CN100379172C - Fdd模式的cdma系统中补充信道信号干扰比的估计算法 - Google Patents

Abstract

本发明提出两种FDD模式的CDMA系统(cdma2000和UMTS)中补充信道信号干扰比估计算法，用于FDD模式的CDMA系统中补充信道的闭环功率控制。一是整体估算Eb/Nt：此方法中Eb/Nt的估算是根据SCH的二次统计(平方的平均)；二是分离估算Eb和Nt：此方法中Eb估算值等于补充业务信道的信号能量的平方的平均值，Nt的估算是基于导频信道的能量方差。优点：计算简捷，计算精度高，节约资源，易于在手机与嵌入式设备中实现。

Description

FDD模式的CDMA系统中补充信道信号干扰比的估计算法

技术领域：

本发明提出一种FDD模式的CDMA系统(cdma2000和UMTS)中补充信道信号干扰比估计算法，用于FDD模式的CDMA系统中补充信道的闭环功率控制。

背景技术：

本发明提出的信号干扰比的估计算法，与FDD模式CDMA系统(cdma2000和UMTS)中补充信道的功率控制技术直接相关。

在FDD模式的CDMA系统中，补充信道是一个采用Turbo编解码器的高速率信道。为完成Turbo解码算法的MAP(最大后验概率)估计，需要在解码时提供该码块的Eb/Nt(符号比特/干扰能量比)估计值。然而，Turbo码的缓冲区大小是一个完整的帧(frame)，这就意味着对Eb/Nt的完整估计要覆盖整个帧，且要在每帧的边界全部完成。同时，为保证Turbo编解码的实时性和准确性，对Eb/Nt估计值的精度要求是-2dB到+6dB。

由于补充信道是高数据传送速率通道，根据香农理论，需要较高的发送功率增益。因而其对同一工作频段内的其它前向(下行)码道产生较强的干扰，所以基站必须对补充信道的发送功率进行功率控制。

功率控制技术是CDMA系统的核心技术。CDMA系统是一个自扰系统，所有移动用户都占用相同带宽和频率，如果系统采用的扩频码不是完全正交的(实际系统中使用的地址码是近似正交的)，因而造成相互之间的干扰。在一个CDMA系统中，每一码分信道都会受到来自其它码分信道的干扰，这种干扰是一种固有的内在干扰。

CDMA系统的一个显著特点是它能够尽可能的减少系统干扰的总能量从而提高系统的容量。

采用功率控制技术，确保每个信号在满足基本通信质量要求的条件下，尽量降低发射功率，以减少对其他信号的干扰。在CDMA中将没有多余的能量被传输，通常这是采用其他技术的系统所无法达到的。所以功率控制在CDMA无线扩频通信系统中的资源分配和干扰抑制方面是一项关键技术。

功率控制的目的就是使移动台和基站接收到的误帧率接近一个目标值，例如对于语音业务，该目标值为1％；对于数据业务该目标值通常定为5％。系统容量的增加可以通过选择一个更高的目标误帧率而使之仍能满足语音质量的要求。更高的目标误帧率意味着更低的平均发射功率，这样使得系统可以容纳更多的用户。

在第三代移动通信系统中，功率控制必须完成三个任务：

(1)克服远近效应

在蜂窝无线通信系统中，信号强度随距离变大而成指数衰减，衰落指数大概是4左右。不同移动台到基站距离可能相差100倍，若移动台发射功率相同，则基站收到的不同信号的强度可能相差80dB，这时远处的信号会被近处的信号淹没而不能被基站正确解调。此为上行功率的“远近效应”。功率控制可以克服信道衰落，维持各个移动信号在基站处的功率均匀。

(2)克服多址效应，防止功率攀比上升

CDMA为自扰系统，多个信道同时占用相同频段，任何一个信道都会受到其他不同地址码的信道干扰，即“多址干扰”。从整网看，当系统处于某个功率稳定点时，任何的功率提升都会造成其他用户功率的攀比上升，从而造成整网干扰的大幅上升。功率控制通过调整信道发射功率，使全网的发射功率处于一个有解的最小点或准最小点，从而降低系统内的干扰水平，达到提高系统容量的目的。

(3)提供更高的QoS(Quality of Service)

功率控制是一种优化技术，优化的目的是在满足通信质量要求(误码率、误帧率)的条件下尽量减少发射功率，这意味着对每个用户而言，既减少了功耗，又获得了更干净的通信环境；对系统而言则提高了容量和稳定性。

功率控制要在CDMA系统中发挥其重要作用，其算法的设计必须依据三个基本准则：

(1)功率平衡。通过功率控制使接收端接收到的有用信号功率相等。对于上行链路，目标是使各个移动台到达基站的功率相等；对于下行链路，目标是使各个移动台收到基站的有用信号功率相等。

(2)信干比平衡。通过功率控制使接收端收到的信干比(C/I)相等。对于上行链路，目标是使各个移动到达基站的C/I相等；对下行链路，目标是使各个移动台接收到基站的有用信号C/I相等。

(3)误码率(BER/FER)平衡。通过功率控制使接收端的误码率相等。对上行链路，目标是使各个移动台到达基站的误码率相等；对下行链路，目标是使各个移动台接收到的基站有用信号误码率相等。

按照功率的发射方向，功控可以分为前向功率控制和反向功率控制，其中反向功率控制又包括反向开环和反向闭环功率控制；闭环功率控制又分为内环和外环功率控制，内环以Eb/No为指标调节功率，外环以误帧率为指标调节内环Eb/No门限。

前向功率控制主要是为了克服外小区用户及本小区其他用户下行信号的干扰，基站根据移动台提供的测量结果，调整对每一个移动台的发射功率，对路径衰落小的移动台分配相对较小的前向发射功率；对那些较远的和解调信干比低的移动台分配较大的前向发射功率。此时功率控制能抗干扰、补偿信道衰落，如果能及时跟踪信道变化趋势，理想的功率控制将把衰落信道在接收端作为加性高斯白噪(AWGN)信道来处理。方法主要有远近控制法和信干比控制法。

反向功率控制主要解决远近效应问题，各个移动台借助基站的功率控制指令来实时调整对基站的发射功率，以保证所有的信号到达基站时都有相同的平均功率，并且刚刚达到保证通信质量的最小信干比门限。为此，系统采用了开环功率控制和闭环功率控制相结合的措施。

开环功控(OLPC)是指移动台(或基站)根据前向(或反向)链路接收到的信号功率大小来调节移动台(或基站)的发射功率。开环功控建立在上行与下行链路具有一致的信道衰落情况之上。闭环功控(CLPC)一般是指基站(和移动台)根据前向(或反向)链路上接收到的移动台(或基站)信号的Eb/No(比特能量/干扰谱密度)来产生功率控制指令，然后通过前向(或反向)链路传送给移动台(或基站)，移动台(或基站)根据功率控制指令来调整发射功率。

对于频分双工模式(FDD)的CDMA系统，其上行链路与下行链路相应的频率间隔为45MHz，远大于信道的相干带宽，因此，上行链路与下行链路的衰落的不相关的，采用开环功控难以达到所要求的控制精度。通常认为，在FDD模式的CDMA系统中，开环功控的作用是调整移动台初始接入时的发射功率，同时对弥补由于路径损耗而造成衰减的慢变化起到一定的作用。为了提高功率控制精度，克服较为快速的瑞利衰落，必须采用闭环功控。

前向闭环功率控制也分内环功控(FILPC)和外环功控(FOLPC)。内环功控是指：移动台用接收到的Eb/No与目标值比较，调整基站发射功率。外环功控是指：移动台根据目标前向误帧率(FFER)调整目标Eb/No的设置值。

前向内环功率控制中，对于cdma2000，前向帧由长度为1.25ms的16个PCG(功率控制群)组成，对于UMTS(WCDMA)，前向帧由长度为0.667ms的15个PCG组成。移动台测量补充信道(F-FCH)/下行业务信道(DTCH)中每个PCG的Eb/No。根据测量、比较的结果，通过在反向导频信道(R-PICH)中每1.25ms/0.667ms插入一个PCB(功率控制比特)发送前向功控(FPC)命令给基站。如果PCB＝1，基站增加它的发射功率；如果PCB＝0，基站使用减小它的发射功率。

补充信道功控的FPC(前向功率控制)判决需要由一个交互作用的双环(内环+外环)功控系统共同完成：其中，外环负责提供一个信噪比值作为门限点；而内环通过采样分析得出补充信道的Eb/Nt值，并将该值与外环提供的门限点做比较，从而确定前向快速功控的值。为了完成这一功控过程，需要每一个PCG完成一次补充信道的Eb/Nt的估计。

补充信道闭环功率控制流程，如附图一所示。

为实现补充信道的闭环功率控制，首先移动台要测量并计算出补充信道中的信干比(符号比特/干扰能量比)。计算此信干比的最直接方法，是通过统计获得QPSK信号的均值和方差，然后计算出均值平方与方差的比值，作为信干比的测量值。

但是，对于补充信道而言，由于业务的符号比特是未知的，因而QPSK信号中包含的业务符号码片的调制分量也是未知的，所以无法直接从QPSK信号估计出噪声干扰的能量；

为解决上述问题，较准确地估计出补充信道的信干比，本发明提出两种估计FDD模式的CDMA系统中补充信道信干比的算法，第一种是整体估计算法，第二种是分离估计算法。

发明内容：

设计目的：避免背景技术中的不足之处，为解决上述问题，较准确地估计出补充信道的信干比，本发明提出两种估计FDD模式的CDMA系统中补充信道信干比的算法，第一种是整体估计算法，第二种是分离估计算法。

设计方案：设计两种估计补充业务信道的Eb/Nt的算法，一是整体估算Eb/Nt：此方法中Eb/Nt的估算是根据SCH的二次统计(平方的平均)；二是分离估算Eb和Nt：此方法中Eb估算值等于补充业务信道的信号能量的平方的平均值，Nt的估算是基于导频信道的能量方差。

1、整体估计器：SCH不是一个动态速率信道------所有的Bit位在传输时都是按协商确定的固定速率传输。因此，在这里bit能量和符号能量总是一个不变的关系，在QPSK调制下，符号总是以90°相移为单位变化。因此，在这里接收符号绝对值的二次统计和SNR之间存在如下关系：

$\frac{E\left[{r_n}^2\right]}{{\left(E\right[\left|r_n\right|\left]\right)}^2}=\frac{1+\frac{E_s}{{\mathrm{\σ}}^2}}{{({\sqrt{\frac{2}{\mathrm{\π}}}e}^{\frac{E_s}{{20}^2}}+\sqrt{\frac{E_s}{{\mathrm{\σ}}^2}}\left(\mathrm{erf}\left(\sqrt{\frac{E_s}{2{\mathrm{\σ}}^2}}\right)\right))}^2}=f\left(\frac{E_s}{{\mathrm{\σ}}^2}\right)=f\left(\mathrm{\β}\right)---\left(\mathrm{EQ}1\right)$

因而，Es/Nt

可以根据上式的反函数求出(Es＝rEb，这里r是前向码率)，即有下式存在：

$\frac{E_s}{N_1}=f^{-1}\left(\frac{E\left|{r_n}^2\right|}{{\left(E\right[\left|r_n\right|\left]\right)}^2}\right)---\left(\mathrm{EQ}2\right)$

上式可用二次多项式逼近，以实现数值计算。但是，在全部的Eb/Nt数值范围，作为近似公式的二次多项式曲线存在多个拐点，不能准确表达出Eb/Nt，如附图二所示。更好的近似是线性分段匹配14个参考点，在附图二中已经标明。

Es/Nt估计是通过计算一个PCG或一帧(据应用而定)内有限个符号的二次统计期望值获得，并且应用了(EQ2)分段线性内插法：

$\frac{\widehat{E_s}}{N_t}=\left[\frac{f^{-1}\left({\mathrm{\β}}_{i+1}\right)-f^{-1}\left({\mathrm{\β}}_i\right)}{{\mathrm{\β}}_{i+1}-{\mathrm{\β}}_i}\right]\·(\frac{\left(\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}^2\left(k\right)\right)}{{\left(\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\right|y\left(k\right)\left|\right)}^2}-{\mathrm{\β}}_i)+f^{-1}\left({\mathrm{\β}}_i\right)---\left(\mathrm{EQ}3\right)$

式中，βi是线性内插的参考点，N是一个PCG或一帧内的符号的数目。N的值取决于SCH的数据率。y(k)是接收到符号的信号幅度量化值。

然而，需要指出的是，上式的分母中存在有一个统计偏差：

$E\left[{\left(\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\right|y\left(k\right)\left|\right)}^2\right]=\frac{1}{N}E\left[N{\left(E\right[\left|y\left(k\right)\right|]+r(k,N))}^2\right]$

$=E\left[E\right[{\left|y\left(k\right)\right|}^2\left]\right]+E\left[2E\right|y\left(k\right)|\·r(k,N)]+E\left[r{(k,N)}^2\right]$

$=E\left[{\left|y\left(k\right)\right|}^2\right]+E\left[r{(k,N)}^2\right]\≥E\left[{\left|y\left(k\right)\right|}^2\right]---\left(\mathrm{EQ}4\right)$

式中，r(k，N)是残留随机变量，是由于有限和存在的标准误差而产生的。通常，r(k，N)随着N的减小而增大，而真实的统计均值和采样均值之间的误差则随着采样点数量的增加而减小。同样，如果知道噪声/干扰过程是已知的，E[r(k，N)²]就可以算出并消除，从而获得无偏的估计器。

2、分离估计器：另一个估计算法是通过组合导频信号，并估计组合的导频信号的方差来计算Nt，用SCH符号的平方的均值来计算Eb。这涉及到CDMA移动台中采用的Rake接收机及Finger的解调处理过程。

在CDMA移动台(终端)中，Rake接收机用于处理经多径传输到达移动台的无线信号。不同路径到达移动台的无线电信号，往往具有不同的传输迟延，传输迟延与无线电信号传输到达移动台的路径相关。Rake接收机中，解调某一特定传输迟延的无线电信号的硬件电路或软件称之为一个“FINGER”。通常一个Rake接收机有3或4个FINGER，即可以同时解调3或4个不同传输迟延的无线电信号。Rake接收机对全部FINGER输出的信号做时序对齐，然后对这些信号进行合成，输出一个信噪比远远高于单个FINGER输出的信号。

CDMA移动台中，经天线接收到的(CDMA基站发射的)无线电信号，在经过接收放大器、射频下变频、接收带通滤波、自动增益控制等一系列处理，按照不同的迟延，输入到不同的Finger作为原始I和Q信号。这些原始I和Q信号，包含业务I和Q信号，以及导频I和Q信号。

每一个Finger的原始I和Q信号，首先经过一个求积器(QDS)实现CDMA解扰码处理。对于cdma2000而言，是用PN(伪随机码)码解扰。而对于WCDMA，则是采用Gold码解扰。

每一个Finger解扰后的信号分成两路，一路送往业务信号恢复电路，取出有噪声的业务误信号。另一路送往导频信号恢复电路，取出有噪声的导频信号。然后再针对业务信号和导频信号，分别合并不同Finger的输出。

在对来自多个Finger的输出进行合并(组合)前，需要对不同Finger的输出进行不同的加权处理。在本发明给出的信干比估计算法中，利用导频信号的单极点滤波得到加权系数，并利用复数乘法器实现Finger输出的加权处理。为了达到这个目的，需要在Rake接收机的每个Finger分量的硬件中加入一个复数乘法器(2元点积)。

附图三是用分离估计方法估计Eb/Nt的系统框图。图中的“Channel Estimation”(信道估计)模块信道估计模块的输出就是权系数。其中的“Complex Conjugate”(复数共轭)用于构成复数乘法器(为复数乘法提供二元)。

之后，业务信号通道(或导频信号通道)的各个Finger的加权输出经过相位对齐以及时间对齐，DSP固件合并(业务或导频的)全部Finger的加权输出获得组合的业务信号(或导频信号)。

在完成上述组合之后，干扰Nt的估计是作为导频信号的方差来计算的。这里组合后的导频信号是通过每符号间隔采样一次而获得，用下式表示：

p(k)＝c(k)+ζ_p(k)+n(k)                     (EQ5)

式中，n(k)是AWGN噪声分量。而ζ_p(k)是ISI(符号间干扰)分量，由计算上述组合导频信号的方差而获得。信号分量c(k)通常是常量或具有似稳特性。而噪声和ISI则具有零均值、IID过程及近似高斯特性。因此，组合后的导频的方差是：

Var(p)＝Var(ζ_p)+Var(n)                    (EQ6)

相似地，接收到的SCH信号可以表示为：

s(k)＝T(k)+ζ_T(k)+n(k)                     (EQ7)

上式中各变量具有与噪声表达式中相对等的定义。

在接收机解码器收到的信号中，包含的噪声的表达式为：

N_t＝Var(ζ_T)+Var(n)                                (EQ8)

如果我们假设ζ_p(k)——从导频信道接收到的ISI，以及ζ_T(k)——从SCH接收到的ISI，是相同的(统计上具有一致性)，那么，我们可以根据导频信号的方差估计Nt：

N_t＝Var(ζ_T)+Var(n)≈Var(p)＝Var(ζ_P)+Var(n)       (EQ9)

然而，一般地，这并不是一个有效的假设，因为由于自干扰(因TX/RX滤波器和/或信道的频率失真而产生的)ISI功率取决于信道自身的功率。由于导频信道是一个强信道，因而往往包含更多的ISI。这是本方法的缺点，分离估计器无法避免这个缺陷。

由于噪声过程是动态的，仅需要分别计算每一个PCG内的方差，因此可以用下式计算出噪声估计：

$\widehat{N_t}=\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{(p\left(k\right)-\mathrm{\μ})}^2}{M-1}---\left(\mathrm{EQ}10\right)$

其中，首先要计算出均值：

$\mathrm{\μ}=\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{p\left(k\right)}{M}---\left(\mathrm{EQ}11\right)$

式中，M是一个PCG中的全速率的导频符号数目。导频信号强度由下式计算求得：

$p\left(k\right)={[I_{\mathrm{combined}-\mathrm{pilot}}^2\left(k\right)+Q_{\mathrm{combined}-\mathrm{pilot}}^2\left(k\right)]}^{1/2}---\left(\mathrm{EQ}12\right)$

式中，I_{combined-pilot}(k)、Q_{combined-pilot}(k)分别表示组合后的第k个导频符号的同相、正交模拟调制分量。

符号能量的估计——Es，是按一个PCG中SCH符号能量的均值来计算的：

$\widehat{E_b}=\underset{k=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\left(s\left(k\right)\right)}^2}{N}---\left(\mathrm{EQ}13\right)$

式中，N是一个PCG中符号的数量。SCH符号功率由下式计算求得：

$s^2\left(k\right)=I_{\mathrm{combined}-\mathrm{traffic}}^2\left(k\right)+Q_{\mathrm{combined}-\mathrm{traffic}}^2\left(k\right)---\left(\mathrm{EQ}14\right)$

式中，I_{combined-traffic}(k)、Q_{combined-traffic}(k)分别表示组合后的第k个业务符号的同相、正交模拟调制分量。

算法评估的结论

考虑到整体估计器具有较小的复杂度，所以选择此算法来做Es/Nt的估计。不过，我们也对两种方法的性能也作出了比较。在选定的仿真条件下，我们通过仿真发现，当用于快速FPC时，分离估计器的性能胜过整体估计器。对于瑞利衰落信道而言，在性能方面存在大约0.75dB发射功率的差距。这是由于采用较少的采样来估计二次统计造成的。当应用于基于单帧的估计时，两种估计算法给出的估计准确度及用于功控时获得的误帧率指标，都超过了Turbo解码的要求。

技术方案1：1、一种FDD模式的CDMA系统中补充信道信号干扰比的估计算法，整体估算Eb/Nt，Eb/Nt的估算是根据SCH的二次统计，接收符号绝对值的二次统计和SNR之间的存在如下关系，

$\frac{E\left[{r_n}^2\right]}{{\left(E\right[\left|r_n\right|\left]\right)}^2}=\frac{1+\frac{E_s}{{\mathrm{\σ}}^2}}{{({\sqrt{\frac{2}{\mathrm{\π}}}e}^{\frac{E_s}{2{\mathrm{\σ}}^2}}+\sqrt{\frac{E_s}{{\mathrm{\σ}}^2}}\left(\mathrm{erf}\left(\sqrt{\frac{E_s}{2{\mathrm{\σ}}^2}}\right)\right))}^2}=f\left(\frac{E_s}{{\mathrm{\σ}}^2}\right)=f\left(\mathrm{\β}\right).$

技术方案2：FDD模式的CDMA系统中补充信道信号干扰比的估计算法，分离估算Eb和Nt：

Eb估算值等于一个PCG(功率控制群)中补充业务信道的信号能量的平均值，以同一PCG中的组合导频符号幅度的方差作为干扰信号功率。

技术方案3：FDD模式的CDMA分离估计FDD模式的CDMA补充信道信号干扰比系统，经天线接收到的CDMA基站发射的无线电信号，经射频解调出I、Q信号至求积器的信号输入端，实现CDMA解扰码处理，求积器输出的一路信号送往业务信号恢复电路，取出有噪声的业务误信号后至加权器信号输入端，加权器的信号输出端至业务信号组合计算一个PCG中的Eb至除法器，求积器输出的另一路送往导频信号恢复电路，取出有噪声的导频信号后至加权器信号输入端，加权器的信号输出端至导频信号组合计算一个PCG中的导频强度均值后主算出Nt至除法器。在Rake接收机的每个Finger分量的硬件中加入一个复数乘法器(2元点积)，利用导频信号的单极点滤波得到加权系数，利用复数乘法器实现Finger输出的加权处理。业务信号通道(或导频信号通道)的各个Finger的加权输出经过相位对齐以及时间对齐，DSP固件合并(业务或导频的)全部Finger的加权输出获得组合的业务信号(或导频信号)。

本发明与背景技术相比，计算简捷，计算精度高，节约资源，易于在手机与嵌入式设备中实现。

附图说明：

图1是补充信道闭环功率控制流程示意图。

图2是Eb/Nt评估函数和线性分段近似曲线示意图。

图3是分离估计方法估计补充信道信干比的系统示意框图。

具体实施方式：

实施例1：参照附图1。说明的是补充信道闭环功率控制过程。CDMA基站除了向移动台(终端)发送业务信号(在与移动台通信的情况下)之外，还会始终不断地向移动台发送导频信号、同步信号，以及公共控制信号。

基站发送的各种信号，一般都经过多径衰落到达移动台。移动台利用Rake接收机将多径传输的信号的主要分量提取出来。Rake接收机的每一个FINGER提取一条特定传输路径(对应于一个特定时间迟延)的信号抽取出来。Rake接收机将多个FINGER输出信号的相位对齐，这样多个FINGER的输出就可以合并成一个信号。

为了实现对前向(下行)业务信号进行功率控制，移动台利用正交的信道化码从接收到的信号中分离出导频信号和业务信号后，需要测量业务信号的信干比SIR＝Eb/Nt。Eb是业务信号功率，Nt是噪声干扰功率。在测量出SIR值之后，移动台将测量到的SIR值与预先设定的信干比门限值相比较，如果测量值高于门限值，就通知基站降低功率，反之，通知基站提高功率。这就是前向内环功控。

如果前向内环功控的信干比门限值是由移动台通过实时计算误帧率而产生的，那么这种通过计算误帧率而产生信干比门限值的过程就叫做外环。采用外环的前向功率控制，叫做前向外环功控。如附图一中就采用了外环和前向外环功控。

实施例2：参照附图2。说明的是整体估计方法的Eb/Nt估计函数及近似计算方法。图中，横坐标表示(EQ1)给出的——接收符号绝对值的二次统计(E(r_n ²)/E(|r_n|)²)的值，纵坐标表示(EQ2)给出的——接收符号绝对值的二次统计的反函数f^-1_E(r_n ²)/E(|r_n|)²_的值(即SIR的值)。图中分别给出了f^-1_(r_n2)/E(|r_n|)²_及其多项式拟合、线性内插逼近曲线。图中的参考点用于分段线性内插。

实施例3：参照附图3。经天线接收到的(CDMA基站发射的)无线电信号，在经过接收放大器、射频下变频、接收带通滤波、自动增益控制等一系列处理，按照不同的迟延，输入到不同的Finger作为原始I和Q信号。这些原始I和Q信号，包含业务I和Q信号，以及导频I和Q信号。

每一个Finger的原始I和Q信号，首先经过一个求积器(QDS)实现CDMA解扰码处理。对于cdma2000而言，是用PN(伪随机码)码解扰。而对于WCDMA，则是采用Gold码解扰。

每一个Finger解扰后的信号分成两路，一路送往业务信号恢复电路，取出有噪声的业务误信号。另一路送往导频信号恢复电路，取出有噪声的导频信号。然后再针对业务信号和导频信号，分别合并不同Finger的输出。

附图2中，信道估计模块的输出，作为对Finger输出进行加权的权系数。而信道估计模块中的“Complex Conjugate”(复数共轭)则用于构成加权计算所需要的复数乘法器(为复数乘法器提供相乘的二个元素)。

之后，业务信号通道(或导频信号通道)的各个Finger的加权输出再经过相位对齐以及时间对齐，由DSP固件实现合并(业务或导频的)全部Finger的加权输出，从而获得组合的业务信号(或导频信号)。

在完成上述组合之后，对于业务信号，根据(EQ14)计算SCH符号能量s²(k)。另一方面，根据(EQ12)计算导频强度p(k)。

在一个PCG的边界，根据(EQ13)计算出

根据(EQ10)计算

然后计算出

需要理解到的是：上述实施例虽然对本发明作了比较详细的说明，但是这些说明只是对本发明说明性的，而不是对本发明的限制，任何不超出本发明实质精神内的发明创造，均落入本发明的保护范围内。

Claims (3)

1.一种FDD模式的CDMA系统中补充信道信号干扰比的估计算法，其特征是：分离估算Eb和Nt：Eb估算值等于一个功率控制组PCG中补充业务信道的信号能量的平均值，以同一功率控制组PCG中的组合导频符号幅度的方差作为干扰信号功率。

2.一种分离估计FDD模式的CDMA补充信道信号干扰比估计系统，其特征是：经天线接收到的CDMA基站发射的无线电信号，经射频解调出I、Q信号至求积器的信号输入端，实现CDMA解扰码处理，求积器输出的一路信号送往业务信号恢复电路，取出有噪声的业务信号后至加权器信号输入端，加权器的信号输出端至业务信号组合计算一个功率控制组PCG中的Eb至除法器，求积器输出的另一路送往导频信号恢复电路，取出有噪声的导频信号后至加权器信号输入端，加权器的信号输出端至导频信号组合计算一个功率控制组PCG中的导频强度均值后估算出Nt至除法器。

3.根据权利要求2所述的分离估计FDD模式的CDMA补充信道信号干扰比估计系统，其特征是：采用复数乘法器实现Finger输出的加权处理，在Rake接收机的每个Finger分量的硬件中加入一个复数乘法器完成2元点积，利用导频信号的单极点滤波得到加权系数，利用复数乘法器实现Finger输出的加权处理。

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