KR100869302B1

KR100869302B1 - Ｃｄｍａ 역 링크를 위한 위상 교정 없는 스마트 안테나

Info

Publication number: KR100869302B1
Application number: KR1020037003713A
Authority: KR
Inventors: 츄라자타타차; 권혁엠.; 민경와이.
Original assignee: 네오리치, 인코포레이티드
Priority date: 2000-09-13
Filing date: 2001-09-13
Publication date: 2008-11-18
Also published as: WO2002023667A2; EP1332531A4; KR20030059138A; US6434375B1; AU9075201A; WO2002023667A3; JP2004509534A; EP1332531A2

Abstract

본 발명은 제3세대(3G) CDMA(2000) 또는 W-CDMA 시스템과 같은, 코드 분할 다중 접속 방식(CDMA) 무선 통신 시스템에 있어서의 저가의 고효율적인 스마트 안테나 프로세서를 설명한다. 종래의 스마트 안테나를 사용한 CDMA와 달리, 본 발명에서는 별도의 채널 추정을 요구하지 않는다. 또한, 본 발명에서는 상이한 RF(radio frequency) 믹서에 의한 위상 왜곡이 자동적으로 보상될 수 있다. 따라서, 역 링크 복조에 대한 경우, 본 발명에 따른 스마트 안테나 프로세서에는 별도의 위상 교정이 필요없다. 또한, 페이딩(fading)과 AWGN(additive white Gaussian noise) 환경에 있어서, 본 발명의 적응적 알고리즘에 의한 CDMA 시스템의 비트 에러율(BER) 성능이 종래의 알고리즘에 비해 작아질 수 있다.

Description

ＣＤＭＡ 역 링크를 위한 위상 교정 없는 스마트 안테나{SMART ANTENNA WITH NO PHASE CALIBRATION FOR CDMA REVERSE LINK}

본 발명은 무선 통신에 관한 것이다. 좀 더 상세히 말하면, 본 발명은 CDMA (code division multiple access)통신 시스템에서 저가의 디자인 및 효율적인 스마트 안테나 프로세서에 관한 것이다. 일반적으로, 종래의 스마트 안테나는 수신기 전단에서 RF(Radio Frequency) 믹서의 다른 성질에서 기인하는 위상 교정이 필요하다. 위상 교정기는 일반적으로 아날로그 장치로 구축된 이래로 계속해서 고가의 컴포넌트이다. 본 발명은 위상 교정이 필요 없는 스마트 안테나 프로세서를 기술한다.

스마트 안테나는 선형 어레이(array)나 여타 형태의 어레이에 있어서 다중 안테나 요소를 배치함으로써 공간적 다이버시티 성질을 이용할 의도의 블라인드 적응 안테나(a blind adaptive antenna)이다. 원하는 신호와 다른 DOA(direction of arrival angle)를 가진 간섭 신호를 저지함으로써 원하는 신호 수신을 강화할 수 있다. 스마트 안테나에 채용된 일반적인 기술은 적응 필터 이론에서 발전해온 것이다.

S. Tanaka, M. Sawahashi 및 F. Adachi의 "Pilot Symbol-Assisted Decision-Directed Coherent Adaptive Array Diversity for DS-CDMA Mobile Radio Reverse Link," IEICE trans. Fundamentals, Vol E80-A, pp.2445-2454, DEC.1997(이하 "Tanaka Ⅰ"); S. Tanaka, M. Sawahashi 및 F. Adachi의 "Transmit Diversity Based on Adaptive Antenna Array for W-CDMA Forward Link", 4차 CDMA 국제회의 및 전시 회보, pp.282-286, 1999, (이하 "Tanaka Ⅱ"); 및 S. Tanaka, M. Sawahashi 및 H. Suda의 "Wideband DS-CDMA for Next-Generation Mobile Communications Systems",IEEE 통신 잡지, Vol. 36, No. 9, pp.56-69, 9월 1998,(이하 "Adachi")에서 논의된 스마트 안테나 알고리즘은 3세대(3G) 광대역 (W)-CDMA 무선 통신 현장 실험에서 테스트되었다. 알려진 파이롯 심볼 패턴은 3세대 파트너십 계획(3 Generation Partnership Project, 약어 "3GPP")의 "Physical Channels and Mapping of Transport Channels onto Physical Channels(FDD)", 3GPP 기술 명세서, TS25.211, v3.2.0, March, 2000; 3GPP의 "Spreading and Modulation(FDD)", 3GPP 기술 명세서, TS25.213, v3.2.0, 3월 2002; 및 3GPP의 "FDD: Physical Layer Procedures", 3GPP 기술 명세서, TS25.214, v3.2.0, March, 2000(일괄하여 이하 "3GPP")에서 논의된 것처럼 W-CDMA 시스템의 일반 컨트롤 채널에 삽입되어 진다. 간접적으로, 파이롯 채널은 TIA, Interim V&V Text for CDMA 2000 Physical Layer(Revision 8.3), 3월 16일, 1999(이하 TIA)에서 논의된 것처럼 3G CDMA 시스템에서 사용된다. 스마트 안테나 프로세서는 k번째 스냅샷(snapshot)에서 무게 벡터

을 생성한다. TanakaⅠ, TanakaⅡ 및 Adachi에 의해 제안된 것과 같은 스마트 안테나 알고리즘은 페이딩 위상, 다른 위상 왜곡 및 어레이 위상 차이를 포함하는 총 입력 위상 벡터보다는 어레이 응답 백터

로 상기 무게 백터가 수렴하도록 시도한다. 여기서,

는 원하는 신호에서 DOA이며, M은 안테나 어레이 요소 숫자이며, e는 지수 연산자이며, π는 3.14159이다. 또한, TanakaⅠ, TanakaⅡ 및 Adachi에서의 업데이트된 무게 벡터는 채널 추정(estimation) 블록에서 사용되며 페이딩 위상을 계산하고 상쇄한다. 게다가, 스마트 안테나 병렬 RF 기지국 수신기 회로에서 위상 및 각 어레이 요소는 여타 수신장치와 다르며, 상기 수신 신호 전력이 변경됨에 따라서 변화한다(Tanaka Ⅱ 참조). 다행히, 거의 상수 값을 가지는 RF 수신기 사이의 위상 차를 지시하는 측정 데이터 및 진폭 차는 수신 전력이 변화함에도 거의 0이다. 그러므로, 위상 교정기는 고가의 컴포넌트이다.

본 발명에 관해 LSM(the least mean square) 적응 알고리즘은 상관 함수나 행렬 역전의 어떠한 계산도 요구하지 않기 때문에 간편성을 가지는 것으로 알려졌다. 예를 들면, Simon Haykin의 무게 벡터, "Adaptive Filter Theory", pp.437, NTMS 알고리즘의 요약, Prentice Hall,1996(이하 "Haykin")은 정규화된 LMS(N-LMS:Normalized least mean square) 알고리즘을 사용함으로써 일반적 적응 필터 어플리케이션에 대해 갱신하였다. 그리고 Haykin에서 N-LMS 알고리즘은 LMS 알고리즘보다 더 빨리 수렴할 뿐만 아니라 LMS 알고리즘에 존재하는 기울기 잡음 확대 문제를 극복하는 것을 보여준다. 상기 N-LMS 알고리즘은 결과가 원하는 적응 프로세싱 결과로 수렴토록 한다. 상기 N-LMS 알고리즘은 원하는 결과 및 적응 프로세싱 결과 간의 평균 제곱 추정 오차(the mean square estimation error)를 최소화한다.

본 발명의 목적은 CDMA 무선 통신 시스템(즉, 3세대 CDMA2000이나 W-CDMA시스템)과 같은 무선 통신에서 유용한 저가이면서 효율적인 스마트 안테나 프로세서를 제공하는데 있다. 별도의 채널추정은 본 발명에서는 요구되지 않는다. 게다가, 안테나 요소 각각의 RF 믹서에서 기인하는 위상 왜곡은 본 발명에 의해서 자동적으로 보상된다. 그러므로, 위상 교정기는 만약 역 링크 복조가 관여되었다면 본 발명의 스마트 안테나에서는 필요하지 않다. 본 발명의 하나의 실시예는 수정 N-LMS(MN-LMS:Modified and Normalized least mean square, 이하 첫 글자로 된 약자로 표기한다) 적응 필터에 의해 성립된다. 이것은 오직 스냅샷 당 (5M+2) 복소 곱셈 및 (4M+1) 복소 덧셈을 필요로 한다. 마지막으로, 본 발명의 MN-LMS 알고리즘의 CDMA 시스템의 BER(bit error rate) 성능은 종래의 N-LMS 알고리즘의 그것보다 우수하다.

본 발명은 각 요소에서 개별 총 입력 위상을 트랙(track)할 수 있는 수정되고 정규화된 (MN)-LMS 적응 필터이다. 개별 총 입력 위상은 믹서에서 기인하는 상기 DOA, 페이딩 위상 및 위상 왜곡을 구성한다. 제시된 상기 스마트 안테나는 각 요소에서 상기 개별 총 입력 위상을 트랙할 수 있다. 게다가, TanakaⅠ, TanakaⅡ 및 Adachi의 스마트 안테나는 오직 W-CDMA 시스템에만 시험되었음에도 본 발명의 상기 스마트 안테나 알고리즘은 W-CDMA 및 CDMA2000 시스템 양쪽에 적용 가능하다. 더욱이, 본 발명의 MN-LMS 알고리즘을 가진 W-CDMA 또는 CDMA2000 시스템은 데이터 복조 목적으로 어떠한 위상 교정이나 어떠한 채널 추정도 필요하지 않기 때문에 본 발명은 저가의 스마트 안테나를 제시한다.

본 발명의 일 측면에 따르면, 무선 통신과 결합하여 사용될 신호 수신을 위한 방법 및 시스템을 제공한다. 신호는 복수의 안테나에서 수신된다. 상기 수신 신호는 업데이트된 무게 벡터를 활용하여 처리되며, 여기서, 업데이트된 무게 벡터는 대개 상기 신호의 위상 왜곡을 보상한다.

본 발명이 다른 측면에 의하면, 상기 수신 신호는 MN-LMS 알고리즘에 의해 처리된다. 본 발명의 좀 더 구체적인 다른 측면에 따르면, 상기 수신 신호는 다음 수식에 의해 처리된다.

본 발명의 또 다른 측면에 따르면, 상기 수신 신호는 N-LMS 알고리즘에 따라서 처리된다. 본 발명의 또 다른 구체적인 측면에 따르면, 상기 수신 신호는 다음의 수식에 의해 처리된다.

상기 안테나는 다중 안테나 어레이이나 다중 안테나 일 수 있다. 본 발명의 또 다른 측면에 따르면, 상기 안테나는 기지국이나 이동국에 존재할 수 있다.

본 발명의 또 다른 측면에 따르면, 상기 방법 및 시스템은 위상 교정기를 포함하지 않는다.

본 발명의 특징, 목적 및 장점은 동일성을 확인하는 참고 지표를 가진 도면과 함께 주어졌을 때 그것을 통하여 아래에서 설명한 상세한 설명에서 좀 더 명확해질 것이다.

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 W-CDMA 역 링크를 위한 스마트 안테나를 가진 기지국 수신기 블록 다이어그램을 보여준다.

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 CDMA2000 역 링크를 위한 스마트 안테나를 가진 기지국 수신기 블록 다이어그램을 보여준다.

도 3a-3c는 본 발명의 실시예에 따른 W-CDMA를 위한 N-LMS을 가진 스마트 안테나의 앵글 트래킹 용량을 보여준다.

도 4a-4c는 본 발명의 실시예에 따른 W-CDMA를 위한 MN-LMS을 가진 스마트 안테나의 앵글 트래킹 용량을 보여준다.

도 5는 본 발명의 실시예에 따른 MN-LMS 및 N-LMS 알고리즘을 사용함으로써 W-CDMA 시스템에 대한 시뮬레이션 BER 결과를 보여 주며, 여기서 M은 어레이 안테나 요소이다.

도 6은 본 발명의 실시예에 따른 MN-LMS 및 N-LMS 알고리즘을 사용함으로써 CDMA2000 시스템에 대한 시뮬레이션 BER 결과를 보여 주며, 여기서 M은 어레이 안테나 요소이다.

본 발명은 파이롯 채널 및 파이롯 심볼 보조 채널(pilot symbol assisted channel)이 사용되는 한 일반적 CDMA 시스템에 적용될 수 있다. 3세대 W-CDMA 시스템은 3GPP에서 논의된 것처럼 파이롯 심볼 보조 채널을 채용하였으나 CDMA2000 시스템은 TIA에서 논의된 것처럼 파이롯 채널을 채용한다. N-LMS 알고리즘을 가진 W-CDMA 시스템 및 스마트 안테나는 재고되고 있다. 그러면, N-LMS 알고리즘을 가진 스마트 안테나는 후에 기술한다.

1. W-CDMA 시스템 모델

스프레딩은 W-CDMA 시스템에 대하여 종래의 업링크 물리 채널에 적용된다. 이것은 2개의 동작으로 구성된다. 첫째는 채널화 동작으로 모든 데이터 심볼을 상당수의 칩으로 변환하여 그에 따라 신호의 대역이 증가한다. 심볼 당 칩의 수는 스프레딩 요인(Spreading Factor)으로 불린다. 둘째 동작은 스크램블링(scrambling) 코드가 스프레딩 신호에 적용된 스크램블링 동작이다. 스프레딩의 하나의 예는 3GPP의 "Spreading and Modulation", p.7에서 논의되고 있다.

채널화로 I- 및 Q- 부문으로 불리는 데이터 심볼은 OVSF(orthogonal variable spreading factor) 코드와 독립적으로 다중화 된다. 스크램블링 기능으로 I- 및 Q- 부문의 결과 신호는 복소수 값의 스크램블링 코드에 의해서 좀 더 다중화되며, 여기서 I 및 Q는 각각 실수부와 허수부를 나타낸다(참조, 3GPP의 "Spreading and Modulation", p.7). 하나의 DPCCH(dedicated physical control channel) 및 6개까지의 병렬 DPDCHs(dedicated physical control channels)는 동시에 전송될 수 있다(즉, 1≤n≤6). 스프레딩되는 이진의 DPCCH 및 DPDCHs는 실제값의 시퀀스(sequence)에 의해 표현된다(즉, 이진 값인 "0"은 실제값 "+1"에 해당하고, 이진 값인 "1"은 실제값 "-1"에 해당). 상기 DPCCH는 채널화 코드 C_ch,0에 의해 칩 속도로 스프레딩되는 반면에, DPDCH_n으로 불리는 n번째 DPDCH는 채널화 코드C_ch,n의 칩 속도로 스프레딩된다. 상기 채널화 코드는 유일하게 C_Ch,SF,k로 기술되며, 여기서 SF는 상기 코드의 스프레딩 요인이고, k는 코드 숫자이며 0≤k≤SF-1의 값을 갖는다. 코드 채널화를 위한 일반적 방법은 3GPP의 "Spreading and Modulation", p.11에서 발견할 수 있다. 본 발명에서 오직 하나의 DPDCH만 실험의 목적으로 주어지며, DPCCH 및 DPDCH는 서로 C_ch,256,0 =(1,1,...,1) 및 C_ch,4,k=2 =(1,-1,1,-1)에 의해 스프레딩된다.

시스템 모델을 위한 상기 신호 형식과 표기는 다음과 같으며,

베이스 밴드 DPDCH 신호 =

베이스 밴드 DPCCH 신호 =

송신기에 의해 사용되는 장(long) 및/또는 단(short)의

스크램블링 코드 =

베이스 밴드 송신 신호

페이딩 및 AWGN(the Additive White Gaussian Noise) 환경하의 스마트 안테 나의 기준 요소에서 베이스 밴드 수신 신호

및 수신기에서 베이스 밴드 디스크램블(de-scramble)된 신호

여기서,

i는 칩 인덱스이고,

j=√-1,

e는 지수 연산자,

d_DPDCH(i) = ±1 은 i번째 DPDCH 데이터 값을 가지며,

d_DPCCH = ±1 은 i번째 DPCCH 파이롯 심볼 데이터 값 가지며,

a^I(i) = ±1 은 복소 PN(Pseudonoise) 스프레딩 시퀀스의 실수부 값을 가지며,

a^Q(i) = ±1 은 복소 PN 스프레딩 시퀀스의 허수부 값을 가지며,

α(i) 는 페이딩 다중패스(multipath)의 진폭이며,

φ(i) 는 페이딩 다중패스의 위상이며,

n₀(i) 는 열적 잡음과 여타 사용자의 다중 접속 간섭 양자를 나타내는 AWGN이며, 그리고

n(i)은 상기 i번째 칩에서 PN 대역디스프레드(despread) AWGN이다.

DPCCH 프레임은 10ms를 가지며 15 슬롯을 가진다. 각 슬롯은 0.67ms 및 10개의 제어 정보 비트(또는 심볼)로 구성되어 있으며, 파이롯 비트, 송신 전력 제어(TPO) 비트, 피드백 정보(FBI) 비트 및 광학 전송 형식 조합 지시자 비트(TFCI)로 구성되어 진다. DPCCH의 각 심볼에 대한 상기 스프레딩 요소는 256이다. 따라서, 하나의 슬롯에 칩의 총 수는 2,560이다.

도 1은 W-CDMA 역 링크를 위한 스마트 안테나(101a-101M)을 가지는 기지국 블록 다이어그램을 보여준다. 열적 잡음(103)는 상기 신호에 더해지며, 믹서(105)는 다른 위상 왜곡을 유도한다. 정합 필터(107)는 각 신호에 수행되며, 모든 칩 T_c에 샘플링을 하며, 그때에 PN 대역디스프레드(109)가 수행된다. 다른 채널 스프레딩 코드 사이에 직교 성질을 이용하여, N 칩 인터벌(여기서, N=256은 파이롯 심볼 인터벌 당 칩의 수이다.)을 넘어서 식(6)의 평균치는 거의 다음과 같이 근사될 수 있으며,

PN 대역디스프레드 잡음 콤포넌트의 평균치가 0이기 때문에, 다중패스의 진폭 α (i) 및 위상 φ(i)은 이동 속도가 100km/h 보다 작을 때 파이롯 심볼 인터벌 동안에 거의 상수이다. "Avg. 256 칩"(113)은 각 요소의 평균 함수를 수행한다.

M 어레이 요소를 가진 스마트 안테나를 위한 M×1 벡터에 식(6)에서 상기 디스크램블된 신호는 다음과 같으며,

여기서, C_ch,256,0(i)는 모든 i에 대하여 1이고 식(8)이 되며, i는 첫번째 슬롯에 인터벌에 대해 1에서 2560까지 가지며, φ_m은 m번째 믹서에서의 위상 왜곡이며(m=1,2, ...,M), θ(i)는 i번째 칩에서 요구 사용자의에서의 DOA이며, 첫 번째 요소는 기준으로 사용되며, 안테나의 인터벌은 파동 길이의 반이며, 그리고 l(l=1,1, ...,L)은 핑거 인덱스라 불리는 다중패스 인덱스를 의미한다. 다중패스 지연은 다른 다중패스 지연을 가진 상기 핑거 결과가 정렬되거나 나중에 논의될 레이크(Rake) 수신기에 결합되기 때문에 식(8)의 일반성의 손실 없이 생략된다. 식(8)은 PN 대역디스프레드의 결과이다. "PN 대역디스프레드"(109)로 불리는 블록은 디스프레딩 함수를 수행한다.

파이롯 심볼 패턴은 채널 추정 목적을 위한 기지국 수신기로 알려져 있다. 본 발명의 상기 스마트 안테나는 파이롯 채널 인터벌 동안에 활성화된다. 슬롯 당 파이롯 심볼의 수

은 예를 들면 3,4,5,6,7 및 8이 될 수 있다. 예를 들면,

이 8일 때, 상기 스마트 안테나는 모든 슬롯마다 첫 번째 8×256칩을 적용한다. 마지막 2×256칩의 데이터는 채널 추정 목적에 사용되지 않는다. 그러므로, 스마트 안테나에 채용된 상기 데이터는 모든 슬롯마다 x _l(i)이 될 것이다(i=1,2, ...,8×256). "찹(chop) 데이터"(111)는 이 함수를 수행한다.

식(8)에 알려진 파이롯 심볼 패턴 d_DPCCH(i)를 곱함으로써, 상기 신호는 다음 과 같이 될 수 있으며,

"파이롯 심볼 패턴"(119)은 대응하는 파이롯 심볼 패턴을 생성한다. 식(9)의 데이터 d_DPDCH(i)를 가지는 상기 신호 콤포넌트는 N=256 칩을 걸쳐서

를 평균함으로써 완전히 저지될 수 있다. "Avg. 256 칩"(113)은 식(6)에 대한 설명함으로써 평균 함수를 수행한다. 상기 M×1 평균 결과 벡터는 핑거 l에 대해

로 표시되고 다음과 같이 쓰여지며,

여기서, k_obs는 관측 인터벌 NT_c에 관측 인덱스를 표시하고, 상기 OVSF 변조된 트래픽 채널 데이터 d_DPDCH(i)은 N 칩이 평균화된 후에 저지된다(즉, 직교성에서 기인한

및

은 평균화된 잡음 콤포넌트이다. ). 관측 인터벌 NT_c 동안에 DOA의 변화는

이며, 여기서, R은 기지국에서 이동체까지의 거리이고, v는 이동 속도이다. 식(9)의 DOA θ(i)는 이동 속도가 300km/h 미만일 때 관측 인터벌 동안 거의 상수이다.

만약 스마트 안테나 무게 벡터가 상기 칩 속도에 대해서 업데이트 속도가 같다면 상기

는 N번 반복된다. 상기 반복의 수는 상기 스냅샷(즉, 업데이트 속도)이 감소함에 따라서 감소한다. 상기 스마트 안테나에 입력되는 반복된 시퀀스는 다음과 같으며,

"반복 N=256"(115)은 반복 수행한다. 상기 "반복 N=256" 블록(115)의 결과는 상기 스마트 안테나 프로세서(117)의 입력이다. 2개의 스마트 안테나 프로세서는 아래에서 비교된다. 하나는 널리 알려져 N-LMS(Haykin, p.437)으로 불리는 적응 알고리즘을 가진 스마트 안테나이고, 나머지는 MN-LMS라 불리는 본 발명에서 기술된 새로운 적응 알고리즘을 가진 것이다. 먼저 N-LMS가 재검토되고 MN-LMS는 후에 기술된다.

2. N-LMS 알고리즘

상기 스냅샷의 속도는 상기 칩 속도와 동일하다고 가정한다. 도 1에서 스마트 안테나로의 상기 입력은 i번째 시간에 대해서 다음과 같이 쓰여질 수 있으며,

Haykin p.437의 N-LMS 알고리즘에 따르면, 핑거 l 및 스냅샷 i에 대한 상기 업데이트된 무게 벡터

는 다음과 같이 쓰여지며,

여기서,

H는 허미시안(Hermitian) 연산자(즉, 콘주게이트(conjugate) 및 트랜스포즈(transpose))이고, *는 콘주게이트 연산자이며,

은 벡터

의 절대값이고, a는 양의 상수이며, μ는 상수 수렴 파라미터(0<μ<2)이고, 그리고

는 무게 벡터

가 완전히 상기 어레이 응답 벡터와 유사한 벡터

에 필적될 때 M이 된다. 그러므로, M은 종래의 N-LMS 알고리즘에 에 대한 식(14)의 기준으로 사용된다. 상기 무게 벡터

는 도 1의 "MN-LMS 또는 N-LMS 스마트 안테나" (117)에서 종래의 N-LMS 알고리즘에 대한 결과이다.

식(13)의 상기 무게 벡터는 식(14)에서 기술된 추정 오차-즉, 요구 기준 M 및 스마트 안테나의 결과 사이의 차이

사이의 차이-를 측정함으로써 갱신된다. 상기 스마트 안테나가 이상적 무게 벡터를 발생시킬 때,

적절한 정규화로 M과 같아지며, 식(14)의 오차는 0이 된다.

3. 변형된 MN-LMS 알고리즘

식(13)에 식(14)를 대입함으로써, 본 발명의 원리가 설명될 수 있다. 즉,

N-LMS 알고리즘은 자기 상관 함수(auto correlation) 매트릭스

를 식(15)의 순시치

로 대체함으로써 유도된다. 본발명에 있어서는, 식(15)의 M×M 순간 상관 함수 매트릭스

는 스칼라

로 대체된다. 그러면, MN-LMS 알고리즘의 업데이트된 무게 벡터

는

로서 기입되며, 여기서 α는 양(positive)의 상수(constant)이고, μ는 컨버전스 파라미터로, 0∠μ∠2이다.

상기 업데이트된 무게 벡터

가 수신 벡터

에 근접한다고 가정한다. 그러면, 식(16)의

은 식(12)로부터 AWGN 환경하에서 M에 가까워지고, 식(16)의 괄호는 제로 벡터로 된다. 무게 벡터는 정상 상태(steady state)로 될 것이다. 이것이 본 발명에 있어서 식(15)의 항

을 스칼라

와 대체하는 근본적 이유이다. 또한, 식(16)을 만족하는 무게 벡터의 해는 오직 하나로, 수신 벡터

일 것이다. 따라서, 각 안테나 소자에서의 수신 신호의 입력 위상이 트랙될 수 있다. 그러나, 식(15)의 N-LMS 알고리즘에 있어서의 무게 벡터의 해는 하나일 필요가 없다. 식(14)의 내적

이 M에 접근하는 한, 오차

는 0에 접근하고, 이러한 많은 무게 벡터들은 식(14)의 평균 제곱오차를 최소화할 수 있다. 이것이 매트릭스

를 식(16)의

와 대체하는 이유이다.

내적

은 식(12)를 사용함으로써 페이딩 환경하에서 거의

와 같다. 식(16)의 괄호 항은 0인 것이 바람직하다. 따라서, 무게 벡터는

에 수렴하고, 이상적인 경우에는

로 된다. 식(17)의 무게 벡터는 MN-LMS 스마트 안테나의 출력이며, 도1의 "MN-LMS 또는 N-LMS 스마트 안테나"(117)의 출력에서 나타난다. 무게 벡터는 121에서 정규화되며,

로서 기입된다.

식(18)의 정규화된 무게 벡터는 "정규화"(121)의 출력에서 나타난다.

정규화된 무게 벡터(121)는 "Avg. 256×8 칩"(123)에서 슬롯 인터벌(slot interval)마다 평균화되고, 도1의 "256×10회 반복"(125)에서 반복된다. "256×10회 반복"(125)의 출력은

로서 기입된다.

는 자동적으로 위상 왜곡을 보상하는 새로운 무게 벡터이다. 단, 새로운 무게 벡터는 자동적으로 보상하기 때문에, 어떠한 별도의 위상 교정도 필요 없다. 스마트 안테나 어레이에 의한 복조(demodulation) 출력

은 도1의 "

"(127)에서의 식(8)의 수신 신호 벡터

와 평균 정규화 무게 벡터

간의 내적을 취함으로써 얻어진다. 상기 출력

은

로서 기입되며, 여기서 l = 1,...,L이고, i = 1,2,...,2560이다. 각 핑거(finger)(l, l=1,...,L)에서의 복조 출력

은 129에서 조합되고, 레이크(Rake) 수신기에 있어서의 OVSF 코드

와 곱해져, 누산된다.

번째에 대한 판단 변수

는 131에서 출력되고, 대략

로서 기입될 수 있으며, 여기서 c는 양(positive)의 상수(constant)이고,

는 통화 채널 비트 인덱스이다. 최종 연판정치(final soft decision value)는 연판정 디코더에 대하여

로서 얻어질 수 있다. 경판정치(hard decision value)는

의 신호이며, 경판정 디코더에 대해 사용될 수 있다.

4. CDMA2000 시스템 모델

CDMA2000 역 링크(reverse link)의 이동국은, 왈시(Walsh) 변조를 통해 서로 직교하는, 파이롯과 통화 데이터 채널을 모두 전송한다. CDMA2000 시스템의 파이롯 채널은 항상 "ON"인 반면, W-CDMA 시스템의 채널의 파이롯 심볼 삽입 채널은 파이롯 심볼 인터벌 동안만 "ON"이다. 비록 이동국이 몇몇 통화 데이터 채널들을 동시에 전송하더라도, 본 발명의 설명의 편의상 하나의 통화 채널만을 가정한다. 이 섹션의 대부분의 소재들은 상기 섹션(1,2,3)의 W-CDMA에 사용된 것과 패럴렐 (parellel)하다. 역 링크에서의 전송 대역 신호

는

로서 기입될 수 있으며, 여기서

는 베이스밴드 복소 엔벨로프(base band complex envelope)이다. 베이스 밴드 복소 신호

는

로서 기입될 수 있으며, 여기서

A(t)는 상수(constasnt)인 파이롯 채널 신호를 나타내고,

는 왈쉬(Walsh) 변조된 통화 채널이고,

는 ±1의 통화 데이터 채널이고,

는 (+1-1+1-1) 4 칩의 왈쉬(Walsh) 심볼이고,

및

은 각각 I 및 Q 쇼트(short) PN 시퀀스이다.

도2는 본 발명의 MN-LMS 또는 종래의 N-LMS 스마트 안테나 알고리즘 중 어느 하나에 의한 CDMA2000 역 링크에 있어서의 기지국 수신기의 블록도를 도시한다. M 개의 소자를 갖는 선형 안테나 어레이가 사용되고, 안테나 어레이 응답 벡터

는

로 쓸 수 있고, 여기서 θ는 원하는 신호로부터의 DOA이고, 안테나 간격은 반파장이다.

도2에서 안테나(101a-101M)로부터의 수신 신호는 주파수 하향 변환되고, 열잡음(103)은 증가한다. 도1에서와 같이 RF 믹서(105)는 상이한 위상 왜곡, φ₁,φ₂,...,φ_M을 도입한다. 하향 변환된 신호는 도2의 정합 필터 "MF"(107)에 공급되어, 칩(T_c)마다 샘플링된다. M 개의 안테나 소자들로부터의 샘플들은 벡터로 형성된다. iT_c에서의 샘플링된 M×l 벡터는 도2의 "PN 대역디스프레드(despread)"(109)에서의 복소 PN 시퀀스

를 갖는 PN 대역디스프레드이고,

로 쓰여지며,

여기서,

i는 칩 인덱스를 나타내고,

l은 핑거(다중경로) 인덱스, l=1,...,L을 나타내고,

는 제1 다중경로의 진폭이고,

는 제1 다중경로의 위상이고,

은 다른 유저 신호에 의한 간섭을 더한 AWGN의 잡음 벡터를 나타낸다.

식(24)의

,

및

을 모두 포함하는 채널 추정(estimation)은, 도2의 "Avg. N_pilot칩"(201)에서의 복수의 왈쉬 심볼 위에

를 누산하고 왈쉬 직교 특성을 이용함으로써 얻어질 수 있다. 평균 N_pilot칩 누산 후의 출력 벡터

는

로 쓰여질 수 있으며, 여기서 k는 N_pilotT_c와 동일한 관측 인터벌을 갖는 채널 관측 인덱스를 나타내고, 왈쉬 변조된 통화 채널 데이터는 N_pilot칩 누산 후에 없어지며, 즉 비트마다 왈쉬 직교성 때문에

이다.

다중경로 진폭, 위상 및 DOA는 관측 인터벌 동안 거의 일정하기 때문에 상기 결과로부터 N_pilot=256 칩들을 선택하는 것이 합리적이다. 만약 스마트 안테나 스냅샷 레이트가 칩 레이트와 동일하다면, 출력 벡터

는 무게 벡터를 업데이트 하기 위해서 도2의 "N_pilot회 반복"(203)에서 N_pilot회 반복된다. 반복 회수는 스냅샷 레이트가 감소함에 따라 감소한다. 스마트 안테나(117)에 입력된 반복 시퀀스는

로서 기입된다. 제i 칩 인터벌에 있어서의 도2의 스마트 안테나(117)로의 입력은 식(13)의 N-LMS와 식(16)의 MN-LMS 알고리즘 모두에 대하여

로서 기입된다.

무게 벡터

는 N-LMS와 MN-LMS 알고리즘에 대하여 식(27)의 입력

을 갖는 식(13)과 식(16)을 각각 사용함으로써 얻어진다. 무게 벡터는 도2의 "정규화"(121)에서 정규화되어,

로서 나타낸다. 스마트 안테나 출력은 정규화된 무게 벡터

와 수신 신호 벡터

(

이 아님)간의 내적을 취함으로써 얻어진다. 어레이 출력은 도2의 "

"(127)에서

로서 나타내고, l=1,...,L에 대해서

로서 기입된다. 그 후, 핑거(l, l=1,...,L)로부터의 출력은 레이크 수신기가 도2의 "

"(129)에서 송신 통화 데이터

를 얻도록 조합된다. 왈쉬 복조(Walsh demodulation)는

와 곱해져 도2의 "

"(205)에서 누산됨으로써 행해진다. 전체 출력(207)은

로서 기입되며, 여기서 c는 양sitive)의 상onstant)이고,

는 통화 채널 비트 인덱스이고, 비트당 4 칩이

와 사용된다. 연판정 변수

는 연파정 디코더에 사용된다. 경판정치는

의 신호로 될 수 있다.

또한, 무게 벡터는 위상 왜곡을 자동적으로 보상하여, 어떠한 별도의 위상 교정도 필요하지 않다.

5. 시뮬레이션 결과

본 발명의 실시예에 따라, W-CDMA와 CDMA2000에 있어서의 시뮬레이션 시스템 파라미터들이 각각 표 1 및 표 2에 기재되어 있다.

표 1 및 표 2의 제이크 페이딩(Jakes Fading)은 예컨대 W.C.Jr., Jakes, Microwave Mobile Communications, Wiley-Interscience, 1974, p.p.65-78에서 논의되어 있다.

도3은 도1에서와 같이 종래의 N-LMS 알고리즘을 갖는 스마트 안테나가 W- CDMA 시스템에 사용되는 경우, M=3 소자들의 각 소자마다의 트래킹 능력을 도시하는 시뮬레이션이다. 도3a, 도3b 및 도3c는 각각 제1, 제2 및 제3 안테나 소자에 있어서 라디안으로 나타낸 슬롯 인터벌상의 평균 위상(Average Phase Over Slot Interval in Radian)을 도시하고 있다.

도4는 MN-LMS 알고리즘을 갖는 MN-LMS 스마트 안테나 알고리즘의 대응하는 트래킹 능력을 도시하는 시뮬레이션이다. 도4a, 도4b 및 도4c는 각각 제1, 제2 및 제3 안테나 소자에 있어서 라디안으로 나타낸 슬롯 인터벌상의 평균 위상(Average Phase Over Slot Interval in Radian)을 도시하고 있다. 도4는 무게 벡터에 있어서의 각 소자의 위상이 믹서에 의한 위상 왜곡, DOA 및 페이딩 위상의 총합인 개개의 입력 총 위상으로 수렴하는 것을 나타낸다. 본 발명의 MN-LMS 알고리즘을 사용하는 것에 의한 출력 위상은 도4에 도시된 바와 같이 총 입력 위상에 가까워진다. 도3의 종래의 N-LMS 알고리즘의 트래킹 능력은 도4의 MN-LMS에 비해 다소 나쁜 성능을 나타낸다.

도5는 W-CDMA 역 링크에 있어서 파라미터로서 안테나 소자의 수가 M, 예컨대 M=1과 3인 MN-LMS 알고리즘의 시뮬레이션 비트 에러율(BER) 결과를 도시한다. 또한 비교를 위해 N-LMS 알고리즘의 BER 결과도 도시되어 있다. 또한, 도5는 M=3일 때 본 발명의 MN-LMS 알고리즘의 스마트 안테나가 BER=10^-3에서 종래의 N-LMS 알고리즘에 비해 비트 에너지 대 잡음과 간섭의 합의 비 E_b/(N₀+I₀)가 1dB 좋음을 도시하고 있다. 또한, 도5는 단일의 안테나에 비해, M=3 소자일 때의 스마트 안테나를 채용 하는 것에 의해 현저한 BER의 향상, 예컨대 E_b/(N₀+I₀)의 약 5dB정도의 향상을 실현할 수 있음을 도시하고 있다.

도6은 CDMA2000 역 링크에 있어서의 대응하는 시뮬레이션 BER 결과를 도시하고 있다. E_b/(N₀+I₀)=25dB에서 시뮬레이트된 BER 결과는 불충분한 시뮬레이션이 행해졌기 때문에 부적절하다. 실제의 결과들은 스무스한 커브로 나타날 것이라는 것이 예상된다.

요컨대, 본 발명의 MN-LMS 알고리즘을 갖는 스마트 안테나는 상이한 RF 믹서의 위상 왜곡에 대해 어떠한 위상 교정도 필요로 하지 않는다. 또한, 본 발명의 복조에도 별도의 채널 추정은 사용되지 않는다. 또한, 본 발명의 MN-LMS에 의한 스마트 안테나는 종래의 N-LMS 알고리즘을 갖는 스마트 안테나에 비해 더 좋은 BER 결과를 산출한다. 끝으로, MN-LMS 스마트 안테나에서의 MN-LMS 알고리즘 또는 N-LMS 에 의한 스마트 안테나는 스냅샷당 선형 일차의 M 복소 곱셈(complex multiplication), 예컨대 (5M+2) 복소 곱셈, 및 선형 일차의 복소 덧셈(complex addition), 예컨대 (4M+1) 복소 덧셈을 요구하며, 이는 현대 칩 기술에 의해 증가할 수 있다. 이것이 M² 차수 이상의 계산을 필요로 하는 종래의 스마트 안테나 기술과의 현저한 차이이다.

본 발명을 행하기 위한 바람직한 모드와 최적의 모드가 논의되어 왔지만, 본 발명과 관련된 당업자들은 본 발명을 행하는 여러 다른 디자인과 실시예가 이하의 청구항의 범위내에서 가능하다고 하는 점을 이해해야 할 것이다.

Claims

(A) 복수의 안테나에서 신호를 수신하는 단계;

(B) 업데이트된 무게 벡터(updated weight vector)를 이용하여 상기 수신된 신호를 처리하는 단계를 포함하고,

상기 업데이트된 무게 벡터는 신호의 위상 왜곡을 보상하고,

상기 수신된 신호는 MN-LMS(Modified and Normalized Least Mean Square)알고리즘에 따라 처리되며,

상기 MN-LMS(Modified and Normalized Least Mean Square)알고리즘에 따라 처리되는 식은 다음과 같으며,

는 i번째 칩의 무게 벡터,

는 업데이트된 무게벡터,

는 스마트 안테나로 입력되는 i번째 칩의 입력신호,

M은 오차에 대한 요구 기준,

H는 허미시안(Hermitian) 연산자,

a는 양의 상수,

μ는 스마트 안테나의 컨버전스 파라미터인,

무선 통신과 조합하여 사용할 수 있는 신호의 수신 방법.
삭제
삭제
제1항에 있어서, 상기 수신된 신호는 N-LMS(Normalized Least Mean Square)알고리즘에 따라 처리되며,

상기 N-LMS(Normalized Least Mean Square)알고리즘에 따라 처리되는 식은

다음과 같은,

는 i번째 칩의 무게 벡터,

는 업데이트된 무게벡터,

는 스마트 안테나로 입력되는 i번째 칩의 입력신호,

M은 오차에 대한 요구 기준,

H는 허미시안(Hermitian) 연산자,

a는 양의 상수,

μ는 스마트 안테나의 컨버전스 파라미터인,

무선 통신과 조합하여 사용할 수 있는 신호의 수신 방법.
삭제
제1항에 있어서, 상기 복수의 안테나는 다중 안테나 어레이인, 무선 통신과 조합하여 사용할 수 있는 신호의 수신 방법.
제1항에 있어서, 상기 복수의 안테나는 다중 안테나인, 무선 통신과 조합하여 사용할 수 있는 신호의 수신 방법.
제1항에 있어서, 상기 방법은 위상 교정 단계를 포함하지 않는, 무선 통신과 조합하여 사용할 수 있는 신호의 수신 방법.
제1항에 있어서, 상기 복수의 안테나는 기지국에 있는, 무선 통신과 조합하여 사용할 수 있는 신호의 수신 방법.
제1항에 있어서, 상기 복수의 안테나는 이동국에 있는, 무선 통신과 조합하여 사용할 수 있는 신호의 수신 방법.
(A) 복수의 안테나에서 신호를 수신하는 단계;

(B) 업데이트된 무게 벡터를 이용하여 상기 수신된 신호를 처리하는 단계를 포함하고,

상기 업데이트된 무게 벡터는 신호의 위상 왜곡을 보상하며,

상기 수신된 신호는 다음 식에 따라 처리되는, 무선 통신과 조합하여 사용할 수 있는 신호의 수신 방법.

는 i번째 칩의 무게 벡터,

는 업데이트된 무게벡터,

는 스마트 안테나로 입력되는 i번째 칩의 입력신호,

M은 오차에 대한 요구 기준,

H는 허미시안(Hermitian) 연산자,

a는 양의 상수,

μ는 스마트 안테나의 컨버전스 파라미터
(A) 복수의 안테나에서 신호를 수신하는 단계;

(B) 업데이트된 무게 벡터를 이용하여 상기 수신된 신호를 처리하는 단계를 포함하고,

상기 업데이트된 무게 벡터는 신호의 위상 왜곡을 보상하며,

상기 수신된 신호는 다음 식에 따라 처리되는, 무선 통신과 조합하여 사용할 수 있는 신호의 수신 방법.

는 i번째 칩의 무게 벡터,

는 업데이트된 무게벡터,

는 스마트 안테나로 입력되는 i번째 칩의 입력신호,

M은 오차에 대한 요구 기준,

H는 허미시안(Hermitian) 연산자,

a는 양의 상수,

μ는 스마트 안테나의 컨버전스 파라미터
(A) 복수의 안테나에서 수신된 신호에 응답하여, 업데이트된 무게 벡터를 이용하여 상기 수신된 신호를 처리하기 위한 적어도 하나의 신호 처리기를 포함하고, 상기 업데이트된 무게 벡터는 신호의 위상 왜곡을 보상하며,

상기 수신된 신호는 MN-LMS(Modified and Normalized Least Mean Square) 알고리즘에 따라 처리되고,

상기 MN-LMS(Modified and Normalized Least Mean Square)알고리즘에 따라 처리되는 식은 다음과 같으며,

는 i번째 칩의 무게 벡터,

는 업데이트된 무게벡터,

는 스마트 안테나로 입력되는 i번째 칩의 입력신호,

M은 오차에 대한 요구 기준,

H는 허미시안(Hermitian) 연산자,

a는 양의 상수,

μ는 스마트 안테나의 컨버전스 파라미터인,

무선통신과 조합하여 사용할 수 있는 신호의 수신 시스템.
삭제
삭제
제13항에 있어서, 상기 수신된 신호는 N-LMS(Normalized Least Mean Square) 알고리즘에 따라 처리되고,

상기 N-LMS(Normalized Least Mean Square)알고리즘에 따라 처리되는 식은

다음과 같은, 무선 통신과 조합하여 사용할 수 있는 신호의 수신 시스템.

는 i번째 칩의 무게 벡터,

는 업데이트된 무게벡터,

는 스마트 안테나로 입력되는 i번째 칩의 입력신호,

M은 오차에 대한 요구 기준,

H는 허미시안(Hermitian) 연산자,

a는 양의 상수,

μ는 스마트 안테나의 컨버전스 파라미터
삭제
제13항에 있어서, 상기 복수의 안테나는 다중 안테나 어레이인, 무선 통신과 조합하여 사용할 수 있는 신호의 수신 시스템.
제13항에 있어서, 상기 복수의 안테나는 다중 안테나인, 무선 통신과 조합하여 사용할 수 있는 신호의 수신 시스템.
제13항에 있어서, 상기 방법은 위상 교정 단계를 포함하지 않는, 무선 통신과 조합하여 사용할 수 있는 신호의 수신 시스템.
제13항에 있어서, 기지국을 더 포함하고, 상기 복수의 안테나가 기지국에 있는, 무선 통신과 조합하여 사용할 수 있는 신호의 수신 시스템.
제13항에 있어서, 이동국을 더 포함하고, 상기 복수의 안테나가 이동국에 있는, 무선 통신과 조합하여 사용할 수 있는 신호의 수신 시스템.
(A) 복수의 안테나에서 수신된 신호에 응답하여, 업데이트된 무게 벡터를 이용하여 상기 수신된 신호를 처리하기 위한 적어도 하나의 신호 처리기를 포함하고, 상기 업데이트된 무게 벡터는 신호의 위상 왜곡을 보상하며,

(B) 상기 수신된 신호는 다음 식에 따라 처리되는, 무선 통신과 조합하여 사용할 수 있는 신호의 수신 시스템.

는 i번째 칩의 무게 벡터,

는 업데이트된 무게벡터,

는 스마트 안테나로 입력되는 i번째 칩의 입력신호,

M은 오차에 대한 요구 기준,

H는 허미시안(Hermitian) 연산자,

a는 양의 상수,

μ는 스마트 안테나의 컨버전스 파라미터
(A) 복수의 안테나에서 수신된 신호에 응답하여, 업데이트된 무게 벡터를 이용하여 상기 수신된 신호를 처리하기 위한 적어도 하나의 신호 처리기를 포함하고, 상기 업데이트된 무게 벡터는 신호의 위상 왜곡을 보상하며,

(B) 상기 수신된 신호는 다음 식에 따라 처리되는, 무선 통신과 조합하여 사용할 수 있는 신호의 수신 시스템.

는 i번째 칩의 무게 벡터,

는 업데이트된 무게벡터,

는 스마트 안테나로 입력되는 i번째 칩의 입력신호,

M은 오차에 대한 요구 기준,

H는 허미시안(Hermitian) 연산자,

a는 양의 상수,

μ는 스마트 안테나의 컨버전스 파라미터