CN110650000B

CN110650000B - 一种基于oqam/fbmc系统的信号检测与恢复方法

Info

Publication number: CN110650000B
Application number: CN201910936771.4A
Authority: CN
Inventors: 陈达; 王睿; 梅玉娟; 江涛
Original assignee: Huazhong University of Science and Technology
Current assignee: Huazhong University of Science and Technology
Priority date: 2019-09-29
Filing date: 2019-09-29
Publication date: 2020-12-08
Anticipated expiration: 2039-09-29
Also published as: CN110650000A

Abstract

本发明公开了一种信号检测与恢复方法，属于通信技术领域，包括：对所有发射端子载波上的数据符号周期性的插入单列随机导频；接收端对经过信道作用后的发射信号滤波处理得到复数信号；所有子载波支路同步将各自的复数信号投射到各自的二维复平面中，各二维复平面同步将包含导频位置对应的复数信号及其周围的(K‑1)个复数信号划分为第1类；根据第1类复数信号的类椭圆分布特性，获取各自椭圆长轴的拟合曲线；根据各拟合曲线与对应导频符号在发射端的取值，获取各二维复平面对应的判决分界线；根据判决分界线，对复数信号进行重新分类判决。本发明未采用信道进行估计与均衡，无需考虑导频信号受固有虚部干扰的问题，降低了导频的开销。

Description

一种基于OQAM/FBMC系统的信号检测与恢复方法

技术领域

本发明属于通信技术领域，更具体地，涉及一种信号检测与恢复方法。

背景技术

正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)，尤其是采用循环前缀的OFDM技术(Cyclic Prefix-OFDM，CP-OFDM)，由于结构简单、可快速实现、复杂度低等优势，已被广泛应用于多种无线通信标准。然而，由于使用矩形滤波器，OFDM系统带外泄露严重，此外OFDM系统对时频偏移敏感，信号之间需保持完全同步和正交，信令开销大，传输等待时间长，耗费了大量资源和时间。

不同于OFDM使用时域矩形窗，滤波器组多载波(Filter Bank Multicarrier，FBMC)通信系统在每个子载波上引入具有良好时频聚焦性的原型滤波器，该原型滤波器旁瓣低，带外泄露小，可有效促进认知无线电技术和碎片频谱的利用。此外，FBMC技术在不使用CP的情况下也能消除多径效应的干扰，有效提高了传输速率和频谱效率。为了保持全速率传输，FBMC系统通常使用偏移正交幅度调制(Offset Quadrature AmplitudeModulation，OQAM)技术来保持相邻子载波之间的正交性，即将复数发送符号拆成实部与虚部在时域上间隔半个复数符号周期发送。但是，作为一种非完全正交的调制技术，FBMC中子载波仅满足实数域上的正交性，这为它带来了固有的虚部干扰问题，也使得FBMC系统接收端信号的重建面临一定挑战。

现有的FBMC系统接收端信号检测和恢复主要是基于传统的先估计信道再均衡信道，最后取信号实部的方式。接收端包括信道估计器、信道均衡器、取实部操作和判决四个模块。但是，不同于OFDM系统接收端信号解调以后导频和数据是完全分离的，FBMC系统中的导频也会受到周围数据符号带来的虚部干扰。因此，FBMC系统应用常规的基于信道估计和均衡等技术的信号检测和恢复方法更加困难和复杂。主要有以下几点：设计导频时，需考虑固有干扰问题，由此增加了导频设计难度，提升了复杂度，还可能带来较大的导频开销，降低了频谱利用率；当信道时延较传输符号周期较短时，信道频率选择性较弱，但简单的均衡和取信号实虚部操作仍会存在残余干扰问题，进一步抵消干扰将带来复杂度的提升；当信道时延较传输符号周期较长时，信道频率选择性增强，信道估计会出现性能瓶颈，且信道均衡复杂难以实现。

发明内容

针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于提供一种信号检测与恢复方法，旨在解决现有FBMC系统接收端信号恢复与重建方法的导频开销大的问题。

为实现上述目的，本发明提供了一种信号检测与恢复方法，包括：

S1对发送端所有子载波上的数据符号周期性插入单列随机导频信号，获取发射信号；

S2接收端对经过信道作用后的发射信号进行滤波处理，获取复数信号；

S3以滤波处理后同一子载波上的复数信号为单元，各单元同步将复数信号同步投射到各子载波对应的二维复平面中；

S4各二维复平面同步将包含的导频位置对应的复数信号及导频位置周围的(K-1)个复数信号划分为第1类，其余复数信号归属为第2类；

S5根据第1类复数信号在各自二维复平面的类椭圆分布特性，对椭圆的长轴进行线性拟合，获取各二维复平面对应的拟合曲线；

S6根据各拟合曲线与对应导频信号在发送端的取值，获取各二维复平面内复数信号对应的判决分界线；

S7根据判决分界线，对对应的各二维复平面包含的复数信号重新分类判决。

优选地，发送端子载波上的数据符号为各进制QAM调制信号。

优选地，S4具体包括：

S4.1根据发送端调制方式以及发送端发射的QAM符号的个数，计算各二维复平面中第1类复数信号的总数K；

S4.2各二维复平面将导频位置对应的复数信号作为第一复数信号，划分至第1类；

S4.3计算各二维复平面剩余复数信号与第1类中第一复数信号的曼哈顿距离，将曼哈顿距离最小的复数信号划分至第1类；

S4.4判断第1类中复数信号的个数是否小于K，若是，则转至S4.5，否则，结束复数信号的分类；

S4.5计算各二维复平面剩余复数信号与第1类中各复数信号的曼哈顿距离之和；

S4.6将曼哈顿距离之和最小的复数信号划分至第1类，转至S4.4。

优选地，二维复平面对应的拟合曲线方程为：A₁x+B₁y+C₁＝0，

获取拟合曲线的目标函数为：

约束条件：

其中，x_i为第i个复数信号的实部；y_i为第i个复数信号的虚部；A₁、B₁和C₁为拟合系数；

优选地，K的取值为

其中，N_s为发送端发射的QAM符号的个数；V为发送端QAM调制的进制数，如4进制QAM即指16QAM。

优选地，分界线条数为V-1，表示形式为：

其中，A_V/2-1＝A_V/2-2＝…＝A₁＝…＝A_-(V/2-2)＝A_-(V/2-1)，B_V/2-1＝B_V/2-2＝…＝B₁＝…＝B_-(V/2-2)＝B_-(V/2-1)，

(-V/2+1≤j≤V/2-1)，A₁、B₁和C₁为拟合曲线方程的拟合系数；p_m,n是第m个子载波对应的发送端导频符号；m为子载波索引；n为符号索引；

S7中对复数信号的判决方法为：

当二维复平面包含的分界线条数大于等于2：

若复数信号的坐标

位于两分界线

之间，则复数信号y_m,n判决为

若复数信号的坐标

位于分界线A_-V/2+1x+B_-V/2+1y+D_-V/2+1＝0外侧，则复数信号y_m,n判决为

若复数信号的坐标

位于分界线A_V/2-1x+B_V/2-1y+D_V/2-1＝0的外侧，则复数信号y_m,n判决为

当二维复平面包含的分界线条数为1：

与导频位置在同一侧分界线的复数信号判决为

其余复数信号判决为

通过本发明所构思的以上技术方案，与现有技术相比，能够取得以下有益效果：

本发明发送端只需要对所有子载波的数据符号周期性插入单列随机导频信号即可实现信号检测与恢复，与现有的信号检测与恢复方法大多需要3列精心设计的导频信号相比，从导频信号的数目上减小了开销；并且本发明未采用信道进行估计与均衡，无需考虑导频信号受固有虚部干扰的问题。使得FBMC系统的导频信号设计与OFDM系统一样简便，综上所述，本发明降低了导频的开销。

附图说明

图1是本发明提供的信号检测与恢复方法与传统信号恢复方法的对比框图；

图2是本发明提供的FBMC系统信号恢复方法流程图；

图3(a)是调制方式为4QAM时，干扰近似法的导频结构示意图；

图3(b)是调制方式为4QAM时，本发明提供的信号检测与恢复方法的导频结构示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明提供了一种信号检测与恢复方法，如图1所示，通过对接收端复数信号y_m,n进行分类，拟合直线，进一步获取判决分界线，对y_m,n重新分类并判决，获取估计的发送端发射信号。取代了传统信号恢复方法中信道估计、信道均衡，对复数信号取实部的过程，大大降低了导频的开销。

如图2所示，本发明提供了一种信号检测与恢复方法，包括：

优选地，发送端子载波上的数据符号为各进制QAM调制信号。

以发送端选用的调制方式为4QAM(即此时V＝2)为例，S1具体包括：

本发明不同于如图3(a)所示传统的干扰近似法(Interference ApproximationMethod，IAM)方法导频结构，本发明如图3(b)所示为发射端全部子载波上的数据符号插入单列随机导频，由于采用4QAM，从而OQAM符号仅有1或者-1两种情况，所以，图3(b)中的导频符号p_i为1或为-1；

S4具体包括：

以发送端选用的调制方法为4QAM(即此时V＝2)为例，S4具体为：

假设发送的4QAM符号个数为N_s，则最终形成的第1类中包含的点的个数根据公式

得：

以导频位置的复数信号

为起点，划分出第1类，然后分别求得其余信号点在二维复平面中与第1类所包含数据点的曼哈顿距离之和，并找出距离之和最小的点，继续划分到第1类中。设第1类中的数据点记为P_i(x_p,i,y_p,i)，某时刻第1类中包含的点的个数为k，其余数据点记为Q_j(x_q,j,y_q,j)，则将第1类中的数据点的个数从k＝1扩充到

的过程可以描述为：

d(P_i,Q_j)＝|x_p,i-x_q,j|+|y_p.i-y_q,j|

以发送端调制方式为4QAM为例(即此时V＝2)，选用最小二乘回归来获取各二维复平面对应的拟合曲线；

目标函数为：

约束条件为：

利用拉格朗日乘子法求解，拉格朗日函数为：

其中，x_i为第i个复数信号的实部；y_i为第i个复数信号的虚部；A₁、B₁和C₁为拟合系数；λ为拉格朗日乘子；

根据拉格朗日乘子法求解，上式分别对参数A₁、B₁、C₁和λ求偏导，并均令其偏导数等于0，记w＝[A₁,B₁]^T，s_i＝[x_i,y_i]^T，

代入拉格朗日函数得：

上式对w求导并令其导数为0有：

记

则有D＝∑(s_i-s₀)(s_i-s₀)^T＝SS^T，从而得到：Dw＝-λw。

由此说明，w＝[A₁,B₁]^T等于矩阵D的较小特征值对应的单位特征向量，

从而得到拟合直线l₁：A₁x+B₁y+C₁＝0。

具体地，分界线条数为V-1，表示形式为：

将全部的复数信号映射在复平面的点

根据其坐标位置，划分到由V-1条分界线形成的V个互不重叠的条状区间中，即共形成V类；

发送端选用4QAM作为调制方式，则此时V＝2，分界线条数V-1＝1，分界线表达式为：A₀x+B₀y+D₀＝0，其中，A₀＝A₁，B₀＝B₁，

(0≤i≤0)。即4QAM下，分界线仅有一条，且是过二维复平面原点的直线；

对复数信号的判决方法为：

情况1：

当二维复平面包含的分界线条数为V-1，若V-1≥2，假设复数信号的坐标

位于下述两分界线之间的点：

则将该点所代表的复数信号y_m,n进一步判决为：

情况2：

当二维复平面包含的分界线条数为V-1，若V-1≥2，假设复数信号

不是介于某两条分界线之间，而是位于分界线A_-V/2+1x+B_-V/2+1y+D_-V/2+1＝0外侧，则该点所代表的复数信号y_m,n进一步判决为：

或是位于分界线A_V/2-1x+B_V/2-1y+D_V/2-1＝0的外侧，则该点所代表的复数信号y_m,n进一步判决为：

情况3：

当二维复平面包含的分界线条数仅为一条分界线时，那么相对该分界线位置，与导频位置在同一侧分界线的复数信号判决为

其余复数信号判决为

以发送端选用4QAM作为调制方式，则整个复平面仅有一条分界线，发送端发射的OQAM符号仅有两种可能，要么为1要么为-1.根据导频位置复数限号相对于分界线的位置，和导频位置在同一侧分界线的复数信号，判决为导频信号p_m,n，其余复数信号判决为-p_m,n，从而等到估计的OQAM信号。

本发明提供的信号检测与恢复方法的导频结构如图3(b)所示，由于不需要考虑导频所受到的固有虚部干扰问题，从而仅需要一列随机导频[p₀,p₁…p_i…]，4QAM调制方式下，导频符号p_m,n＝±1。而采用IAM导频的传统恢复方式，需要发射三列导频，而实际上只有第二列实值导频符号用于估计信道，另外两列全0导频是用于保护实值导频不受数据符号的干扰。显然，本发明提供的信号检测与恢复方法的导频开销只有IAM方法的1/3，且无需对导频及其周围数据进行限定，大大减小了导频设计的复杂度。

表1是对本发明提供的方法与IAM方法的导频开销与频谱利用率的性能进行总结。

表1

	本发明方法	IAM	单位
				导频开销	0.5M	1.5M	QAM/一帧
频谱利用率	90％	70％	一帧数据

从表1可以看出，对于本发明提供的信号检测与恢复方法，在平坦信道条件下，每个子信道恢复数据只需要1个实数符号开销，相当于是0.5个QAM符号，比OFDM系统还少了0.5个QAM符号开销。而IAM方法则每个子信道需要3个实数符号开销，即1.5个QAM符号。同时，本发明提供的信号检测与恢复方法相比于IAM方法，频谱利用率也有所提升。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。