CN1122377C - 信号干扰比测量的修正 - Google Patents

Abstract

利用测量到的接收信号能量和干扰值的估计，确定一个信号干扰比(SIR)测量值。利用一个修正函数，修正这一SIR测量值的非线性，获得一个SIR修正值。然后可以将这一SIR修正值用于任意次应用中，比方说控制移动无线电通信系统中移动台的发射功率。

Description

信号干扰比测量的修正

发明领域

本发明涉及扩频通信，特别涉及扩频通信系统里移动台发射功率的精确控制。

发明简述和背景

直接序列扩频系统(DSSS)是一种宽带系统，在任意时刻，每一个用户都能使用系统的整个频带。DSSS系统采用一种扩频信号，它将发射信息(基带数据)的频带扩展或者“扩频”到比发射基带数据所需要的最小带宽要宽得多。数据是用一个扩频信号扩频的，这一扩频信号有时叫做扩频序列，或者扩频码，或者伪噪声(PN)码。不同的用户通过采用不同的扩频码来区分。这就是为什么DSSS又叫做直接序列-码分多址(DS-CDMA)系统。在以下整个描述中都以可以互换的方式使用这两条术语。这一码信号独立于数据，它的速率(码片速率)比数据信号的速率(比特或者码元速率)要高得多。

在CDMA接收机里，对收到的信号带宽进行压缩或者“解扩”这样的相反操作，以便恢复原始数据信号，同时抑制其它用户的干扰。解扩是通过将收到的扩频信号跟一个同步的对这些数据进行扩频的相同码信号进行交叉相关运算来进行的。不同用户有不同的PN码或者在时间上有偏移，从而允许接收台能够单独对发射信号进行译码的PN码。

扩频系统有许多优点。例如，跟其它类型的移动无线电接入系统不同，CDMA基站接收机分集将分开的多径信号合并起来(例如第一条视线路径和从建筑物反射过来的第二条路径)，从而增强信号的接收和接收机性能。瑞克接收机用于处理多径传播信号。瑞克接收机让多个并行解调器(叫做“分支”)中的一个跟收到的多径信号中最强分量中的每一个相连，捕获接收信号能量的大多数。经过了对应的延迟补偿以后，所有瑞克分支的输出都被合并起来(从每一个分支中选择最好的信号)，构成一个最佳的接收信号。

另一个优点是CDMA系统能够抗干扰——但是只能在某一门限以下。让其它正在工作的移动无线电发射信号给这一CDMA系统，在接收移动无线电发射机CDMA信号的小区站点接收机(基站)处，增大了总的干扰电平。每一个移动台发射的信号造成的具体干扰程度取决于小区站点处的接收功率电平、在小区站点处相对于其它站点的时间同步关系以及它跟其它CDMA信号的特定交叉相关程度。

由于这一多用户干扰的限制，CDMA系统中的功率控制非常重要。典型情况下，功率控制都试图使基站收到的每一个移动用户的信号的功率都维持常数，而不管这些用户距离基站是远还是近。将CDMA系统跟许多人在一间房子里聚会进行比较就会立即明白这一点。随着越来越多的人参加聚会，房间变得越来越拥挤，总的干扰程度不断增强。随着干扰程度的增强，要听清对话越来越困难。一般都是通过说话人(发射机)提高音量(更高的发射功率)来解决这一问题。但是提高音量同时又使噪声问题更加严重，因为它使得其它人更难听清，从而使其它人更大声地说话。很快，这种情况逐步升级到参加这一聚会的人中没有一个人能够舒服地或者有效地进行交流。

因此，CDMA基站的一项重要任务就是控制每一个移动用户移动台的发射功率，它们通常都是用一个快速发射功率控制(TPC)算法来这样做。在DS-CDMA系统中进行快速功率控制的一个有效算法的基础是基站测量出来的移动台信号的信号干扰比(SIR)。SIR被定义成数据比特能量(E_b)跟干扰(包括噪声)功率谱密度(I₀)的比。如果假设这一干扰是白噪声，这一功率谱密度就等于干扰功率。

基站中可以进行两种SIR测量。第一种是短期SIR测量，用于产生上行链路TPC消息发射给移动台。将短期SIR测量值跟一个基准E_b/I₀值相比较，根据比较结果，让移动台将发射功率提高或者降低某一预定量(例如1dB)。第二种SIR测量是长期SIR测量，用于调整基准E_b/I₀，从而使基站的帧差错率达到某一指定值。由于收到的移动台的平均功率取决于地形特征，比方说建筑物或者小山，移动台的平均功率被调整到使基站处帧差错率或者误码率为指定值。

SIR测量也应用在移动台里。例如，SIR测量可以用于移动辅助软切换，其中，移动台用不同基站发射的导频信号测量SIR，从而同时跟一个或者多个基站建立一个或者多个连接，提供最好的接收信号质量。SIR测量在移动台中的另一个应用是正向环路功率控制，其中，基站调整分配给每一个移动用户的功率，从而使每一个移动台测量得到的SIR达到一指定的差错率。

在所有情形中，数据比特能量E_b的估计都是在接收机完成了信号解扩和瑞克合并以后。随着SIR测量应用的不同，可以采用短平均周期或者长平均周期进行。只用数据帧中每一时隙开头发射的导频报头码元来测量E_b值的时候，采用短平均周期。例如，在第三代移动系统中，典型的信号传递格式会包括10毫秒的帧，每一帧都分成16个0.625毫秒的时隙，其中一个时隙周期对应于一个功率控制周期。由于导频码元的数量相对较少，(例如4个)，对于实际的扩频系数，(例如16～256)，在低SIR测量值(例如小于5dB)上短周期SIR测量有很大的起伏。于是，对于短周期SIR测量，可以用于相干E_b估计的取样个数可能不足以消除噪声和干扰的影响。

对于长周期SIR测量，有可能在整个一帧中将E_b的测量结果进行非相干平均。获得的导频报头和每一个数据码元的E_b值在时隙周期上平均，所有时隙中获得的E_b值在帧结束的时候平均，产生最后的长周期E_b测量值。

在短周期和长周期SIR测量中，干扰功率I₀可以在许多帧上平均。更具体地说，可以通过将输入信号跟不相关(理想情况下正交的)PN码或者跟时间上偏移了的用于发射机的原始PN码进行多次相关运算，并在这些帧上取多次平方、绝对相关值的平均来获得I₀。

对于-5～30dB范围的SIR，在DS-CDMA系统中实际SIR跟估计的SIR之间的一个关系实例利用图1来说明。等于用于扩展数据码元的PN码片个数的扩频系数(SF)是64。注意，在发射脉冲/码元整形以后，码片能量被归一化到1，从而使数据码元能量等于扩频系数。从图1可以看出，对于小于10dB的值，实际SIR跟估计出来的SIR之间的关系近似为线性；然而，大约在10dB以上SIR测量值开始饱和。

SIR值的饱和非常成问题，例如，紧跟在移动台采用随机接入程序以便从基站获得一个业务信道以后。在随机接入过程中，每一个随机接入尝试都用比前一个高一指定量的功率发射。在发射完每一个接入尝试信号以后，移动台等待一段规定的时间，从基站接收应答信号。如果收到应答信号，接入尝试就结束，但随后移动台保持同样的功率电平在业务信道上发射信号。因此，当基站开始接收移动台发射的业务信道信号时，移动台发射的功率可能非常高，很可能使基站的SIR测量结果出现饱和。只要没有用一个业务信道功率控制环路降低移动台发射的功率，这一现象就会继续下去。但是，功率控制环路需要更多的时间，如果测量得到的SIR值不正确，降低移动台的功率甚至可能失败。

SIR曲线饱和的一个原因是如果干扰估计是在相关运算以后进行的，PN码的异相部分自相关值就会成为另一个干扰源(也就是相关器自身噪声)。即使这一干扰是通过将输入信号跟一个不相关的PN序列进行相关运算估计出来的，这些部分的交叉相关值也不等于零，因为只有长PN序列的某些短段具有正交性。于是，即使接收信号的实际SIR是无穷大的(在理想模型中)，实际SIR的测量结果也被扩频系数的比限制在扩频序列异相部分自相关的平均功率上。

SIR测量值发生饱和的另一个原因是脉冲/码片整形滤波和/或接收机内非理想采样同步造成的发射信号包络的起伏。发射机内用于限制发射信号频带使它满足分配的发射频带限制的脉冲整形滤波器。在假定每一个码片周期有四个取样的情况下设计的有限冲击响应(FIR)脉冲整形滤波器的冲击响应用图2说明。这里的滤波器系数被归一化，这样这一冲击响应的能量等于1。在接收机里将同样的滤波器用作匹配滤波器，以便使解扩和解调之前的信噪比最大。这一匹配滤波器输出信号的最大值等于滤波器的冲击响应能量。如果在信号最大值处对匹配滤波器输出取样，得到的最佳信号的包络就会等于1。

假设在CDMA发射机和接收机里分别进行四相移键控(QPSK)扩频和解扩，而且接收机里的采样时刻从理想采样位置偏移四分之一个码片周期，产生的解扩信号包络见图3。从图3可以清楚地看到，包络在最佳值周围的起伏表示解调过程的干扰。这种“自身干扰”是存在的，即使通信信道里没有任何其它干扰，可能导致测量信道中SIR值很大的时候出现SIR测量结果的饱和。

测量信道中SIR值很大的时候出现SIR测量结果的饱和是一个跟DS-CDMA信号的处理有关的问题。不巧的是，SIR测量结果的这种饱和对基于SIR测量的DS-CDMA系统中给功率控制程序的精度和效能带来了不利影响。

本发明的一个目的是在CDMA通信系统中进行精确、有效的移动台发射功率控制。

本发明的另一个目的是补偿移动台发射功率的控制过程中使用的SIR测量值的饱和。

本发明通过用一个修正函数来修正SIR测量结果来解决上述问题，达到这些目的。利用测量出来的能量和干扰估计，计算出一个信号干扰比(SIR)测量值。修正这一SIR测量值的非线性部分，获得正确的SIR值。然后修正过的SIR值可以用于任何应用中，例如在移动无线电通信系统中控制移动台的发射功率。

在本发明的第一个实施方案实例里，这一线性函数有一个线性部分和一个非线性部分。非线性部分对应于一个指数函数的反函数，用来估计SIR测量值曲线的非线性部分。在第二个实施方案实例里，修正函数的线性部分还包括第一个和第二个线性分量，以提高某些情形下修正函数的精度。第一个和第二个实施方案实例中修正函数中的参数都被选择成使修正的SIR值跟对应的实际或者理想SIR值之间的误差最小。在扩频通信系统情形中，修正函数的这些参数是在扩频系数的基础上确定的，这一扩频系数用于对要在可用频谱中发射的信息进行扩频。

附图简述

下面将参考以下附图介绍本发明的这些目的和其它目的、特征和优点。在这些附图中：

图1说明的是DS-CDMA系统中实际SIR跟SIR估计之间的关系；

图2是可能用于CDMA通信系统中的有限冲击响应脉冲整形滤波器的冲击响应；

图3说明CDMA通信系统中一个实际的解扩信号包络；

图4是基于CDMA可以采用本发明的蜂窝无线电通信系统的一个功能框图；

图5是用于图4所示CDMA通信系统的基站的功能框图；

图6说明的是按照本发明修正过的一条SIR曲线以及对应的理想SIR曲线；

图7A说明的是扩频系数为128的情况下，估计或者测量出来而没有修正过的SIR；

图7B说明的是修正过的SIR测量值；

图8A和8B说明的是当扩频系数从128降低为6的时候，对应的SIR测量值和修正值曲线；和

图9是一个流程图，说明按照本发明的一个实施方案实例修正SIR测量值所采取的步骤。

附图详述

在以下描述中，为了进行说明而不是进行限制，给出了具体细节，比方说特定的实施方案、数据流、技术等等，以帮助全面地理解本发明。然而，对于本领域里的技术人员而言显而易见，本发明可以用除这些具体细节以外的其它实施方案来实现。在其它的情况中，省略了对众所周知的方法、接口、装置和信号传递技术的详细描述，以免对本发明的描述被不必要的细节所干扰。

图4给出了能够采用本发明的CDMA蜂窝无线电电话系统的一个实例。总的来说，CDMA系统10在移动台(MS)18a、18b和18c跟基站16a和16b之间的通信中采用扩频调制和解调技术。当然，大城市的蜂窝系统会有几百个基站，为几十万个移动台提供服务。跟采用其它接入方法的传统蜂窝系统相比，采用扩频技术特别是CDMA，能够轻而易举地提高这样规模的系统的用户容量。

系统控制器和交换机12中包括接口和处理电路，为基站16a和16b提供系统控制。另外，系统控制器和开关12还控制着来自各种其它网络的呼叫的路由选择，包括公共交换电话网(PSTN)、公共陆地移动无线电网(PLMN)、因特网等等，在图中用发射信号给正确移动台的正确基站以外的网络“云”14来表示。系统控制器和交换机12还将来自移动台经过这些基站中的一个或者多个的呼叫传递到这些网络中的一个或者多个，并通过合适的基站连接移动台之间的呼叫，因为移动台一般都不会直接相互通信。

每一个基站16a和16b都为一个对应的地理小区提供服务。每一个小区还能分成扇区，每一个扇区都被当作一个不同的覆盖区进行处理。因此，切换可以在同一小区中的扇区间进行，也可以在多个小区之间进行，分集也可以在扇区之间进行，就象在小区间进行一样。

基站小区或者扇区区域被设计成使得每一个移动台通常都最接近一个小区或者扇区区域。当移动台处于等待状态时，它一直在监视周围每一个基站发射的导频信号。结果，移动台通过比较收到的各个导频信号的信号强度，能够判断哪一个小区或者扇区能够提供最佳的服务。当移动台发出呼叫时，一则控制消息被发射给最近的基站，基站则将被叫号码转发给系统控制器和交换机12。然后这一系统控制器通过一个外部网络将这一呼叫连接到计划中的接收方。如果呼叫是在一个外部网络中发出的，系统控制器12就发射这一呼叫信息给这一区域里的所有基站。然后这些基站在它们的覆盖区内发射寻呼消息给被叫移动台。当被叫移动台“听到”这一寻呼消息时，发射一则控制消息给最近的基站作为响应。这一控制消息告诉系统控制器这一个小区站点正在跟该移动台通信。系统控制器12通过这一基站将这一呼叫传递给移动台。如果移动台离开了最初的基站覆盖区，就通过另一个基站继续呼叫。

图5用框图的形式给出了基站16的一个实例。在基带信号处理器20中处理来自系统控制器12或者要去往系统控制器12的信息信号，该处理器包括一个编码器21、一个译码器22、一个基带调制器23、一个基带解调器24、一个扩频器25和一个解扩器26。所有这些功能框21～26都最好(虽然不是必须的)用适当的数字信号处理电路来实现。对于要从基站16发射的信号，基带信号处理器20用一个适当的PN码进行纠错编码、组帧、数据调制和扩频，这一切在本领域里大家都知道。从基带信号处理器输出的处理过的信号在无线电发射机方框38里进一步处理，该发射机产生一个RF信号，用一个发射放大器方框40放大，最后通过天线42发射出去。

天线30收到的信号在接收机放大器32里放大并下变频到无线电接收机34的频带内。基带信号处理器20完成许多信号处理功能，包括对收到的信号完成解扩、码片同步、解调、纠错译码、数据去复用、分集合并和本领域里都知道的其它功能。控制处理器36协调和控制接收机放大器32、无线电接收机34、基带信号处理器20、无线电发射机38和发射放大器40。基带信号处理器20还包括信号(E_b)和干扰(I₀)检波器28，它从译码信号中测量当前收到的信号和干扰信号(就象前面的背景部分里介绍的一样)，然后将按照以下公式用分贝(dB)单位表示的SIR测量值： $\mathrm{SIR}=10\mathrm{lo}{g}_{10}\left(\frac{E_b}{I_0}\right)\left[\mathrm{dB}\right]---\left(1\right)$ 提供给控制处理器36。控制处理器36按照本发明修正那些SIR值，就象下文所述一样，并利用它们产生功率控制命令。功率控制命令从基站发射给跟这一基站通信的移动台，调整正在通信的移动台的发射功率。

如同背景部分所述，以及图1所示，CDMA系统中SIR测量值的一个问题是，超过某一信号电平以后，它们会饱和并以非线性方式偏离实际的SIR值。为了补偿SIR测量值的非线性性，控制处理器36将一个修正函数应用到从基带信号处理器20收到的SIR测量值。SIR测量值(以分贝为单位)的非线性可以用以下形式的指数函数来近似： $x\left(t\right)=-C_0+C_1(1-e^{-C_{2}t}),C_0,C_1,C_2>0,t>T>0---\left(2\right)$ 利用这一近似，用等式(2)定义的指数函数的反函数(*)修正SIR测量值曲线的非线性部分： $\frac{-{\log }_e[1-\frac{(x+C_0)}{C_1}]}{C_2}---\left(2\right)*$

利用这一反函数，本发明第一个实施方案实例中测量得到的SIR修正函数y₁(x)由下式给出：其中的x是以分贝表示的SIR测量值，T是用经验确定的SIR门限值，在这一个值上，SIR测量值开始饱和，K、D和C₀～C₂是用以下方法确定的参数。修正函数y₁(x)包括一个线性修正部分和一个非线性修正部分。对应于等式(2)*中反函数的等式(3)的非线性修正部分计算起来相对容易，特别是因为只有三个系数C₀～C₂要调整。因此，这一修正函数可以根据当前收到的SIR值实时地计算出来。或者，修正函数可以用于为所需范围的SIR测量值产生一个查阅表，储存在存储器里。

将等式(3)用于图1所示的SIR测量值曲线，就得到图6所示的SIR修正值曲线。从图6可以看出，修正后的SIR测量值曲线在SIR测量值的整个范围-5～30dB上基本上是线性的，这样就补偿了超过SIR门限值T(也就是这一实例中的10dB)的情况下出现的饱和效应。

在SIR值较小的地方，由于噪声对信号(E_b)测量的影响，SIR测量值的偏差较大。为了避免这种偏差，本发明的第二个实施方案实例用相干方式平均从导频信号报头和TPC期间收到的每一个数据码元中检测到的信号(E_b)值。说明可以采用第二个实施方案实例，没有修正的SIR估计曲线或者测量曲线由图7A给出，其中的扩频系数(SF)＝128。SIR的修正值是通过应用第二个实施方案实例中的修正函数y₂(x)从SIR测量值获得的，这个函数为：

其中的x是SIR测量值；T₀和T₁是在较小的SIR之上由噪声影响决定的门限值；K₀、K₁、D₀、D₁、C₀、C₁和C₂都是下面将描述的参数。

(第一个实施方案中的)门限值T或者(第二个实施方案中的)T₀、T₁以及(第一个实施方案中的)参数K、D或者(第二个实施方案中的)K₀、K₁、D₀、D₁和C₀～C₂取决于SIR的测量曲线。SIR测量曲线的形状是扩频系数和用于非相干平均的值的个数的函数。确定每一个参数的值，从而使理想曲线和修正的SIR曲线之间的最大绝对误差最小。这些值的确定可以通过手工试验和观察，或者用现成的数值优化算法来完成。

改变扩频系数等价于改变导频信号报头或者每一个数据码元中相干平均的取样个数。改变扩频系数会改变测量得到的SIR曲线的形状，因此，修正函数的参数也会改变。SIR测量值的饱和值(以dB为单位)可以按照以下公式估计为扩频系数(SF)的函数： ${\mathrm{SIR}}_{\mathrm{sat}}\left(\mathrm{SF}\right)={10\log }_{10}\left(\frac{\mathrm{SF}}{\mathrm{Lsi}}\right),---\left(5\right)$ 其中L_si是解扩和瑞克合并以后的平均自干扰功率。例如，通过取L_si＝0.8，等于13dB、19dB和22dB的饱和值是分别针对扩频系数16、64和128从上述公式获得的。这些饱和值分别跟图8a、1和7a所示的测量值相同。于是SIR测量值曲线的线性范围随扩频系数线性增大。

下表包括了等式(3)中对应于两个不同扩频系数值128和16的各个系数的示例值。由试验确定的门限值为T₀＝5和T₁＝11。

扩频系数	D0	K0	D1	K1	C0	C1	C2	修正的和理想的SIR值之间的最大绝对误差(dB)
									128	11.7	2.7	2.2	1.09	14.11	38	0.10	1.65
16	8.71	2.08	4.51	1.49	23.41	36.95	0.21	2.38

将等式(3)应用到图7A所示测量曲线并利用上表值得到的修正的SIR测量值曲线由图7B给出。注意，图7B里的曲线从SIR等于-3到30dB的线性程度特别好。作为另一个实例，图8A和8B分别给出了测量得到的和修正过的SIR值曲线，其中的扩频系数从128降到了16。图8B里修正过的SIR值曲线线性程度较好。

图9是一个流程图，说明了本发明的一个实施方案实例中可以采用的SIR测量值修正技术所采取的步骤。SIR修正例程的第一步(方框50)是根据特定的CDMA接收机里所采用的扩频系数确定修正函数的参数(方框52)。根据这一扩频系数，确定K、D、T和C₀～C₂(第一个实施方案实例)或者K₀、K₁、D₀、D₁、T₀、T₁和C₀～C₂(第二个实施方案实例)的具体值，并存入存储器里。尽管下面用方框54～62描述的其余步骤不断地重复执行，但方框52中确定参数的步骤只需要执行一次，假定扩频系数不变。

在一个特定的周期内，例如TPC周期，测量无线电接收机采样的接收码元的数据比特能量E_b(方框54)。在这同一个周期里还测量出干扰功率I₀(方框56)。这一干扰功率可以通过简单地计算信号的功率平均值测量出来，这一信号功率是用一个不相关的PN码对收到的信号解扩而得到的。用E_b除以I₀得到SIR测量值(方框58)，结果按照以下公式表示为分贝单位： $\mathrm{SIR}=10\·{\log }_{10}\left(\frac{E_b}{I_0}\right)\left[\mathrm{dB}\right]---\left(6\right)$

然后通过分别用等式(3)和(4)给出的公式计算y₁(x)或者y₂(x)修正SIR测量值，具体计算哪一个取决于采用的是第一个还是第二个实施方案实例(方框60)。然后根据这些SIR修正值进行功率控制分析，提高或者降低无线电发射功率(方框62)。例如，如果无线电发射机在一个基站内，无线电接收机就进行功率控制分析，并适当地提高或者降低移动台的发射功率。

本发明利用简单而灵活的分析(闭合形式)解决方案，能够对大范围的输入值精确地进行SIR测量，进行SIR修正。这一解决方案可以很容易地适应不同接收机的信号能量和干扰估计算法，还能用适当的编程数字信号处理器或者用查表方法有效地实现。

尽管介绍本发明时针对的是当前认为最实际、最好的实施方案，但很显然，本发明并不局限于这里公开的实施方案，相反，其目的是要覆盖后面的权利要求的范围和实质所包括的各种改进和等价方案。例如，尽管本发明的一个良好应用是用基站控制移动台的发射功率，但是本发明也可以用于需要精确测量SIR的其它情形，比方说移动辅助越区切换以及涉及到移动台和基站的功率控制。

Claims (27)

1.一种用于通信系统里的方法，包括以下步骤：接收通过通信信道发射的信号；测量收到的信号的能量值估计和干扰值估计；利用测量得到的能量值和干扰值计算信号干扰比(SIR)测量值；和

修正SIR测量值的非线性，得到修正的SIR测量值。

2.权利要求1的方法，还包括：

提供一个修正函数，它包括一个线性部分和一个非线性部分，从而利用这一修正函数修正SIR测量值的非线性。

3.权利要求2的方法，其中修正函数的非线性部分是一个近似指数函数的反函数，它接近对应于SIR测量值曲线的非线性部分。

4.权利要求2的方法，其中修正函数的非线性部分是基于对数函数的，包括一些参数，选择它们从而使SIR修正值跟对应的SIR实际值之间误差最小。

5.权利要求2的方法，其中线性部分包括第一个和第二个线性分量。

6.权利要求2的方法，其中的修正函数定义为：其中y₁(x)是SIR修正值，x是以dB为单位的SIR测量值，T是一个SIR门限值，K、D、C₀～C₂都是系数。

7.权利要求6的方法，其中选择K、D和C₀～C₂使SIR修正值跟对应的SIR实际值之间的误差最小。

8.权利要求6的方法，其中的通信系统是一种扩频无线电通信系统，系数C₀～C₂是在用于扩展要在可用频带内发射的信息的扩频系数的基础上确定的。

9.权利要求2的方法，其中的修正函数定义为：

其中的y₂(x)是SIR修正值，x是以dB为单位的SIR测量值，T₀和T₁是SIR门限值，K₀、K₁、D₀、D₁、和C₀、C₁、C₂都是系数。

10.权利要求9的方法，其中选择常数和系数从而使SIR修正值跟对应的S IR实际值之间的误差最小。

11.权利要求10的方法，其中的通信系统是一种扩频无线电通信系统，其中的常数和系数是作为扩频系数的函数来确定的，该扩频系数用于对要在可用频谱内发射的信息进行扩频。

12.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：

在接收机里处理，包括共享共用的频带的一组扩频呼叫信号的信号；

分析这一组里呼叫信号中的一个，确定一个有关的信号能量值和干扰值；

设置第一个SIR门限值；

如果SIR测量值小于或等于第一个SIR门限值，就以第一种方式处理SIR测量值；和

如果SIR测量值大于第一个SIR门限值，就以第二种方式处理SIR测量值。

13.权利要求12的方法，还包括：

提供一个修正函数，规定实际SIR值跟小于或等于第一个SIR门限值的SIR测量值之间的第一种关系，以及SIR实际值跟大于第一个SIR门限值的SIR测量值之间的第二种关系。

14.权利要求13的方法，其中第一种关系是线性的，第二种关系是非线性的。

15.权利要求14的方法，其中的非线性关系是对数的。

16.权利要求12的方法，其中用第一种方式处理SIR值包括：

如果SIR测量值小于或等于第二个SIR门限值，就用第一个等式以第一种方式处理SIR测量值；和

如果SIR测量值大于第一个SIR门限值，就用第二个等式以第一种方式处理SIR测量值。

17.权利要求16的方法，其中的第一个等式如下：其中y₁(x)是SIR修正值，x是以dB为单位的SIR测量值，T是一个SIR门限值，K、D、C₀～C₂都是系数。

18.权利要求17的方法，其中第二个等式如下：

其中的y₂(x)是SIR修正值，x是以dB为单位的SIR测量值，T₀和T₁是SIR门限值，K₀、K₁、D₀、D₁、和C₀、C₁、C₂都是系数。

19.权利要求1 8的方法，其中的门限值和系数是作为扩频系数的函数确定的，该扩频系数用于对要在可用频谱内发射的信息进行扩频。

20.权利要求12的方法，还包括：

用处理过的SIR值控制一个呼叫信号的功率。

21.一种扩频通信系统，包括：多个移动台，以及：

至少一个基站，其中的移动台和基站用一个公用频带和码分多址(CDMA)程序进行通信，该基站包括一个控制器，估计跟一个移动台和基站之间的通信有关的信号干扰比(SIR)，并补偿这一SIR估计，从而使SIR估计跟对应于这一SIR估计的实际SIR值之间的差最小。

22.权利要求21的扩频通信系统，其中的控制器在补偿过的SIR估计的基础上产生一个功率控制命令，发射这一功率控制命令给这一个移动台。

23.权利要求21的扩频通信系统，当SIR值大于一个门限时，其中的控制器补偿SIR估计的非线性。

24.权利要求21的扩频通信系统，其中的控制器按下式补偿SIR估计：

其中y₁(x)是SIR修正值，x是以dB为单位的SIR测量值，T是一个SIR门限值，K、D、C₀～C₂都是系数。

25.权利要求24的扩频通信系统，其中的系数是作为扩频系数的函数来确定的，该扩频系数用于对要在公用频带内发射的信息进行扩频。

26.权利要求21的扩频通信系统，其中的控制器按下式补偿SIR估计：

其中的y₂(x)是SIR修正值，x是以dB为单位的SIR测量值，T₀和T₁是SIR门限值，K₀、K₁、D₀、D₁、和C₀、C₁、C₂都是系数。

27.权利要求26的扩频通信系统，其中的系数是作为扩频系数的函数来确定的，该扩频系数用于对要在公用频带内发射的信息进行扩频。

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