CN101309239B - Fdd模式的cdma系统中前向基本业务信道信号干扰比估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种基于功率控制比特的估计FDD模式的CDMA系统中前向基本业务信道信号干扰比的算法，用于实现FDD模式的CDMA系统中前向下行基本业务信道的内环和外环功率控制。即在一个PCG中，用每一个PCB的I、Q信号幅度和的平方的1/2作为含噪信号的瞬时功率估计，以该PCB的I、Q信号幅度差的平方作为噪声干扰的瞬时功率估计，从而仅利用PCG中每一个PCB的I、Q信号幅度计算出若干个瞬时信干比。再通过统计该PCG中多个瞬时信干比的均值，获得该PCG的前向基本业务信道的信干比的估计。

Description

FDD模式的CDMA系统中前向基本业务信道信号干扰比估计方法

技术领域：

本发明提出一种FDD模式的CDMA系统(包括cdma2000和UMTS两种体制)中前向(下行)基本业务信道信号干扰比估计算法，用于实现FDD模式的CDMA系统中前向(下行)基本业务信道的内环和外环功率控制，属于移动通信技术领域。

背景技术：

本发明提出的信号干扰比的估计算法，与FDD模式CDMA系统的前向(下行)基本业务信道的功率控制技术直接相关。

功率控制技术是CDMA系统的核心技术。CDMA系统是一个自扰系统，所有移动用户都占用相同带宽和频率，如果系统采用的扩频码不是完全正交的(实际系统中使用的地址码是近似正交的)，因而造成相互之间的干扰。在一个CDMA系统中，每一码分信道都会受到来自其它码分信道的干扰，这种干扰是一种固有的内在干扰。

CDMA系统的一个显着特点是它能够尽可能的减少系统干扰的总能量从而提高系统的容量。

采用功率控制技术，确保每个信号在满足基本通信质量要求的条件下，尽量降低发射功率，以减少对其它信号的干扰。在CDMA中将没有多余的能量被传输，通常这是采用其它技术的系统所无法达到的。所以功率控制在CDMA无线扩频通信系统中的资源分配和干扰抑制方面是一项关键技术。

功率控制的目的就是使移动台和基站接收到的误帧率接近一个目标值，例如对于语音业务，该目标值为1％；对于数据业务该目标值通常定为5％。系统容量的增加可以通过选择一个更高的目标误帧率而使之仍能满足语音质量的要求。更高的目标误帧率意味着更低的平均发射功率，这样使得系统可以容纳更多的用户。

在第三代移动通信系统中，功率控制必须完成三个任务：

(1)克服远近效应

在蜂窝无线通信系统中，信号强度随距离变大而成指数衰减，衰落指数大概是4左右。不同移动台到基站距离可能相差100倍，若移动台发射功率相同，则基站收到的不同信号的强度可能相差80dB，这时远处的信号会被近处的信号淹没而不能被基站正确解调。此为上行功率的“远近效应”。功率控制可以克服信道衰落，维持各个移动信号在基站处的功率均匀。

(2)克服多址效应，防止功率攀比上升

CDMA为自扰系统，多个信道同时占用相同频段，任何一个信道都会受到其它不同地址码的信道干扰，即“多址干扰”。从整网看，当系统处于某个功率稳定点时，任何的功率提升都会造成其它用户功率的攀比上升，从而造成整网干扰的大幅上升。功率控制通过调整信道发射功率，使全网的发射功率处于一个有解的最小点或准最小点，从而降低系统内的干扰水平，达到提高系统容量的目的。

(3)提供更高的QoS(Quality of Service)

功率控制是一种优化技术，优化的目的是在满足通信质量要求(误码率、误帧率)的条件下尽量减少发射功率，这意味着对每个用户而言，既减少了功耗，又获得了更干净的通信环境；对系统而言则提高了容量和稳定性。

功率控制要在CDMA系统中发挥其重要作用，其算法的设计必须依据三个基本准则：

(1)功率平衡。通过功率控制使接收端接收到的有用信号功率相等。对于上行链路，目标是使各个移动台到达基站的功率相等；对于下行链路，目标是使各个移动台收到基站的有用信号功率相等。

(2)信干比平衡。通过功率控制使接收端收到的信干比(C/I)相等。对于上行链路，目标是使各个移动到达基站的C/I相等；对下行链路，目标是使各个移动台接收到基站的有用信号C/I相等。

(3)误码率(BER/FER)平衡。通过功率控制使接收端的误码率相等。对上行链路，目标是使各个移动台到达基站的误码率相等；对下行链路，目标是使各个移动台接收到的基站有用信号误码率相等。

按照功率的发射方向，功控可以分为前向功率控制和反向功率控制，其中反向功率控制又包括反向开环和反向闭环功率控制；闭环功率控制又分为内环和外环功率控制，内环以Eb/No为指标调节功率，外环以误帧率为指标调节内环Eb/No门限。

前向功率控制主要是为了克服外小区用户及本小区其它用户下行信号的干扰，基站根据移动台提供的测量结果，调整对每一个移动台的发射功率，对路径衰落小的移动台分配相对较小的前向发射功率；对那些较远的和解调信干比低的移动台分配较大的前向发射功率。此时功率控制能抗干扰、补偿信道衰落，如果能及时跟踪信道变化趋势，理想的功率控制将把衰落信道在接收端作为加性高斯白噪(AWGN)信道来处理。方法主要有远近控制法和信干比控制法。

反向功率控制主要解决远近效应问题，各个移动台借助基站的功率控制指令来实时调整对基站的发射功率，以保证所有的信号到达基站时都有相同的平均功率，并且刚刚达到保证通信质量的最小信干比门限。为此，系统采用了开环功率控制和闭环功率控制相结合的措施。

开环功控(OLPC)是指移动台(或基站)根据前向(或反向)链路接收到的信号功率大小来调节移动台(或基站)的发射功率。开环功控建立在上行与下行链路具有一致的信道衰落情况之上。闭环功控(CLPC)一般是指基站(和移动台)根据前向(或反向)链路上接收到的移动台(或基站)信号的Eb/No(比特能量/干扰谱密度)来产生功率控制指令，然后通过前向(或反向)链路传送给移动台(或基站)，移动台(或基站)根据功率控制指令来调整发射功率。

对于频分双工模式(FDD)的CDMA系统，其上行链路与下行链路相应的频率间隔为45MHz，远大于信道的相干带宽，因此，上行链路与下行链路的衰落的不相关的，采用开环功控难以达到所要求的控制精度。通常认为，在FDD模式的CDMA系统中，开环功控的作用是调整移动台初始接入时的发射功率，同时对弥补由于路径损耗而造成衰减的慢变化起到一定的作用。为了提高功率控制精度，克服较为快速的瑞利衰落，必须采用闭环功控。

前向闭环功率控制也分内环功控(FILPC)和外环功控(FOLPC)。内环功控是指：移动台用接收到的Eb/No与目标值比较，调整基站发射功率。外环功控是指：移动台根据目标前向误帧率(FFER)调整目标Eb/No的设置值。

前向内环功率控制中，对于cdma2000，前向帧由长度为1.25ms的16个PCG(功率控制群)组成，对于UMTS(WCDMA)，前向帧由长度为0.667ms的15个PCG组成。移动台测量前向基本信道(F-FCH)/下行业务信道(DTCH)中每个PCG的Eb/No。根据测量、比较的结果，通过在反向导频信道(R-PICH)中每1.25ms/0.667ms插入一个PCB(功率控制比特)发送前向功控(FPC)命令给基站。如果PCB＝1，基站增加它的发射功率；如果PCB＝0，基站使用减小它的发射功率。

为实现前向(下行)业务信道的闭环功率控制，首先移动台要测量并计算出前向(下行)业务信道中的信干比。然后，如果采用了外环功率控制，移动台将测量出的信干比与从外环得到的目标信干比设置值相比较，如果测量值小于目标设置值，则要求基站增加发射功率，反之，则要求基站降低功率。

前向基本信道闭环功率控制流程，如附图一所示。

移动台需要从接收到的前向(下行)基本业务信道数据比特的QPSK调制信号中测量并计算出该信道的信干比。计算此信干比的最直接方法，是通过统计获得QPSK信号的均值和方差，然后计算出均值平方与方差的比值，作为信干比的测量值。

但是，这里面存在三个问题：

(1)对于前向基本业务信道而言，由于业务的符号比特是未知的，因而QPSK信号中包含的业务符号码片的调制分量也是未知的，所以无法估计业务符号比特的均值和方差(后者即噪声干扰的能量)；

(2)对于QPSK信号包含的I(同相)、Q(正交)两个分量，如何从中估计出信号和噪声(干扰)的能量，也是一个待解决的问题；

(3)对于CDMA系统而言，在信道带宽一定的前提下，业务传输速率决定了扩频增益，因而其与误帧率直接相关。因此，为了实现功率控制保证误帧率的目的，信干比的估计要求在信道速率已知的前提下完成。而在前向基本业务信道中，业务速率是动态变化的，这一原因也决定了不可以使用前向基本业务信道中传输的业务符号来计算信干比。

发明内容：

设计目的：为解决上述问题，从而较准确地估计出前向基本信道的信干比，本发明提出一种基于功率控制比特估计FDD模式CDMA系统前向(下行)基本业务信道的信干比的算法，该算法称之为PCB Only方法。

设计方案：为了估计前向基本信道中的信号比特能量Eb，需要沿着已知速率信号的主要分量来估计功率。既然FDD模式CDMA系统的前向基本业务信道中，除了功率控制比特(PCBs)之外，所有比特速率都是可变的，因而PCBs是唯一可用于这一估计的候选比特。PCBs总是以全速率发送的，因此，利用PCBs获得的Eb/Nt(Nt表示干扰)可以直接使用，而不需要根据Eb/Nt设定值来确定门限。

干扰Nt可由下面的两种方法中的一种进行估计：

(1)估计已知信号的方差。对于FDD的CDMA技术而言，这意味着为移动台提供前向基本业务信道的同一cell(小区)的导频信号的方差。

(2)如果可能的话，估计接收信号的正交分量的能量。在FDD的CDMA技术中，对于PCBs是提供这样的正交分量的。它们总是成对发送，因而减少了信号的一个自由度。这一方式同样适用于接收机。

下面先讨论第一种方法。

第一种方法是采用组合导频信号估计前向基本信道的信干比，即通过组合导频信号，用统计得出的组合的导频信号的方差来估算干扰功率Nt，用统计得出的前向基本业务信道传输符号幅度的平方的均值来估算信号功率Eb。这就涉及到CDMA移动台中采用的Rake接收机及Finger的解调处理过程。具体阐述如下：

在CDMA移动台(终端)中，Rake接收机用于处理经多径传输到达移动台的无线信号。不同路径到达移动台的无线电信号，往往具有不同的传输迟延，传输迟延与无线电信号传输到达移动台的路径相关。Rake接收机中，解调某一特定传输迟延的无线电信号的硬件电路或软件称之为一个“FINGER”。通常一个Rake接收机有3或4个FINGER，即可以同时解调3或4个不同传输迟延的无线电信号。Rake接收机对全部FINGER输出的信号做时序对齐，然后对这些信号进行合成，输出一个信噪比远远高于单个FINGER输出的信号。

CDMA移动台中，经天线接收到的(CDMA基站发射的)无线电信号，在经过接收放大器、射频下变频、接收带通滤波、自动增益控制等一系列处理，按照不同的迟延，输入到不同的Finger作为原始I和Q信号。这些原始I和Q信号，包含业务I和Q信号，以及导频I和Q信号。

每一个Finger的原始I和Q信号，首先经过一个正交解扩展器(QDS)实现CDMA解扰码处理。对于cdma2000而言，是用PN(伪随机码)码解扰。而对于WCDMA，则是采用Gold码解扰。

每一个Finger解扰后的信号分成两路，一路送往业务信号恢复电路，取出有噪声的业务误信号。另一路送往导频信号恢复电路，取出有噪声的导频信号。然后再针对业务信号和导频信号，分别合并不同Finger的输出。

在对来自多个Finger的输出进行合并(组合)前，需要对不同Finger的输出进行不同的加权处理。在本发明给出的信干比估计算法中，利用导频信号的单极点滤波得到加权系数，并利用复数乘法器实现Finger输出的加权处理。为了达到这个目的，需要在Rake接收机的每个Finger分量的硬件中加入一个复数乘法器(2元点积)。

之后，业务信号通道(或导频信号通道)的各个Finger的加权输出经过相位对齐以及时间对齐，DSP固件合并(业务或导频的)全部Finger的加权输出获得组合的业务信号(或导频信号)。

在完成上述组合之后，干扰Nt的估计是作为导频信号的方差来计算的。这里组合后的导频信号是通过每符号间隔采样一次而获得，用下式表示：

p(k)＝c(k)+ζ_p(k)+n(k)                                                (EQ1)

这里n(k)是AWGN噪声分量，ζ_p(k)是ISI(符号间干扰)分量，c(k)通常是常量或具有似稳态(pseudo-stationary)特性，噪声和ISI具有零均值、IID过程、近高斯特性。因此组合后的导频的方差是：

Var(p)＝Var(ζ_p)+Var(n)                                           (EQ2)

同样地，前向基本业务信道中信号也可表示为：

s(k)＝T(k)+ζ_T(k)+n(k)                                            (EQ3)

上式中的符号具有与(EQ1)中对应符号相对等的定义。这样，解码器经受的噪声功率为：

N_t＝Var(ζ_T)+Var(n)                                                (EQ4)

如果我们假定ζ_p(k)(经导频信道接收到的ISI)和ζ_T(k)(经前向基本业务信道收到的ISI)是相同的(或统计意义上的相同)，那么我们可按导频信号的变化估计Nt：

N_t＝Var(ζ_T)+Var(n)∝Var(p)＝Var(ζ_p)+Var(n)                        (EQ5)

一般来说，无论如何，这不是一个有效的假设。因为，对于自干扰(由于TX/RX滤波器和/或信道的频率特性畸变造成)带来的ISI功率，它的强度取决于信道自身的功率。导频信道是强信号信道，因而往往存在更多的ISI。这正是导频组合方法的缺点。而我们提出的另一种方法则可以克服这一弱点。

第二种前向基本信道信干比估计方法是PCB ONLY方法，阐述如下：

PCB Only方法依赖于这样一个事实：在每个功率控制群中的发送的PCB符号和功率都相同并以两个正交相位同时发送。这就意味着对PCB符号来说，QPSK信号简化为一种BPSK的特殊情形。然而，一个标准的QPSK接收机可用来解调这些符号。这就意味着有一个噪声分量与信号轴正交，可以用于估计Nt。

I和Q为PCB符号(经过多径后)正交I、Q的采样值。定义x和y为：

x＝I+Q                                    (EQ6)

y＝I-Q                                    (EQ7)

将PCB中无噪声的接收信号分量的绝对值记作a，那么，信号结构(即信号的幅度范围)可以表示为：

{I，Q}＝{±a，±a}                                        (EQ8)

等价地，在x-y轴上，信号结构为：

$\{x,y\}=\{\±a^{\sqrt{2}},0\}---\left(\mathrm{EQ}9\right)$

加上沿x和y方向的噪声分量n_x和n_y，含噪的信号为：

$\{x,y\}=\{\±a^{\sqrt{2}}+n_x,n_y\}---\left(\mathrm{EQ}10\right)$

则可以得到Eb的估计为：

${\hat{E}}_b=\frac{E{\left[\right|x\left|\right]}^2}{2}---\left(\mathrm{EQ}11\right)$

注意到，由于衰落和前向信道功率控制，a不是常量，在每个功率控制群都会变化。因而，为了完成前向信道功率控制的目的，只能采用每一个PCBs的采样获得含噪信号的瞬时估计：

${\hat{E}}_b=\frac{x^2}{2}=\frac{{(I+Q)}^2}{2}---\left(\mathrm{EQ}12\right)$

既然噪声分量nx和ny是IID的，因而对Nt的估计只需要统计二者中的一个的方差即可获得。

${\hat{N}}_t=\mathrm{Var}\left(n_y\right)=E\left(n_y^2\right)=E\left({|I-Q|}^2\right)---\left(\mathrm{EQ}13\right)$

噪声过程被期望是似稳的，也就是说它随时间较慢地变化。因此，一个泄漏评估器——即单极点滤波器——被用来估计噪声功率：

${\hat{N}}_t\left(k\right)={\widehat{\mathrm{\βN}}}_t(k-1)+(1-\mathrm{\β}){(I-Q)}^2---\left(\mathrm{EQ}14\right)$

最后，用Eb估计和Nt估计的比值获得信干比Eb/Nt的估计。之后，根据内环功控设定值，对信干比Eb/Nt的估计设定一个门限值，从而获得前向功率控制的判决函数FPC(k)：

$\mathrm{FPC}\left(k\right)=\mathrm{sgn}[\frac{E_b}{N_t}{|}_{T\arg \mathrm{et}}-\frac{E_b}{N_t}\left(k\right)]---\left(\mathrm{EQ}15\right)$

在某些无线配置中，会在同一PCG中发送多对PCBs。然而，这些PCBs的符号总是相同的。在这些无线配置中，每一个PCB对的I和Q分量可以分别相加而获得每个正交分量之和。这些正交分量之和可以根据已确知的PCB的数量，并根据上述方程计算而获得。

当移动台处于涉及多个基站的软切换状态时，对每个基站前向基本业务信道的Eb/Nt的估计可以根据该基站发送的PCB而分别完成。

对比导频组合方法，PCB Only方法具有如下的优点：

(1)很少的算法开销，只有两个平方操作，一个滤波器操作和一个除法操作。

(2)整个操作可在固件中完成，无须其它的硬件/固件、软件模块。

(3)导频组合方法一般包含多个复数乘法(每个路径一个)和加法，当处于软切换情形时，需要对每一个导频(来自基站)分别处理。这是一个复杂得多的过程，需要使用附加的硬件专用模块在码片的水平级处理。因此，该方法不是自包含的，而需要其它模块。

(4)导频组合方法依赖于对导频信号方差的估计，同时要估计其均值。这意味着要构建一个含2N个计算单元的附加模块。其中，N是方差估计器使用的导频符号的数目。而PCB Only模块则不需要这样的计算复杂度。

与导频组合方法相比，PCB Only估计方法的缺点是在估计Nt估计时使用较少的数据。这导致Eb/Nt的估计具有较高的方差。不过，仿真结果证明：估计方差的增加是可控的，在闭环仿真中没有导致任何不利结果。

可以采用DSP固件实现PCB Only Eb/Nt估计算法。PCB Only算法的过程比较简单，由以下步骤构成：

(1)采用上述(EQ6)和(EQ7)，定义x和y为：

x＝I+Q                                        (EQ6)

y＝I-Q                                        (EQ7)

式中，I和Q为PCB符号(经过多径后)正交I、Q的采样值。

(2)用每一个PCBs的采样获得含噪信号的瞬时估计：

${\hat{E}}_b=\frac{x^2}{2}=\frac{{(I+Q)}^2}{2}---\left(\mathrm{EQ}12\right)$

(3)对Nt的估计只需要统计二者中的一个的方差即可获得：

${\hat{N}}_t=\mathrm{Var}\left(n_y\right)=E\left(n_y^2\right)=E\left({|I-Q|}^2\right)---\left(\mathrm{EQ}13\right)$

(3)单极点滤波器被用来估计噪声功率：

${\hat{N}}_t\left(k\right)={\widehat{\mathrm{\βN}}}_t(k-1)+(1-\mathrm{\β}){(I-Q)}^2---\left(\mathrm{EQ}14\right)$

(4)用Eb估计和Nt估计的比值获得信干比Eb/Nt的估计。

(5)之后，根据内环功控设定值，对信干比Eb/Nt的估计设定一个门限值，从而获得前向功率控制的判决函数FPC(k)：

$\mathrm{FPC}\left(k\right)=\mathrm{sgn}[\frac{E_b}{N_t}{|}_{T\arg \mathrm{et}}-\frac{E_b}{N_t}\left(k\right)]---\left(\mathrm{EQ}15\right)$

仿真研究表明，PCB Only算法更适宜作为基本业务信道的Eb/Nt估计算法。做此选择的原因是它比导频组合简单，而且两者性能非常接近。

仿真研究表明，PCB Only算法获得的Eb/Nt估计值与实际Eb/Nt值之间存在一个线性偏离。为了将PCB Only算法获得的Eb/Nt估计转换成目标期望值，需要估计出一个小的校准因子，用于完成这种转换。并且，Eb/Nt门限点也需要曲线校准，以消除PCB Only估计器存在的估计偏离。通过前向闭环功控的外环使用校准后的Eb/Nt门限点，实现校准的前向功率控制。这一校准是线性的，即是通过乘以常数而完成。

本发明与背景技术相比，计算简捷，计算精度高，节约资源，易于在手机与嵌入式设备中实现。

附图说明：

图1是前向基本信道闭环功率控制流程示意图。

具体实施方式：

实施例1：参照附图1。附图1说明的是前向基本业务信道闭环功率控制过程。CDMA基站除了向移动台(终端)发送业务信号(在与移动台通信的情况下)之外，还会始终不断地向移动台发送导频信号、同步信号，以及公共控制信号。

基站发送的各种信号，一般都经过多径衰落到达移动台。移动台利用Rake接收机将多径传输的信号的主要分量提取出来。Rake接收机的每一个FINGER提取一条特定传输路径(对应于一个特定时间迟延)的信号抽取出来。Rake接收机将多个FINGER输出信号的相位对齐，这样多个FINGER的输出就可以合并成一个信号。

为了实现对前向(下行)业务信号进行功率控制，移动台利用正交的信道化码从接收到的信号中分离出导频信号和业务信号后，需要测量业务信号的信干比SIR＝Eb/Nt。Eb是业务信号功率，Nt是噪声干扰功率。在测量出SIR值之后，移动台将测量到的SIR值与预先设定的信干比门限值相比较，如果测量值高于门限值，就通知基站降低功率，反之，通知基站提高功率。这就是前向内环功控。

如果前向内环功控的信干比门限值是由移动台通过实时计算误帧率而产生的，那么这种通过计算误帧率而产生信干比门限值的过程就叫做外环。采用外环的前向功率控制，叫做前向外环功控。如附图一中就采用了外环和前向外环功控。

实施例2：在每个功率控制群中的发送的PCB符号和功率都相同并以两个正交相位同时发送。一个标准的QPSK接收机可用来解调这些符号。这就意味着有一个噪声分量与信号轴正交，可以用于估计Nt。

I和Q为PCB符号(经过多径后)正交I、Q的采样值。定义x和y为：

x＝I+Q                                        (EQ6)

y＝I-Q                                        (EQ7)

将PCB中无噪声的接收信号分量的绝对值记作a，那么，信号结构(即信号的幅度范围)可以表示为：

{I，Q}＝{±a，±a}                                        (EQ8)

等价地，在x-y轴上，信号结构为：

$\{x,y\}=\{\±a^{\sqrt{2}},0\}---\left(\mathrm{EQ}9\right)$

加上沿x和y方向的噪声分量n_x和n_y，含噪的信号为：

$\{x,y\}=\{\±a^{\sqrt{2}}+n_x,n_y\}---\left(\mathrm{EQ}10\right)$

则可以得到Eb的估计为：

${\hat{E}}_b=\frac{E{\left[\right|x\left|\right]}^2}{2}---\left(\mathrm{EQ}11\right)$

注意到，由于衰落和前向信道功率控制，a不是常量，在每个功率控制群都会变化。因而，为了完成前向信道功率控制的目的，只能采用每一个PCBs的采样获得含噪信号的瞬时估计：

${\hat{E}}_b=\frac{x^2}{2}=\frac{{(I+Q)}^2}{2}---\left(\mathrm{EQ}12\right)$

既然噪声分量nx和ny是IID的，因而对Nt的估计只需要统计二者中的一个的方差即可获得。

${\hat{N}}_t=\mathrm{Var}\left(n_y\right)=E\left(n_y^2\right)=E\left({|I-Q|}^2\right)---\left(\mathrm{EQ}13\right)$

噪声过程被期望是似稳的，也就是说它随时间较慢地变化。因此，一个泄漏评估器——即单极点滤波器——被用来估计噪声功率：

${\hat{N}}_t\left(k\right)={\widehat{\mathrm{\βN}}}_t(k-1)+(1-\mathrm{\β}){(I-Q)}^2---\left(\mathrm{EQ}14\right)$

最后，用Eb估计和Nt估计的比值获得信干比Eb/Nt的估计。之后，根据内环功控设定值，对信干比Eb/Nt的估计设定一个门限值，从而获得前向功率控制的判决函数FPC(k)：

$\mathrm{FPC}\left(k\right)=\mathrm{sgn}[\frac{E_b}{N_t}{|}_{T\arg \mathrm{et}}-\frac{E_b}{N_t}\left(k\right)]---\left(\mathrm{EQ}15\right)$

在某些无线配置中，会在同一PCG中发送多对PCBs。然而，这些PCBs的符号总是相同的。在这些无线配置中，每一个PCB对的I和Q分量可以分别相加而获得每个正交分量之和。这些正交分量之和可以根据已确知的PCB的数量，并根据上述方程计算而获得。

当移动台处于涉及多个基站的软切换状态时，对每个基站前向基本业务信道的Eb/Nt的估计可以根据该基站发送的PCB而分别完成。

实施例3：可以采用DSP固件实现PCB Only Eb/Nt估计算法。PCB Only算法的过程比较简单，由以下步骤构成：

(1)采用上述(EQ6)和(EQ7)，定义x和y为：

x＝I+Q                                            (EQ6)

y＝I-Q                                            (EQ7)

式中，I和Q为PCB符号(经过多径后)正交I、Q的采样值。

(2)用每一个PCBs的采样获得含噪信号的瞬时估计：

${\hat{E}}_b=\frac{x^2}{2}=\frac{{(I+Q)}^2}{2}---\left(\mathrm{EQ}12\right)$

(3)对Nt的估计只需要统计二者中的一个的方差即可获得：

${\hat{N}}_t=\mathrm{Var}\left(n_y\right)=E\left(n_y^2\right)=E\left({|I-Q|}^2\right)---\left(\mathrm{EQ}13\right)$

(3)单极点滤波器被用来估计噪声功率：

${\hat{N}}_t\left(k\right)={\widehat{\mathrm{\βN}}}_t(k-1)+(1-\mathrm{\β}){(I-Q)}^2---\left(\mathrm{EQ}14\right)$

(4)用Eb估计和Nt估计的比值获得信干比Eb/Nt的估计。

(5)之后，根据内环功控设定值，对信干比Eb/Nt的估计设定一个门限值，从而获得前向功率控制的判决函数FPC(k)：

$\mathrm{FPC}\left(k\right)=\mathrm{sgn}[\frac{E_b}{N_t}{|}_{T\arg \mathrm{et}}-\frac{E_b}{N_t}\left(k\right)]---\left(\mathrm{EQ}15\right)$

仿真研究表明，PCB Only算法更适宜作为基本业务信道的Eb/Nt估计算法。做此选择的原因是它比导频组合简单，而且两者性能非常接近。

仿真研究表明，PCB Only算法获得的Eb/Nt估计值与实际Eb/Nt值之间存在一个线性偏离。为了将PCB Only算法获得的Eb/Nt估计转换成目标期望值，需要估计出一个小的校准因子，用于完成这种转换。并且，Eb/Nt门限点也需要曲线校准，以消除PCB Only估计器存在的估计偏离。通过前向闭环功控的外环使用校准后的Eb/Nt门限点，实现校准的前向功率控制。这一校准是线性的，即是通过乘以常数而完成。

需要理解到的是：上述实施例虽然对本发明作了比较详细的说明，但是这些说明只是对本发明说明性的，而不是对本发明的限制，任何不超出本发明实质精神内的发明创造，均落入本发明的保护范围内。

Claims (2)

1.一种仅根据功率控制比特统计的FDD模式的CDMA系统中前向基本业务信道信号干扰比的估计方法，其特征是：在一个功率控制群PCG中，用每一个功率控制比特PCB的I、Q信号幅度和的平方的1/2作为含噪信号的瞬时功率估计，以该功率控制比特PCB的I、Q信号幅度差的平方作为噪声干扰的瞬时功率估计，从而仅利用功率控制群PCG中每一个功率控制比特PCB的I、Q信号幅度计算出若干个瞬时信干比，再通过统计该功率控制群PCG中多个瞬时信干比的均值，获得该功率控制群PCG的前向基本业务信道的信干比的估计。

2.根据权利要求1所述的FDD模式的CDMA系统中前向基本业务信道信号干扰比的估计方法，其特征是：

(1)定义x和y为：

x＝I+Q                    (EQ6)

y＝I-Q                    (EQ7)

式中，I和Q为功率控制比特PCB符号经过多径后的QPSK信号I分量、Q分量的采样值；

(2)用每一个功率控制比特PCBs的采样获得含噪信号的瞬时估计：

${\hat{E}}_b=\frac{x^2}{2}=\frac{{(I+Q)}^2}{2}---\left(\mathrm{EQ}12\right)$

(3)统计噪声分量n_x和n_y二者的一个以下方差即可获得对噪声N_t的估计：

${\hat{N}}_t=\mathrm{Var}\left(n_y\right)=E\left(n_y^2\right)=E\left({|I-Q|}^2\right)---\left(\mathrm{EQ}13\right)$

式中，I和Q为功率控制比特PCB符号经过多径后的QPSK信号I分量、Q分量的采样值；

(4)之后用单极点滤波器来进一步估计噪声功率：

${\hat{N}}_t\left(k\right)=\mathrm{\β}{\hat{N}}_t(k-1)+(1-\mathrm{\β}){(I-Q)}^2---\left(\mathrm{EQ}14\right)$

式中，β是单极点滤波加权系数；

(5)之后，用E_b估计和N_t估计的比值获得信干比E_b/N_t的估计；

(6)之后，根据内环功控设定值，对信干比E_b/N_t的估计设定一个门限值，从而获得前向功率控制的判决函数FPC(k)：

$\mathrm{FPC}\left(k\right)=\mathrm{sgn}[\frac{E_b}{N_t}{|}_{T\arg \mathrm{et}}-\frac{E_b}{N_t}\left(k\right)]---\left(\mathrm{EQ}15\right).$