CN101079864B

CN101079864B - Ofdm接收机及均衡方法

Info

Publication number: CN101079864B
Application number: CN2007101030697A
Authority: CN
Inventors: 足立直人
Original assignee: Fujitsu Semiconductor Ltd
Current assignee: Socionext Inc
Priority date: 2006-05-24
Filing date: 2007-05-23
Publication date: 2011-07-06
Anticipated expiration: 2027-05-23
Also published as: CN101079862A; CN101079864A; US20070274406A1; JP4664234B2; KR100869432B1; US7706479B2; KR20070113089A; JP2007318315A

Abstract

本发明提供了一种OFDM接收机。载波插值单元(数字滤波器)在频域中执行SP信号的插值处理。IFFT电路将频域信号转换成时域信号。延迟分布特性生成单元基于IFFT电路的输出生成延迟分布特性。滤波器控制单元根据延迟分布特性控制数字滤波器的通带。FFT窗口控制单元根据延迟分布特性控制窗口的位置以选取FFT的计算范围。当多路径延迟时间大于保护间隔并且干扰波的接收功率大于阈值时，数字滤波器的通带被最小化。

Description

OFDM接收机及均衡方法

技术领域

本发明涉及用于接收和解调OFDM信号的OFDM接收机，并且更具体地涉及一种用于调节用于在频域中将导频信号插值到数字地面广播的OFDM信号中的滤波器的方法。

背景技术

作为发送数字信号的系统，近年来提出了正交频分复用(OFDM)系统。在OFDM系统中，利用在频域中彼此正交的多个载波发送数据。因此，OFDM发射机利用反向快速傅立叶变换(IFFT)调制传输信号，并且OFDM接收机利用快速傅立叶变换(FFT)解调传输信号。由于OFDM系统具有很高的频率效率，所以已经在广泛地研究将其应用于数字地面广播。应当注意OFDM已经被用在ISDB-T(综合业务数字地面广播)中，在日本ISDB-T是数字地面广播的标准。

图1是示出了普通OFDM接收机的配置的示图。在图1所示的OFDM接收机中，经天线接收的OFDM信号被送入调谐器101。调谐器101从接收到的信号中选择有用信道的信号，并且在将被选择的信号转换成中频(IF)带的信号之后将其输出。A/D转换器102将调谐器101的输出信号转换成数字信号。数字信号被正交解调器103转换成复基带信号。该复基带信号是时域信号，并且被FFT电路104转换成频域信号。因此，得到了利用各自具有不同频率的相应的载波发送的多个信号。

除了数据信号之外，离散导频(SP)信号、辅助信道(AC)信号以及传输和复用配置控制(TMCC)信号等也在数字地面广播中被传送。AC和TMCC被DQPSK解调设备(附图中未示出)解调，并且提取出包括传输参数的TMCC信息。

发送数据信号的数据载波和发送离散导频信号(下文中被称为SP信号)的SP载波被输入到均衡处理单元105。SP信号是已知信号，具有预先确定的传输相位和传输功率，并且被用于同步检测和传输路径估计(信道估计)。均衡处理单元105执行SP信号的插值处理。均衡处理单元105利用插值处理的结果均衡数据信号，并将均衡后的数据信号输出作为解调后的数据。在本说明书中，术语“均衡”包括用于校正发生在传输路径上的相位旋转的处理。解调后的数据通过逆映射(de-map)处理被转换成具有一位或多位的二进制数据，并且在误差校正电路106的校正处理之后以变换码流(TS)的格式被输出。

图2是示出了SP信号的布置的示图。在频域中，每12个载波插入一次SP信号。例如，在模式3的数字地面广播中，每个载波以1kHz的间隔被提供。在时域中，每4个符号插入一次SP信号。1个符号时间例如是1.008ms。在图2所示的示例中，利用载波C1、C13、...在用于发送第n个符号的时隙中发送SP信号，并且利用载波C4、C16、...在用于发送第n+1个符号的时隙中发送SP信号。

图3是示出了均衡处理单元105的配置的示图。均衡处理单元105包括SP插值单元110和复除法(complex divison)单元120。SP插值单元110包括符号插值单元111和载波插值单元112。符号插值单元111执行在时域中传送SP信号的每个载波的插值处理。在图2的示例中，例如就载波C1而言，时隙N+1、N+2和N+3的信号是基于时隙N的信号和时隙N+4的信号估计得到的。对于其它载波(C4、C7、C10、...)执行相同的插值处理，在这些载波上布置有SP信号。因此，在SP信号被插入其中的每个载波C1、C4、C7、C10、...中，可以得到所有符号的信息。

载波插值单元112例如是诸如FIR(有限脉冲响应)滤波器或IIR滤波器之类的数字滤波器，并且利用符号插值单元111的插值结果在频域中执行插值处理。换句话说，在每个时隙中，利用载波C1、C4、C7、...的信号来估计载波C2、C3、C5、C6、C8、C9、...的信号。因此，可以得到所有载波中的SP信号的接收信息。此时，由于SP信号的传输相位和传输功率是预先确定的，所以基于SP信号的接收信息，可以得到SP信号的传输路径特性信息(相位信息等)。就是说，SP插值单元110生成了所有载波的传输路径特性信息。

复除法单元120通过使用上述得到的传输路径特性信息的复除法计算来校正数据信号。因此，数据信号被均衡以去除传输路径的影响。

应当注意例如在专利文献1-4中描述了OFDM接收机。专利文献1描述了用于根据传输路径的情况切换包括均衡处理单元的滤波器的系数的技术。专利文献2描述了用于根据延迟波调节FFT的窗口位置的技术。专利文献3描述了用于在基于延迟分布特性(delay profile)去除干扰信号分量之后，通过执行对信号的傅立叶变换来估计传输路径的技术。专利文献4描述了用于基于被接收数据的错误率来控制构成均衡处理单元的滤波器的系数的技术。

[专利文献1]

日本专利申请公开No.2002-64464

[专利文献2]

日本专利申请公开No.2002-292125

[专利文献3]

日本专利申请公开No.2004-266814

[专利文献4]

日本专利申请公开No.2002-26861

在OFDM中，为了提高对多路径(multipath)的耐受力(在TV/Radio广播或移动电话系统中，会生成从基站发送的无线电波的反射波，并且传播相同信号的无线电波会经多条路径到达一个终端)，保护间隔被插入到每个符号间隔中。通过将符号末端部分的信号直接添加到该符号之前来得到保护间隔。此时，保护间隔周期通常被确定为使得在设定的多路径环境中不会发生符号间的干扰(某个符号的信号和其后面的符号的信号被同时接收的情况)。在数字地面广播中，保护间隔是1/8符号时间(即126μs)。因此，总地来说，即使在OFDM系统中的多路径环境下，接收机也可以解调信号以重新生成传输数据。

当多路径延迟时间大于保护间隔时，会发生符号间的干扰，并且接收质量会恶化。此时，由于保护间隔周期通常被确定为大于所设定的延迟时间，所以符号间的干扰很少发生。但是，在一些通信环境中，多路径延迟时间可能大于保护间隔。例如，在从两个基站接收到传播相同信号的无线电波的情况下，来自一个基站的无线电波和来自另一基站的无线电波之间的时间延迟可能会超过保护间隔。在这种情况下，实际上会发生符号间的干扰，并且接收质量会恶化。注意迄今为止已经难以接受多路径延迟时间超过保护间隔的环境了。

发明内容

本发明的目的在于在使用OFDM的通信系统中，在多路径延迟时间大于保护间隔的情况下提高接收质量。

本发明的OFDM接收机对在频域中插入了导频信号的OFDM信号进行解调。该OFDM接收机包括：傅立叶变换电路，用于执行对OFDM信号的傅立叶变换；延迟分布特性电路，用于生成从傅立叶变换电路的输出信号中提取的导频信号的延迟分布特性；插值电路，用于在频域中执行对从傅立叶变换电路的输出信号中提取的导频信号的插值处理；滤波器控制电路，用于基于延迟分布特性控制插值电路的滤波器特性；以及校正电路，用于利用插值电路的输出校正从傅立叶变换电路的输出信号中提取的数据信号。当主波(main wave)与干扰波之间的时间差大于OFDM的保护间隔时，滤波器控制电路根据主波与干扰波的功率比控制插值电路的滤波器特性。

在本发明中，通过生成被接收信号的延迟分布特性，检测出主波与干扰波之间的时间滞后(lag)以及主波对干扰波的功率比。当主波与干扰波之间的时间滞后大于保护间隔时，在主波与干扰波之间发生符号间干扰。因此，根据主波对干扰波的功率比控制插值电路的滤波特性。注意插值电路例如通过数字滤波器来实现。

当主波对干扰波的功率比小于阈值(即干扰波的接收功率较大)时，符号间干扰的影响变大。因此，在这种情况下，例如滤波器的通带被控制为使主波通过，而去除干扰波。另一方面，当主波对干扰波的功率比大于阈值(即干扰波的接收功率足够小)时，符号间干扰的影响较小。因此，在这种情况下，例如滤波器带宽被控制为使主波和干扰波都通过，以避免去除了频域中所需要的信息。

根据本发明，在使用OFDM的通信系统中，提高了在多路径的延迟时间大于保护间隔的情况下的接收质量。

附图说明

图1是示出了普通OFDM接收机的配置的示图；

图2是示出了SP信号的布置的示图；

图3是示出了公知的均衡处理单元的配置的示图；

图4是示出了在与本发明相关的OFDM接收机中提供的均衡处理单元的配置的示图；

图5是说明对载波插值单元的滤波器特性的控制的示图；

图6A和6B是说明对FFT窗口的控制的示图；以及

图7A、7B、8A、8B、9A、9B、10A、10B是说明对FFT窗口位置和滤波器的通带的控制的示图。

具体实施方式

图4是示出了在与本发明相关的OFDM接收机中提供的均衡处理单元的配置的示图。应当注意该OFDM接收机的基本配置与图1中所示的配置相同。换句话说，实施例的均衡处理单元被提供以从图1中所示的FFT电路104输出的频域信号。假设实施例的OFDM接收机接收数字地面广播。

在OFDM中，多个信号被利用多个各自具有不同频率的载波发送。在数字地面广播中，数据信号、离散导频(SP)信号、辅助信道(AC)信号以及传输和复用配置控制(TMCC)信号等被并行地传送。

提取电路51从FFT电路104的输出信号中提取数据信号、SP信号、AC信号和TMCC信号中的每一个。数据信号被发送给复除法单元120，并且SP信号被发送给特性计算单元53。注意AC信号和TMCC信号由图中未示出的DQPSK解调器解调；但是，由于这些信号不是直接与本发明相关的，所以省略了对它们的说明。

SP生成单元52生成SP信号作为已知信号。此时，SP信号的传输相位和传输功率是预先确定的。SP生成单元52生成与从发射机设备发送的SP信号相同的SP信号。

特性计算单元53基于从接收到的信号中提取的SP信号和SP生成单元52生成的SP信号计算传输路径的特性信息。例如，可以通过将从接收到的信号中提取的SP信号除以SP生成单元52中生成的SP信号来计算传输路径的特性信息。注意提取电路51、SP生成单元52和特性计算单元53可以用公知的技术来实现，因此，在图1和图3中省略了它们。

参考图2和图3说明的符号插值单元111在时域中执行SP信号(基于SP信号获得的传输路径特性信息)的插值处理。载波插值单元11的基本操作与图3中所示的载波插值单元112的基本操作相同。换句话说，载波插值单元11是诸如FIR滤波器或IIR滤波器之类的数字滤波器，并且使用符号插值单元111的插值结果在频域中执行插值处理。因此，得到了所有载波中的SP信号的传输路径的特性信息。

参考图3说明的复除法单元120通过使用传输路径的特性信息执行复除法来校正数据信号。因此，数据信号被均衡以去除传输路径的影响。均衡后的数据信号被逆映射并且以TS的格式被输出。

IFFT电路21通过执行反向傅立叶变换将从符号插值单元111输出的频域信号转换成时域信号。延迟分布特性生成单元22利用从IFFT电路21中输出的时域信号生成延迟分布特性。延迟分布特性表示时间轴上的接收功率。换句话说，延迟分布特性表示主波(有用波)分量和干扰波(不希望有的波)分量的各自接收功率。因此，通过分析延迟分布特性，可以得到主波与干扰波之间的延迟时间以及主波与干扰波之间的接收功率比。通常，主波是接收到的波中具有最大接收功率的波。干扰波是在多路径环境中传送与主波的信号相同的信号的波，并且是主波的延迟波或先行(preceding)波。应当注意在无线电波传播来自多个基站的相同信号的环境中，来自一个基站的无线电波是主波，而来自其它基站的无线电波是干扰波。

滤波器控制单元23基于延迟分布特性控制载波插值单元11的滤波器特性。这里，如果载波插值单元11是FIR滤波器，则滤波器控制单元23通过调节FIR滤波器的抽头系数来控制通带。

图5是说明载波插值单元11的滤波器特性的控制的示图。在本示例中，1个符号时间假定为1.008ms。例如，如果干扰波距离主波的延迟时间是126μs，则滤波器控制单元23将滤波器通带设为“1/8符号时间(＝126μs)”。或者，如果干扰波距离主波的延迟时间是252μs，则滤波器控制单元23将滤波器通带设置为“1/4符号时间(＝252μs)”。换句话说，滤波器控制单元23基本是将滤波器通带设置为与多路径延迟时间相等或者稍大于多路径延迟时间的时间段。但是，当多路径延迟时间大于保护间隔时，根据主波与干扰波的接收功率比来控制滤波器的通带，下面会详细说明。

FFT窗口控制单元24基于延迟分布特性控制窗口的位置，所述窗口位置选取(extract)FFT电路104中的计算范围。注意在OFDM中，每个符号包括有效符号和保护间隔(GI)，如图6A或6B中所示。保护间隔可以通过复制有效符号的末端部分的信号并将其添加到该符号的头部而得到。

在存在主波和延迟波的情况下，如图6A中所示，FFT窗口控制单元24设置窗口位置以提取主波的有效符号。在这种情况下，FFT电路104被提供以主波(n)的有效符号、延迟波(n)的有效符号的一部分，以及延迟波(n)的保护间隔的一部分。但是，保护间隔(n)的信号与有效符号(n)的信号相同。因此，在这种情况下，只有符号(n)的信号被提供给FFT电路104，并且不会发生符号间的干扰。除了主波信号分量之外，延迟波信号分量也被提供给FFT电路104，因而可以防止接收质量的恶化。

另一方面，在存在主波和先行波的情况下，FFT窗口控制单元24设置窗口位置以提取先行波的有效符号，如图6B中所示。这样，只有符号(n)的信号被提供给FFT电路104，并且不会发生符号间的干扰。应当注意当存在主波和它的先行波并且窗口位置被设置为提取主波的有效符号时，后续符号的一部分信息被送入FFT电路104中，并且接收质量恶化。

如上所述，FFT窗口控制单元24基本是在存在主波和它的延迟波时设置窗口位置以提取主波的有效符号，并且在存在主波和它的先行波时设置窗口位置以提取先行波的有效符号。但是，后面会详细说明，当多路径延迟时间大于保护间隔时，可以根据主波与干扰波的接收功率比来改变窗口位置的设置。

下面给出实施例的OFDM接收机的操作细节。下面的描述假设是在数字地面广播的模式3中。换句话说，1个符号时间假定为1.008ms，并且保护间隔假定为1/8符号时间(126μs)。载波插值单元11包括例如FIR滤波器之类的数字滤波器。

首先，参考图7A、7B、8A和8B说明当多路径延迟时间比保护间隔短时的操作。

图7A是示出了存在主波和它的延迟波(延迟时间＝31μs)时的操作的示图。在这种情况下，FFT窗口控制单元24控制窗口位置以提取主波的有效符号。滤波器控制单元23将滤波器通带设置为与多路径延迟时间相等或稍大于多路径延迟时间的时间段。在这种情况下，设置“通带＝1/32符号时间(32μs)”。

图7B是示出了存在主波和它的先行波(时间延迟＝31μs)时的操作的示图。在这种情况下，FFT窗口控制单元24控制窗口位置以提取先行波的有效符号。滤波器控制单元23设置“通带＝1/32符号时间(32μs)”。

图8A是示出了存在主波和它的延迟波(延迟时间＝120μs)时的操作的示图。在这种情况下，FFT窗口控制单元24控制窗口位置以提取主波的有效符号。滤波器控制单元23设置“通带＝1/8符号时间(126μs)”。

图8B是示出了存在主波和它的先行波(时间延迟＝120μs)时的操作的示图。在这种情况下，FFT窗口控制单元24设置窗口位置以提取先行波的有效符号。滤波器控制单元23设置“通带＝1/8符号时间(126μs)”。

如上所述，当多路径延迟时间比保护间隔短时，与多路径延迟时间相等或稍大于多路径延迟时间的时间段被设置为用于SP信号的载波插值的滤波器通带。当存在主波和它的延迟波时，窗口位置被设置为提取主波的有效符号；而当存在主波和它的先行波时，窗口位置被设置为提取先行波的有效符号。

接下来，参考图9A、9B、10A和10B说明多路径延迟时间大于保护间隔时的操作。注意当多路径延迟时间大于保护间隔时，可能会发生符号间的干扰。

图9A是示出了当存在主波和它的延迟波(延迟时间＝160μs)并且D/U比小于阈值时的操作的示图。这里，D/U比是作为主波的有用波与作为干扰波的不希望有的波的接收功率的比。在本说明书中，“小D/U比”表示有用波与干扰波之间的功率差异较小。在这种情况下，FFT窗口控制单元24控制窗口位置以提取主波的有效符号。滤波器控制单元23设置“通带＝1/64符号时间(16μs)”。

图9B是示出了当存在主波和它的先行波并且D/U比小于阈值时的操作的示图。在这种情况下，FFT窗口控制单元24控制窗口位置以提取主波的有效符号。滤波器控制单元23设置“通带＝1/64符号时间(16μs)”。

如上所述，当多路径延迟时间大于保护间隔并且干扰波的接收功率较大时，不管干扰波是先行波还是延迟波，都控制窗口位置来提取主波的有效符号。用于载波插值的滤波器通带被最小化(在这种情况下为16μs)。换句话说，执行控制来收集与主波相关的信息并去除与干扰波相关的信息。因此，可以抑制导致符号间干扰的干扰波的影响，并且减轻接收质量的恶化。

应当注意用于载波插值的滤波器被提供以频域信号。因此，当通过缩窄滤波器的通带来去除干扰波时，由主波传送的一部分信息也会被去除。去除由主波传送的一部分信息会导致接收质量的恶化。但是，在干扰波的接收功率较大的情况下，由于干扰波引起的符号间干扰所导致的接收质量恶化也是很严重的问题。因此，在实施例的OFDM接收机中，通过适当地设置D/U比的阈值，滤波器通带被控制以在不去除干扰波而引起的质量恶化比去除干扰波而引起的质量恶化更严重的情况下去除干扰波。此时，通过实验、仿真等确定D/U比的阈值。

图10A是示出了当存在主波和它的延迟波(延迟时间＝160μs)并且D/U比大于阈值时的操作的示图。在这种情况下，FFT窗口控制单元24控制窗口位置以提取主波的有效符号。滤波器控制单元23设置“通带＝1/6符号时间(168μs)”。

图10B是示出了当存在主波和它的先行波(时间延迟＝160μs)并且D/U比大于阈值时的操作的示图。在这种情况下，FFT窗口控制单元24控制窗口位置以提取先行波的有效符号。滤波器控制单元23设置“通带＝1/6符号时间(168μs)”。

如上所述，当多路径延迟时间大于保护间隔并且干扰波的接收功率足够小时，等于延迟时间或稍大于延迟时间的时间段被设置为滤波器通带。换句话说，主波和干扰波都被用在载波插值处理中。此时，当多路径延迟时间大于保护间隔时，如果主波和干扰波都被用在载波插值处理中，则可能会发生由于符号间干扰而引起的接收质量恶化。但是，如果干扰波的接收功率足够小，则由干扰波引起的接收恶化的影响可以较小。

应当注意可以对每个符号执行用于通过生成延迟分布特性来控制FFT窗口和滤波器的通带的处理，或者可以按指定的周期(例如每一帧)来执行该处理。

另外，用于通过生成延迟分布特性来控制FFT窗口和滤波器的通带的功能可以用硬件电路来实现，或者也可以用软件来实现。

Claims

1.一种正交频分复用接收机，用于解调在频域中插入了导频信号的正交频分复用信号，所述正交频分复用接收机包括：

傅立叶变换电路，用于执行对所述正交频分复用信号的傅立叶变换；

延迟分布特性电路，用于生成从所述傅立叶变换电路的输出信号中提取的所述导频信号的延迟分布特性；

插值电路，用于在所述频域中执行从所述傅立叶变换电路的输出信号中提取的所述导频信号的插值处理；

滤波器控制电路，用于基于所述延迟分布特性控制所述插值电路的滤波特性；以及

校正电路，用于使用所述插值电路的输出校正从所述傅立叶变换电路的输出信号中提取的数据信号，其中

当主波与干扰波之间的时间滞后大于正交频分复用的保护间隔时，所述滤波器控制电路根据所述主波与所述干扰波的功率比控制所述插值电路的滤波特性，

其中当所述主波与所述干扰波之间的时间滞后大于正交频分复用的保护间隔并且所述主波对所述干扰波的功率比小于阈值时，所述滤波器控制电路控制所述滤波特性以使所述主波通过并且去除所述干扰波，

并且其中当所述主波和所述干扰波之间的时间滞后大于正交频分复用的保护间隔并且所述主波对所述干扰波的功率比大于阈值时，所述滤波器控制电路控制所述滤波特性以使所述主波和所述干扰波都通过。

2.根据权利要求1所述的正交频分复用接收机，其中

所述插值电路包括有限脉冲响应滤波器，并且

所述滤波器控制电路通过调节所述有限脉冲响应滤波器的抽头系数来控制通带。

3.根据权利要求1所述的正交频分复用接收机，还包括

窗口控制电路，用于基于所述延迟分布特性控制窗口的位置以提取所述傅立叶变换电路中的计算范围。

4.根据权利要求3所述的正交频分复用接收机，其中

当所述主波与所述干扰波之间的时间滞后大于正交频分复用的保护间隔并且所述主波对所述干扰波的功率比小于阈值时，所述窗口控制电路设置所述窗口以提取所述主波。

5.根据权利要求3所述的正交频分复用接收机，其中

当所述主波和延迟干扰波之间的时间滞后大于正交频分复用的保护间隔并且所述主波对所述延迟干扰波的功率比大于阈值时，所述窗口控制电路设置所述窗口以提取所述主波。

6.根据权利要求3所述的正交频分复用接收机，其中

当所述主波和先行干扰波之间的时间滞后大于正交频分复用的保护间隔并且所述主波对所述先行干扰波的功率比大于阈值时，所述窗口控制电路设置所述窗口以提取所述先行干扰波。

7.根据权利要求1所述的正交频分复用接收机，其中

所述导频信号是数字地面广播的离散导频信号。

8.一种均衡方法，用于均衡正交频分复用接收机中的数据信号，所述正交频分复用接收机用于解调在频域中插入了导频信号的正交频分复用信号，所述均衡方法包括：

使用傅立叶变换电路执行对所述正交频分复用信号的傅立叶变换；

生成从所述傅立叶变换电路的输出信号中提取的导频信号的延迟分布特性；

基于所述延迟分布特性在所述频域中执行从所述傅立叶变换电路的输出信号中提取的导频信号的插值处理；

当主波与干扰波之间的时间差大于正交频分复用的保护间隔时，根据所述主波对所述干扰波的功率比控制用于插值处理的滤波特性，其中当所述主波对所述干扰波的功率比小于阈值时，所述滤波特性被控制为使所述主波通过并且去除所述干扰波，而当所述主波对所述干扰波的功率比大于阈值时，所述滤波特性被控制为使所述主波和所述干扰波都通过；以及

使用通过所述插值处理得到的信息校正并输出从所述傅立叶变换电路的输出信号中提取的数据信号。