CN1980077A - 宽带码分多址移动通信系统中非正交干扰估计方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种宽带码分多址移动通信系统中非正交干扰估计方法及装置，它能够提供足够的估计精度并且具有较低运算复杂度。它计算宽带扩频信号的平均功率、提取公共导频信道的发送功率信息、根据各信道估计值计算各多径信号中公共导频信道的平均功率，然后根据上述宽带扩频信号的平均功率、公共导频信道的发送功率信息、各多径信号中公共导频信道的平均功率，以通过专门的干扰功率估计模块计算计算各路径的非正交干扰信号功率。

Description

宽带码分多址移动通信系统中非正交干扰估计方法及装置

技术领域

本发明涉及一种在宽带码分多址扩频通信系统中，移动终端对于下行信道的接收信号中的非正交干扰信号功率的估计的方法和装置

背景技术

现有的在宽带码分多址扩频通信系统中，典型的如作为第三代移动通信系统(3G)国际标准的WCDMA系统中，基站同时给多个不同的移动终端发送信号，所发送的信号中包括面向不同的移动终端分配的不同的专用物理信道，还有面向所有用户的公共导频信道以及广播信道，对这些信道分别用相互正交的扩频码进行扩频处理，然后再用各基站特定的扰码进行加扰处理后，再经过低通滤波、数模变换、以及一系列射频信号处理之后通过天线发送出去。在移动终端，所接收的信号包括：从当前正与之通信的基站(以下称自基站)来的无线信号，其中既有属于自己的信号，也有属于同一自基站的其他的用户的信号；来自自基站以外的其他基站(以下称他基站)的无线信号；还有移动终端本身的器件产生热噪声等构成的AWGN(加性高斯白噪声)等。来自于基站的无线信号通常由于各种障碍物的反射或者折射等等，会沿多个不同的路径以不同的延时到达移动终端的天线接收端，这种信号被称之为多径信号。移动终端利用瑞克(RAKE)接收机或者其他接收机对来自多径信号进行识别分离，然后再进行相干最大比合成，以获得所谓的多径分集增益，使得接收信号信噪比最大化，提高信号通信质量。

移动终端通常需要对接收信号中针对需要解调的物理信道的信号功率以及干扰功率进行估计，所估计得到的信号功率、干扰功率或者信干比(信号功率对干扰功率之比)可以用于闭环功率控制，干扰消除，闭环天线分集模式(Close-loop Tx Diversity)中的天线校验(Antenna verification)等。

在宽带码分多址扩频通信系统中，干扰信号可以分为两类，一类是正交干扰信号，另一类是非正交干扰信号。对于同一基站发出的各物理信道的信号经过同一路径传播到达移动终端后，其相互正交关系仍然保持，这些各物理信道的信号相互之间构成正交干扰信号。对其中某一物理信道进行解调处理时，首先要用已知的该物理信道所使用的扩频码进行解扩处理，如前所述，由于各物理信道所使用的扩频码相互正交，因此经过解扩处理后，除作为接收解调对象的物理信道的信号以外，其余各物理信道的信号均被完全消除，从而不对信号接收产生不良影响。而对于某一路径的接收信号而言，其它路径的信号由于具有不同延时而不再满足相互正交的条件，还有来自他基站的信号、以及AWGN噪声等，在进行解扩时不能完全被消除，它们一起构成非正交干扰。由于正交干扰信号不对信号接收产生不良影响，因此在宽带码分多址扩频通信系统中，干扰功率估计以及信干比估计中的干扰信号均指非正交干扰信号。

传统的信干比或者干扰估计方法通常是针对接收机的最后解调输出信号进行估计，此时各路径的接收信号已经经过接收机的处理后合成为最终输出信号。比如在WCDMA系统中闭环功率控制是基于接收机的最终解调输出信号的信干比来进行发送端的发送功率的调节控制的。此外，传统的信干比或者干扰估计方法直接采用作为解调对象的面向用户的专用物理信道的信号进行干扰功率估计，由于专用物理信道中所传送的信号本身是未知的，这样导致干扰估计的方法不仅复杂，而且还无法得到很高的精度。对于WCDMA系统中用于功率控制中的信干比计算的经典方法可以参考文献：Seo，S.，Dohi，T.and Adachi，F.，“SIR_based transmit power control of reverse link forcoherent DS-CDMA mobile radio”，IEICE Trans.Comm.，Vol.E81-B，No.7，July 1998.

对于某些方面的应用，比如，WCDMA系统中的闭环天线分集模式中的天线校验的应用中，必须对于多径传播中每一条路径的信号所经受的干扰信号功率进行估计。关于闭环天线分集模式中的天线校验的基本算法可以参见国际标准3GPP 25.214 v3.12.0(2003-03)：“Physical layer procedure(FDD)”Annex A。又如在一些高级接收机中要执行多径干扰消除时，必须估计每一路径所经受的干扰信号，才能有效地对每一路径的接收信号消除其干扰信号，从而得到最大的信干比。在这些应用中，传统的对于接收机的最终解调输出信号进行干扰估计的方法是无效的。

对每一路径信号所经受的非正交干扰功率进行估计的最直观和常用的方法是对每一条路径的码片级(即直接从A/D转换器转换后的输入信号)或者符号级(即进行解扩处理后)信号求其方差，这种方法缺点在于方差运算需要很大的运算量，而且由于必须对每一路径进行单独处理，当多径数较大时，使得运算量进一步成比例增大。这样的估计方法一方面将导致很长的运算时间，另一方面导致很大的功率消耗。而处理时延和功率消耗正是移动通信应用环境中的算法处理的最重要的两个指标。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种宽带码分多址移动通信系统中非正交干扰估计方法及装置，它能够提供足够的估计精度并且具有较低运算复杂度。

为了解决以上技术问题，本发明提供了一种码分多址移动通信系统中非正交干扰估计的方法，它包括它包括如下步骤：第一步，接收宽带扩频信号，并计算所述宽带扩频信号的平均功率；第二步，对所述宽带扩频信号进行多径信号识别和分离；第三步，解调所述宽带扩频信号中所包含的公共广播信道，以提取公共导频信道的发送功率信息；第四步，对所述各多径信号进行解扩并基于公共导频信道进行各路径的信道估计，然后根据所述各信道估计值计算各多径信号中公共导频信道的平均功率；第五步，根据所述宽带扩频信号的平均功率、公共导频信道的发送功率信息、各多径信号中公共导频信道的平均功率计算各路径的非正交干扰信号功率。

另外，本发明还提供了一种码分多址移动通信系统中非正交干扰估计的装置，它包括：一个自动增益控制模块，用于自动调节对接收到的宽带输入信号的增益，以保持后续信号处理模块的输入信号的平均功率保持在一个基本恒定的水平，并且根据其所确定的增益以及输出信号平均功率来计算接收宽带扩频信号的平均功率；一个瑞克接收模块，用于该宽带扩频信号进行多径信号识别和分离，以及对各多径信号进行解扩、解调，并基于公共导频信道进行各路径的信道估计；一个公共广播信道解码处理模块，用于提取公共导频信道的发送功率信息；一个干扰功率估计模块，用于根据所述宽带扩频信号的平均功率、公共导频信道的发送功率信息、各路径的信道估计值计算各路径的非正交干扰信号功率。

因为本发明根据所述宽带扩频信号的平均功率、公共导频信道的发送功率信息、各多径信号中公共导频信道的平均功率计算各路径的非正交干扰信号功率的方法和装置，这种方法避免了传统的计算方法中对每一条路径的解调信号求方差的复杂运算，但是又能够保持接近于理想估计的精度。将本方法应用于WCDMA系统的闭环天线分集模式1下天线校验算法中，在Ior/Ioc＝9dB，参考信道和瑞利多径衰落信道分别采用WCDMA标准中定义的RMC12.2kbps和Casel的条件下，采用本发明提供的干扰信号估计方法，进行浮点仿真所得到的误块率(BLER)性能曲线如附图5所示。该结果与3GPP标准制定工作组3GPP_TSG_RAN_WG1所提供的参考结果完全一致，这充分说明了本发明提供的干扰估计方法的有效性。

附图说明

下面结合附图和具体实施方式，对本发明做进一步阐述。

图1是宽带无线通信系统示意图；

图2是宽带无线接收信号的功率构成示意图；

图3是本发明的移动终端接收机的示意框图；

图4是本发明的瑞克接收处理模块的示意图；

图5是在天线校验中采用本发明的干扰功率估计方法的性能曲线；

具体实施方式

以下将以WCDMA系统为例结合附图来说明本发明所提供的多径信号干扰估计的方法以及实施装置，但是这并不妨碍本发明所提供的方法完全可以适用于其他宽带码分多址移动通信系统。

如附图1所示为一个WCDMA系统中基站与移动终端之间的通信系统示意图。该系统包括基站103以及与之通信的移动终端101，在典型的WCDMA通信系统中，基站103配置有两根发送天线104和105。基站可以用一根天线(此时称为非天线分集模式)也可以同时用两根天线(此时称为天线分集模式)向移动终端发送信号。移动终端通过一根天线来接收信号。信号s1和s2分别表示从天线104和天线105向移动终端发送的信号。在基站发送的信号中，包括公共导频信道(CPICH)、第一公共控制信道(PCCPCH)，以及面向各用户的专用物理信道(DPCH)，此外还有面向所有用户的其他公共信道。所有这些物理信道分别用相互正交的扩频码进行扩频处理，然后再用各基站特定的扰码进行加扰处理后，再经过低通滤波、数模变换、以及一系列射频信号处理之后通过天线发送出去。公共导频信道传送的是全导频信号，用于为移动终端提供参考信号以方便功率估计、信道估计或者频率偏差估计等等。本发明即利用公共导频信道的帮助进行干扰信号功率的估计。而第一公共控制信道(PCCPCH)用于向所有属于该基站的移动终端发送系统公共控制信息，其中包括公共导频信道在基站发射的信号的总功率中所占的比例，以下记为CPICH_Ec/Ior，本领域的有经验的工程师应该能够理解这一记述方法的含义。当基站同时用两根天线发送信号时，除CPICH以外的信道从两根天线以完全相同的内容发送，而从两根天线分别发送CPICH1和CPICH2，两者的导频模式相互正交，以方便移动终端进有效分离分别来自两根天线的接收信号。

移动终端101通过天线102所接收到的宽带无线信号中既包括来自自基站103的无线信号S1和S2，也包括来自于所有其他的基站(即他基站)所发出的无线信号之和S3。从自基站发出的无线信号由于障碍物反射或者折射，经过各种不同的路径以各不相同的延迟时间到达移动终端，这些经历不同传播路径的接收信号的内容是完全一致的，只不过各自经历的衰落和时间延迟不同。

如附图2所示为移动终端所接收的宽带无线信号的示意图。以下为了说明方便，各信号以及其相应功率采用同一符号进行说明，比如说 既表示自基站的信号沿第1条路径到达移动终端的信号，也表示其相应功率，并且在以下描述中，某信号及功率如无特别说明将作为同一概念进行处理。如本领域的有经验的工程师所熟知的那样，这里将移动终端所接收到的所有信号记为

来自于所有他基站的无线信号以及其他任何形式的噪声之和记为I_OC，而来自自基站的信号则记为

因此 等于IOC与

之和，即：

${\hat{I}}_O={\hat{I}}_{\mathrm{OR}}+I_{\mathrm{OC}}$ ----公式(1)

其中，

等于自基站的从不同天线发出信号分别沿各个路径到达移动终端的各多径信号的功率之和，当基站工作在非天线分集模式下时，此处不失一般性地假定基站用第一根天线发送信号(以下涉及到非天线分集模式时，均假定基站用第一根天线发送信息)，如以下公式所示：

${\hat{I}}_{\mathrm{OR}}=\underset{I=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{I}}_{\mathrm{OR}1}\left(l\right)$

----公式(2-1)

当基站工作在天线分集模式下时，则如以下公式所示：

${\hat{I}}_{\mathrm{OR}}=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}[{\hat{I}}_{\mathrm{OR}1}\left(l\right)+{\hat{I}}_{\mathrm{OR}2}\left(l\right)]$ ----公式(2-2)

其中 表示自基站的第一根天线发出的信号沿第1条路径到达移动终端的信号功率， 表示自基站的第二根天线发出的信号沿第1条路径到达移动终端的信号功率，L表示路径的个数。其中和 又分别包括面向移动终端101的专用物理信道的信号，公共导频信道的信号以及所有其他物理信道的信号之和，分别记之为I_D1(l)、I_C1(l)、I_UWS1(l)和I_D2(l)、I_C2(l)、I_UWS2(l)。即：

${\hat{I}}_{\mathrm{OR}1}\left(l\right)=I_{D1}\left(l\right)+I_{C1}\left(l\right)+I_{\mathrm{UWS}1}\left(l\right)l=\mathrm{0,1},...L-1$ ----公式(3-1)

${\hat{I}}_{\mathrm{OR}2}\left(l\right)=I_{D2}\left(l\right)+I_{C2}\left(l\right)+I_{\mathrm{UWS}2}\left(l\right)l=\mathrm{0,1},...L-1$ ----公式(3-2)

对于移动终端101而言，在第1条路径所接收到的来自第一根天线的信号

中，I_D1(l)是所想要接收解调的信号，而根据前面的描述可以知道，I_C1(l)和I_UWS1(l)与I_D1(l)之间相互正交，通过解扩处理后可以完全消除，所以对于I_D1(l)的解调处理没有影响。而任何其他路径的接收信号 以及I_OC则均与I_D1(l)没有相互正交的关系，不能在解扩处理中得到有效消除，因此构成了对于I_D1(l)的非正交干扰。

同样，在第1条路径所接收到的来自第二根天线的信号

中，I_D2(1)是所想要接收解调的信号，而根据前面的描述可以知道，I_C2(l)和I_UWS2(l)与I_D2(l)之间相互正交，通过解扩处理后可以完全消除，所以对于I_D2(1)的解调处理没有影响。而任何其他路径的接收信号

以及I_OC则均与I_D2(l)没有相互正交的关系，不能在解扩处理中得到有效消除，因此构成了对于I_D2(l)的非正交干扰。

在WCDMA系统中，由于基站即便采用两根或者多根天线同时发送时，天线之间距离通常很小，因此可以认为来自不同的天线的信号经历的多径信道宏观环境上非常相似，即来自不同的天线的信号拥有相同的路径个数，各路径分别具有相同的时间延迟，只是相位偏转和衰落不同。进一步，基站侧所采用的开环或闭环分集发射方式又基本消除了同一延时的路径上两根天线发送信号之间的相互干扰，这样，对于第一根天线的第1条路径的接收信号

中的成分对

中的I_D1(1)不构成非正交干扰，而 构成了对I_D1(1)的非正交干扰。同样的，

构成了对于I_D2(1)的非正交干扰。

因此在非天线分集模式下，以I_NORTH(l)表示对于I_D1(l)的非正交干扰信号，则有：

$I_{\mathrm{NORTH}}\left(l\right)=I_{\mathrm{OC}}+\underset{k=0,k\≠1}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{I}}_{\mathrm{OR}1}\left(k\right)$ ----公式(4-1)

结合公式(1)和公式(2-1)，公式(4-1)又可以改写为：

$I_{\mathrm{NORTH}}\left(l\right)=I_O-{\hat{I}}_{\mathrm{OR}1}\left(l\right)$ ----公式(4-2)

在天线分集模式下，以I_NORTH(l)表示对于面向用户的专用物理信道在第l条路径所经受的非正交干扰信号，则有：

$I_{\mathrm{NORTH}}\left(l\right)=I_{\mathrm{OC}}+\underset{k=0,k\≠1}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}[{\hat{I}}_{\mathrm{OR}1}\left(k\right)+{\hat{I}}_{\mathrm{OR}2}\left(k\right)]$ ----公式

(4-3)

结合公式(1)和公式(2-2)，公式(4-3)又可以改写为：

$I_{\mathrm{NORTH}}\left(l\right)=I_O-{\hat{I}}_{\mathrm{OR}1}\left(l\right)-{\hat{I}}_{\mathrm{OR}1}\left(l\right)$ ---公式

(4-4)

同时我们还注意到，根据上述对非正交干扰信号的理解和描述，对于同一路径中的不管是面向移动终端101的专用物理信号I_D(l)还是公共导频信道的信号，它们所经受的非正交干扰信号是完全一致的。基于这种考虑，本发明提供的方法利用公共导频信道的信号来估计专用物理信道所经受的干扰信号功率。

附图3所示为根据本发明所提供的方案实现干扰信号功率的估计的WCDMA系统移动终端接收机的一个优选实施例。根据本发明的优选实施例，如附图3所示，该移动终端接收机包括天线201用来接收宽带无线信号，AGC(自动增益控制)放大器202用来放大接收信号，一个A/D(模数)转换器203用来将模拟信号转换为数字信号，一个AGC控制模块205用来根据A/D(模数)转换器203所输出的数字基带信号的平均功率进行自动调节AGC放大器202的增益，以保持AGC放大器202的输出信号平均功率乃至A/D(模数)转换器203所输出的数字基带信号的平均功率保持恒定。一个瑞克接收处理模块204用于对输入数字宽带信号进行解扰处理、解扩处理、信道估计、相位补偿、天线分离以及最大比合成等处理，一个广播信道解码处理和公共信息提取模块206用于对所接收到的广播信道解调信号进行解码以及提取出其中的公共信息，最后包括干扰功率计算模块207用于基于瑞克接收处理模块204输出的中间处理信号、AGC控制模块205输出的控制AGC放大器202的增益的控制信号以及广播信道解码处理和公共信息提取模块206输出的公共信息进行多径信号中各路径的非正交干扰信号功率估计处理。如本领域的有经验的工程师所熟知的一样，一个完整的WCDMA移动终端接收机还包括很多其他信号处理模块以及其他许多信号处理功能，比如说小区搜索处理和多径搜索处理等，但是由于与本发明所提供的干扰信号估计方法的实现没有直接关系，所以这里就省略其具体描述。

如附图4所示为本发明中的瑞克接收处理模块204的模块构成示意图。瑞克接收处理模块204包括一组路径信号处理单元PPU1~PPUL，路径信号处理单元的个数与多径信号中所识别和分离出的路径个数相对应，每一路径信号处理单元包括：一个导频信道解扩处理负责对公共导频信道的接收信号进行解扰和解扩处理；一条数据信道解扩处理模块负责对作为解调处理对象的物理信道的信号解扩和解扰处理；一个信道估计模块执行信道估计处理。解扰处理所需要的自基站的扰码以及解扩处理中所需要的作为解调对象的物理信道的扩频码分别是在小区搜索过程中以及对广播信道的解码中获得，这一处理过程对于本领域有经验的工程师来说是属于常识性的知识，这里省略详细描述。信道估计的目的是估计出该路径在传播过程中所经历的相位偏转以及功率衰减量。解扩和解扰处理中不区分天线分集模式还是非天线分集模式，但是信道估计需要区分不同的发送天线，这种区分就是依据不同天线发送的公共导频信道中的相互正交的导频模式，这一处理过程对于本领域有经验的工程师来说是属于常识性的知识，这里省略详细描述。信道估计的结果CHE_1(1)……CHE_1(L)和CHE_2(1)……CHE_2(L)分别表示对于第一根发送天线的信道估计结果和第二根发送天线的信道估计结果，它们一方面用于相位补偿，另一方面输出给干扰功率估计模块207以进行干扰功率估计。

瑞克接收处理模块204还包括两组复数共轭乘法器CMULT_1_1……CMULT_1_L和CMULT_2_1……CMULT_2_L，它们用于执行信道估计值的共轭与数据解扩处理模块的输出数据之间的复数乘法运算。

瑞克接收处理模块204还包括三个加法运算模块ADD1、ADD2和ADD3。ADD1执行针对第一根天线的各路径的经过相位补偿处理后的输出信号进行累加，ADD2执行针对第二根天线的各路径的经过相位补偿处理后的输出信号进行累加，ADD3则执行ADD1和ADD2的输出信号的累加。

以上瑞克接收处理模块204中包含了天线分集模式下对来自两根天线的信号的处理，如果基站工作在非天线分集模式下的话，移动终端可以关闭针对来自第二根天线的信号处理的模块，而只对来自第二根天线的信号进行处理。

以下首先参考附图说明在非天线分集模式下本发明的干扰信号功率估计方法的实现过程。首先如附图3进入天线201的宽带射频信号首先进行经过射频和中频处理，其中包括由AGC放大器202进行放大处理。对于本领域的有经验的工程师来说，应该能够理解射频和中频处理的基本知识，所以在附图3中没有给出相应模块，这里也省略其具体描述。经过射频和中频处理后的模拟基带信号经过A/D转换器变成数字基带信号，该数字基带信号输出由AGC控制模块205计算当前的信号平均功率，并据此计算AGC放大器202的增益控制信号以调节AGC放大器202的增益从而保持A/D变换器输出的数字基带信号的平均功率基本保持恒定。该恒定平均功率目标通常被称为参考功率或者参考电平，此处记为I_REF，该参考电平通常是在移动终端接收机系统设计阶段就已经确定好的，所以在干扰信号功率计算中可以作为已知信号使用。如附图3所示，将AGC控制模块205所输出的增益控制信号所代表的增益记为G_AGC，则可以得到天线201所接收到的宽带信号的总功率为：

${\hat{I}}_O=I_{\mathrm{REF}}/G_{\mathrm{AGC}}$ ----公式(5)

前述数字基带信号进入瑞克接收处理模块204进行解调处理，包括：解扰处理、解扩处理、信道估计、最大比合成等处理。这里假定移动终端已经通过小区搜索处理获取了自基站的扰码，并且经过多径搜索处理已经确定了各路径的延迟时间信息。

首先移动终端在瑞克接收处理模块对第一公共控制信道(PCCPCH)进行解调处理，并将解调结果输出给广播信道解码处理和公共信息提取模块206，对第一公共控制信道(PCCPCH)中所包含的广播信道进行解码处理并且提取出其中的系统信息，这些系统信息包括公共导频信道在基站发射的信号的总功率中所占的比例CPICH_Ec/Ior。CPICH_Ec/Ior输出给干扰功率估计模块207用于干扰功率的计算。

接下来移动终端利用瑞克接收处理模块对面向自己的专用物理信道进行解调处理。在解调过程中所计算的基于CPICH的信道估计值CHE_1(1)……CHE_1(L)则输出给干扰功率估计模块207用于干扰功率的计算。如本领域有经验的工程师所熟知的那样，基于CPICH的信道估计值包含了各路径的接收信号中CPICH信号的幅度估计以及相位偏转估计值，因此可以得到：

I_C1(l)＝|CHE_1(l)|²/SF_CPICH----公式(6-1)

这里SF_CPICH表示CPICH的扩频系数，公式(6-1)中包含的含义是信号功率在经过解扩处理后增大了相当于扩频系数的倍数。由于前述CPICH_Ec/Ior表示的在基站发送信号时公共导频信道在基站发射的信号的总功率中所占的比例关系在信号传播过程中不会发生变化，因此可以得到：

${\hat{I}}_{\mathrm{OR}1}\left(l\right)=I_{C1}\left(l\right)/\mathrm{CPICH}\_\mathrm{Ec}/\mathrm{Ior}$

${=|\mathrm{CHE}\_1\left(l\right)|}^2/({\mathrm{SF}}_{\mathrm{CPICH}}*\mathrm{CPICH}\_\mathrm{Ec}/\mathrm{Ior})$ ----公式(6-2)

干扰功率计算模块207接收来自广播信道解码以及公共信息提取模块206所输出的公共信道的CPICH_Ec/Ior、瑞克接收模块204所输出的各路径的信道估计结果CHE_1(1)……CHE_1(L)、以及AGC控制模块205所输出的AGC增益控制信号G_AGC，基于这些输入数据以及已知的AGC控制环路的参考功率I_REF，并结合公式(4-2)、公式(5)和公式(6-2)，即可计算出各路径的非正交干扰信号功率，如下所示：

$I_{\mathrm{NORTH}}\left(l\right)={\hat{I}}_O-{\hat{I}}_{\mathrm{OR}1}\left(l\right)$

$=I_{\mathrm{REF}}/G_{\mathrm{AGC}}-{|\mathrm{CHE}\_1\left(l\right)|}^2/(S{F}_{\mathrm{CPICH}}*\mathrm{CPICH}\_\mathrm{Ec}/\mathrm{Ior})$

----公式(7)

以下参考附图说明在天线分集模式下各路径的非正交干扰信号功率方法的实现过程。在天线分集模式下，到A/D转换器203的输出端为止的处理与非天线分集模式下的处理完全一样，即前述公式(5)对于天线分集模式下的处理仍然有效。

前述数字基带信号进入瑞克接收处理模块204进行解调处理，包括：解扰处理、解扩处理、信道估计、最大比合成等处理。这里假定移动终端已经通过小区搜索处理获取了自基站的扰码，并且经过多径搜索处理已经确定了各路径的延迟时间信息。在天线分集模式下的瑞克接收处理与非天线分集模式下的瑞克接收处理的区别在于信道估计需要对两根天线的信号分别进行，而且最大比合成不仅包括各天线以内的各路径之间的合成，也包括两根天线之间的信号的合成。这种区别对于本领域有经验的工程师是常识性的，这里不作详细描述。

首先移动终端在瑞克接收处理模块对第一公共控制信道(PCCPCH)进行解调处理，并将解调结果输出给广播信道解码处理和公共信息提取模块206，对第一公共控制信道(PCCPCH)中所包含的广播信道进行解码处理并且提取出其中的系统信息，这些系统信息包括公共导频信道在基站发射的信号的总功率中所占的比例CPICH_Ec/Ior。CPICH_Ec/Ior输出给干扰功率估计模块207用于干扰功率的计算。

接下来移动终端利用瑞克接收处理模块对面向自己的专用物理信道进行解调处理。在解调过程中所计算的基于CPICH的信道估计值CHE_1(1)……CHE_1(L)和CHE_2(1)……CHE_2(L)则输出给干扰功率估计模块207用于干扰功率的计算。如本领域有经验的工程师所熟知的那样，基于CPICH的信道估计值包含了各路径的接收信号中CPICH信号的幅度估计以及相位偏转估计值，因此可以得到：

I_C1(l)＝|CHE_1(l)|²/SF_CPICH    ----公式(8-1)

I_C2(l)＝|CHE_2(l)|²/SF_CPICH    ----公式(8-2)

这里SF_CPICH表示CPICH的扩频系数，公式(6-1)中包含的含义是信号功率在经过解扩处理后增大了相当于扩频系数的倍数。由于前述CPICH_Ec/Ior表示的在基站发送信号时公共导频信道在基站发射的信号的总功率中所占的比例关系在信号传播过程中不会发生变化，因此可以得到：

${\hat{I}}_{\mathrm{OR}1}\left(l\right)=I_{C1}\left(l\right)/\mathrm{CPICH}\_\mathrm{Ec}/\mathrm{Ior}$

$={|\mathrm{CHE}\_1\left(l\right)|}^2/({\mathrm{SF}}_{\mathrm{CPICH}}*\mathrm{CPICH}\_\mathrm{Ec}/\mathrm{Ior})$ ----公式(8-3)

${\hat{I}}_{\mathrm{OR}2}\left(l\right)=I_{C2}\left(l\right)/\mathrm{CPICH}\_\mathrm{Ec}/\mathrm{Ior}$

$={|\mathrm{CHE}\_2\left(l\right)|}^2/({\mathrm{SF}}_{\mathrm{CPICH}}*\mathrm{CPICH}\_\mathrm{Ec}/\mathrm{Ior})$ ----公式(8-4)

干扰功率计算模块207接收来自广播信道解码以及公共信息提取模块206所输出的公共信道的CPICH_Ec/Ior、瑞克接收模块204所输出的各路径的信道估计结果CHE_1(l)、以及AGC控制模块205所输出的AGC增益控制信号G_AGC，基于这些输入数据以及已知的AGC控制环路的参考功率I_REF，并结合公式(4-4)、公式(5)和公式(8-3)、公式(8-4)，即可计算出各路径的非正交干扰信号功率，如下所示：

$I_{\mathrm{NORTH}}\left(l\right)={\hat{I}}_O-{\hat{I}}_{\mathrm{OR}1}\left(l\right)-{\hat{I}}_{\mathrm{OR}2}\left(l\right)$

$=I_{\mathrm{REF}}/G_{\mathrm{AGC}}-({|\mathrm{CHE}\_1\left(l\right)|}^2+{|\mathrm{CHE}\_2\left(l\right)|}^2)/({\mathrm{SF}}_{\mathrm{CPICH}}*\mathrm{CPICH}\_\mathrm{Ec}/\mathrm{Ior})$

----公式(9)

以上以WCDMA系统为例说明了本发明所提供的移动终端对多径接收信号中各路径的干扰信号功率的估计方法，但是应该理解这一估计方法在任何采用正交扩频码对不同物理信道进行扩频处理以实现物理信道复用宽带码分多址通信系统都是适用的。另外，本发明虽然只对基站只用一根天线发送信号的情况以及用两根天线发送信号的情况进行了说明，但是应该理解即便基站用多于两根天线发送信号的情况也是适用的，只要各天线所发送的公共导频信道采用了相互正交的导频模式用于区分各天线的信号即可。

Claims (5)

1、一种宽带码分多址移动通信系统中非正交干扰估计方法，其特征在于，它包括如下步骤：

第一步，接收宽带扩频信号，并计算所述宽带扩频信号的平均功率；

第二步，对所述宽带扩频信号进行多径信号识别和分离；

第三步，解调所述宽带扩频信号中所包含的公共广播信道，以提取公共导频信道的发送功率信息；

第四步，对所述各多径信号进行解扩并基于公共导频信道进行各路径的信道估计，然后根据所述各信道估计值计算各多径信号中公共导频信道的平均功率；

第五步，根据所述宽带扩频信号的平均功率、公共导频信道的发送功率信息、各多径信号中公共导频信道的平均功率计算各路径的非正交干扰信号功率。

2、一种宽带码分多址移动通信系统中非正交干扰估计的装置，其特征在于，它包括：

一个自动增益控制模块，用于自动调节对接收到的宽带输入信号的增益，以保持后续信号处理模块的输入信号的平均功率保持在一个基本恒定的水平，并且根据其所确定的增益以及输出信号平均功率来计算接收宽带扩频信号的平均功率；

一个瑞克接收模块，用于该宽带扩频信号进行多径信号识别和分离，以及对各多径信号进行解扩、解调，并基于公共导频信道进行各路径的信道估计；

一个公共广播信道解码处理模块，用于提取公共导频信道的发送功率信息；

一个干扰功率估计模块，用于根据所述宽带扩频信号的平均功率、公共导频信道的发送功率信息、各路径的信道估计值计算各路径的非正交干扰信号功率。

3、如权利要求2所述的宽带码分多址移动通信系统中非正交干扰估计的装置，其特征在于，所述的瑞克接收模块包括一组路径信号处理单元，路径信号处理单元的个数与多径信号中所识别和分离出的路径个数相对应。

4、如权利要求3所述的宽带码分多址移动通信系统中非正交干扰估计的装置，其特征在于，每一所述路径信号处理单元包括：

一个导频信道解扩处理模块，负责对公共导频信道的接收信号进行解扰和解扩处理；

一个数据信道解扩处理模块，负责对作为解调处理对象的物理信道的信号解扩和解扰处理；

一个信道估计模块，执行信道估计处理。

5、如权利要求2-4任一项所述的宽带码分多址移动通信系统中非正交干扰估计的装置，其特征在于，所述瑞克接收处理模块还包括三个加法运算模块，第一个加法运算模块执行针对第一根天线的各路径的经过相位补偿处理后的输出信号进行累加，第二个加法运算模块执行针对第二根天线的各路径的经过相位补偿处理后的输出信号进行累加，第三个加法运算模块则执行第一个加法运算模块和第二个加法运算模块的输出信号的累加。

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