CN106788935B - Fbmc系统中高频谱效率的导频设计和信道估计方法 - Google Patents

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CN106788935B CN201611209113.8A CN201611209113A CN106788935B CN 106788935 B CN106788935 B CN 106788935B CN 201611209113 A CN201611209113 A CN 201611209113A CN 106788935 B CN106788935 B CN 106788935B
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    • H04L25/0202—Channel estimation

Abstract

本发明公开了一种FBMC系统中高频谱效率的导频设计和信道估计方法，包括：FBMC系统的发射端，在每个数据块的头部插入导频时，将频率时间坐标上的一列数据功率减半，对称放置在导频的两侧，导频仍然按照[1,‑j,‑1,j]T的规律不断重复；系统接收端，通过迭代的方法有效提高信道估计的准确度，首先假设导频两侧放置的是数据保护列，由此计算出伪导频来进行信道估计，并解调出导频两侧放置的数据；其次利用解调出的导频两侧的数据重新计算伪导频来估计信道，并解调出全部的数据。本发明在FBMC系统中有效降低了导频的开销，提高了频谱利用率。

Description

FBMC系统中高频谱效率的导频设计和信道估计方法
【技术领域】
本发明涉及无线通信领域中，特别涉及一种FBMC系统中高频谱效率的导频设计和信道估计方法。
【背景技术】
由于多载波调制系统不仅能够提供高速的数据传输，成倍的提升系统容量，同时能够有效地对抗信道的频率选择性衰落，因此受到了学术界和工业界的广泛关注和研究。然而，带外泄漏过高一直是载波调制系统的一大弊病。滤波器组多载波(FBMC)技术通过采用具有良好时频聚焦特性的原型滤波器，可以有效降低信号的带外泄漏。此外，FBMC技术引入多相滤波器和快速傅里叶变换等操作，大大降低了自身的复杂度和运算量，应用前景广阔。目前，5G标准推进组IMT2020已将FBMC列为中国第五代移动通信系统的物理层方案之一。
导频设计和信道估计是所有无线通信系统所必须面对的难题，而FBMC系统自身存在的内部干扰使得信道估计的难度有所增加。目前，FBMC系统中受到广泛认可的信道估计方法是2009年在IEEE International Conference on Communications中发表的Novelpreamble-based channel estimation for OFDM/OQAM systems[C]中提出的干扰近似法(IAM)。IAM通过在导频两侧放置保护列，有效减小了符号间串扰对信道估计的影响，但这显然降低了频谱效率。无线频谱作为不可再生资源，应该被高效地利用，而FBMC系统中导频的频谱效率过低这一问题显然已经被学术界所注意到。在中国专利201510420903X《基于辅助导频的滤波器组多载波系统信道估计方法》中，通过辅助导频和内插算法对频谱利用效率进行了改善。但是由于常规导频中有一半被置零，也就是这部分子载波上的信道频率响应需要通过内插来得到，从而导致信道估计并不是那么准确，结果显然是不能令人满意的。FBMC中导频开销过大的问题，是目前亟待解决的。
【发明内容】
本发明的目的在于克服现有技术中存在的缺陷，提供一种FBMC系统中高频谱效率的导频设计和信道估计方法，能够提高FBMC系统中的频谱效率。
为了实现以上目的，本发明所采用的技术方案如下：
包括以下步骤：
(1)对信息比特流进行调制和处理，将复数数据符号转换成实数数据符号；并计算出所要发送的数据符号块在时间维度上的块长N和所包含的实数数据符号数目Na，在频率时间坐标上，形成一个M×N的数据符号块，前两列为空，后Na列为实数数据符号；
(2)在频率时间坐标上，在数据符号块的第二列插入导频，且按照[1,-j,-1,j]T的规律循环重复；第三列之后是待发送的实数数据符号，将第三列实数数据符号的功率减半，并复制到第一列；
(3)对插入导频的数据符号块进行调制，添加初始相位φm,n，得到待发送的调制信号s[k]；
(4)待发送的调制信号经过多径信道后，获得接收信号r[k]；
(5)将接收信号r[k]依次进行串并转换、多相滤波、快速傅里叶变换和删除初始相位，得到信号
Figure BDA0001190606200000021
(6)当
Figure BDA0001190606200000022
是发送的导频符号时，假设导频两侧放置的是数据保护列，计算伪导频利用信号
Figure BDA0001190606200000024
和伪导频进行初步信道估计，得到
Figure BDA0001190606200000026
(7)利用
Figure BDA0001190606200000027
对导频两侧的数据进行信道均衡，恢复出导频两侧的实数数据符号；
(8)利用步骤(7)中导频两侧的实数数据符号重新计算伪导频，进行信道估计得到
Figure BDA0001190606200000028
并利用
Figure BDA0001190606200000029
进行信道均衡解调出全部的实数数据符号；
(9)将解调出的全部实数数据符号删除导频并进行处理，从实数数据符号恢复出复数数据符号，再进行解调，最终恢复出发送的比特数据流。
进一步地，步骤(1)中对信息比特流进行QPSK调制和串并转换，然后进行OQAM预处理，将复数数据符号转换成实数数据符号；步骤(9)中删除导频后经过OQAM后置处理，再进行并串转换和QPSK解调。
进一步地，步骤(1)中根据FBMC系统的子载波个数M、系统带宽B、信道的相干时间Tcoh以及原型滤波器的重叠因子K，计算出所要发送的数据符号块在时间维度上的块长N和所包含的实数数据符号数目Na：
Na＝N-2， (2)
其中
Figure BDA0001190606200000032
表示向下取整。
进一步地，步骤(3)中，待发送的调制信号为：
Figure BDA0001190606200000033
其中，am,n为频率时间坐标(m,n)上的实数数据符号或者导频，gm,n[k]是am,n对应的基函数，且：
Figure BDA0001190606200000034
这里，p[k]为FBMC系统中采用的原型滤波器，长度为L，
Figure BDA0001190606200000035
是给待发送实数数据符号添加的初始相位；
将公式(4)代入公式(3)中，得：
Figure BDA0001190606200000041
进一步地，步骤(4)中，经过多径信道后，接收端接收到的接收信号为：
Figure BDA0001190606200000042
其中，am,n为频率时间坐标(m,n)上的实数数据符号或者导频，gm,n[k]是am,n对应的基函数，h[τ]代表的是频率选择性信道，其长度为Δ，τ表示时延；η[k]表示均值为0，方差为σ2的加性高斯白噪声。
进一步地，步骤(5)中，在频率时间坐标(m0,n0)得到的信号为：
其中，
Figure BDA0001190606200000044
当时延τ不超过
Figure BDA0001190606200000045
时，有p[k-τ]≈p[k]，p[k]为FBMC系统中采用的原型滤波器；定义
Figure BDA0001190606200000046
为信道在第(m+1)个子载波上的频率响应以及
Figure BDA0001190606200000047
[k]表示gm,n[k]的共轭；
Figure BDA0001190606200000048
能够表示为：
Figure BDA0001190606200000049
则导频列ym0,1表示为
Figure BDA00011906062000000410
进一步地，步骤(6)中，当系统子载波数达到信道长度Δ的20倍以上时，有
Figure BDA0001190606200000051
则
Figure BDA0001190606200000052
写成如下形式：
Figure BDA0001190606200000053
其中，令Ω＝{(p,q)||p|,|q|<1且(p,q)≠(0,0)}，为
Figure BDA0001190606200000055
所受到的内在虚数干扰；
当是发送的导频符号时，令伪导频
Figure BDA0001190606200000057
则
信道估计的方法如下：
Figure BDA0001190606200000059
假设导频两侧放置的是数据保护列，计算伪导频
Figure BDA00011906062000000510
利用公式(12)中的
Figure BDA00011906062000000511
进行初步信道估计，得到：
Figure BDA00011906062000000512
其中
Figure BDA00011906062000000513
进一步地，步骤(7)中，利用
Figure BDA00011906062000000514
对导频两侧的数据进行信道均衡，解调出实数数据符号
Figure BDA00011906062000000515
和
Figure BDA00011906062000000516
Figure BDA00011906062000000517
其中
Figure BDA00011906062000000518
表示取实部的操作，HD{·}表示硬判决。
进一步地，利用导频两侧的实数数据符号
Figure BDA0001190606200000061
和
Figure BDA0001190606200000062
重新计算伪导频：
Figure BDA0001190606200000063
并进行信道估计得到
Figure BDA0001190606200000064
其中
利用公式(17)中得到的
Figure BDA0001190606200000066
对接收端得到的
Figure BDA0001190606200000067
中所有的数据列进行信道均衡；其中导频两侧恢复出的实数数据符号为
Figure BDA0001190606200000068
剩余频率时间坐标恢复出的实数数据符号为
Figure BDA0001190606200000069
与现有技术相比，本发明具有以下有益的技术效果：
本发明在FBMC系统的发射端，每个数据块的头部插入导频时，将频率时间坐标上的一列数据功率减半，对称放置在导频的两侧，导频仍然按照[1,-j,-1,j]T的规律不断重复，这样相当于多发送一列数据，有效降低了导频保护列带来的开销，提升了频谱利用率。在高铁等快衰落的场景下，本发明频谱效率提升可以高达14％。系统接收端，通过迭代的方法有效提高信道估计的准确度，首先假设导频两侧放置的是数据保护列，由此计算出伪导频来进行信道估计，并解调出导频两侧放置的数据。其次利用解调出的导频两侧的数据重新计算伪导频来估计信道，并解调出全部的数据。通过接收端的迭代操作，保证了本发明在提升频谱效率的同时，仍然能够保证系统优良的性能。
【附图说明】
图1为FBMC系统提升导频效率的整体结构框图。
图2为频率时间坐标中的导频结构示意图。
图3为信道估计的均方误差仿真图。
图4为误比特率性能仿真示意图。
【具体实施方式】
下面结合附图与具体实施例对本发明做进一步详细说明。
本发明是无线通信领域中滤波器组多载波(FBMC)系统的信道估计技术，在发送端导频两侧放置待发送的数据符号，在接收端通过迭代的方式进行信道估计，系统的整体算法流程如图1所示。
1、发送端
(1)对信息比特流进行QPSK星座点调制，得到复数数据符号，并进行串并转换。
(2)将复数数据符号进行OQAM预处理，即只取复数数据符号的实部和虚部，转换成实数数据符号。根据FBMC系统的子载波个数M、系统带宽B、信道的相干时间Tcoh以及原型滤波器的重叠因子K，计算所要发送数据符号块在时间维度上的块长N，如式(1)所示
Figure BDA0001190606200000071
其中，
Figure BDA0001190606200000072
表示向下取整；根据(1)中计算出的N可以进一步计算出，数据符号块在时间维度上所包含的实数数据符号数目Na：
Na＝N-2， (2)
通过上述操作，在频率时间坐标上，将形成一个M×N的数据符号块，前两列即n＝0与n＝1对应的列为空，后Na列为实数数据符号。
(3)在数据符号块的头部插入导频，所得的数据符号块具体结构如图2所示，其中横坐标表示时间，纵坐标表示频率(子载波)。在频率时间坐标上，导频插入的要求如下：导频放到数据块的第二列，即n＝1对应的数据列为导频，按照[1,-j,-1,j]T的规律不断循环重复，含有复数。其余所有列放置的是实数数据符号。第三列之后是待发送的实数数据符号。比较特别的，将第三列实数数据符号的功率减半，并复制到第一列，使第一列和第三列的实数数据符号在导频两侧对称放置；即n＝0和n＝2对应的数据列放置的实数数据符号是相同的，并且功率减半。
(4)对插入导频的数据符号块进行调制，即不同频率时间点上的实数数据符号乘以相对应的基函数：添加初始相位，并依次进行快速反傅里叶变换，通过多相滤波器，并串转换，得到待发送的调制信号为：
其中，am,n为频率时间坐标(m,n)上待发送的实数数据符号或者导频符号，其中m∈[0，M-1]且表示第(m+1)个子载波；n∈[0，N-1]表示时间。gm,n[k]是am,n对应的基函数，具体表达式为；
Figure BDA0001190606200000082
这里，p[k]为FBMC系统中采用的原型滤波器，长度为L，
Figure BDA0001190606200000083
是给待发送实数数据符号添加的初始相位。
将公式(4)代入公式(3)中，可得，
Figure BDA0001190606200000084
2、接收端
(1)经过多径信道后，接收端接收到的信号为
其中，h[τ]代表的是频率选择性信道，其长度为Δ。η[k]表示均值为0，方差为σ2的加性高斯白噪声。τ表示时延。
(2)系统接收端要想恢复出某个频率时间坐标上的数据符号，首先需要将接收到的信号与数据符号对应的基函数做内积：对接收信号进行串并转换，得到多路并行子载波信号。并依次通过多相滤波器，进行快速傅里叶变换。需要指出的是，信号经过多相滤波器之后会产生冗余，因此需要对信号在时间维度上进行一定的截取，删除初始相位后所得到的信号在频率时间坐标(m0,n0)得到的信号为：
Figure BDA0001190606200000091
其中m0∈[0，M-1]，n0∈[0，N-1]。
Figure BDA0001190606200000092
为经过滤波的噪声。
(3)在FBMC系统中采用的原型滤波器比较平滑，当时延τ不超过
Figure BDA0001190606200000093
时，可以有p[k-τ]≈p[k]。定义
Figure BDA0001190606200000094
为信道在第(m+1)个子载波上的频率响应以及
Figure BDA0001190606200000095
表示的共轭；
Figure BDA0001190606200000097
可以进一步表示为
Figure BDA0001190606200000098
则导频列ym0,1可以表示为
Figure BDA0001190606200000099
当系统子载波数达到信道长度Δ的20倍以上时，可以有Hm0≈Hm0-1≈Hm0+1。那么公式(8)可以进一步写成如下形式：
Figure BDA00011906062000000910
这里，
Figure BDA0001190606200000101
为
Figure BDA0001190606200000102
所受到的内在虚数干扰，由于干扰主要来自其相邻的时频点上的数据符号，所以令Ω＝{(p,q)||p|,|q|<1且(p,q)≠(0,0)}。
当
Figure BDA0001190606200000103
是发送的导频符号时，令并称
Figure BDA0001190606200000105
为伪导频；信道估计的方法如下：
Figure BDA0001190606200000106
公式(9)可以进一步如下形式：
Figure BDA0001190606200000107
这里，
Figure BDA0001190606200000108
为
Figure BDA0001190606200000109
所受到的系统内在虚数干扰。
(4)假设导频两侧放置的是数据保护列，计算伪导频
Figure BDA00011906062000001010
利用公式(12)中的
Figure BDA00011906062000001011
进行初步的信道估计，得到
Figure BDA00011906062000001012
其中
Figure BDA00011906062000001013
(5)利用公式(14)的
Figure BDA00011906062000001014
对导频两侧即n＝0,2对应的数据列进行信道均衡，将均衡之后的两列数据信号对应相加、取实部以及硬判决恢复出导频两侧的实数数据符号
Figure BDA00011906062000001015
其中
Figure BDA00011906062000001016
表示取实部的操作，HD{·}表示硬判决。
(6)利用公式(15)中导频两侧解调出的实数数据符号和
Figure BDA00011906062000001018
重新计算伪导频
并进行信道估计得到
Figure BDA0001190606200000112
其中
Figure BDA0001190606200000113
(7)利用公式(17)中得到的
Figure BDA0001190606200000114
对接收端公式(7)得到的
Figure BDA0001190606200000115
中所有的数据列进行信道均衡。其中导频两侧恢复出的实数数据符号为
Figure BDA0001190606200000116
剩余频率时间坐标恢复出的实数数据符号为
Figure BDA0001190606200000117
(8)删除导频，将所恢复出的数据符号判决量进行OQAM后置处理，从实数数据符号变回到复数数据符号。进行并串转换之后，进行QPSK解调，最终恢复出发送的比特数据流。
本发明中的仿真结果如图3和图4所示。仿真条件采用的是IEEE 802.22 WRAN标准：系统带宽为9.14MHz，子载波的数目为2048，采用PHYDYAS原型滤波器,调制方式为QPSK。信道模型中各抽头以dB为单位的功率增益分别为{-6.0,0.0,-7.0,-22.0,-16.0,-20.0}，各自对应的以μs为单位的时延分别为{-3,0,2,4,7,11}。仿真中采用(2,1,7)卷积码，码率为1/2，生成多项式的系数在八进制下分别为133、171。图3中，在高信噪比时，本发明提出的方法中信道估计的均方误差与IAM有微小的差距。图4中，在添加卷积码的条件下，本发明提出的方法中系统误码率性能与IAM几乎是相同的。由此可以看出，虽然在信道估计的均方误差有一定的损失，但是在编码合适的条件下，系统的误码率性能并无太大损失。
本发明所带来的频谱效率的提升如下表格所示,效率比较对象为IAM。计算过程中，载频采用LTE中的标准为2.4GHz。很显然，本发明所提出的方法中，频谱效率提升的程度与移动台的移动速度密切相关。移动台的移动速度越快，信道相干时间越短，频谱效率提升越大。
Figure BDA0001190606200000121

Claims (8)

1.一种FBMC系统中高频谱效率的导频设计和信道估计方法，其特征在于：包括以下步骤：
(1)对信息比特流进行QPSK调制和串并转换，然后进行OQAM预处理，将复数数据符号转换成实数数据符号；并计算出所要发送的数据符号块在时间维度上的块长N和所包含的实数数据符号数目Na，在频率时间坐标上，形成一个M×N的数据符号块，前两列为空，后Na列为实数数据符号；
(2)在频率时间坐标上，在数据符号块的第二列插入导频，且按照[1,-j,-1,j]T的规律循环重复；第三列之后是待发送的实数数据符号，将第三列实数数据符号的功率减半，并复制到第一列；
(3)对插入导频的数据符号块进行调制，添加初始相位φm,n，得到待发送的调制信号s[k]；
(4)待发送的调制信号经过多径信道后，获得接收信号r[k]；
(5)将接收信号r[k]依次进行串并转换、多相滤波、快速傅里叶变换和删除初始相位，得到信号
Figure FDA0002174254470000011
(6)当
Figure FDA0002174254470000012
是发送的导频符号时，假设导频两侧放置的是数据保护列，计算伪导频
Figure FDA0002174254470000013
利用信号
Figure FDA0002174254470000014
和伪导频
Figure FDA0002174254470000015
进行初步信道估计，得到
Figure FDA0002174254470000016
(7)利用
Figure FDA0002174254470000017
对导频两侧的数据进行信道均衡，恢复出导频两侧的实数数据符号；
(8)利用步骤(7)中导频两侧的实数数据符号重新计算伪导频，进行信道估计得到
Figure FDA0002174254470000018
并利用
Figure FDA0002174254470000019
进行信道均衡解调出全部的实数数据符号；
(9)将解调出的全部实数数据符号删除导频后经过OQAM后置处理，从实数数据符号恢复出复数数据符号，再进行并串转换和QPSK解调，最终恢复出发送的比特数据流。
2.根据权利要求1所述的FBMC系统中高频谱效率的导频设计和信道估计方法，其特征在于：步骤(1)中根据FBMC系统的子载波个数M、系统带宽B、信道的相干时间Tcoh以及原型滤波器的重叠因子K，计算出所要发送的数据符号块在时间维度上的块长N和所包含的实数数据符号数目Na：
Na＝N-2， (2)
其中
Figure FDA0002174254470000022
表示向下取整。
3.根据权利要求1所述的FBMC系统中高频谱效率的导频设计和信道估计方法，其特征在于：步骤(3)中，待发送的调制信号为：
Figure FDA0002174254470000023
其中，am,n为频率时间坐标(m,n)上的实数数据符号或者导频，gm,n[k]是am,n对应的基函数，且：
这里，p[k]为FBMC系统中采用的原型滤波器，长度为L，是给待发送实数数据符号添加的初始相位；
将公式(4)代入公式(3)中，得：
Figure FDA0002174254470000026
4.根据权利要求1所述的FBMC系统中高频谱效率的导频设计和信道估计方法，其特征在于：步骤(4)中，经过多径信道后，接收端接收到的接收信号为：
Figure FDA0002174254470000031
其中，am,n为频率时间坐标(m,n)上的实数数据符号或者导频，gm,n[k]是am,n对应的基函数，h[τ]代表的是频率选择性信道，其长度为Δ，τ表示时延；η[k]表示均值为0，方差为σ2的加性高斯白噪声。
5.根据权利要求4所述的FBMC系统中高频谱效率的导频设计和信道估计方法，其特征在于：步骤(5)中，在频率时间坐标(m0,n0)得到的信号为：
Figure FDA0002174254470000032
其中，
Figure FDA0002174254470000033
当时延τ不超过
Figure FDA0002174254470000034
时，有p[k-τ]≈p[k]，p[k]为FBMC系统中采用的原型滤波器；定义
Figure FDA0002174254470000035
为信道在第(m+1)个子载波上的频率响应以及
Figure FDA0002174254470000036
Figure FDA0002174254470000037
表示
Figure FDA0002174254470000038
的共轭；
Figure FDA0002174254470000039
能够表示为：
Figure FDA00021742544700000310
则导频列
Figure FDA00021742544700000311
表示为
Figure FDA00021742544700000312
6.根据权利要求5所述的FBMC系统中高频谱效率的导频设计和信道估计方法，其特征在于：步骤(6)中，当系统子载波数达到信道长度Δ的20倍以上时，有
Figure FDA00021742544700000313
则
Figure FDA0002174254470000041
写成如下形式：
其中，令Ω＝{(p,q)||p|,|q|＜1且(p,q)≠(0,0)}，为
Figure FDA0002174254470000044
所受到的内在虚数干扰；
当
Figure FDA0002174254470000045
是发送的导频符号时，令伪导频
Figure FDA0002174254470000046
则
Figure FDA0002174254470000047
信道估计的方法如下：
Figure FDA0002174254470000048
假设导频两侧放置的是数据保护列，计算伪导频
Figure FDA0002174254470000049
利用公式(12)中的
Figure FDA00021742544700000410
进行初步信道估计，得到：
Figure FDA00021742544700000411
其中
Figure FDA00021742544700000412
7.根据权利要求1所述的FBMC系统中高频谱效率的导频设计和信道估计方法，其特征在于：步骤(7)中，利用
Figure FDA00021742544700000413
对导频两侧的数据进行信道均衡，解调出实数数据符号
Figure FDA00021742544700000414
和
Figure FDA00021742544700000416
其中
Figure FDA0002174254470000051
表示取实部的操作，HD{·}表示硬判决。
8.根据权利要求7所述的FBMC系统中高频谱效率的导频设计和信道估计方法，其特征在于：利用导频两侧的实数数据符号
Figure FDA0002174254470000052
和重新计算伪导频：
Figure FDA0002174254470000054
并进行信道估计得到
Figure FDA0002174254470000055
其中
利用公式(17)中得到的
Figure FDA0002174254470000057
对接收端得到的
Figure FDA0002174254470000058
中所有的数据列进行信道均衡；其中导频两侧恢复出的实数数据符号为
Figure FDA0002174254470000059
剩余频率时间坐标恢复出的实数数据符号为
Figure FDA00021742544700000510
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