CN100461649C - Tdd模式的cdma系统下行物理信道中信号干扰比的估计算法 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种TDD模式的CDMA系统(TD-SCDMA)下行物理信道中的信号干扰比的估计算法，用于TDD模式的CDMA系统下行物理信道的内环和外环功率控制。该算法是利用对下行物理信道时隙中包含的发送功率控制(TPC，Transmission Power Control)比特的测量和统计来估计下行物理信道的信干比。

Description

TDD模式的CDMA系统下行物理信道中信号干扰比的估计算法

技术领域：

本发明提出一种TDD模式的CDMA系统(TD-SCDMA)下行物理信道中的信号干扰比的估计算法，用于TDD模式的CDMA系统下行物理信道的内环和外环功率控制。

背景技术：

本发明提出的信号干扰比的估计算法，与TDD模式CDMA系统的下行物理信道的功率控制技术直接相关。

功率控制技术是CDMA系统的核心技术。CDMA系统是一个自扰系统，所有移动用户都占用相同带宽和频率，如果系统采用的扩频码不是完全正交的(实际系统中使用的地址码是近似正交的)，因而造成相互之间的干扰。在一个CDMA系统中，每一码分信道都会受到来自其它码分信道的干扰，这种干扰是一种固有的内在干扰。

CDMA系统的一个显著特点是它能够尽可能的减少系统干扰的总能量从而提高系统的容量。

采用功率控制技术，确保每个信号在满足基本通信质量要求的条件下，尽量降低发射功率，以减少对其他信号的干扰。在CDMA中将没有多余的能量被传输，通常这是采用其他技术的系统所无法达到的。所以功率控制在CDMA无线扩频通信系统中的资源分配和干扰抑制方面是一项关键技术。

功率控制的目的就是使移动台和基站接收到的误帧率接近一个目标值，例如对于语音业务，该目标值为1％；对于数据业务该目标值通常定为5％。系统容量的增加可以通过选择一个更高的目标误帧率而使之仍能满足语音质量的要求。更高的目标误帧率意味着更低的平均发射功率，这样使得系统可以容纳更多的用户。

在第三代移动通信系统中，功率控制必须完成三个任务：

(1)克服远近效应

在蜂窝无线通信系统中，信号强度随距离变大而成指数衰减，衰落指数大概是4左右。不同移动台到基站距离可能相差100倍，若移动台发射功率相同，则基站收到的不同信号的强度可能相差80dB，这时远处的信号会被近处的信号淹没而不能被基站正确解调。此为上行功率的“远近效应”。功率控制可以克服信道衰落，维持各个移动信号在基站处的功率均匀。

(2)克服多址效应，防止功率攀比上升

CDMA为自扰系统，多个信道同时占用相同频段，任何一个信道都会受到其他不同地址码的信道干扰，即“多址干扰”。从整网看，当系统处于某个功率稳定点时，任何的功率提升都会造成其他用户功率的攀比上升，从而造成整网干扰的大幅上升。功率控制通过调整信道发射功率，使全网的发射功率处于一个有解的最小点或准最小点，从而降低系统内的干扰水平，达到提高系统容量的目的。

(3)提供更高的QoS(Quality of Service)

功率控制是一种优化技术，优化的目的是在满足通信质量要求(误码率、误帧率)的条件下尽量减少发射功率，这意味着对每个用户而言，既减少了功耗，又获得了更干净的通信环境；对系统而言则提高了容量和稳定性。

功率控制要在CDMA系统中发挥其重要作用，其算法的设计必须依据三个基本准则：

(1)功率平衡。通过功率控制使接收端接收到的有用信号功率相等。对于上行链路，目标是使各个移动台到达基站的功率相等；对于下行链路，目标是使各个移动台收到基站的有用信号功率相等。

(2)信干比平衡。通过功率控制使接收端收到的信干比(C/I)相等。对于上行链路，目标是使各个移动到达基站的C/I相等；对下行链路，目标是使各个移动台接收到基站的有用信号C/I相等。

(3)误码率(BER/FER)平衡。通过功率控制使接收端的误码率相等。对上行链路，目标是使各个移动台到达基站的误码率相等；对下行链路，目标是使各个移动台接收到的基站有用信号误码率相等。

按照功率的发射方向，功控可以分为下行功率控制和上行功率控制，其中上行功率控制又包括上行开环和上行闭环功率控制；闭环功率控制又分为内环和外环功率控制，内环以Eb/No为指标调节功率，外环以误帧率为指标调节内环Eb/No门限。

下行功率控制主要是为了克服外小区用户及本小区其他用户下行信号的干扰，基站根据移动台提供的测量结果，调整对每一个移动台的发射功率，对路径衰落小的移动台分配相对较小的下行发射功率；对那些较远的和解调信干比低的移动台分配较大的下行发射功率。此时功率控制能抗干扰、补偿信道衰落，如果能及时跟踪信道变化趋势，理想的功率控制将把衰落信道在接收端作为加性高斯白噪(AWGN)信道来处理。方法主要有远近控制法和信干比控制法。

上行功率控制主要解决远近效应问题，各个移动台借助基站的功率控制指令来实时调整对基站的发射功率，以保证所有的信号到达基站时都有相同的平均功率，并且刚刚达到保证通信质量的最小信干比门限。为此，系统采用了开环功率控制和闭环功率控制相结合的措施。

开环功控(OLPC)是指移动台(或基站)根据下行(或上行)链路接收到的信号功率大小来调节移动台(或基站)的发射功率。开环功控建立在上行与下行链路具有一致的信道衰落情况之上。闭环功控(CLPC)一般是指基站(和移动台)根据下行(或上行)链路上接收到的移动台(或基站)信号的Eb/No(比特能量/干扰谱密度)来产生功率控制指令，然后通过下行(或上行)链路传送给移动台(或基站)，移动台(或基站)根据功率控制指令来调整发射功率。

在TDD模式的CDMA系统中，开环功控的作用是调整移动台初始接入时的发射功率，同时对弥补由于路径损耗而造成衰减的慢变化起到一定的作用。为了提高功率控制精度，克服较为快速的瑞利衰落，必须采用闭环功控。

下行闭环功率控制也分内环功控(FILPC)和外环功控(FOLPC)。内环功控是指:移动台用接收到的Eb/No与目标值比较，调整基站发射功率。外环功控是指：移动台根据目标下行误帧率(FFER)调整目标Eb/No的设置值。

为实现下行物理信道的闭环功率控制，首先移动台要测量并计算出下行物理信道中的信干比。然后，如果采用了外环功率控制，移动台将测量出的信干比与从外环得到的目标信干比设置值相比较，如果测量值小于目标设置值，则要求基站增加发射功率，反之，则要求基站降低功率。

移动台需要从接收到的下行物理信道数据比特的QPSK调制信号中测量并计算出该信道的信干比。计算此信干比的最直接方法，是通过统计获得QPSK信号中符号比特的均值和方差，然后计算出均值平方与方差的比值，作为信干比的测量值。

但是，这里面存在两个问题：

(1)对于下行物理信道而言，由于业务的符号比特是未知的，因而QPSK信号中包含的业务符号码片的调制分量也是未知的，所以无法估计业务符号比特的均值和方差(后者即噪声干扰的能量)；

(2)对于QPSK信号包含的I(同相)、Q(正交)两个分量，如何从中估计出信号和噪声(干扰)的能量，也是一个待解决的问题；

发明内容：

设计目的：为解决背景技术存在的问题，从而较准确地估计出下行物理信道的信干比，本发明提出一种估计TDD模式CDMA系统下行物理信道的信干比的算法，该算法是利用对下行物理信道时隙中包含的发送功率控制(TPC，Transmission Power Control)比特的测量和统计来估计下行物理信道的信干比。

设计方案：为了实现上述设计目的，本发明提出一种TDD模式的CDMA系统(TD-SCDMA)的下行物理信道中信号干扰比的估计算法。需要先阐述TDD模式的CDMA系统(TD-SCDMA)的物理信道中的信号格式。

TDD模式的CDMA系统(TD-SCDMA)的物理信道(Physical channel)信号格式，如附图一所示。在其物理信道中，信号被划分成10ms无线帧(radio frame)传送，每一个10ms的无线帧又包含2个5ms的子帧。

5ms的子帧的帧格式，如附图二所示。在一个子帧中，包含(上行和下行)7个业务时隙、1个下行导频时隙(DwPTS)、1个上行导频时隙(UpPTS)，在DwPTS和UpPTS之间有一个保护时隙GP。业务时隙长度是864码片，DwPTS长度是96码片，UpPTS长度160码片。保护时隙长度96码片。

业务时隙的格式如附图三所示。一个时隙包括2个数据码片域(data symbols)，每个码片域包括352码片，此外，时隙中还包括一个由144码片的中间序列(midamble)组成的码片域。

中间序列码与信道化码(channelization code)具有一一映射的关系，对于每一个特定的信道化码，都有一个相对应的中间序列码。也就是说，一旦一个TDD模式CDMA移动台从基站获得了指配给它的下行物理信道，它也就同时知道基站将在该下行物理信道中发送的中间序列码。中间序列的符号不做扩频和扰码处理。

扩频调制后的符号时长Ts由扩频因子Q和调制前的码片长度Tc决定，即：Ts＝Q·Tc。其中， $\mathrm{Tc}=\frac{1}{\mathrm{chip}\_\mathrm{rate}},$ ，chip_rate等于1.28Mcps。

一般地，每一个数据域包含K个码分多址的用户的数据，K的最大值等于10。每个码分用户在每个数据域中的复符号数目Nk等于352/Qk。其中，Qk是码分用户k的扩频因子。对于下行链路，最大数据率等于384kbps。Qk的最大值是16。

数据模拟调制方式采用QPSK。每一个要调制的数据符号包含2个连续的数据比特，按照附表一的映射关系产生。

发射机采用信道码对符号进行扩频调制，然后将扩频后的码片用小区特定扰码进行扰码，并附加信道增益。扩频码包括信道化码和扰码。

为了实现上行物理信道功率控制，基站在向每个移动台发送的下行物理信道子帧中，每5ms至少发送一次功率控制(TPC，Transmission Power Control)命令。如果一个时隙中包含TPC命令符号，则该TPC符号包含在数据码片域中，如附图四所示，TPC符号紧接在SS符号之后。SS(同步符号)用于上行物理信道的同步控制。TPC符号用于上行物理信道的发送功率控制。

基站向每个移动台发送的下行物理信道的子帧中，每个5ms子帧至少要发送一次TPC符号。基站在下行物理信道发送的每个时隙中会标记出该时隙的数据码片域是否包含TPC符号。TPC符号用与同时隙中的数据符号相同的扩频因子进行扩频调制。

因此，每个时隙中包含的TPC符号的数目，可能存在以下三种可能性(这取决于高层对每个时隙的配置)：

1)包含一个TPC符号

2)不包含TPC符号

3)包含16/SF(SF是扩频因子，SF＝1或16)个TPC符号。

TPC命令与TPC符号之间的关系。

下面详细阐述基于测量TPC比特的下行物理信道信干比的估计方法。

基于测量TPC比特的信干比估计方法依赖于这样一个事实：在一个时隙中发送的每个TPC符号的2个比特和功率都相同并以两个正交相位同时发送。这就意味着对TPC符号来说，QPSK信号简化为一种BPSK的特殊情形(参图6和图7)。一个标准的QPSK接收机可用来解调这些符号。这就意味着有一个噪声分量与信号轴正交，可以用于估计Nt。

I_k和Q_k为一个时隙中的第k个TPC符号的同相分量、正交分量的采样值。定义x_k和y_k为：

x_k＝I_k+Q_k，k＝0，1，…，N-1   (EQ1)

y_k＝I_k-Q_k，k＝0，1，…，N-1   (EQ2)

式中，N是一个时隙中的TPC符号的数目。由于衰落和下行信道功率控制，TPC信号幅度不是常量，在每个时隙都可能发生变化。所以，为了准确测量下行物理信道的信干比，针对每一个时隙分别独立测量TPC符号获得含噪信号的估计。

将一个时隙中的TPC符号的无噪声的接收信号分量的绝对值记作a，那么，信号结构(即信号的幅度范围)可以表示为：

{I_k，Q_k}＝{±a，±a}，k＝0，1，…，N-1  (EQ3)

等价地，在x-y轴上，信号结构为：

$\{x_k,y_k\}=\{\±a\sqrt{2},0\},k=\mathrm{0,1},\·\·\·,N-1---\left(\mathrm{EQ}4\right)$

加上沿x和y方向的噪声分量n_x和n_y，含噪的信号为：

$\{x_k,y_k\}=\{\±a\sqrt{2}+n_{\mathrm{xk}},n_{\mathrm{yx}}\},k=\mathrm{0,1},\·\·\·,N-1---\left(\mathrm{EQ}5\right)$

则可以得到E_b的估计为：

${\hat{E}}_b=\frac{E{\left[\left|x_k\right|\right]}^2}{2}=\frac{1}{2N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{(I_k+Q_k)}^2---\left(\mathrm{EQ}6\right)$

既然噪声分量n_x和n_y是IID的，因而对Nt的估计只需要统计二者中的一个的方差即可获得。

${\hat{N}}_t=\mathrm{Var}\left(n_{\mathrm{yk}}\right)=E\left({n_{\mathrm{yk}}}^2\right)=E\left({|I_k-Q_k|}^2\right)=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{(I_k-Q_k)}^2$

k＝0，1，…，N-1         (EQ7)

噪声过程被期望是似稳的，也就是说它随时间较慢地变化。因此，一个泄漏评估器——即单极点滤波器——被用来估计噪声功率：

${\hat{N}}_t\left(t\right)=\mathrm{\β}{\hat{N}}_t(t-1)+\frac{(1-\mathrm{\β})}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{(I_k-Q_k)}^2---\left(\mathrm{EQ}8\right)$

式中，

是第t个时隙的噪声干扰能量，而

是第t-1个时隙的噪声干扰能量。

最后，用E_b估计和N_t估计的比值获得信干比E_b/N_t的估计。

$\mathrm{SIR}=\frac{{\hat{E}}_b}{{\hat{N}}_t}---\left(\mathrm{EQ}9\right)$

之后，根据内环功控设定值，对信干比E_b/N_t的估计设定一个门限值，从而获得下行功率控制的判决函数FPC(k)：

$\mathrm{FPC}=\mathrm{sgn}[{\frac{E_b}{N_t}|}_{t\arg \mathrm{et}}-\frac{E_b}{N_t}]---\left(\mathrm{EQ}10\right)$

基于TPC测量的下行物理信道信干比估计方法(称之为“TPC Only方法”)具有如下的优点：

(1)很少的算法开销

只有两个平方操作，一个滤波器操作和一个除法操作。

(2)整个操作可在固件中完成，无须其它的硬件/固件、软件模块。

可以采用DSP固件实现TPC Only的Eb/Nt估计算法。TPC Only算法的过程比较简单，由以下步骤构成：

(1)对同一5ms子帧内不同TPC对的正交分量求和并对分量进行∑-△取样。

(2)乘法运算(平方)以得到Eb和瞬时的Nt估计(含噪信号能量的瞬时估计： ${\hat{E}}_b=\frac{E{\left[\left|x_k\right|\right]}^2}{2}=\frac{1}{2N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{(I_k+Q_k)}^2;$ 对Nt的估计： ${\hat{N}}_t=\mathrm{Var}\left(n_{\mathrm{yk}}\right)=E\left({n_{\mathrm{yk}}}^2\right)=E\left({|I_k-Q_k|}^2\right)=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{(I_k-Q_k)}^2)$

(3)单极滤波以得到滤波后的Nt估计 $({\hat{N}}_t\left(t\right)=\mathrm{\β}{\hat{N}}_t(t-1)+\frac{(1-\mathrm{\β})}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{(I_k-Q_k)}^2)$

(4)Eb除以Nt得到Eb/Nt

(5)统计该5ms子帧中多个瞬时信干比的均值，获得该5ms子帧的下行物理信道的信干比的估计；

(6)设定Eb/Nt门限点以获得前向功控决策

仿真研究表明，TPC Only算法获得的Eb/Nt估计值与实际Eb/Nt值之间存在一个线性偏离。为了将TPC Only算法获得的Eb/Nt估计转换成目标期望值，需要估计出一个小的校准因子，用于完成这种转换。并且，Eb/Nt门限点也需要曲线校准，以消除TPC Only估计器存在的估计偏离。通过前向闭环功控的外环使用校准后的Eb/Nt门限点，实现校准的前向功率控制。这一校准是线性的，即是通过乘以常数而完成。

技术方案1：TDD模式的CDMA系统下行物理信道中信号干扰比的估计算法，利用对下行物理信道时隙中包含的发送功率控制(Transmission Power Control)比特的测量和统计来估计下行物理信道的信干比。

本发明与背景技术相比，计算简捷，计算精度高，节约资源，易于在手机与嵌入式设备中实现。

附图及图表说表说明：

图1是TDD模式的CDMA系统(TD-SCDMA)的物理信道信号格式示意图。radio frame——无线帧，subframe——子帧，timeslot——时隙。

图2是TDD模式的CDMA系统(TD-SCDMA)的5ms子帧格式示意图。DwPTS——下行导频时隙，UpPTS——上行导频时隙，GP——护时隙GP，switch-point——交换点。

图3是TDD模式的CDMA系统(TD-SCDMA)的业务时隙格式示意图。data symbols——数据符号，midamble——中间序列.

图4是TDD模式CDMA下行物理信道每个时隙中包含的TPC符号的位置。TPC symbol——传输功率控制符号，SS symbol——同步符号。

图5是估计TDD模式CDMA下行物理信道信干比的流程图。

图6是QPSK调制映射关系。

图7是TPC命令与TPC符号之间的关系。

具体实施方式：

实施例1：参照附图1。附图1所示是TDD模式的CDMA系统(TD-SCDMA)的物理信道(Physical channel)信号格式。在其物理信道中，信号被划分成10ms无线帧(radio frame)传送，每一个10ms的无线帧又包含2个5ms的子帧(subframe)。每个5ms的子帧又分成多个时隙(timeslot)。

实施例2：参照附图2。附图2所示是5ms的子帧的帧格式。在一个子帧中，包含(上行和下行)7个业务时隙、1个下行导频时隙(DwPTS)、1个上行导频时隙(UpPTS)，在DwPTS和UpPTS之间有一个保护时隙GP。业务时隙长度是864码片，DwPTS长度是96码片，UpPTS长度160码片。保护时隙长度96码片。

实施例3：参照附图3。附图3所示是业务时隙的格式。一个时隙包括2个数据码片域(datasymbols)，每个码片域包括352码片，此外，时隙中还包括一个由144码片的中间序列(midamble)组成的码片域。

实施例4：参照附图4。附图4所示是下行物理信道时隙中TPC符号的位置。如果一个时隙中包含TPC符号的话，TPC符号紧接在SS符号之后。

实施例5：参照附图5。附图5所示是估计TDD模式CDMA下行物理信道信干比的流程图。

需要理解到的是：上述实施例虽然对本发明作了比较详细的说明，但是这些说明只是对本发明说明性的，而不是对本发明的限制，任何不超出本发明实质精神内的发明创造，均落入本发明的保护范围内。

Claims (1)

1.一种TDD模式的CDMA系统下行物理信道中信号干扰比的估计算法，利用对下行物理信道时隙中包含的发送功率控制比特的测量和统计来估计下行物理信道的信干比，称之为TPCONLY算法，其特征是：该算法由以下步骤构成：

(1)对下行物理信道所占用的一个时隙中不同TPC符号的正交分量求和并对分量进行∑-△取样：

定义x_k和y_k为：

x_k＝I_k+Q_k，k＝0，1，…，N-1；

y_k＝I_k-Q_k，k＝0，1，…，N-1；

式中，I_k和Q_k分别为一个时隙中的第k个TPC符号的同相分量、正交分量的采样值；N是下行物理信道所占用的同一个时隙中的TPC符号的数目；对I_k和Q_k进行取样，并计算出x_k和y_k；

(2)运算以得到Eb的瞬时估计，以及Nt的瞬时估计：

含噪信号Eb的瞬时估计为：

${\hat{E}}_b=\frac{E{\left[\left|x_k\right|\right]}^2}{2}=\frac{1}{2N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{(I_k+Q_k)}^2,$

k＝0，1，…，N-1；

对噪声Nt的瞬时估计为：

${\hat{N}}_t=E\left({|I_k-Q_k|}^2\right)=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{(I_k-Q_k)}^2,$

k＝0，1，…，N-1；

(3)采用一个单极点滤波器对上述Nt的瞬时估计做单极滤波，得到滤波后的Nt瞬时估计：

${\hat{N}}_t\left(t\right)=\mathrm{\β}{\hat{N}}_t(t-1)+\frac{(1-\mathrm{\β})}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{(I_k-Q_k)}^2$

式中，β是该单极点滤波器参数，也称之为遗忘因子；

是第t个时隙的噪声干扰功率，而是第t-1个时隙的噪声干扰功率；

(4)用上述Eb的瞬时估计除以上述滤波后的Nt瞬时估计，得到该时隙的瞬时信干比Eb/Nt： $\mathrm{SIR}=\frac{{\hat{E}}_b}{{\hat{N}}_t\left(t\right)};$

(5)统计下行物理信道所占用的同一5ms子帧中多个时隙瞬时信干比SIR的均值，获得下行物理信道在该5ms子帧的信干比的估计；

(6)根据内环功控设定值，对上述信干比E_b/N_t估计的统计均值设定一个门限值，从而获得下行功率控制的判决函数FPC(k)：

$\mathrm{FPC}=\mathrm{sgn}[\frac{E_b}{N_t}{|}_{t\arg \mathrm{et}}-\frac{E_b}{N_t}].$

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