CN1529435A

CN1529435A - Wcdma系统上行链路的sir测量方法和装置

Info

Publication number: CN1529435A
Application number: CNA031349781A
Authority: CN
Inventors: 胡文立; 丁杰伟; 任震; 翟毅斌
Original assignee: ZTE Corp
Current assignee: ZTE Corp
Priority date: 2003-09-28
Filing date: 2003-09-28
Publication date: 2004-09-15
Anticipated expiration: 2023-09-28
Also published as: CN1269324C

Abstract

本发明公开了一种移动通讯领域中的码分多址系统上行链路的SIR测量方法，首先在基站接收端，将某用户第M条天线经搜索、解调后，分别输出N条单径的DPCCH解扩信号，输入到单径SIR测量模块中，并行进行MxN条单径的信号和干扰噪声功率测量；然后把得到的MxN条单径的第K个时隙的瞬时信号功率和M个最强径平均噪声干扰功率输入到SIR合并器中处理，把各条单径的瞬时信号功率进行平均，把M个最强径平均噪声干扰功率进行平均，得到该用户第K个时隙的上行SIR测量值SIR(k)。本发明克服了现有技术中存在的无法满足SIR测量的实时性、SIR测量准确性差、受信道估计影响严重等缺点，实现了同时满足SIR测量的实时性、准确性等方面的要求。

Description

WCDMA系统上行链路的SIR测量方法和装置

技术领域：

本发明涉及宽带码分多址移动通讯系统，尤其涉及宽带码分多址(WCDMA)系统上行链路功率控制中的内环SIR(Signal toInterference Ratio，信号干扰比，简称信干比)测量方法和装置。

背景技术：

码分多址(CDMA)系统是一个同频自干扰系统，多个用户共用同一个频带，各用户之间通过伪随机码(一种二进制序列，由一些移位寄存器产生，表面上序列数值的出现是随机的，但实质上序列数值由移位寄存器结构决定，在CDMA系统中也称为“扩频码”或“扰码”)来区分，但由于伪随机码的非正交性，每一用户发射的信号都将对其他用户产生干扰，即通常所说的多址干扰。除了多址干扰造成的不良影响外，还存在着“远近效应”的影响，即在上行链路中，如果小区内所有用户单元(UE：User Equipment，在无线通信系统中，用户使用的有无线通信功能的手机、掌上电脑等设备都是UE，所有的移动台都是UE)的发射功率相同，而各用户单元(UE)与NodeB(NodeB：节点B，在CDMA系统中，NodeB指的是无线通信系统中的一种基站，负责接收移动台信号，给移动台发射信号)距离是不同的，从而导致基站从其附近的移动台接收的信号强，而接收远距离的移动台的信号弱，造成弱信号淹没在强信号中，使得部分用户单元无法正常工作。另外在电波传播过程中，经常会遇到“阴影效应”的问题，必须实时改变发射功率，才能保证在这一地区的通信质量。功率控制技术能够解决上述几种问题，是使CDMA系统走向实用化的重要关键技术之一。

在上行(反向)链路信道，基站通过测量各移动台到达基站的接收SIR(接收到的有用信号与混在有用信号上的干扰噪声的比值)，与外环给定的目标SIR进行比较，产生功率控制命令，以控制移动台的发射功率，从而使移动台发射并在基站接收到的SIR保持在外环给出的目标SIR上，进而在服务区域内提供一致的业务质量。由此可见，SIR测量是功率控制的基石，SIR测量的准确与否将直接影响功率控制性能的好坏，从而影响小区的容量，影响移动通信系统的整体性能。因此SIR测量的研究工作一直得到了各国学者的重视，也有许多相关专利，但由于无线信道的复杂性，现有的技术都或多或少存在一些不足之处。

专利号为99117210.8的中国专利“WCDMA中基于非连续导频的SIR估测方法和装置”，将DPCCH(Dedicated Physical ControlChannel，专用物理控制信道)进行比特分离后，计算其中的非导频符号的能量，并经1-15个时隙平均后得到信号部分的功率；用测量单时隙导频符号的平均功率与信道估计得到的功率之差，作为单时隙导频符号的平均干扰功率，滤波处理后作为干扰部分的功率。此方法虽然用到整个DPCCH的符号，但是其中的导频符号却只用作计算干扰功率的大小，而没有将之用于计算信号的功率，未能充分发挥导频部分的作用。而且只利用非导频部分计算信号的功率，其准确性也会大受影响。另外，由于在计算信号功率时采用了1-15个时隙的滤波处理，相当于人为延长了功率控制的环回时间，不利用于功率控制，尤其影响快衰落下功率控制的性能。不仅如此，因为在计算干扰功率时用到了信道估计值的功率，所以此方法必然又要受到信道估计好坏的影响。

专利号为01100364.2的中国专利“信号干扰比(SIR)测量方法”提出了一种应用公共导频信道(CPICH，Common Pilot Channel，公共导频信道)计算SIR的测量方法。该方法在接收端将解扩后的公共导频符号与已知的公共导频符号进行信道估计，然后将所得到底信道估计值对专用物理信道的插入导频符号进行信道补偿，从而实现SIR测量。该方法存在两点不足，一是由于公共导频信道的功率是由高层配置的，一般在很长时间内都是固定不变或变化很小的。而专用物理信道由于受到功率控制的作用，是每时隙改变的，而变其功率变化又是很巨大的。另外由于两者的扩频增益大不相同，公共导频信道固定采用256的扩频因子，而专用导频信道采用可变的扩频因子，因此两者的衰落情况存在较大区别，因此用公共导频符号得到的信道估计来对专用导频符号进行信道补偿并不准确，将存在一定的信道估计偏差。另外，该方法没有提出具体的信号功率和干扰功率的测量方法，也没有利用非导频部分，从而使得测量效果明显降低。

美国专利US006028894“SIR or SIR Measurement Apparatus”(信干比和信干比测量装置)利用导频信号的均值和方差分别求信号的功率和干扰的功率。这种用方差求干扰功率的方法具有普遍性，但是该方法对信号和干扰都采取了相同的滤波平均处理，无法满足SIR测量的实时性要求，对于快衰落下功率控制的性能有较大影响。

美国专利US006438362“Method and Apparatus for SIRMeasurement”(信干比测量方法和装置)提出了一种估计干扰功率的方法，即用解调后输出的导频比特与经信道估计后输出的导频比特相减来计算干扰功率的值。这种干扰测量方法在思想上具有一定的新颖性，但是其准确性受信道估计好坏的影响很大，一旦在信道环境比较恶劣时，信道估计的误差就会比较大，就会影响到干扰功率的估算，从而影响SIR测量的准确度。

中国专利NO.01136726.1“WCDMA上行(反向)链路的SIR测量方法和装置”提出了一种RAKE合并前的SIR测量方法。在RAKE合并前对来自不同路径的信号分别进行各自的SIR测量，接收信号总的SIR是各路径信号SIR之和。该方法具有一定的先进性，避免了引入信道估计的误差，有利于提高SIR测量的精度。但是该方法也存在下述两点不足，一个是由于该方法只采用了导频比特用于估计，按3GPP协议，存在多种时隙格式，相应每个时隙内的导频比特个数也从3-8个不等。这样，当导频比特比较少时，仅利用导频比特的方法，其测量精度就可能得不到保证。另外，在计算干扰功率时，采用了与前述专利(US006438362)相类似的方法，利用单径解调的导频比特与单径信道估计的差值来计算干扰功率的大小，其准确性受信道估计好坏的影响也很大，一旦在信道环境比较恶劣时，信道估计的误差就会比较大，就会影响到干扰功率的估算，从而影响SIR测量的准确度。

发明内容：

本发明的目的是克服现有技术中存在的无法满足SIR测量的实时性、SIR测量准确性差、受信道估计影响严重等缺点，提出一种码分多址系统中上行链路SIR测量方法和装置，以期同时满足SIR测量的实时性、准确性等方面的要求。

为实现上述目的，本发明构造了一种码分多址系统上行链路的SIR测量装置，包括M×N个导频比特分离装置、M×N个导频相干器、、M个噪声平均滤波器和一个SIR合并器，其特征在于，还包括M×N个单径瞬时信号功率测量器、M个最强径瞬时噪声干扰测量器；

各条径解扩后的DPCCH符号信息输入所述导频比特分离装置后，由所述导频比特分离装置将DPCCH符号信息分成导频和非导频两类，把导频输出到所述导频相干器，把非导频输出到所述单径瞬时信号功率测量器；

所述导频相干器接收到导频符号后，用已知导频符号和输入的导频符号进行相乘，输出得到的积到所述单径瞬时信号功率测量器和所述最强径瞬时噪声功率测量器；

所述单径瞬时信号功率测量器利用所述导频相干器输出的导频和所述导频比特分离装置输出的非导频符号计算单径信号功率，把单径信号功率输出，送往所述SIR合并器；

所述单径瞬时信号功率测量器包括导频域部分、非导频域部分和加法器510；导频部分包含积分平均器、实部求模装置、平方器、乘法器，上述器件顺次串接，对导频符号进行平均，得到结果的实部进行平方，平方的结果乘以一个权值p，得到的积送往所述加法器；非导频部分包含实部求模装置、平方器、积分平均器、减法器和乘法器，上述器件顺次串接，对非导频符号的实部进行平方，并对平方的结果求平均，平均后的值减去1，差值乘以权值(1-p)，得到的积送往所述加法器；所述加法器把导频域和非导频域的处理结果相加，得到的和作为单径瞬时信号功率测量器的输出；

所述最强径瞬时噪声干扰测量器包括延时器、减法器、复数求模装置和积分平均器；每天线中能量最大径中的导频相干器的输出导频信号分别送入所述最强径瞬时噪声干扰测量器，这些导频符号一方面送入所述延时器，一方面送入所述减法器；所述延时器把数据延时一个符号时间后送入所述减法器；所述减法器用未延时的数据减去延时的数据，得到的差送往所述复数求模装置，所述复数求模的模值结果送往所述积分平均器进行平均，平均的结果作为所述最强径瞬时噪声干扰测量器的输出，送往所述噪声平均滤波器；

所述噪声平均滤波器包括两个乘法器、加法器、乘法器和延时器；首先输入的噪声干扰测量结果送往所述两个乘法器后，与系数(1-α)相乘，得到的积送往所述加法器；所述加法器把所述两个乘法器的积相加，得到的和一方面作为所述噪声平均滤波器的输出送往所述SIR合并器，一方面送往所述延时器，所述延时器把数据延时一次之后送入所述第二个乘法器，乘以系数α，得到的积送往所述加法器；

所述SIR合并器把输入信号为各天线所有单径的瞬时信号功率结果和各天线最强径的噪声平均滤波结果，SIR合并器把各天线所有单径的瞬时信号功率结果进行平均，把各天线最强径的噪声平均滤波结果进行平均，再把前者平均结果除以后者平均结果，即得到SIR值输出。

本发明还提出了一种码分多址系统上行链路的SIR测量方法，其特征在于，包括以下步骤：

假设分集天线数为M，每天线多径数为N；

步骤1：在基站接收端，将某用户第M条天线经搜索、解调后，分别输出N条单径的DPCCH解扩信号，这些解扩信号输入到单径SIR测量模块中，并行进行M×N条单径的信号和干扰噪声功率测量；

(1)单径的信号功率测量：单径的DPCCH解扩信号经导频比特分离后，将其中的导频部分作相干处理，并与导频比特分离出的非导频比特部分一起输入到单径信号功率测量器中，测量得到该单径第K时隙瞬时信号功率

(2)各天线最强径的干扰噪声功率测量(其它径的干扰噪声不需要测量)：将各天线最强径分离出的全部导频比特输入到噪声干扰测量器中，计算得到各天线最强径的瞬时噪声干扰功率

(3)将(2)得到的瞬时噪声干扰功率输入到噪声平均滤波器与前一个时隙得到的瞬时噪声干扰功率进行加权平均(比如前一个时隙的权值为a，0＜a＜1，则当前的权值为1-a，两者分别和对应权值相乘，得到的积再相加即可)，得到第K个时隙最强径平均噪声干扰功率 I_PILOT，M1(k)；

步骤2：把由步骤1得到的M×N条单径的第K个时隙的瞬时信号功率和M个最强径平均噪声干扰功率输入到SIR合并器中处理，把各条单径的瞬时信号功率进行平均，把M个最强径平均噪声干扰功率进行平均，前者平均的结果除以后者平均结果，即得到该用户第K个时隙的上行SIR测量值SIR(k)。

本发明将DPCCH的所有导频和非导频符号应用于SIR测量中，提高了SIR的测量精度，尤其保证了在导频比特数较少时的测量精度。与此同时，由于采用差分方法对导频比特进行噪声干扰估计，彻底避免了信道估计误差对SIR测量的影响，在对单径进行SIR合并时，只统计了各天线最强径的噪声干扰功率，可以提高噪声干扰的测量精度。另外，本发明在计算信号功率时只计算了实部信号功率，避免将虚部干扰计算信号中从而有效地提高了SIR测量的精度，保证了功率控制的准确动作，相应地提高了系统的容量。

附图说明：

图1是WCDMA系统上行链路专用物理信道DPCH的帧结构图。

图2是闭环功率控制和外环功率控制结构框图。

图3是本发明所述码分多址系统上行链路的SIR测量方法流程图。

图4是本发明所述码分多址系统上行链路的SIR测量装置结构图。

图5是本发明所述的单径瞬时信号功率测量器详细结构图。

图6是本发明所述的最强径瞬时噪声干扰功率测量器和噪声平均滤波器的详细结构图。

具体实施方式：

下面结合附图对技术方案的实施作进一步的详细描述：

图1是WCDMA系统上行链路专用物理信道DPCH的帧结构图。本发明就是基于这个帧结构进行SIR测量的。本发明基于3GPP协议规定的WCDMA上行链路专用物理信道DPCH的帧结构进行测量，专用物理信道DPCH由专用物理数据信道(DPDCH)和专用物理控制信道(DPCCH)时分复用，本发明就是利用DPCCH进行SIR测量，它包括导频符号域和TPC、TFCI(Transport Format Combination Indicator：传输格式组合指示)、FBI(Feedback Information：反馈信息)等非导频域。按3GPP协议规定，DPCCH采用256的扩频因子，总共有10个比特。其中导频符号PILOT个数从3-8个不等(由时隙格式配置)，本发明就是利用导频符号和非导频符号进行SIR测量。

WCDMA系统涉及的功率控制包括上、下行内环功率控制和上、下行外环功率控制，其完整的功率控制流程如附图2所示。在3GPP协议中，规定了整个上行链路的流程，移动台首先对需要发送的信息进行基带处理，包括添加CRC(201)、进行总卷积或TURBO编码202、交织203、扩频(204.1和204.2)、加扰206、I、Q两路脉冲成形(207.1和207.2)、调制208，再送入功率放大器209发射。

在基站接收端，经过相反的处理包括解调211、解扰解扩212分DPDCH和DPCCH两路输出，其中DPCCH就输入到本发明实现的SIR测量模块221中，测量得到第K个时隙的SIR值后，与外环给出的目标SIR220进行比较，再送判决器222进行判决，然后产生TPC(TransmitPower Control：发射功率控制)命令223，插入下行帧的TPC域送给移动台用于控制功率放大器209的发射功率大小。从而实现上行内环功率控制。另外，解扰解扩后输出的DPDCH送入RAKE合并器213，进行一系列多径处理，经译码器214得到译码数据，在外环处理中对译码后的结果进行帧错误检测215，经低通滤波器216滤波处理后与目标FER(Frame Error Rate：误帧率)217给出的目标误帧率进行比较，产生目标SIR220，送与目标SIR220。事实上，本发明主要对内环SIR进行测量，将非导频域引入到SIR测量中来，增加了测量样本，能有效提高SIR测量的精度，尤其解决了导频个数较少时的测量精度问题。将本发明实现的内环SIR测量方法和装置应用到功率控制中，可以产生更准确的TPC命令，大大提高内环功率控制的精度，从而进一步提高系统的容量。

图3是本发明所述方法的流程图。虚线方框301对应方法步骤1，步骤1又可以分为3方面内容(1)、(2)、(3)，分别对应实线方框301.1，302.3和301.3，其中301.1主要计算各条单径的信号功率，方框301.2计算各天线最强径的干扰噪声功率，方框301.3把瞬时噪声干扰功率和前一个时隙的噪声干扰功率结果进行加权平均，作为当前时隙的噪声干扰功率。实线方框302对应方法中的步骤2，把步骤1得到的各条单径的瞬时信号功率进行平均，把步骤1得到的M个最强径平均噪声干扰功率进行平均，前者平均的结果除以后者平均结果，即得到该用户第K个时隙的上行SIR测量值。

图4给出了本发明的SIR测量装置，包括M×N个导频比特分离装置(401.11，...，401.1N，...，401.M1，...，401，MN)、导频相干器(402.11，...，402.1N，...，402.M1，...，402.MN)、单径瞬时信号功率测量器(403.11，...，403.1N，...，403.M1，...，403.MN)、M个最强径瞬时噪声干扰测量器(404.1，...，404.M、)、M个噪声平均滤波器(406.1，...，406.M)和一个SIR合并器405。图5描述了单径瞬时信号功率测量器具体结构。图6描述了本发明所述的最强径瞬时噪声干扰功率测量器和噪声平均滤波器的详细结构。

所述的导频比特分离装置401，输入信号为各条径解扩后的DPCCH符号信息，把DPCCH符号信息分成两类：导频和非导频。把导频输出，送往导频相干器402，把非导频输出，送往单径瞬时信号功率测量器403。

所述的导频相干器402，输入信号为导频比特分离装置分离出的导频符号，用已知导频符号和输入导频符号进行相乘，得到的积输出，送往单径瞬时信号功率测量器403和最强径瞬时噪声功率测量器404。

所述的单径瞬时信号功率测量器403，利用导频相干器402输出的导频和导频比特分离装置401输出的非导频符号计算单径信号功率，把单径信号功率输出，送往SIR合并器405。

单径瞬时信号功率测量器包括导频域部分、非导频域部分和加法器510。导频部分包含积分平均器506、实部求模装置507、平方器508、乘法器509，这些器件依顺序串接，对导频符号进行平均，得到结果的实部进行平方，平方的结果乘以一个权值p，得到的积送往加法器510。非导频部分包含实部求模装置501、平方器502、积分平均器503、减法器504、乘法器505。这些器件依顺序串接，对非导频符号的实部进行平方，并对平方的结果求平均，平均后的值减去1(加上-1)，差值乘以一个权值(1-p)，得到的积送往加法器510。加法器510把导频域和非导频域的处理结果相加，得到的和作为单径瞬时信号功率测量器的输出。

所述的最强径瞬时噪声干扰测量器404，包括延时器601、减法器602、复数求模装置603和积分平均器604。每天线中能量最大径中的导频相干器(比如402.11，...，402.M1)的输出导频信号分别送入最强径瞬时噪声干扰测量器(404.1，...，404.M)，这些导频符号一方面送入延时器601，一方面送入减法器602。延时器把数据延时一个符号时间后送入减法器602。减法器602用未延时的数据减去延时的数据，得到的差送往复数求模装置603，复数求模的模值结果送往积分平均器604进行平均，平均的结果作为最强径瞬时噪声干扰测量器404的输出，送往噪声平均滤波器406。

所述的噪声平均滤波器406包括：乘法器605、加法器606、乘法器608和延时器607。首先输入的噪声干扰测量结果送往乘法器605与系数(1-α)相乘，得到的积送往加法器606。加法器606把乘法器605和乘法器608的积相加，得到的和一方面作为噪声平均滤波器406的输出送往SIR合并器405，一方面送往延时器607，延时器607把数据延时一次之后送入乘法器608乘以系数α，得到的积送往加法器606。

所述的SIR合并器405，把输入信号为各天线所有单径的瞬时信号功率结果(单径瞬时信号功率测量器403的输出)和各天线最强径的噪声平均滤波结果(噪声平均滤波器406的输出)，SIR合并器把各天线所有单径的瞬时信号功率结果进行平均，把各天线最强径的噪声平均滤波结果进行平均，再把前者平均结果除以后者平均结果，即得到SIR值输出。

以下详细说明整个SIR测量的处理过程(以某用户的第1天线的第1条径为例)：每径的10个DPCCH符号，经导频比特分离器401.11，分别输出Np个导频比特和10-Np个非导频比特。将其中的(S-Np)个非导频比特输入到实部求模装置501中，其中3≤S≤10，一般取典型值6，求模后再送入平方器502得到平方值，然后再送入积分平均器503中进行(S-Np)个非导频符号的积分平均。再经减法器504减1后送后乘法器505，与因子(1-p)相乘后得到的值与导频域得到的值一起送入加法器510中。

在另一路，经导频比特分离器401.11分离得到的全部导频比特输入到导频相干器402.11中进行比特相乘，然后分两路：

一路送到符号积分平均器506中对S或Np个导频符号进行积分平均(如果S＞N_p，则对Np个导频符号进行积分，否则对S个导频符号进行积分)，积分后送入到实部求模装置507，求模后送入平方器508求平方，再经乘法器509与因子p相乘，最后与非导频部分一起输入到加法器510中，得到单径瞬时信号功率测量值S₁₁。

另一路输入到延时器601和减法器602中作为被减数，与延时器601输出的前一个K-1时隙的值相减，后送入复数求模装置603求复数模，再经符号积分平均器604对Np个符号进行积分平均，得到单径第K个时隙的瞬时噪声干扰测量值，再送入到噪声干扰平均器406.1中的乘法器605与(1-α)相乘，结果送入加法器606中做被加数，在另一个乘法器608中前一个K-1时隙的平均噪声干扰测量值(即由前一时隙加法器606的输出结果经过延时器607延时1个时隙)与滤滤因子α相乘，结果送入加法器606作加法；加法器606得到单径第K个时隙的平均噪声干扰功率N₁₁。这里α滤波因子，取值在(0，1)之间，一般取0.98或0.95，用以对因功控造成的波动进行平滑滤波，尽量消除功控对低噪的影响。

与此类似，其余各径也作类似处理，其中只需要测量每天线最强径的噪声干扰平均功率。这样得到每一条单径的瞬时信号功率和最强径噪声干扰平均功率后，一起输入到SIR合并器405中，SIR合并器405把各天线所有单径的瞬时信号功率结果进行平均，把各天线最强径的噪声平均滤波结果进行平均，再把前者平均结果除以后者平均结果，得到该用户第K个时隙的SIR测量值。

Claims

1、一种码分多址系统上行链路的SIR测量装置，包括MxN个导频比特分离装置(401.11，...，401.1N，...，401.M1，...，401.MN)、MxN个导频相干器(402.11，...，402.1N，...，402.M1，...，402.MN)、M个噪声平均滤波器(406.1，...，406.M)和一个SIR合并器(405)，其特征在于，还包括MxN个单径瞬时信号功率测量器(403.11，...，403.1N，...，403.M1，...，403.MN)、M个最强径瞬时噪声干扰测量器(404.1，...，404.M)；

各条径解扩后的DPCCH符号信息输入所述导频比特分离装置(401.11，...，401.1N，...，401.M1，...，401.MN)后，由所述导频比特分离装置(401.11，...，401.1N，...，401.M1，...，401.MN)将DPCCH符号信息分成导频和非导频两类，把导频输出到所述导频相干器(402.11，...，402.1N，...，402.M1，...，402.MN)，把非导频输出到所述单径瞬时信号功率测量器(403.11，...，403.1N，...，403.M1，...，403.MN)；

所述导频相干器(402.11，...，402.1N，...，402.M1，...，402.MN)接收到导频符号后，用已知导频符号和输入的导频符号进行相乘，输出得到的积到所述单径瞬时信号功率测量器(403.11，...，403.1N，...，403.M1，...，403.MN)和所述最强径瞬时噪声功率测量器(404.1，...，404.M)；

所述单径瞬时信号功率测量器(403.11，...，403.1N，...，403.M1，...，403.MN)利用所述导频相干器(402.11，...，402.1N，...，402.M1，...，402.MN)输出的导频和所述导频比特分离装置输出的非导频符号计算单径信号功率，把单径信号功率输出，送往所述SIR合并器(405)。

2、根据权利要求1所述的码分多址系统上行链路的SIR测量装置，其特征在于，所述单径瞬时信号功率测量器(403.11，...，403.1N，...，403.M1，...，403.MN)包括导频域部分、非导频域部分和加法器(510)；导频部分包含积分平均器(506)、实部求模装置(507)、平方器(508)、乘法器(509)，上述器件顺次串接，对导频符号进行平均，得到结果的实部进行平方，平方的结果乘以一个权值p，得到的积送往所述加法器(510)；非导频部分包含实部求模装置(501)、平方器(502)、积分平均器(503)、减法器(504)和乘法器(505)，上述器件顺次串接，对非导频符号的实部进行平方，并对平方的结果求平均，平均后的值减去1，差值乘以权值(1-p)，得到的积送往所述加法器(510)；所述加法器(510)把导频域和非导频域的处理结果相加，得到的和作为所述单径瞬时信号功率测量器(403.11，...，403.1N，...，403.M1，...，403.MN)的输出。

3、根据权利要求1所述的码分多址系统上行链路的SIR测量装置，其特征在于，所述最强径瞬时噪声干扰测量器(404.1，...，404.M)包括延时器(601)、减法器(602)、复数求模装置(603)和积分平均器(604)；每天线中能量最大径中的导频相干器(402.11，...，402.1N，...，402.M1，...，402.MN)的输出导频信号分别送入所述最强径瞬时噪声干扰测量器(406.1，...，406.M)，这些导频符号一方面送入所述延时器(601)，一方面送入所述减法器(602)；所述延时器(601)把数据延时一个符号时间后送入所述减法器(602)；所述减法器(602)用未延时的数据减去延时的数据，得到的差送往所述复数求模装置(603)，所述复数求模装置(603)的模值结果送往所述积分平均器(604)进行平均，平均的结果作为所述最强径瞬时噪声干扰测量器(406.1，...，406.M)的输出，送往所述噪声平均滤波器(406.1，...，406.M)。

4、根据权利要求1所述的码分多址系统上行链路的SIR测量装置，其特征在于，所述噪声平均滤波器(406.1，...，406.M)包括两个乘法器(605、608)、加法器(606)和延时器(607)；首先输入的噪声干扰测量结果送往所述两个乘法器(605、608)后，与系数(1-α)相乘，得到的积送往所述加法器(606)；所述加法器(606)把所述两个乘法器(605、608)的积相加，得到的和一方面作为所述噪声平均滤波器(406.1，...，406.M)的输出送往所述SIR合并器(405)，一方面送往所述延时器(607)，所述延时器(607)把数据延时一次之后送入所述第二个乘法器(608)，乘以系数α，得到的积送往所述加法器(606)。

5、根据权利要求1所述的码分多址系统上行链路的SIR测量装置，其特征在于，所述SIR合并器(405)把输入信号为各天线所有单径的瞬时信号功率结果和各天线最强径的噪声平均滤波结果，所述SIR合并器(405)把各天线所有单径的瞬时信号功率结果进行平均，把各天线最强径的噪声平均滤波结果进行平均，再把前者平均结果除以后者平均结果，即得到SIR值输出。

6、一种码分多址系统上行链路的SIR测量方法，其特征在于，包括以下步骤：

假设分集天线数为M，每天线多径数为N；

步骤1：在基站接收端，将某用户第M条天线经搜索、解调后，分别输出N条单径的DPCCH解扩信号，这些解扩信号输入到单径SIR测量模块中，并行进行MxN条单径的信号和干扰噪声功率测量；

步骤2：把由步骤1得到的MxN条单径的第K个时隙的瞬时信号功率和M个最强径平均噪声干扰功率输入到SIR合并器(405)中处理，把各条单径的瞬时信号功率进行平均，把M个最强径平均噪声干扰功率进行平均，前者平均的结果除以后者平均结果，即得到该用户第K个时隙的上行SIR测量值SIR(k)。

7、根据权利要求6所述的码分多址系统上行链路的SIR测量方法，其特征在于，所述步骤1进一步包括：

(1)单径的信号功率测量：单径的DPCCH解扩信号经导频比特分离后，将其中的导频部分作相干处理，并与导频比特分离出的非导频比特部分一起输入到单径瞬时信号功率测量器(403.11，...，403.1N，...，403.M1，...，403.MN)中，测量得到该单径第K时隙瞬时信号功率

(2)各天线最强径的干扰噪声功率测量：将各天线最强径分离出的全部导频比特输入到最强径瞬时噪声干扰测量器(404.1，...，404.M)中，计算得到各天线最强径的瞬时噪声干扰功率

(3)将(2)得到的瞬时噪声干扰功率输入到噪声平均滤波器(406.1，...，406.M)与前一个时隙得到的瞬时噪声干扰功率进行加权平均，得到第K个时隙最强径平均噪声干扰功率 I_PILOT，M1(k)。

8、根据权利要求7所述的码分多址系统上行链路的SIR测量方法，其特征在于，所述步骤(3)中的加权平均具体是指，当前一个时隙的权值为a，0＜a＜1，则当前的权值为1-a，两者分别和对应权值相乘，得到的积再相加。