$ 使得

y ^H x＝0                        (28)

由于导频符号由-1和1组成，所以y内的序列也由-1和1组成。将接收的符号z与y ^H相乘包括对接收的I和Q进行符号变换操作，并得到下式：

y ^H z＝y ^H n′

(29)

n′的方差可由下式表示：

${\mathrm{\σ}}_{n^{\′}}^2={\left|h\right|}^2{I}_{\mathrm{oc}}=E\left[n_i^{\′}{n}_i^{\′*}\right],$ $i=0,...,\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{ded}}{2}-1---\left(30\right)$

如果正交序列y可归一化为

y ^H y＝1

(31)

则y ^H n′的方差可表示为：

$E\left[{\underset{\‾}{y}}^H{\underset{\‾}{n}}^{\′}{\underset{\‾}{n}}^{\′H}\underset{\‾}{y}\right]={\mathrm{\σ}}_{n^{\′}}^2---\left(32\right)$

从公式(25)可见，来自TPC比特的噪声功率可表示为：

${\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}={\left|h\right|}^2\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}\·\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}---\left(33\right)$

总噪声估值可表示为：

$\hat{N}=({\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}+\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}}{2}\·{\mathrm{\σ}}_{n^{\′}}^2)/2---\left(34\right)$

在平坦衰落、STTD且导频数＞2的情况下，可获得各时隙的每个专用导频比特的软值。天线1的第i个接收的专用导频符号等于：

$z_{1i}=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}(x_{1i}{h}_1+x_{2i}{h}_2)h_1^{*}+n_i{h}_1^{*}---\left(35\right)$

类似地，对于天线2而言，

$z_{2i}=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}(x_{1i}{h}_1+x_{2i}{h}_2)h_2^{*}+n_i{h}_2^{*}---\left(36\right)$

所有num_ded/2个专用导频符号可根据下式放入到一个向量中：

${\underset{\‾}{z}}_1=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}({\underset{\‾}{x}}_1{h}_1+{\underset{\‾}{x}}_2{h}_2)h_1^{*}+{\underset{\‾}{n}}_1^{\′}---\left(37\right)$

${\underset{\‾}{z}}_1=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}({\underset{\‾}{x}}_1{\left|h_1\right|}^2+{\underset{\‾}{x}}_2{h}_2{h}_1^{*})+{\underset{\‾}{n}}_1^{\′}---\left(38\right)$

和

${\underset{\‾}{z}}_2=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}\left[\begin{array}{cc}{\underset{\‾}{x}}_1& {\underset{\‾}{x}}_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{h}_1{h}_2^{*}\\ {\left|h_2\right|}^2\end{array}\right]+{\underset{\‾}{n}}_2^{\′}---\left(40\right)$

导频符号序列x ₁和x ₂是预先已知的，且有可能找到正交序列y ^T，使得

y ^H x ₁＝0且y ^H x ₂＝0              (41)

y ^H z ₁＝y ^H n ₁′且y ^H z ₂＝y ^H n ₂′    (42)

n′的方差为

${\mathrm{\σ}}_{n_1^{\′}}^2={\left|h_1\right|}^2{I}_{\mathrm{oc}}=E\left[n_{1i}^{\′}{n}_{1i}^{\′*}\right],$ $i=0,...,\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{ded}}{2}-1---\left(43\right)$

且

${\mathrm{\σ}}_{n_2^{\′}}^2={\left|h_2\right|}^2{I}_{\mathrm{oc}}---\left(44\right)$

如果正交序列y可归一化为

y ^H y＝1                        (45)

则y ^H n _i的方差为

$E\left[{\underset{\‾}{y}}^H{\underset{\‾}{n}}_i^{\′}{\underset{\‾}{n}}_i^{\′H}\underset{\‾}{y}\right]={\mathrm{\σ}}_{n_i^{\′}}^2,i=\mathrm{1,2}---\left(46\right)$

因此利用下式可得到来自专用导频比特的噪声功率：

${\left|{\underset{\‾}{y}}^H{\underset{\‾}{z}}_1\right|}^2+{\left|{\underset{\‾}{y}}^H{\underset{\‾}{z}}_2\right|}^2={\mathrm{\σ}}_{n_1^{\′}}^2+{\mathrm{\σ}}_{n_2^{\′}}^2=({\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2)I_{\mathrm{oc}}---\left(47\right)$

从公式(32)可见，来自TPC比特的噪声功率为

${\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}=\left(\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_m\right|}^2\right)\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}\·\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}---\left(48\right)$

总噪声估值为：

$\hat{N}=({\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}+\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}}{2}\·({\mathrm{\σ}}_{n_1^{\′}}^2+{\mathrm{\σ}}_{n_2^{\′}}^2))/2---\left(49\right)$

当导频比特数＝2，天线2广播的2个导频比特位于数据2字段的最后两个比特之前。该导频比特与数据一起进行STTD编码，因此需要进行STTD解码后才能获得。可提供硬件从组合器的输出处进行STTD解码后提取导频比特。经过STTD解码后获得的导频符号为：

$z=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}{x}_1\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_m\right|}^2+\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{h}_m^{*}{n}_m---\left(57\right)$

其中x₁是天线1发送的已知导频符号，且 $E\left[{\left(\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{h}_m^{*}{n}_m\right)}^2\right]=\left(\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_m\right|}^2\right)I_{\mathrm{oc}}.$

$\mathrm{pilotI}=\mathrm{Re}\left(z\right)=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}{I}_{\mathrm{seq}}\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_m\right|}^2+\mathrm{Re}\left(\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{h}_m^{*}{n}_m\right)---\left(51\right)$

$\mathrm{pilotQ}=\mathrm{Im}\left(z\right)=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}{Q}_{\mathrm{seq}}\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_m\right|}^2+\mathrm{Im}\left(\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{h}_m^{*}{n}_m\right)---\left(52\right)$

该硬件将导频I和导频Q分别乘以I_seq和Q_seq，并生成上述2个比特。噪声功率可根据下式计算：

${\mathrm{\σ}}_n^2={(\mathrm{pilotI}-\mathrm{pilotQ})}^2---\left(53\right)$

${\mathrm{\σ}}_n^2=({\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2)I_{\mathrm{oc}}---\left(54\right)$

因此总噪声估值可表示为：

$\hat{N}=({\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}+\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}}{2}\·{\mathrm{\σ}}_n^2)/2---\left(55\right)$

在CL1平坦衰落的情况下，基于每个耙指的各时隙中每个专用导频比特的软值可由硬件获得。

${\underset{\‾}{z}}_1=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}\left[\begin{array}{cc}{\underset{\‾}{x}}_1& {\underset{\‾}{x}}_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\left|h_1\right|}^2\\ w{h}_1^{*}{h}_2\end{array}\right]+{\underset{\‾}{n}}_1^{\′}---\left(56\right)$

且

${\underset{\‾}{z}}_2=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}\left[\begin{array}{cc}{\underset{\‾}{x}}_1& {\underset{\‾}{x}}_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{h}_1{h}_2^{*}\\ w{\left|h_2\right|}^2\end{array}\right]+{\underset{\‾}{n}}_2^{\′}---\left(57\right)$

权重w是固件中已知的，

$\underset{\‾}{z}={\underset{\‾}{z}}_1+w^{*}{\underset{\‾}{z}}_2=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}\left[\begin{array}{cc}{\underset{\‾}{x}}_1& {\underset{\‾}{x}}_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\left|h_1\right|}^2+w^{*}{h}_1{h}_2^{*}\\ w{h}_1^{*}{h}_2+{\left|w\right|}^2{\left|h_2\right|}^2\end{array}\right]+{\underset{\‾}{n}}_1^{\′}+w^{*}{\underset{\‾}{n}}_2^{\′}---\left(58\right)$

z乘以正交序列y，得到

y ^H z＝y ^H(n ₁′+w^* n ₂′)                (59)

${\underset{\‾}{y}}^H\underset{\‾}{z}={\underset{\‾}{y}}^H(\left[\begin{array}{c}{n}_0{h}_1^{*}\\ .\\ .\\ .\\ n_{\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{ded}}{2}-1}{h}_1^{*}\end{array}\right]+w^{*}\left[\begin{array}{c}{n}_0{h}_2^{*}\\ .\\ .\\ .\\ n_{\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{ded}}{2}-1}{h}_2^{*}\end{array}\right])---\left(60\right)$

${\underset{\‾}{y}}^H\underset{\‾}{z}={\underset{\‾}{y}}^H(\left[\begin{array}{c}{n}_0(h_1^{*}+w^{*}{h}_2^{*})\\ .\\ .\\ .\\ n_{\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{ded}}{2}-1}(h_1^{*}+w^{*}{h}_2^{*})\end{array}\right])={\underset{\‾}{y}}^H{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{cl}1}---\left(61\right)$

n_cl1的方差为 ${\mathrm{\σ}}_{{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{cl}1}}^2={\left|\right|h_1+w{h}_2\left|\right|}^2{I}_{\mathrm{oc}}=E\left[n_{\mathrm{cl}1i}{n}_{\mathrm{cl}1i}^{*}\right],$ $i=0,...,\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{ded}}{2}-1---\left(62\right)$

${\left|{\underset{\‾}{y}}^H\underset{\‾}{z}\right|}^2={\mathrm{\σ}}_{{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{cl}1}}^2---\left(63\right)$

从公式(27)可见，来自TPC比特的噪声功率为

${\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}={\left|\right|h_1+w{h}_2\left|\right|}^2\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}\·\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}---\left(64\right)$

总噪声估值为：

$\hat{N}=({\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}+\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}}{2}\·{\mathrm{\σ}}_{{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{cl}1}}^2)/2---\left(65\right)$

在CL 2衰落的情况下，在两个天线上将使用相同的导频形式。

$z_{1i}=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}(w_1{h}_1+w_2{h}_2)x_i{h}_1^{*}+n_i{h}_1^{*}---\left(66\right)$

所有num_ded/2个专用导频符号可根据下式放入到一个向量中：

${\underset{\‾}{z}}_1=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}(w_1{h}_1+w_2{h}_2)\underset{\‾}{x}{h}_1^{*}+{\underset{\‾}{n}}_1^{\′}---\left(67\right)$

${\underset{\‾}{z}}_2=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}(w_1{h}_1+w_2{h}_2)\underset{\‾}{x}{h}_2^{*}+{\underset{\‾}{n}}_2^{\′}---\left(68\right)$

权重w₁和w₂是固件中已知的，

$\underset{\‾}{z}=w_1^{*}{\underset{\‾}{z}}_1+w_2^{*}{\underset{\‾}{z}}_2---\left(69\right)$

$\underset{\‾}{z}=\sqrt{\frac{S_{\mathrm{DED}}}{4}}{\left|\right|w_1{h}_1+w_2{h}_2\left|\right|}^2\underset{\‾}{x}+w_1^{*}{\underset{\‾}{n}}_1^{\′}+w_2^{*}{\underset{\‾}{n}}_2^{\′}---\left(70\right)$

将z乘以正交序列y，

${\left|{\underset{\‾}{y}}^H\underset{\‾}{z}\right|}^2={\mathrm{\σ}}_{{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{cl}2}}^2={\left|\right|w_1{h}_1+w_2{h}_2\left|\right|}^2{I}_{\mathrm{oc}}---\left(71\right)$

从公式(34)可见，来自TPC比特的噪声功率为

${\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}={\left|\right|w_1{h}_1+w_2{h}_2\left|\right|}^2\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}\·\frac{I_{\mathrm{oc}}}{2}---\left(72\right)$

总噪声估值为：

$\hat{N}=({\hat{N}}_{\mathrm{tpc}}+\frac{\mathrm{num}\_\mathrm{tpc}}{2}\·{\mathrm{\σ}}_{{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{cl}2}}^2)/2---\left(73\right)$

以上描述的各实施例获得每个无线链路组的TPC指令信号和噪声功率估值。该信号和噪声功率估值可周期性更新，如按每时隙一次的速率进行更新。在本发明的一个实施例中，可利用TPC指令信号和噪声功率估值确定对应于所接收的TPC指令的可靠度权重值。接着根据多个无线链路组中的每一个已接收TPC指令以及各TPC指令的对应可靠度权重计算总TPC指令或累计TPC指令。接着根据已确定的总TPC指令可调整发射功率。例如，如果总TPC指令的符号为负，则降低发射功率；如果总TPC指令的符号为正，则提高发射功率。

图3是本发明实施例计算DPCH的信号功率估值的步骤流程图。如图2和图3所示，该流程开始于步骤302。在步骤304中，从每个耙指接收得到的时隙中提取出发射功率控制(TPC)比特。在步骤306中，将从所有耙指中提取得到的TPC比特相加。在步骤308中，从所有耙指上的TPC比特之和中生成I分量和Q分量。对于信号功率而言，TPC比特值可能预先不知道，但同一时隙中接收到的所有TPC比特值相同。因此，通过加上I和Q分量，信号部分就进行相干自相加，而噪声部分则进行非相干自相加。这样就能达到减小噪声并将信号功率提取出来的效果。在步骤310中，TPC比特(I和Q分量)由加法器模块210进行相加并生成TPC_sum(k)，其中num_tpc是每时隙中的TPC比特数。在步骤312中，生成的TPC_sum(k)由求平方模块228进行平方以生成TPC_sum_sqr(k)，这样每时隙可获得一次新估值。在步骤314中，生成的TPC_sum_sqr(k)由除法器模块230除以每时隙中的TPC比特数num_tpc，根据下式生成TPC_sum_sqr_norm(k)：

TPC_sum_sqr_norm(k)＝TPC_sum_sqr(k)/num_tpc

在步骤316中，由求平均模块232在给定时间窗内对所生成的平均数TPC_sum_sqr_norm(k)求平均值TPC_sum_sqr_avg(k)。在步骤318中，得到DPCH中的TPC比特的信号功率估值。接着，控制流程在步骤320结束。

图4是本发明实施例计算DPCH的噪声功率估值的步骤流程图。如图2和图4所示，该流程开始于步骤402。在步骤404中，从每个耙指接收得到的时隙中提取出发射功率控制(TPC)比特。在步骤406中，将从所有耙指中提取得到的TPC比特相加。在步骤408中，从所有耙指的TPC比特之和中生成I分量和Q分量。对于噪声功率而言，TPC比特值可能预先不知道，但同一时隙中接收到的所有TPC比特值相同。因此，通过从Q分量中减去I分量或反之亦然，可去除信号部分并留下噪声部分。

在步骤410中，通过加法器模块208对TCP比特彼此相减(I-Q)。在步骤412中，由求平方模块212对被减去后的TPC比特求平方，以生成TPC_sqr_diff(k)。在步骤414中，通过加法器模块214将多个TPC符号上的该平方差TPC_sqr_diff(k)相加以得到Ntpc(k)，其中每时隙的符号数等于num_tpc/2，这样每时隙就可得到一次新的估值。在步骤416中，通过除法器模块220将Ntpc(k)除以TPC比特数，并根据下式得到Ntpc_norm(k)：

Ntpc_norm(k)＝Ntpc(k)/num_tpc

在步骤418中，由求平均模块222在给定时间窗内对生成的平均数Ntpc_norm(k)求平均值Ntpc_avg(k)。在步骤420中，得到DPCH中的TPC比特的噪声功率估值。接着，控制流程在步骤320结束。

图5是本发明实施例多个TPC指令加权组合的系统方框图。如图5所示，系统500包括多个接收到的TPC指令502a、…、502n，多个符号提取模块504a、…504n，多个乘法器506a、…、506n，多个零相乘(zero multiplication)模块505a、…、505n，加法器510和发射功率调整模块514。所接收的TPC指令502a、…、502n分别对应于无线链路组1、…k。在此，使用所有k个接收的TPC指令来确定最终或调整后TPC指令512。

符号提取模块504a、…504n包括适当电路、逻辑和/或代码，用于确定相应TPC指令的符号。在此，符号提取模块504a、…504n将生成(+1)或(-1)作为最终结果。生成的符号将传送到对应的乘法器506a、…、506n。乘法器506a、…、506n包括适当电路、逻辑和/或代码，将所接收的符号乘以对应的可靠度权重值508a、…、508n。

在本发明的一个实施例中，可确定各可靠度权重值508a、…、508n是否低于可靠度阈值。如果可靠度权重值低于该可靠度阈值，多个零相乘模块505a、…、505n中的对应零相乘模块将使该加权后的符号值乘以零。在此，如果可靠度权重值低于该可靠度阈值，则对应的加权符号值将不用于确定最终TPC指令512。

如果可靠度权重值高于该可靠度阈值，则由加法器510将对应加权符号值相加以生成总TPC指令512。发射功率调整模块514包括适当电路、逻辑和/或代码，用于根据所确定的最终TPC指令512调整发射功率。最终TPC指令512可用于根据该最终TPC指令512的符号调整发射功率。

在本发明的一个实施例中，接收的TPC指令502a、…、502n可能属于同一无线链路(RL)组。由于属于同一RL组的无线链路将发射相同的TPC指令，属于同一RL组的无线链路发射的TPC指令可与相同权重结合。在这点上，可靠度权重508a、…、508n可以是相同的，如为1或-1。

在本发明的另一实施例中，接收的TPC指令502a、…、502n可属于不同RL组。例如，接收的TPC指令502a、…、502n可分别属于RL组1、…、K。在这点上，K个RL组中的每一个RL组具有一个TPC指令，即TPC_cmd(k)，k＝1、…、K。可利用下列伪代码计算总的累计指令TPC_cmd 512：

将累计指令初始化为零。

Accum_cmd＝0

For(k＝loop over RL sets)

{

Take sign of TPC_cmd(k)

Accum_cmd+＝(sign of TPC_cmd(k))*wk

}

其中wk为可靠度权重508a、…、508n。

Accum_cmd值对应于总TPC指令512。发射功率调整模块514根据Accum_cmd的符号判断是否要提高或降低发射功率。例如，如果Accum_cmd的符号为负，则按照给定步长(step size)降低发射功率。类似地，如果Accum_cmd的符号为正，则按照给定步长提高发射功率。

可靠度阈值可选择为对应于TPC指令错误率X％。在这点上，在计算最终TPC指令512时将丢弃那些预估可靠度权重值对应于错误率X％或更高的TPC指令。

在本发明的另一实施例中，可根据TPC指令的信号和噪声功率估值为多个无线链路组1、…、k中的每一条无线链路生成可靠度权重wk，如图2所述。在这点上，可根据下式确定可靠度权重wk：

$w_k={\mathrm{SNR}}_k=\frac{\mathrm{Stpc}\_\mathrm{avg}\left(k\right)}{\mathrm{Ntpc}\_\mathrm{avg}\left(k\right)}$

其中Stpc_avg(k)和Ntpc_avg(k)是指对应于RL组k的TPC指令的信号和噪声功率。

因此，可利用下述伪代码计算总累计指令TPC_cmd 512：

将累计指令初始化为零。

Accum_cmd＝0

For(k＝loop over Rl sets)

{

Take sign of TPC_cmd(k)

Accum_cmd+＝(sign of TPC_cmd(k))*

}

在本发明的另一实施例中，为了避免将权重wk计算成比值，在确定总TPC指令时将使用该TPC指令信号和噪声功率估值。接着可利用下述伪代码确定最终累计指令。

将累计指令初始化为零。

Accum_cmd＝0

For(k＝loop over Rl sets)

{

Take sign of TPC_cmd(k)

Accum_cmd+＝(sign of TPC_cmd(k))* $\mathrm{Stpc}\_\mathrm{avg}\left(k\right)*\underset{j\≠k}{\mathrm{\Π}}\mathrm{Ntpc}\_\mathrm{avg}\left(j\right)$

}

图6是本发明实施例在WCDMA网络中确定总TPC指令的步骤流程图。如图5和图6所示，在步骤602中，接收从k个RL组接收的TPC指令502a、…、502n的所计算出的信号功率估值(SPE)。在步骤604中，接收来自k个RL组接收的TPC指令的所计算出的噪声功率估值(NPE)。在步骤606中，确定k个RL组的每个接收的TPC指令的可靠度权重wk。在步骤608中，符号提取模块504a、…504n分别确定每个接收的TPC指令502a、…、502n的符号。在步骤610中，计数器i将增加1。在步骤612中，判断可靠度权重w_i是否低于可靠度阈值，如果可靠度权重w_i低于可靠度阈值，则转到步骤614中，计算总TPC指令512时丢弃该w_i。接着该流程转到步骤620。如果可靠度权重w_i高于可靠度阈值，则转到步骤616中，从RL组i接收的TPC指令的所确定的符号将乘以对应的可靠度权重w_i，进而生成加权TPC指令w-TPC_i。在步骤618中，总TPC指令512将加上加权TPC指令w-TPC_i。在步骤620中，判断i是否等k，如果i小于k，则处理流程转到步骤612。如果i等于k，则转到步骤622，发射功率调整模块514根据已生成的总TPC指令512调整发射功率。

根据本发明实施例，用于在宽带CDMA(WCDMA)网络中处理发射功率控制(TPC)指令的方法和装置包括用户设备120中的电路，用于根据通过下行专用物理信道(DPCH)102接收到的多个发射功率控制(TPC)比特156计算所述下行专用物理信道(DPCH)102的信噪比(SNR)。所述多个TPC比特中的至少一个比特的值在接收到该比特时是未知的。用户设备120中的发射功率调整模块514用于根据下行专用物理信道102的已计算出的SNR调整至少一个上行通信信道的发射功率。用户设备120中的至少一个处理器，如处理器142，用于根据已计算出的SNR，为接收的TCP比特中的至少一部分计算至少一个可靠度权重。

用户设备120中的处理器142用于根据多个已接收TPC比特和已计算出的至少一个可靠度权重为至少一个上行通信信道生成总TPC指令。用户设备120中的发射功率调整模块514用于根据所生成的总TPC指令调整至少一个上行通信信道的发射功率。用户设备120中的处理器142用于根据DPCH 102的信号功率和/或DPCH 102的噪声功率计算SNR。用户设备120中的加法器模块206、214和/或226将通过下行专用物理信道上的多个多径接收得到的多个TPC比特的各部分相加，以生成同相(I)分量和正交(Q)分量。用户设备120中的加法器模块206、214和/或226用于将所生成的I分量和Q分量相加以确定DPCH的信号功率。

用户设备120中的电路可将已生成I分量和已生成Q分量之和进行平方运算，以确定DPCH的信号功率。用户设备120中的电路将I分量和Q分量之和的平方除以DPCH每时隙的多个TPC比特的数量，得到所述I分量和所述Q分量之和的平方值的平均数，从而确定DPCH的信号功率。用户设备120中的求平均模块222或232用于取得I分量和已生成Q分量的平均数在时间窗内的平均值。用户设备120中的处理器142用于将已生成I分量和已生成Q分量相减，以确定DPCH的噪声功率。用户设备120中的电路将I分量和Q分量之差进行平方运算，以确定DPCH的噪声功率。

用户设备120中的加法器模块206、214和/或226用于将多个TPC符号上的I分量和Q分量的差值的平方值相加，以确定DPCH 102的噪声功率。用户设备120中的处理器142用于将已生成I分量和已生成Q分量的差值平方和除以DPCH 102每时隙中的TPC比特数，计算I分量和Q分量之差的平方和的平均数，以确定DPCH 102的噪声功率。用户设备120中的处理器142可取得I分量和Q分量的上述平均数在时间窗内的平均值。用户设备120中的处理器142通过将多个无线链路组中的每一个的计算出的SNR进行平均，计算多路径的DPCH的信噪比SNR。

本发明另一实施例提供了一种可机读存储器，其中存储的计算机程序包括至少一个用于信号处理的代码段，该至少一个代码段由机器运行，使得该机器按照上述步骤运行。

因此，本发明可用硬件、软件或软硬件结合来实现。本发明可在至少一台计算机系统的集中式环境下实现，也可在各元件分布在不同相互连接的计算机系统的分布式环境下实现。任何种类的计算机系统或其它适合于执行本发明所述方法的设备都适合使用本发明。软硬件结合的范例可为带有某计算机程序的通用计算机系统，但载入并运行该计算机程序时，可控制计算机系统执行本发明所述的方法。

本发明的一个实施例可实现为电路板级产品、单芯片、专用集成电路(ASIC)，或者在单芯片中具有不同集成水平，与系统的其它部分独立。所述系统的集成度主要由速度和成本决定。因为现代处理器的混杂性质，所以商业可用处理器的使用是可能的，该处理器可位于本系统的专用集成电路(ASIC)的外部而被执行。或者，如果该处理器作为ASIC核使用的话，那么所述商业可用处理器可实现为ASIC的一部分，其各种不同功能由固件执行。

本发明也可嵌入到一个电脑程序产品中，这包括使能这里描述的方法的执行的所有特征，并且当被加载到电脑系统中时能够实行这些方法。这里上下文中的电脑程序意指任何表述，用任何种语言、代码和符号的指令集打算让某一系统有某一信息处理能力，或直接或间接或以下两者：a)转化成另一种语言、代码或符号；b)以不同的材料形态再现来执行某一特殊功能。

本发明是通过一些实施例进行描述的，本领域技术人员知悉，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以对这些特征和实施例进行各种改变或等效替换。另外，在本发明的教导下，可以对这些特征和实施例进行修改以适应具体的情况及材料而不会脱离本发明的精神和范围。因此，本发明不受此处所公开的具体实施例的限制，所有落入本申请的权利要求范围内的实施例都属于本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种信号处理方法，其特征在于，所述方法包括：

根据通过下行专用物理信道接收到的多个发射功率控制比特计算所述下行专用物理信道的信噪比，包括将所述下行专用物理信道上的多个多路径接收到的所述多个发射功率控制比特相加，以生成同相分量和正交分量，并且将所述生成的同相分量和所述生成的正交分量相加，以确定所述下行专用物理信道的信号功率，将所述生成的同相分量和所述生成的正交分量相减，以确定所述下行专用物理信道的噪声功率，其中，所述多个发射功率控制比特中的至少一个比特的值在接收到该比特时是未知的；

根据所计算出的所述下行专用物理信道的信噪比调整至少一个上行通信信道的发射功率。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括：根据所计算出的信噪比，为所述接收到的发射功率控制比特中的至少一部分计算至少一个可靠度权重值。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括：根据所述多个接收到的发射功率控制比特和所计算出的至少一个可靠度权重值为所述至少一个上行通信信道生成总发射功率控制指令。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括：如果从所述至少一个可靠度权重值中选定的一个权重值小于阈值，则在计算所述总发射功率控制指令时丢弃所述至少一个可靠度权重值中的所述已选定的权重值。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述阈值是基于发射功率控制指令错误率确定的。

6.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括：根据所述生成的总发射功率控制指令调整所述至少一个上行通信信道的发射功率。

7.一种信号处理系统，其特征在于，所述系统包括：

用于根据通过下行专用物理信道接收到的多个发射功率控制比特计算所述下行专用物理信道的信噪比的电路，包括将所述下行专用物理信道上的多个多路径接收到的所述多个发射功率控制比特相加，以生成同相分量和正交分量，并且将所述生成的同相分量和所述生成的正交分量相加，以确定所述下行专用物理信道的信号功率，将所述生成的同相分量和所述生成的正交分量相减，以确定所述下行专用物理信道的噪声功率，其中，所述多个发射功率控制比特中的至少一个比特的值在接收到该比特时是未知的；且

所述电路可根据所计算出的所述下行专用物理信道的信噪比调整至少一个上行通信信道的发射功率。

8.根据权利要求7所述的系统，其特征在于，所述电路根据所计算出的信噪比，为所述接收到的发射功率控制比特中的至少一部分计算至少一个可靠度权重值。

9.根据权利要求8所述的系统，其特征在于，所述电路根据所述多个接收到的发射功率控制比特和所计算出的至少一个可靠度权重值为所述至少一个上行通信信道生成总发射功率控制指令。

10.根据权利要求9所述的系统，其特征在于，如果从所述至少一个可靠度权重值中选定的一个权重值小于阈值，则所述电路在计算所述总发射功率控制指令时丢弃所述至少一个可靠度权重值中的所述已选定的权重值。

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