CN101013852A - 开关电源电路 - Google Patents

Abstract

一种开关电源电路，包括：整流和平滑部分，其被配置为将来自交流电源的交流、交流功率转化为直流、直流功率；转换器部分，其被配置为将来自所述整流和平滑部分的所述直流功率转化为交流功率，并进一步将所述交流功率转化为直流功率；以及功率因数补偿部分，其被配置为提高功率因数。所述整流和平滑部分包括初级侧整流器元件和平滑电容器。所述转换器部分包括扼流线圈、换流变压器、开关元件、初级侧串联谐振电路、初级侧并联谐振电路、振荡和驱动电路以及控制电路。所述功率因数补偿部分包括有源箝位电路、功率因数补偿第一二极管和滤波电容器。

Description

开关电源电路

相关申请的交叉引用

本发明所包含的主题涉及于2006年2月2日和2006年2月13日在日本专利局提交的日本专利申请JP2006-025644和JP2006-035569，在此将其全文引入以供参考。

技术领域

本发明涉及一种开关电源电路，可以将其用作各种电子设备的电源。

背景技术

近年来，用于对商用电源电压进行整流以获得预期直流电压的电源电路中大多数采用开关电源电路。通过提高开关频率，开关电源电路能够实现变压器和其他装置的小型化，并且可以将开关电源电路用作各种电子设备的电源中的高功率直流-直流转换器。

商用电源电压为正弦交流电压。但是，如果在采用整流器元件和平滑电容器的平滑和整流电路中对商用电源电压整流并使之平滑，那么在平滑和整流电路的峰值保持效应的作用下，电流仅在交流电压的峰值电压附近的短周期内自商用电压源流向开关电源电路。因此，自商用电压源流向电源电路的电流具有显著不同于正弦波的失真波形。这导致了一个问题，即降低了表示电源使用效率的功率因数。此外，还需要提供对抗措施来抑制由失真电流波形导致的商用电源电压周期的谐波。为了解决这些问题，具有一种采用所谓的有源滤波器的方法，这是一种已知的用于实现功率因数补偿的现有技术(参见，例如，日本专利公开文本No.Hei6-327246)。

图22示出了此类有源滤波器的基本构造。参考图22，将被构造为桥式整流器的初级侧整流器元件Di连接至商用交流电源交流。将增压(step-up)转换器连接至初级侧整流器元件Di的正/负线。将平滑电容器Cout并联至所述转换器的输出，并获取直流电压Vout作为跨越平滑电容器Cout的电压。将这一直流电压Vout作为输入电压提供至诸如下一级直流-直流转换器的负载。

作为用于实现功率因数补偿的电路结构，可以包括增压转换器和用于转换器的控制器。增压转换器包括电感器L、快速恢复高速开关二极管D和开关元件Q。控制器包括作为其主要部件的乘法器111。使电感器L和高速开关二极管D在初级侧整流器元件Di的正输出端子和平滑电容器Cout的正极端子之间相互串联。在初级侧整流器元件Di的负输出端子(初级侧地)和平滑电容器Cout的负极端子之间提供电阻器Ri。开关元件Q由(例如)MOS-FET形成，并将其设置于初级侧地与电感器L和高速开关二极管D之间的连接节点之间。

将电流读出线LI、波形输入线LW和电压读出线LV连接至乘法器111。乘法器111从电阻器Ri的两端检测取决于整流电流Iin的信号，整流电流Iin流经初级侧整流器元件Di的负输出端子，并自电流读出线LI输入。此外，乘法器111还检测取决于整流电压Vin的信号，整流电压Vin取自初级侧整流器元件Di的正输出端子，并自波形输入线LW输入。整流电压Vin具有由来自商用电压AC的交流输入电压VAC的波形的绝对值构成的波形。此外，在自电压读出线LV输入的跨越平滑电容器Cout的直流电压Vout的基础上，乘法器111检测直流输入电压的变化差(将通过放大预定基准电压与直流电压Vout之间的差值得到的信号称为变化差，类似地，在下文中也将使用这一术语)。乘法器111输出用于驱动开关元件Q的驱动信号。

乘法器111(用于增压转换器的控制器)和增压转换器将取决于通过电流读出线LI检测的整流电流Iin的信号与通过电压读出线LV检测的直流输入电压的变化差相乘，并检测乘法运算结果和取决于通过波形输入线LW检测的整流电压Vin的信号之间的误差。接下来，放大所述误差信号，之后实施脉冲宽度调制(PWM)转换，由此通过高、低电平的二进制信号控制开关元件Q。以这种方式构造了两输入端反馈系统，从而将直流电压Vout设为预定值，并使整流电流Iin的波形与整流电压Vin的波形相似。因此，从商用电源AC施加至初级侧整流器元件Di的交流电压的波形变得与流向初级侧整流器元件Di的交流电流的波形相似。因此，获得了使功率因数几乎接近1的功率因数补偿。

图23A示出了图22所示的有源滤波器电路正常工作时的整流电压Vin和整流电流Iin。图23B示出了输入至平滑电容器Cout的能量(功率)或自其输出的能量(功率)的变化Pchg。虚线表示输入和输出能量(功率)的平均值Pin。具体而言，当整流电压Vin高时，平滑电容器Cout在其内存储能量，当整流电压Vin低时，其释放能量，由此保持输出功率的流动。图23C示出了输入至平滑电容器Cout以及自其输出的充电/放电电流的波形。图23D示出了作为跨越平滑电容器Cout的两端的电压的直流电压Vout。在直流电压Vout中，在直流电压(例如，375V的直流电压)上叠加了纹波电压，所述纹波电压主要由整流电压Vin的周期的二次谐波分量构成。

图24示出了一个电源电路的构造实例，所述电源电路是通过将基于图22的构造的有源滤波器耦合至作为下一级构造的电流谐振转换器得到的。图24中的电源电路采用了一种当交流输入电压VAC处于85V到264V的范围内时，与300W到0W的负载功率变化范围相兼容的构造。所述电流谐振转换器采用了基于单独激励的半桥接系统的构造。在下文中将从交流输入侧按顺序依次描述图24中的电源电路。提供由两个线路滤波器变压器LFT和三个跨线电容器CL形成的共模噪声滤波器，并将初级侧整流器元件Di连接至共模噪声滤波器的下游。将由电感器LN和滤波电容器CN形成的pi型常态噪声滤波器125连接至来自初级侧整流器元件Di的整流输出线。

将初级侧整流器元件Di的正输出端子通过电感器LN、扼流线圈PCC(起着电感器Lpc的作用)和快速恢复高速开关二极管D20的串联耦合至平滑电容器Ci的正极端子。这一平滑电容器Ci具有与图22中的平滑电容器Cout类似的功能。此外，扼流线圈PCC的电感器Lpc和高速开关二极管D20分别具有与图22所示的电感器L和高速开关二极管D类似的功能。在该图中，将通过电容器Csn和电阻器Rsn串联形成的RC缓冲电路并联至高速开关二极管D20。

开关元件Q103相当于图22中的开关元件Q。功率因数/输出电压控制IC120是一种用于控制有源滤波器的操作的集成电路(IC)，其中，有源滤波器用于实施功率因数补偿，从而使功率因数接近1。控制IC120包括乘法器、除法器、电压误差放大器、PWM控制电路和输出用于驱动开关元件Q103的驱动信号的驱动电路。此外，形成第一反馈控制电路。具体而言，在这一电路中，通过电压划分电阻器R5和R6划分跨越平滑电容器Ci的电压(直流输入电压Ei)，将由此获得的电压输入到功率因数/输出电压控制IC120的端子T1，从而将直流输入电压Ei设为预定值。

此外，在初级侧整流器元件Di的正输出端子和初级侧地之间提供电压划分电阻器R101和R102的串联电路。将电压划分电阻器R101和R102之间的连接节点连接至端子T5。由此将来自初级侧整流器元件Di的整流电压在分割之后输入到端子T5。此外，将跨越电阻器R3的电压，即取决于开关元件Q103的源极电流的电压，输入到端子T2。开关元件Q103的源极电流是有助于存储流经扼流线圈PCC的电流I1的磁能的电流。此外，形成第二反馈控制电路，其使取决于输入到功率因数/输出电压控制IC120的端子T5的整流电压的信号与取决于输入到端子T2的电压的包络(即电流I1的包络)的信号相似。

向端子T4提供用于功率因数/输出电压控制IC120的工作电源电压。具体而言，在绕组N5内激励交流电压，绕组N5在扼流线圈PCC内变压器耦合至电感器Lpc。通过由整流二极管D11和串联谐振电容器C11形成的半波整流电路将所激励的交流电压转化为低直流电压，并将这一直流电压输入到端子T4。端子T4还通过启动电阻器Rs耦合至初级侧整流器元件Di的正输出端子。在自接通商用电源AC到在绕组N5内激发电压的启动周期内，通过启动电阻器Rs将通过初级侧整流器元件Di的正输出端子获得的整流输出提供至端子T4。功率因数/输出电压控制IC120采用如此提供的整流电压作为启动电源电压，由此开始工作。

将用于驱动开关元件的驱动信号(栅极电压)由端子T3输出到开关元件Q103的栅极。具体而言，将用于操作下述(上述)两个反馈控制电路的驱动信号输出至开关元件Q103的栅极：第一反馈控制电路，其将通过电压划分电阻器R5和R6的划分而得到的电压的值设置为预定值；以及第二反馈控制电路，其使电流I1的包络与直流输入电压Ei的包络相似。由于这一操作，来自商用电源AC的交流输入电流IAC的波形变得与交流输入电压VAC的的波形几乎相同。因此，获得了使功率因数几乎变为1的控制。也就是说，实现了功率因数补偿。

图25和26示出了与图24所示的有源滤波器的功率因数补偿操作相关的各成分的波形。图25根据负载变化示出了开关元件Q103的开关操作(ON：导通操作，OFF：断开操作)以及流经扼流线圈PCC的电感器Lpc的电流I1。图25A示出了对应于轻负载的操作。图25B示出了对应于中等负载的操作。图25C示出了对应于重负载的操作。通过图25A、25B和25C之间的比较显然可以看出，负载越重，开关元件Q103的导通周期变得越长，而其开关周期则保持不变。通过对经由电感器Lpc流至平滑电容器Ci的取决于负载条件的电流I1的调整，能够使直流输入电压Ei相对于交流输入电压VAC的电压变化和负载变化保持稳定。例如，对于处于85V到264V范围内的交流输入电压VAC，可以使直流输入电压Ei在380V处保持恒定。直流输入电压Ei是跨越平滑电容器Ci的电压，其起着下一级电流谐振转换器的直流输入电压的作用。

图26基于与交流输入电压VAC的比较示出了交流输入电流IAV与直流输入电压Ei的波形。图26中的这些波形是在交流输入电压VAC为100V时获得的试验结果。如该图所示，随着时间的推移，交流输入电压VAC的波形与交流输入电流IAC的波形基本相似。也就是说，实现了功率因数补偿。除了功率因数补偿，还表明将直流输入电压Ei稳定在了380V的平均值上。如该图所示，直流输入电压Ei包括叠加在380V的直流电压上的10Vp-p(峰峰值为10V)的纹波变化。

再次参考图24，将在下文中描述位于有源滤波器之后的电流谐振转换器。向电流谐振转换器提供直流输入电压Ei，电流谐振转换器执行用于实现能量转换的开关操作。电流谐振转换器包括由开关元件Q101和Q102的半桥接形成的开关电路。单独激励这一电流谐振转换器，并且采用MOS-FET作为开关元件Q101和Q102。将体二极管DD101和DD102并联至这些MOS-FET。通过振荡和驱动电路2以必要的开关频率对开关元件Q101和Q102进行开关驱动，从而使其交替导通和截止。通过来自控制电路1的信号控制振荡和驱动电路2。控制电路1的作用在于改变取决于次级侧直流输出电压Eo的电平的开关频率，由此使输出电压Eo稳定化。

提供换流变压器PIT，从而将开关元件Q101和Q102的开关输出从初级侧传输至次级侧。将换流变压器PIT的初级绕组N1的一端通过初级侧串联谐振电容器C101耦合至开关元件Q101和Q102之间的连接节点(开关输出节点)，同时将初级绕组N1的另一端接地。初级侧串联谐振电容器C101和初级侧漏电感L1形成了串联谐振电路。通过开关元件Q101和Q102向串联谐振电路提供开关电路，从而引发电路的谐振操作。

在换流变压器PIT的次级侧缠绕次级绕组N2。如该图所示，次级绕组N2包括其间提供了中心抽头的次级绕组部分N2A和次级绕组部分N2B。中心抽头连接至次级侧地。将二次绕组部分N2A和次级绕组部分N2B分别连接至整流二极管Do1和整流二极管Do2的阳极，并将相应的整流二极管Do1和Do2的阴极连接至平滑电容器Co。由此形成了双波整流电路。于是，获得了作为跨越平滑电容器Co的电压的次级侧直流输出电压Eo。将次级侧直流输出电压Eo提供给负载(未示出)，并将其输出至上述控制电路1。

图27示出了作为负载的函数的由交流功率到直流功率的功率转换效率ηAC→DC(总效率)、功率因数PF和直流输入电压Ei的特性。该图示出了当交流输入电压VAC为100V时，与从300W到0W的负载功率Po的变化相关的特性。此外，图28示出了作为交流输入电压VAC的函数的功率转换效率ηAC→DC(总效率)、功率因数PF和直流输入电压Ei的特性。

该图示出了在负载功率为300W的恒定负载条件下，与从85V到264V的交流输入电压VAC的变化相关的特性。

首先参考图27，随着负载功率Po的升高，功率转换效率(总效率)降低。相反，如图28所示，当在相同的负载条件下改变交流输入电压VAC时，随着交流输入电压VAC的电平的提高，功率转换效率具有增大的趋势。例如，在负载功率为300W的负载条件下，当交流输入电压VAC分别为100V、230V和85V时，功率转换效率(总效率)为大约83.0％、89.0％和80.0％。

再来看图27，功率因数PF示出了相对于负载功率Po的变化而几乎保持恒定的特性。此外，如图28所示，可以认为功率因数PF相对于交流输入电压VAC的变化也几乎保持恒定，尽管随着交流输入电压VAC的增大，其有略微降低的趋势。例如，在负载功率为300W的负载条件下，当交流输入电压VAC分别为100V和230V时，功率因数PF大约为0.96和0.94。

如图27和图28所示，就直流输入电压Ei而言，其相对于负载功率Po的变化以及相对于交流输入电压VAC的变化均基本保持恒定。

由上述描述显然可以看出，图24中的电源电路配有图22所示的已知有源滤波器，其目的在于通过这样一种配置实现功率因数补偿。

但是，具有图24所示配置的电源电路存在下述问题。具体而言，所获得的图24的电源电路的功率转换效率是对应于前一级有源滤波器的从交流功率到直流功率的转换效率和在后一级电流谐振转换器中从直流功率到直流功率的转换效率的合成结果。也就是说，图24中的电路的总功率转换效率(总效率)是由这些功率转换效率值的乘积得到的。由于这些值均小于1，因此作为乘积的结果，总效率变得小于任一所述值。

此外，由于有源滤波器电路实施硬开关操作，因此噪声生成度高，这要求具备严格的抗噪声措施。因此，在图24所示的电路中，向商用电源AC的线路提供由两个线路滤波器变压器和三个跨线电容器形成的噪声滤波器。此外，整流输出线配有由一个电感器LN和两个滤波电容器CN构成的常态噪声滤波器。此外，向用于整流的快速恢复高速开关二极管D20提供RC缓冲电路。通过这种方式，必须提供由多个组件形成的抗噪声措施，其导致了成本的增加，以及电源电路板安装面积的增大。

此外，由作为通用IC的功率因数/输出电压控制IC120控制的开关元件Q103的开关频率被固定为60kHz，而下一级电流谐振转换器的开关频率则在80kHz到200kHz的范围内变化。由于两开关元件的开关定时(时钟)相互独立，因此地电势相互干扰，并且在两元件基于各自时钟的开关操作的影响下变得不稳定。因此，容易导致例如异常振荡。这将导致电路设计困难以及可靠性降低等问题。

此外，如果扩大交流输入电压的范围，那么开关元件的击穿电压必须更高，这通常会使对元件的选择更困难。

发明内容

根据本发明的第一实施例，提供了一种开关电源电路，其包括：整流和平滑部分，其被配置为将来自交流电源的交流功率转换为直流功率；转换器部分，其被配置为将来自所述整流和平滑部分的所述直流功率转化为交流功率，并进一步将所述交流功率转化为直流功率；以及功率因数补偿部分，其被配置为提高功率因数。所述整流和平滑部分包括初级侧整流器元件和平滑电容器，向所述初级侧整流器元件提供来自所述交流电源的输入交流功率，并由所述初级侧整流器元件对所述输入功率进行整流。转换器部分包括其一端连接至平滑电容器的一端的扼流线圈和换流变压器，在所述换流变压器中，将初级绕组和次级绕组缠绕于磁芯之上，从而使所述初级绕组和所述次级绕组相互松散地耦合。所述初级绕组的一端连接至所述扼流线圈的另一端。所述转换器部分还包括其一端连接至所述初级绕组的另一端的开关元件和谐振频率由产生于所述初级绕组内的漏电感决定的初级侧串联谐振电路。所述转换器部分还包括扼流线圈的电感和一端连接至所述初级绕组的所述一端的初级侧串联谐振电容器的电容，以及初级侧并联谐振电路，所述初级侧并联谐振电路的谐振频率由产生于所述初级绕组中的漏电感、所述扼流线圈的电感和与所述开关元件并联的初级侧并联谐振电容器的电容决定。所述转换器部分还包括导通和截止所述开关元件的振荡和驱动电路以及控制电路，所述控制电路通过向所述振荡和驱动电流提供控制信号将次级侧直流输出电压设定为预定值。次级侧直流输出电压从连接至所述次级绕组的次级侧整流电路输出。所述功率因数补偿部分包括有源箝位电路，所述有源箝位电路连接于所述开关元件的所述一端与所述扼流线圈的所述一端之间，并且包括由箝压电容器和辅助开关元件构成的串联电路，所述辅助开关元件以和所述开关元件互补的方式导通。所述功率因数补偿部分还包括其一端连接至初级侧整流器元件D的输出侧的一端的功率因数补偿第一二极管以及连接于所述功率因数补偿第一二极管的所述一端与所述平滑电容器的所述一端之间的滤波电容器。

根据本发明的第二实施例，提供了一种开关电源电路，其包括：整流和平滑部分，其被配置为将来自交流电源的交流功率转换为直流功率；转换器部分，其被配置为将来自所述整流和平滑部分的所述直流功率转化为交流功率，并进一步将所述交流功率转化为直流功率；以及功率因数补偿部分，其被配置为提高功率因数。所述整流和平滑部分包括初级侧整流器元件和平滑电容器，向所述初级侧整流器元件提供来自所述交流电源的输入交流功率，并由所述初级侧整流器元件对所述输入功率进行整流。转换器部分包括其一端连接至所述平滑电容器的一端的扼流线圈和换流变压器，在所述换流变压器中，将初级绕组和次级绕组缠绕于磁芯之上，从而使所述初级绕组和所述次级绕组相互松散地耦合。所述初级绕组的一端连接至所述扼流线圈的另一端。所述转换器部分还包括开关元件和初级侧串联谐振电路，所述开关元件的一端连接至所述初级绕组的所述一端，所述初级侧串联谐振电路的谐振频率由产生于所述初级绕组中的漏电感、所述扼流线圈的电感和其一端连接至所述初级绕组的另一端的初级侧串联谐振电容器的电容决定。所述转换器部分还包括初级侧并联谐振电路，所述初级侧并联谐振电路的谐振频率由所述初级绕组中产生的漏电感、所述扼流线圈的电感和与所述开关元件并联的初级侧并联谐振电容器的电容决定。所述转换器部分还包括导通和截止所述开关元件的振荡和驱动电路以及控制电路，所述控制电路通过向所述振荡和驱动电流提供控制信号将次级侧直流输出电压设定为预定值。次级侧直流输出电压从连接至所述次级绕组的次级侧整流电路输出。所述功率因数补偿部分包括与所述扼流线圈并联的有源箝位电路，所述有源箝位电路包括由箝压电容器和辅助开关元件构成的串联电路，所述辅助开关元件以和所述开关元件互补的方式导通。所述功率因数补偿部分还包括其一端连接至初级侧整流器元件D的输出侧的一端的功率因数补偿第一二极管以及连接于所述功率因数补偿第一二极管的所述一端与所述平滑电容器的所述一端之间的滤波电容器。

根据第一和第二实施例的开关电源电路包括整流和平滑部分、转换器部分和功率因数补偿部分。将所述转换器部分配置为多级谐振转换器，其包括初级侧串联谐振电路和初级侧并联谐振电路。所述初级侧串联谐振电路的谐振频率由产生于所述初级绕组中的漏电感、所述扼流线圈的电感和所述初级侧串联谐振电容器的电容决定。所述初级侧并联谐振电路的谐振频率由产生于所述初级绕组中的漏电感、所述扼流线圈的电感和所述初级侧并联谐振电容器的电容决定。在第一实施例中，所述开关元件的一端连接至所述初级绕组的另一端。相反，在第二实施例中，所述开关元件的一端耦合至所述初级绕组的一端与所述扼流线圈的另一端之间的连接节点。所述开关元件由所述振荡和驱动电路驱动。从控制电路向所述振荡和驱动电路提供控制信号，从而将从次级侧整流电路输出的次级侧直流输出电压设定为预定值。

所述功率因数补偿部分包括有源箝位电路、功率因数补偿第一二极管和滤波电容器。所述有源箝位电路包括由所述箝压电容器和所述辅助开关元件构成的串联电路，其中所述辅助开关元件以和所述开关元件互补的方式导通。将所述功率因数补偿第一二极管的一端连接至所述初级侧整流器元件的输出侧的一端。将所述滤波电容器连接于所述功率因数补偿第一二极管的所述一端与所述平滑电容器的一端之间。所述功率因数补偿部分起着升压转换器的作用，其输出通过所述整流和平滑部分获得的直流电压与跨越所述箝压电容器的电压之和，以提高功率因数。至少产生于所述初级绕组中的漏电感起着升压转换器的升压电感器的作用，所述辅助开关元件起着整流器元件的作用。“以互补的方式导通”这一表述是指，当所述开关元件和所述辅助开关元件之一处于导通状态时，另一个不处于导通状态。在第一实施例中，将所述有源箝位电路连接于所述开关元件的一端与所述扼流线圈的一端之间。在第二实施例中，将所述有源箝位电路与所述扼流线圈并联。此外，所述有源箝位电路箝定跨越所述开关元件产生的电压。

根据本发明的第三实施例，提供了一种开关电源电路，其包括：整流和平滑部分，其被配置为将来自交流电源的交流功率转换为直流功率；转换器部分，其被配置为将来自所述整流和平滑部分的所述直流功率转化为交流功率，并进一步将所述交流功率转化为直流功率；以及功率因数补偿部分，其被配置为提高功率因数。所述整流和平滑部分包括初级侧整流器元件和平滑电容器，向所述初级侧整流器元件提供来自所述交流电源的输入交流功率，并由所述初级侧整流器元件对所述输入功率进行整流。转换器部分包括其一端连接至所述平滑电容器的一端的扼流线圈和换流变压器，在所述换流变压器中，将初级绕组和次级绕组缠绕于磁芯之上，从而使所述初级绕组和所述次级绕组相互松散地耦合。所述初级绕组的一端连接至所述扼流线圈的另一端。所述转换器部分还包括开关元件和初级侧串联谐振电路，所述开关元件的一端连接至所述初级绕组的另一端，所述初级侧串联谐振电路的谐振频率由产生于所述初级绕组中的漏电感、所述扼流线圈的电感和其一端连接至所述初级绕组的所述一端的初级侧串联谐振电容器的电容决定。所述转换器部分还包括初级侧并联谐振电路，所述初级侧并联谐振电路的谐振频率由所述初级绕组中产生的漏电感、所述扼流线圈的电感和与所述开关元件并联的初级侧并联谐振电容器的电容决定。所述转换器部分还包括导通和截止所述开关元件的振荡和驱动电路以及控制电路，所述控制电路通过向所述振荡和驱动电流提供控制信号将次级侧直流输出电压设定为预定值。次级侧直流输出电压从连接至所述次级绕组的次级侧整流电路输出。所述功率因数补偿部分包括有源箝位电路和滤波电容器，所述有源箝位电路连接于所述开关元件的所述一端与所述扼流线圈的所述一端之间，并且包括由箝压电容器和辅助开关元件构成的串联电路，所述辅助开关元件以和所述开关元件互补的方式导通，所述滤波电容器连接至所述初级侧整流器元件的输入侧。所述初级侧整流器元件由开关速度对于所述初级侧串联谐振电路的所述谐振频率和所述初级侧并联谐振电路的所述谐振频率二者而言均充分高的整流器元件形成。

根据本发明的第四实施例，提供了一种开关电源电路，其包括：整流和平滑部分，其被配置为将来自交流电源的交流功率转换为直流功率；转换器部分，其被配置为将来自所述整流和平滑部分的所述直流功率转化为交流功率，并进一步将所述交流功率转化为直流功率；以及功率因数补偿部分，其被配置为提高功率因数。所述整流和平滑部分包括初级侧整流器元件和平滑电容器，向所述初级侧整流器元件提供来自所述交流电源的输入交流功率，并由所述初级侧整流器元件对所述输入功率进行整流。转换器部分包括其一端连接至所述平滑电容器的一端的扼流线圈和换流变压器，在所述换流变压器中，将初级绕组和次级绕组缠绕于磁芯之上，从而使所述初级绕组和所述次级绕组相互松散地耦合。所述初级绕组的一端连接至所述扼流线圈的另一端。所述转换器部分还包括开关元件和初级侧串联谐振电路，所述开关元件的一端连接至所述初级绕组的所述一端，所述初级侧串联谐振电路的谐振频率由产生于所述初级绕组中的漏电感、所述扼流线圈的电感和其一端连接至所述初级绕组的另一端初级侧串联谐振电容器的电容决定。所述转换器部分还包括初级侧并联谐振电路，所述初级侧并联谐振电路的谐振频率由所述初级绕组中产生的漏电感、所述扼流线圈的电感和与所述开关元件并联的初级侧并联谐振电容器的电容决定。所述转换器部分还包括导通和截止所述开关元件的振荡和驱动电路以及控制电路，所述控制电路通过向所述振荡和驱动电流提供控制信号将次级侧直流输出电压设定为预定值。次级侧直流输出电压从连接至所述次级绕组的次级侧整流电路输出。所述功率因数补偿部分包括有源箝位电路和滤波电容器，所述有源箝位电路与所述扼流线圈并联，并且包括由箝压电容器和辅助开关元件构成的串联电路，所述辅助开关元件以和所述开关元件互补的方式导通，所述滤波电容器连接至所述初级侧整流器元件的输入侧。所述初级侧整流器元件由开关速度对于所述初级侧串联谐振电路的所述谐振频率和所述初级侧并联谐振电路的所述谐振频率二者而言均充分高的整流器元件形成。

根据第三和第四实施例的开关电源电路包括整流和平滑部分、转换器部分和功率因数补偿部分。将所述转换器部分配置为多级谐振转换器，其包括初级侧串联谐振电路和初级侧并联谐振电路。所述初级侧串联谐振电路的谐振频率由产生于所述初级绕组中的漏电感、所述扼流线圈的电感和所述初级侧串联谐振电容器的电容决定。所述初级侧并联谐振电路的谐振频率由产生于所述初级绕组中的漏电感、所述扼流线圈的电感和所述初级侧并联谐振电容器的电容决定。在第一实施例中，所述开关元件的一端连接至所述初级绕组的另一端。相反，在第二实施例中，所述开关元件的一端耦合至所述初级绕组的一端与所述扼流线圈的另一端之间的连接节点。所述开关元件由所述振荡和驱动电路驱动。从控制电路向所述振荡和驱动电路提供控制信号，从而将从次级侧整流电路输出的次级侧直流输出电压设定为预定值。

所述功率因数补偿部分包括有源箝位电路和连接至初级侧整流器元件的输入侧的滤波电容器。所述有源箝位电路包括由所述箝压电容器和所述辅助开关元件构成的串联电路，其中所述辅助开关元件以和所述开关元件互补的方式导通。所述初级侧整流器元件由开关速度对于所述初级侧串联谐振电路的所述谐振频率和所述初级侧并联谐振电路的所述谐振频率二者而言均充分高的整流器元件形成。所述功率因数补偿部分起着升压转换器的作用，其输出通过所述整流和平滑部分获得的直流电压与跨越所述箝压电容器的电压之和，以提高功率因数。至少产生于所述初级绕组中的漏电感起着升压转换器的升压电感器的作用，所述辅助开关元件起着整流器元件的作用。“以互补的方式导通”这一表述是指，当所述开关元件和所述辅助开关元件之一处于导通状态时，另一个不处于导通状态。在第一实施例中，将所述有源箝位电路连接于所述开关元件的一端与所述扼流线圈的一端之间。在第二实施例中，将所述有源箝位电路与所述扼流线圈并联。此外，所述有源箝位电路箝定跨越所述开关元件产生的电压。

根据本发明的实施例的开关电源电路，能够在不提供有源滤波器的情况下提供功率因数补偿功能。有源滤波器的省略增强了开关电源电路的功率转换效率特性。此外，还可以省略热沉等，或使之小型化。此外，与包括有源滤波器的构造相比极大降低了组件数量，从而实现成本的下降以及电路尺寸和重量的降低。此外，与执行硬开关操作的有源滤波器相反，由于本发明的实施例的开关转换器以谐振转换器为基础，因而执行软开关操作。这显著降低了开关噪声，其有助于成本的下降以及噪声滤波器的尺寸和重量的降低。此外，由于没有采用多个不同频率的时钟，因此不会在多个时钟频率之间产生互干扰，因而提高了可靠性，并有助于电路板图案设计。此外，还能够实现开关元件的击穿电压的降低。

附图说明

图1是示出了根据本发明实施例的开关电源电路的构造实例的电路图；

图2示出了本实施例的换流变压器的结构实例；

图3A到图3G是示出了本实施例的电源电路中的主要部分的操作的波形示意图，所述波形为基于开关周期的波形；

图4A到图4G是示出了本实施例的电源电路中的主要部分的操作的波形示意图，所述波形为基于交流输入电压周期的波形；

图5是示出了本实施例的电源电路的，与交流输入电压变化相关的整流和平滑电压、功率因数、功率转换效率以及TON/TOFF比的特性的图示；

图6是示出了根据本发明实施例的开关电源电路的构造实例的另一电路图；

图7是示出了根据本发明实施例的开关电源电路的构造实例的又一电路图；

图8A到图8G是示出了本实施例的电源电路中的主要部分的操作的另一波形示意图，所述波形为基于开关周期的波形；

图9A到图9G是示出了本实施例的电源电路中的主要部分的操作的另一波形示意图，所述波形为基于交流输入电压周期的波形；

图10是示出了本实施例的电源电路的，与交流输入电压变化相关的整流和平滑电压、功率因数、功率转换效率以及TON/TOFF比的特性的另一图示；

图11是示出了根据本发明实施例的开关电源电路的构造实例的又一电路图；

图12是示出了根据本发明实施例的开关电源电路的构造实例的又一电路图；

图13A到图13G是示出了本实施例的电源电路中的主要部分的操作的又一波形示意图，所述波形为基于开关周期的波形；

图14A到图14G是示出了本实施例的电源电路中的主要部分的操作的又一波形示意图，所述波形为基于交流输入电压周期的波形；

图15是示出了本实施例的电源电路的，与交流输入电压变化相关的整流和平滑电压、功率因数、功率转换效率以及TON/TOFF比的特性的又一图示；

图16是示出了根据本发明实施例的开关电源电路的构造实例的又一电路图；

图17是所述实施例的次级侧电路的改进实例；

图18是所述实施例的次级侧电路的另一改进实例；

图19是所述实施例的次级侧电路的又一改进实例；

图20是示出了所述实施例的E类开关转换器的基本原理的示意图；

图21是基于所述实施例的E类开关转换器的基本原理的波形示意图；

图22是示出了作为背景技术的有源滤波器的构造的示意图；

图23A到图23D是用于说明作为背景技术的有源滤波器的操作的波形示意图；

图24是示出了作为背景技术的开关电源电路的构造实例的电路图；

图25A到图25C是用于说明作为背景技术的有源滤波器的操作的另一波形示意图；

图26是示出了作为背景技术的包括有源滤波器的电源电路中的交流输入电压、交流输入电流和平滑电压的波形示意图，所述波形为基于商用交流电源电压的的周期的波形；

图27是示出了作为背景技术的包括有源滤波器的电源电路中的与负载变化相关的功率转换效率、功率因数以及整流和平滑电压的特性的特征曲线图；以及

图28是示出了作为背景技术的包括有源滤波器的电源电路中的与交流输入电压变化相关的功率转换效率、功率因数以及整流和平滑电压的特性的特征曲线图。

具体实施方式

在描述本发明的最佳实施方式(下文称为实施例)之前，将在下文中参考图20和21描述执行E类谐振开关操作的开关转换器(下文称为E类开关转换器)的基本构造。

图20示出了E类开关转换器的基本构造。该图中的E类开关转换器具有与在E类谐振模式下工作的直流-交流逆变器相同的构造。

这一E类开关转换器包括开关元件Q1。例如，所述开关元件Q1为MOS-FET。将体二极管DD与位于MOS-FET开关元件Q1的漏极和源极之间的沟道并联。此外，将初级侧并联谐振电容器Cr与位于开关元件Q1的漏极和源极之间的沟道并联。

开关元件Q1的漏极串联至扼流线圈L10，并且通过扼流线圈L10耦合至直流输入电源Ein的正极。开关元件Q1的源极连接至直流输入电源Ein的负极。开关元件Q1的漏极连接至扼流线圈L11的一端。扼流线圈L11的另一端串联至串联谐振电容器C11。在串联谐振电容器C11和直流输入电源Ein的负极之间插入作为负载的阻抗Z。阻抗Z是通过由次级侧负载到等效初级侧负载的转换得到的。

可以将具有这一构造的E类开关转换器看作是复杂谐振转换器的一种形式，其包括由扼流线圈L10的电感和初级侧并联谐振电容器Cr的电容形成的并联谐振电路，以及由扼流线圈L11的电感和串联谐振电容器C11的电容形成的串联谐振电路。此外，由于其仅包括一个开关元件，因而可以将所述E类开关转换器看作是一种单端电压谐振转换器。

图21示出了图20所示的E类开关转换器的主要部分的操作。

开关电压V1是跨越开关元件Q1得到的电压，其具有图21所示的波形。具体而言，在开关元件Q1处于导通状态的导通周期TON内，电压电平处于0电平，在开关元件Q1处于截止状态的截止周期TOFF内得到了正弦脉冲。这一开关脉冲波形归因于上述并联谐振电路的谐振操作(电压谐振操作)。

开关电流IQ1是流经开关元件Q1(和体二极管DD)的电流。在截止周期TOFF内，开关电流IQ1处于0电平。在导通周期TON内，开关电流IQ1具有类似于图中所示的波形的某一波形。具体而言，在自导通周期TON开始的某一时间段内，开关电流IQ1最初流经体二极管DD，因而具有负极性。接下来，开关电流IQ1反转至正极性，并由此从开关元件Q1的漏极流向其源极。

流经所述串联谐振电路的作为所述E类开关转换器的输出的电流I2是通过流经开关元件Q1(和体二极管DD)的开关电流IQ1与流向初级侧并联谐振电容器Cr并具有包括正弦波成分的波形的电流合成而得到的。

开关电流IQ1和开关电压V1的波形表明，在开关元件Q1的截止定时内实现了ZVS操作，在其导通定时内实现了ZVS和ZCS操作。

由于扼流线圈L10的电感被设置为大于扼流线圈L11的电感，因此从直流输入电源Ein的正极经由扼流线圈L10流向E类开关转换器的电流I1具有类似于图中所示的纹波波形，所述纹波波形具有某一平均电流电平。可以将这一纹波电流大致看成直流电流。

(第一实施例)

在本发明的第一实施例中，对上述E类开关转换器进行改进，从而将其应用到电源电路当中。在下文中将描述图1中的电路图所示的第一实施例的开关电源电路的要点。具体而言，第一实施例的开关电源电路包括将来自交流电源的交流功率转化为直流功率的整流和平滑部分、将直流功率转化为交流功率并进一步将交流功率转化为直流功率的转换器部分以及提高功率因数的功率因数补偿部分。在下文中将依次描述整流和平滑部分、转换器部分、功率因数补偿部分和次级侧整流电路的要点。

整流和平滑部分包括初级侧整流器元件Di和平滑电容器Ci，其中，向初级侧整流器元件Di提供来自交流电源的输入交流功率，并由初级侧整流器元件Di对所述输入功率进行整流。具体而言，所述整流和平滑部分包括初级侧整流和平滑电路，其中，将来自交流电源的输入交流功率输入到初级侧整流器元件Di的输入侧，并将初级侧整流器元件Di的输出侧的一端耦合至平滑电容器Ci，以产生直流功率。

初级侧具有与实施E类开关操作的电压和电流谐振转换器相同的构造。但是，这一转换器具有与图20中的E类开关转换器不同的连接结构。具体而言，在图20所示的E类开关转换器中，从扼流线圈L10和L11之间的连接节点向开关元件Q1提供直流功率。相反，在第一实施例的转换器中，从由等价于扼流线圈L10的扼流线圈PCC和在等价于扼流线圈L11的初级绕组内产生的漏电感L1构成的串联电路向开关元件Q1提供直流功率。尽管具有与上述E类转换器不同的构造，但是，第一实施例的转换器能够取得E类转换器的效果，即使输入到转换器电路内的电流接近直流电流的效果。我们将第一实施例的电路构造称为改进E类转换器。初级端包括上述电流和电压谐振电路，同时级侧包括电流谐振电路，从而建立了多级谐振转换器部分。

更具体地说，作为谐振转换器，这一多级谐振转换器部分包括扼流线圈PCC和换流变压器PIT，所述扼流线圈PCC的一端连接至平滑电容器Ci的一端，在所述换流变压器PIT中，在磁芯上缠绕初级绕组N1和次级绕组N2，使绕组N1和N2松散地相互耦合。初级绕组N1的一端连接至扼流线圈PCC的另一端。此外，将换流变压器的初级绕组N1(在下文中经常将其简称为初级绕组N1)的另一端连接至开关元件Q1的一端，从而向换流变压器PIT提供交流功率。此外，所述转换器部分包括初级侧串联谐振电路和初级侧并联谐振电路。初级侧串联谐振电路的谐振频率由初级绕组N1中产生的漏电感L1、扼流线圈PCC的电感L3和其一端连接至初级绕组N1的一端的初级侧串联谐振电容器C2的电容决定。初级侧并联谐振电路的谐振频率由初级绕组N1内产生的漏电感L1、扼流线圈PCC的电感L3和与开关元件Q1并联的初级侧并联谐振电容器Cr的电容决定。使初级侧整流器元件Di的输出侧的另一端、平滑电容器Ci的另一端、开关元件Q1的另一端以及初级侧串联谐振电容器C2的另一端相互连接，并向其提供初级侧地电势。

所述转换器部分还包括导通和截止开关元件的振荡和驱动电路2以及控制电路1，所述控制电路1通过向所述振荡和驱动电路2提供控制信号将次级侧直流输出电压Eo设定为预定值。电压Eo从连接至换流变压器PIT的次级绕组N2(在下文中经常将其简称为次级绕组N2)的次级侧整流电路输出。连接至次级绕组N2的次级侧整流电路具有次级侧串联谐振电容器C4，由此形成了次级侧串联谐振电路。

控制电路1向振荡和驱动电路2提供探测输出，所述探测输出取决于输入次级侧直流输出电压Eo和作为预定值的基准电压之间的差值。振荡和驱动电路2驱动开关元件Q1，其主要在于根据由控制电路1输入的探测输出改变开关频率。除了开关频率之外，在一个周期内开关元件Q1处于导通状态的时间段所占的比率，即时间比也被改变。

对开关元件Q1的开关频率的这种变化控制引起了电源电路的初级侧和次级侧的谐振阻抗的变化。这些阻抗变化导致了在换流变压器PIT中从初级绕组N1传输至次级绕组N2的的功率量的变化，以及应当从次级侧整流电路提供至负载的功率的变化。这提供了使次级侧直流输出电压Eo的幅度与基准电压的幅度匹配的操作。也就是说，实现了次级侧直流输出电压Eo的稳定化。

第一实施例的开关电源电路包括功率因数补偿部分。功率因数补偿部分包括有源箝位电路、功率因数补偿第一二极管D1、功率因数补偿第二二极管D2、功率因数补偿电感器Lo和滤波电容器CN。将有源箝位电路连接于开关元件Q1的一端与扼流线圈PCC的一端之间。有源箝位电路具有由辅助开关元件Q2和箝压电容器C3构成的串联电路，其中辅助开关元件Q2以和开关元件Q1互补的方式导通。

功率因数补偿第一二极管D1的一端连接至初级侧整流器元件Di的输出侧的一端。第一二极管D1的另一端连接至功率因数补偿第二二极管D2的一端和功率因数补偿电感器Lo的一端。使所述的第一二极管D1的另一端的极性不同于所述的第二二极管D2的一端的极性。具体而言，第二二极管D2连接于所述的第一二极管D1的另一端与箝压电容器C3和辅助开关元件Q2之间的连接节点之间，其使来自第一二极管D1的电流分流。电感器Lo连接于所述的第一二极管D1的另一端与扼流线圈PCC的另一端以及初级绕组N1的一端之间，其使来自第一二极管D1的电流分流。

滤波电容器CN连接于所述的第一二极管D1的一端与平滑电容器Ci的一端之间。电感器Lo的另一端耦合至所述的扼流线圈PCC的另一端与初级绕组N1的一端之间的连接节点。

在第一实施例的开关电源电路的次级侧整流电路中，将次级侧整流器元件Do和平滑电容器Co耦合至与次级侧串联谐振电容器C4串联的次级绕组N2。由此形成了作为全波整流电路的次级侧整流电路。具体而言，正电流和负电流随开关周期流向次级侧串联谐振电容器C4，因而，电容器C4起着一部分谐振电路的作用，其中不存储任何一种极性的电荷。也就是说，次级侧整流电路形成了次级侧串联谐振电路，其串联谐振频率由次级绕组N2的漏电感L2和次级侧串联谐振电容器C4的电容决定。次级侧整流电路可以不是所产生的电压相当于次级绕组N2内产生的电压的整流电路，其可以是产生双倍电压的倍压器整流电路。此外，作为次级侧谐振电路，既可以形成串联谐振电路也可以形成部分谐振电路来构建多级谐振转换器。

在下文中将对为商用交流电源AC定制的图1所示的第一实施例的开关电源电路予以更为详细的说明，其重点主要放在其操作上。将商用电源AC的两相输入线通过由共模扼流圈CMC和两个跨线电容器CL形成的共模噪声滤波器耦合至初级侧整流器元件Di。所述共模噪声滤波器具有去除共模噪声的功能，共模噪声产生于商用电源AC和开关电源电路的次级侧的线路之间。

将通过了共模噪声滤波器的交流功率施加至初级侧整流器元件Di的输入侧，从而通过初级侧整流器元件Di对其整流，其中初级侧整流器元件Di是通过桥接四个低速整流器元件(二极管)形成的。因此，将产生纹波电压。将纹波电压提供给由滤波电容器CN和平滑电容器Ci构成的串联电路。通过滤波电容器CN使由流经功率因数补偿第一二极管D1的高频电流产生的开关电压变得平滑，从而防止噪声泄漏到电源交流内。将平滑电容器Ci通过由第一二极管D1和功率因数补偿电感器Lo构成的串联电路以及扼流线圈PCC耦合至初级侧整流器元件Di。由此，跨越平滑电容器Ci保持直流输入电压Ei，直流输入电压Ei是电压值接近纹波电压的峰值的直流电压。

直流输入电压Ei的电平等于交流输入电压VAC的电平。这一直流输入电压Ei起着下一级E类开关转换器的直流输入电压的作用。

多级谐振转换器部分作为与E类开关转换器基本相似的改进E类开关转换器而工作。所述转换器部分所包括的主要部分为：扼流线圈PCC、换流变压器PIT、初级侧串联谐振电容器C2、初级侧并联谐振电容器Cr和开关元件Q1。E类开关转换器的各组件与图1所示的各组件之间的对应关系如下，其中已经参考图20对E类开关转换器的原理进行了说明。具体而言，扼流线圈L10对应于扼流线圈PCC，扼流线圈L11对应于在换流变压器PIT的初级绕组N1内产生的漏电感L1，初级侧串联谐振电容器C11对应于初级侧串联谐振电容器C2。此外，初级侧并联谐振电容器Cr对应于初级侧并联谐振电容器Cr，开关元件Q1对应于开关元件Q1，作为负载的阻抗Z对应于通过由次级侧阻抗向等效初级侧阻抗转化而得到的阻抗。

具体而言，在第一实施例中，如图1所示，按照下述说明构造改进E类开关转换器。将扼流线圈PCC的一端连接至平滑电容器Ci的一端。将扼流线圈PCC的另一端连接至换流变压器PIT的初级绕组N1的一端和初级侧串联谐振电容器C2。将换流变压器PIT的初级绕组N1的另一端连接至开关元件Q1的一端。此外，将初级侧并联谐振电容器Cr与开关元件Q1并联。而且，在采用这样的构造时，从平滑电容器Ci经由扼流线圈PCC流向开关转换器的电流I2为纹波电流，因此，平滑电容器Ci不会基于开关元件Q1的开关操作而提供高频交流电流，这样做的优点在于降低了平滑电容器Ci的负荷。

换流变压器PIT中的初级绕组N1和次级绕组N2松散地相互耦合，其耦合系数最高为0.8，因此初级绕组N1具有漏电感L1。由此，形成了初级侧串联谐振电路，其中，初级侧谐振电流I1的初级侧串联谐振频率由漏电感L1、扼流线圈PCC的电感L3和初级侧串联谐振电容器C2的电容决定。此外，还形成了初级侧并联谐振电路，其中，初级侧谐振电流I1的初级侧并联谐振频率由漏电感L1、扼流线圈PCC的电感L3和初级侧并联谐振电容器Cr的电容决定。

“谐振频率由……决定”这一表达方式是指谐振频率主要取决于所引用的这些因素。初级侧串联谐振频率和初级侧并联谐振频率还受功率因数补偿电感器Lo的电感成分、平滑电容器Ci等影响。但是，这些因素对谐振频率的影响较小。

此外，如上所述，换流变压器的次级绕组N2连接至次级侧串联谐振电容器C4，由此形成了次级侧串联谐振电路，其谐振频率由次级侧的漏电感成分(由图1中的电感L2表示)和次级侧串联谐振电容器C4的电容决定。在第一实施例中，将采用全波整流电路作为形成次级侧串联谐振电路的电路。或者，可以将这一电路配置为倍压器半波整流电路或倍压器全波整流电路，在下文中将对此予以说明。此外，次级侧不仅可以采用次级侧串联谐振电路，也可以采用部分谐振电路。采用具有良好的高频开关特性的高速二极管作为用于次级侧的各整流电路的二极管，以处理流经次级绕组N2的高频电流。

将向初级侧串联谐振电路和初级侧并联谐振电路提供交流功率的开关元件Q1连接至初级绕组N1的另一端。振荡和驱动电路2驱动开关元件Q1。如上所述，初级侧起着执行改进E类开关操作的转换器的作用，并且其具有与电压和电流谐振转换器相同的构造。此外，次级侧具有电流谐振电路。整体上，构造了一种多级谐振转换器，其使次级侧直流输出电压Eo的值保持恒定。也就是说，从交流立场来看，第一实施例的开关电源电路包括具有初级侧串联谐振电路、初级侧并联谐振电路和次级侧串联谐振电路的多级谐振转换器部分。

在下文中将对功率因数补偿电路的操作予以说明。将由功率因数补偿第一二极管D1和功率因数补偿电感器Lo构成的串联电路耦合至扼流线圈PCC的另一端与初级绕组N1的一端之间的连接节点，这样做提供了功率因数补偿的优点。通过耦合至开关元件Q1，第一二极管D1并不仅仅允许电流以交流输入电压VAC的周期的通过，而且还以对应于由E类开关转换器产生的谐振频率的周期对电流整流，从而使电流沿一个方向流动。这一操作延长了交流输入电流IAC流动的时间段，由此提高了功率因数。

具体而言，通过将由第一二极管D1和电感器Lo构成的串联电路耦合至初级侧串联谐振电容器C2，配置了一种增压转换器，其中，电感器Lo和换流变压器PIT的漏电感L1起着升压(boost)电感器的作用，而辅助开关元件Q2起着整流器元件的作用。这样做允许谐振电流流经第一二极管D1，由此能够提高导通角。滤波电容器CN具有使由于功率因数补偿操作而流动的高频电流变得平滑的作用，由此抑制正态噪声。将箝压电容器C3的电容设为0.068μF(微法)，将功率因数补偿电感器Lo的电感设为43μH，将滤波电容器CN的电容设为1μF。

此外，将功率因数补偿第二二极管D2的一端，即与第一二极管D1极性相反的一端耦合至功率因数补偿第一二极管D1与功率因数补偿电感器Lo之间的连接节点。将第二二极管D2的另一端耦合至辅助开关元件Q2与箝压电容器C3之间的连接节点。在第一二极管D1处于截止状态(非导电状态)时，在第一二极管D1的寄生电容与电感器Lo的电感的作用下产生了电压谐振，这导致了作为电压V2的高峰值电压的出现。但是，上述连接结构箝定了第一二极管D1的电压V2，这将使第一二极管D1的击穿电压降低。此外，在第一二极管D1和电感器Lo的作用下，开关元件Q1处于截止状态的周期关于负载功率Po的变化而变化。具体而言，开关元件Q1处于导通状态的周期随着负载功率Po的降低和交流输入电压VAC的增大而同步缩短。开关频率的提高允许使次级侧直流输出电压Eo保持恒定。

在下文中将对功率因数补偿第二二极管D2的上述操作予以更为详细的说明。在功率因数补偿第一二极管D1处于截止状态时，在第一二极管D1的寄生电容和功率因数补偿电感器Lo的电感的作用下产生电压谐振。于是，生成了作为电压V2的谐振电压。但是，如果存在功率因数补偿第二二极管D2，那么在辅助开关元件Q1处于导通状态，并且电流I1为零时，在第二二极管D2和辅助开关元件Q2的作用下，电感器Lo被短路，这样将防止产生所述谐振电压。因此，能够将施加至第一二极管D1的反向电压的幅度降低至在未通过第二二极管D2和辅助开关元件Q2使电感器Lo短路时的幅度的一半左右。这样能够引起第一二极管D1的开关损耗的降低，并由此提高功率转换效率ηAC→DC。

第一二极管D1和第二二极管D2的具体规格分别为3A/600V和1A/600V。开关元件Q1和辅助开关元件Q2的具体规格为10A/900V。注意，电流值之后的电压值表示击穿电压。

在下文中将对辅助开关元件Q2进行更为详细的说明。辅助开关元件Q2由MOS-FET形成，通过缠绕于换流变压器PIT上的控制绕组Ng驱动其栅极。通过对控制绕组Ng的绕线方向的正确设计，能够使开关元件Q1和辅助开关元件Q2执行不同时导通的互补操作。通过这种方式，功率因数补偿电路和多级谐振转换器二者均以自激模式工作，并且使它们的频率完全相互匹配。

术语“互补操作”表示开关元件Q1和辅助开关元件Q2不同时导通。具体而言，当开关元件Q1处于导通状态时，辅助开关元件Q2一定处于截止状态。当辅助开关元件Q2处于导通状态时，开关元件Q1一定处于截止状态。电阻器Rg1和Rg2的电阻值分别为220Ω(欧姆)和100Ω。通过适当限定电阻器Rg1和Rg2的电阻值的比率，能够控制辅助开关元件Q2处于导通状态的周期的长度，因而能够优化开关电源电路的效率等。

这一包括箝压电容器C3和辅助开关元件Q2的有源箝位电路起着一部分功率因数补偿电路的作用。此外，所提供的有源箝位电路与由扼流线圈PCC和初级绕组N1构成的串联电路并联，因此有源箝位电路还能够提供箝定在开关元件Q1处于截止状态时施加的电压的效果，由此能够降低开关元件Q1的击穿电压。

由于添加了这样的功率因数补偿电路，因此通过在电流I2上叠加初级侧谐振电流I1而产生的，在谐振影响下具有锯齿波形的电流I3流经开关元件Q1和辅助开关元件Q2。因此，有增大开关操作的开关损耗和降低功率转换效率ηAC→DC的趋势。从这一立场来看，优选将第一实施例用于交流输入电压VAC的范围大，而输出相对较低的情况，例如，交流输入电压VAC处于100V到230V的范围内，输出直流功率为150W左右的情况。

在下文中将对图1中的第一实施例的开关电源电路的主要部分的细部构造做进一步说明。

首先，将描述PIT换流变压器的细部特征。换流变压器PIT具有将初级端与次级侧隔离的功能，以及转换电压的功能。此外，换流变压器PIT还起着电感L1的作用，其充当谐振电路的一部分，从而允许多级谐振改进E类开关转换器运行。电感L1是有换流变压器PIT形成的漏电感成分。在下文中将参照图2中的换流变压器PIT的截面图描述换流变压器PIT的具体构造。

换流变压器PIT包括EE磁芯(EE形磁芯)，所述EE磁芯是通过由铁氧体材料构成的E形磁芯CR1和CR2组合而成的，其组合方式为使它们的磁芯柱(magnetic legs)相互面对。此外，提供由(例如)树脂形成的线轴B，从而使初级端和次级侧的绕组部分相互分离，进而相互独立。将其上缠绕了初级和次级绕组N1和N2的线轴B装配到EE形磁芯上，由这一装配所产生的状态为，初级绕组N1、控制绕组Ng和次级绕组N2缠绕EE形磁芯的中央芯柱，其缠绕方式为，使绕组N1和Ng存在于同一缠绕区域上，而绕组N2则单独存在于不同的缠绕区域上。通过这种方式完成了换流变压器PIT的整个结构的制作。

在EE形磁芯的中央芯柱内形成1.6mm的缝隙G。这一缝隙G在初级侧和次级侧之间提供了值小于等于0.8的耦合系数k。通过这种方式，获得了作为大电感的漏电感。可以使E形磁芯CR1和CR2的中央芯柱短于其各自的两个外侧芯柱，由此形成缝隙G。分别将初级绕组N1、次级绕组N2和控制绕组Ng的匝数设为45T(匝)、30T和1T。采用EER-35(磁芯构件名)作为磁芯构件。在这一条件下，由初级绕组N1产生的漏电感L1的值为238μH(微亨)，由次级绕组N2产生的漏电感L2的值为142μH(微亨)。初级侧并联谐振电容器Cr、初级侧串联谐振电容器C2和次级侧串联谐振电容器C4的电容值分别为1000pF、0.056μF和0.068μF。

通过在磁芯上缠绕扼流线圈形成扼流线圈PCC，将扼流线圈PCC的电感L3的值设为0.5mH。扼流线圈PCC可以采用基本与换流变压器PIT类似的结构。此外，功率因数补偿电感器Lo也可以具有类似的结构。

在换流变压器PIT的次级侧，产生于次级绕组N2内的电压的波形类似于由初级绕组N1感应的交流电压的波形。将次级侧串联谐振电容器C4与次级绕组N2串联。因而，由次级绕组N2产生的漏电感L2和次级侧串联谐振电容器C4形成了次级侧串联谐振电路。在本实施例中，将这一次级侧串联谐振电路的谐振频率设定为与初级侧串联谐振频率几乎相同，所述初级侧串联谐振频率由初级侧串联谐振电容器C2、漏电感L1和扼流线圈PCC的电感L3决定。但是，也可以根据与初级侧串联谐振频率的关系相应地界定次级侧串联谐振电路的谐振频率。此外，在不提供次级侧串联谐振电路的情况下，可以在次级侧提供部分电压(partial voltage)谐振电路。

如上所述，可以选择MOS-FET作为开关元件Q1。开关元件Q1包括与位于其源极和漏极之间的沟道并联的体二极管DD1。

控制电路1向振荡和驱动电路2提供探测输出，所述探测输出取决于输入次级侧直流输出电压Eo和作为预定值的基准电压之间的差值。振荡和驱动电路2驱动开关元件Q1，其主要在于根据由控制电路1输入的探测输出改变开关频率。除了开关频率之外，在一个周期内开关元件Q1处于导通状态的时间段所占的比率，即时间比也发生变化。

对开关元件Q1的开关频率的这种变化控制引起了电源电路的初级侧和次级侧的谐振阻抗的变化。这些阻抗变化导致了在换流变压器PIT中从初级绕组N1传输至次级绕组N2的的功率量的变化，以及应当从次级侧整流电路提供至负载的功率的变化。这提供了使次级侧直流输出电压Eo的幅度与基准电压的幅度匹配的操作。也就是说，实现了次级侧直流输出电压Eo的稳定化。将次级侧直流输出电压Eo的值设为175V。

(第一实施例的主要部分的工作波形和测量数据)

在上文中已经描述了第一实施例的开关电源电路的构造与操作。图3和图4示出了图1中的第一实施例的开关电源电路的主要部分的工作波形，图5示出了开关电源电路的测量数据。

图3A到图3G示出了当交流输入电压为100V，负载功率为150W的最高功率时，转换器部分的主要部分的作为基于开关周期的波形的工作波形。图3A示出了跨越开关元件Q1得到的初级侧谐振电压V1。图3B示出了流经开关元件Q1或体二极管DD1的电流IQ1。图3C示出了流经有源箝位电路的电流IQ2。图3D示出了在功率因数补偿第一二极管D1处于截止状态时产生的谐振电压V2。图3E示出了初级侧谐振电流I1。图3F示出了经由扼流线圈PCC流向转换器部分的纹波电流I2。图3G示出了流经开关元件Q1或有源箝位电路的，由初级侧谐振电流I1叠置于纹波电流I2上而产生的电流I3。

图4A到图4G示出了当交流输入电压为100V，负载功率为150W的最高功率时，功率因数补偿电路的主要部分的作为基于交流电源电压周期的波形的工作波形。图4A示出了交流输入电压VAC。图4B示出了交流输入电流IAC。图4C示出了由初级侧整流器元件Di的整流操作产生的纹波电压V3。图4D示出了在功率因数补偿第一二极管D1处于截止状态时产生的谐振电压V2。图4E示出了初级侧谐振电流I1。图4F示出了流经开关元件Q1或体二极管DD1的电流IQ1。图4G示出了流经有源箝位电路的电流IQ2。谐振电压V2、初级侧谐振电流I1、电流IQ1和电流IQ2的各阴影区表示这些电压和电流以和开关元件Q1的开关波形相同的周期开关。将功率因数补偿电感器Lo的电感设置得足够低，以至于产生了上述不连续电流模式，由此使纹波电压V3的包络与电流IAC的包络匹配，从而得到有利的功率因数。

图5在交流输入电压VAC分别为100V和230V的输入电压条件下，示出了作为处于0W(无负载)到150W的负载功率Po的函数的直流输入电压Ei、功率因数PF、由交流输入功率到直流输出功率的功率转换效率ηAC→DC以及开关元件Q1的导通周期TON和截止周期TOFF之间的比率TON/TOFF。在图5中，实线表示交流输入电压VAC为100V时的函数，虚线表示交流输入电压为230V时的函数。

可以从图5读取的代表特性的例子如下。具体而言，当交流输入电压VAC为100V，负载功率Po为150W时，功率因数PF高达0.95。当交流输入电压VAC为230V，负载功率Po为150W时，功率因数PF高达0.91。

此外，在有源箝位电路与改进E类开关电源电路的连接的作用下，即使在宽范围内改变交流输入电压，也能够获得功率转换效率ηAC→DC的高值。具体而言，当交流输入电压VAC为100V，负载功率Po为150W时，功率转换效率ηAC→DC为90％。当交流输入电压VAC为230V，负载功率Po为150W时，功率转换效率ηAC→DC为92.3％。这表明，就开关元件Q1的击穿电压而言，能够获得与宽范围相兼容的构造。

当交流输入电压VAC分别为100V和230V时，即使负载功率Po为25W，功率因数PF也处于0.80和0.74左右。

随着负载功率Po的降低，由于缩短了开关元件Q1的导通周期和截止周期，因而降低了直流输入电压Ei的变化值ΔEi。当交流输入电压VAC为100V时，获得了与150W到0W的负载功率Po的变化相关的150V到164V的直流输入电压Ei的变化范围。因此，变化值ΔEi为14V。此外，当交流输入电压VAC为230V时，获得了与150W到0W的负载功率Po的变化相关的348V到363V的直流输入电压Ei的变化范围。因此，变化值ΔEi为15V。

与图24所示的作为背景技术的开关电源电路相比，第一实施例的开关电源电路获得了提高的功率转换效率ηAC→DC。此外，由于第一实施例的开关电源电路未必一定包含有源滤波器，因此能够使所述电路包含更少的电路组件。具体而言，从参考图24的描述显然可以看出，有源滤波器由大量组件形成，其中的典型组件为开关元件Q103、用于驱动开关元件Q103的功率因数/输出电压控制IC120等。相反，对于第一实施例的开关电源电路而言，包括下述元件作为功率因数补偿所必须的额外组件就足够了：滤波电容器CN、功率因数补偿第一二极管D1、功率因数补偿第二二极管D2、功率因数补偿电感器Lo和有源箝位电路。因此，与包括有源滤波器的电路相比，极大降低了组件数量。因而，与图24所示的电路相比能够以低得多的成本实现第一实施例的电路，并将其用作具有功率因数补偿功能的电源电路。此外，组件数量的大幅降低能够实现电路板的尺寸和重量的有效降低。而且，功率因数补偿电感器Lo的电感值低到43μH，这也将有助于尺寸和重量的降低。

此外，在第一实施例的开关电源电路中，多级谐振转换器部分和功率因数补偿电路部分的操作是所谓的软开关操作。因此，与图24所示的采用有源滤波器的电路相比，极大降低了开关噪声电平。具体而言，由于能够使输入到转换器部分的电流接近直流电流，因此能够显著降低开关噪声电平。

此外，第一实施例的开关电路包括初级侧串联谐振电路、初级侧并联谐振电路和次级侧串联谐振电路。因此，能够通过极细微的频率变化使次级侧直流输出电压Eo保持在预定电压上，并且能够简化噪声滤波器的设计。出于这一原因，即使只配备了由一个共模扼流圈CMC和两个跨线电容器CL形成的一级噪声滤波器，也能够充分满足电磁干扰规则的要求。此外，即使只配备了一个滤波电容器CN，也能够充分解决跨越整流输出线的常态噪声。

此外，次级侧整流二极管Do1到Do4、功率因数补偿二极管D1等均与开关元件Q1同步工作。这消除了图24所示的电源电路所面临的，有源滤波器侧的地电势与下一级的开关转换器侧的地电势相干扰的问题。因此，不管开关频率如何变化，均能够使地电势保持稳定。

(第二实施例)

图6示出了根据本发明的第二实施例的开关电源电路。第二实施例的绝大部分采用与第一实施例中相同的构造。在图6中采用相同的附图标记表示第二实施例中的与第一实施例中相同的部分，因而将省略对其的说明。第一和第二实施例的区别存在于转换器部分内。具体而言，在第一实施例中，将开关元件Q1的一端连接至初级绕组N1的另一端。相反，在第二实施例中，将开关元件Q1的一端耦合至位于初级绕组N1的一端与扼流线圈PCC的另一端之间的连接节点，从而构造出了E类开关转换器。其他部分的构造都是相同的。第二实施例中的连接电路也能够提供与第一实施例中基本类似的操作和效果。

就功率因数补偿部分而言，在第一实施例中，将有源箝位电路连接于开关元件Q1的一端与扼流线圈PCC的一端之间。相反，在第二实施例中，将有源箝位电路与扼流线圈PCC并联。在任一种情况下，有源箝位电路都将箝定跨越开关元件Q1产生的电压，并起着一部分增压转换器的作用，由此促进功率因数补偿。

第二实施例的具体构造如下。转换器部分包括连接至平滑电容器Ci的扼流线圈PCC和换流变压器PIT，在换流变压器PIT中，将初级绕组N1和次级绕组N2缠绕于磁芯之上，从而使绕组N1和N2相互松散地耦合。将扼流线圈PCC的另一端连接至换流变压器PIT的初级绕组N1的一端。转换器部分还包括连接至初级绕组N1的一端的开关元件Q1、初级侧串联谐振电路和初级侧并联谐振电路。初级侧串联谐振电路的谐振频率由初级绕组N1中产生的漏电感L1、扼流线圈PCC的电感L3和连接至初级绕组N1的另一端的初级侧串联谐振电容器C2的电容决定。初级侧并联谐振电路的谐振频率由初级绕组N1内产生的漏电感L1、扼流线圈PCC的电感L3和与开关元件Q1并联的初级侧并联谐振电容器Cr的电容决定。所述转换器部分还包括导通和截止开关元件Q1的振荡和驱动电路2以及控制电路1，所述控制电路1通过向所述振荡和驱动电路2提供控制信号将次级侧直流输出电压Eo设定为预定值。电压Eo从连接至次级绕组N2的次级侧整流电路输出。

功率因数补偿部分采用了与第一实施例中相同的构造。具体而言，所述功率因数补偿部分包括与扼流线圈PCC并联的有源箝位电路，所述有源箝位电路具有由箝压电容器C3和辅助开关元件Q2构成的串联电路，所述辅助开关元件Q2以和开关元件Q1互补的方式导通。所述功率因数补偿部分还包括功率因数补偿第一二极管D1和功率因数补偿电感器Lo，所述功率因数补偿第一二极管D1的一端连接至初级侧整流器元件Di的输出侧的一端，所述功率因数补偿电感器Lo连接于所述第一二极管D1的另一端与初级绕组N1的另一端之间。所述功率因数补偿部分还包括功率因数补偿第二二极管D2和滤波电容器CN，所述功率因数补偿第二二极管D2连接于第一二极管D1的另一端与位于箝压电容器C3和辅助开关元件Q2之间的连接节点之间，滤波电容器CN连接于第一二极管D1的一端与平滑电容器Ci的一端之间。

第二实施例的主要部分具有与第一实施例的主要部分相同的操作和效果，因此将对省略对其的说明。

(第三实施例)

图7示出了根据本发明的第三实施例的开关电源电路。第三实施例的绝大部分采用与第一实施例中相同的构造。在图7中采用相同的附图标记表示第三实施例中的与第一实施例中相同的部分，因而将省略对其的说明。第三实施例与第一实施例的不同之处在于，第三实施例能够在不包括功率因数补偿电感器Lo和功率因数补偿第二二极管D2的情况下获得功率因数补偿的效果。

具体而言，第三实施例采用的构造是一种包括下述部分的开关电源电路：将来自交流电源AC的输入交流功率转化为直流功率的整流和平滑部分、将直流功率转化为交流功率并再次将交流功率转化为直流功率的转换器部分以及提高功率因数的功率因数补偿部分。各部分包括下述构造。

整流和平滑部分包括平滑电容器Ci和初级侧整流器元件Di，其中，向初级侧整流器元件Di提供来自交流电源AC的输入交流功率，并由初级侧整流器元件Di对所述输入功率进行整流。转换器部分包括其一端连接至平滑电容器Ci的一端的扼流线圈PCC和换流变压器PIT，在换流变压器PIT中，将初级绕组N1和次级绕组N2缠绕于磁芯之上，从而使绕组N1和N2相互松散地耦合。初级绕组N1的一端连接至扼流线圈PCC的另一端。转换器部分还包括开关元件Q1、初级侧串联谐振电路和初级侧并联谐振电路，其中，将开关元件Q1的作为其一端的漏极连接至初级绕组N1的另一端。初级侧串联谐振电路的谐振频率由初级绕组N1中产生的漏电感L1、扼流线圈PCC的电感L3和其一端连接至初级绕组N1的一端的初级侧串联谐振电容器C2的电容决定。初级侧并联谐振电路的谐振频率由漏电感L1、电感L3和与开关元件Q1并联的初级侧并联谐振电容器Cr的电容决定。所述转换器部分还包括导通和截止开关元件Q1的振荡和驱动电路2以及控制电路1，所述控制电路1通过向所述振荡和驱动电路2提供控制信号将次级侧直流输出电压Eo设定为预定值。电压Eo是从耦合至次级绕组N2的次级侧整流电路输出的，次级侧整流电路由次级侧串联谐振电容器C4、次级侧整流器元件Do和平滑电容器Co形成。

所述功率因数补偿部分包括连接于开关元件Q1的一端与扼流线圈PCC的一端之间的有源箝位电路，所述有源箝位电路具有由箝压电容器C3和辅助开关元件Q2构成的串联电路，所述辅助开关元件Q2以和开关元件Q1互补的方式导通。所述功率因数补偿部分还包括其一端连接至初级侧整流器元件D的输出侧的一端的功率因数补偿第一二极管D1以及连接于所述第一二极管D1的一端与平滑电容器Ci的一端之间的滤波电容器CN。

出于简化电路的目的，第三实施例的开关电源电路不包括功率因数补偿电感器Lo，因为产生于初级绕组N1内的漏电感L1起着升压电感器的作用。此外，出于简化电路的目的还省略了功率因数补偿第二二极管D2。即使以这样的构造，功率因数补偿部分仍然共享开关元件Q1，并起到输出直流输入电压Ei与跨越箝压电容器C3产生的电压之和的升压转换器的作用，由此能够起到提高功率因数的作用。而且，在这一构造当中，与第一和第二实施例类似，辅助开关起着升压转换器的整流器元件的作用。

此外，在这一构造中，有源箝位电路仍然具有箝定当开关元件Q1处于截止状态时产生的电压的作用，从而降低开关元件Q1的击穿电压。

第三实施例中各组件的具体参数界定如下。将次级侧直流输出电压Eo设为175V。开关元件Q1的周期TOFF随负载功率Po的变化做相关改变。随着负载功率Po的降低和交流输入电压VAC的提高，缩短了周期TON，并由此提高了开关频率，这将使次级侧直流输出电压Eo保持恒定。

采用EER-35作为换流变压器的铁氧体磁芯构件。所述磁芯中的缝隙具有1.6mm的缝隙长度。分别将初级绕组N1、次级绕组N2和控制绕组Ng的匝数设为36T(匝)、30T和1T。分别将漏电感L1和漏电感L2的值设为165μH和142μH。初级侧并联谐振电容器Cr、初级侧串联谐振电容器C2、箝压电容器C3和次级侧串联谐振电容器C4的电容值分别为1000pF、0.047μF、0.068μF和0.068μF。电阻器Rg1和Rg2的电阻值分别为220Ω和100Ω。滤波电容器CN的电容值为1μF。功率因数补偿第一二极管D1的规格为3A/600V。扼流线圈PCC的电感L3为0.5mH。开关元件Q1和辅助开关元件Q2的规格为10A/900V。

图8A到图8G示出了当交流输入电压为100V，负载功率为150W的最高功率时，转换器部分的主要部分的作为基于开关周期的波形的工作波形。图8A示出了跨越开关元件Q1得到的初级侧谐振电压V1。图8B示出了流经开关元件Q1或体二极管DD1的电流IQ1。图8C示出了流经有源箝位电路的电流IQ2。图8D示出了在功率因数补偿第一二极管D1处于截止状态时产生的谐振电压V2。图8E示出了初级侧谐振电流I1。图8F示出了经由扼流线圈PCC流向转换器部分的纹波电流I2。图8G示出了流经开关元件Q1或有源箝位电路的，由初级侧谐振电流I1叠置于纹波电流I2上而产生的电流I3。

图9A到图9G示出了当交流输入电压为100V，负载功率为150W的最高功率时，功率因数补偿电路的主要部分的作为基于交流电源电压周期的波形的工作波形。图9A示出了交流输入电压VAC。图9B示出了交流输入电流IAC。图9C示出了由初级侧整流器元件Di的整流操作产生的纹波电压V3。图9D示出了在功率因数补偿第一二极管D1处于截止状态时产生的谐振电压V2。图9E示出了初级侧谐振电流I1。图9F示出了流经开关元件Q1或体二极管DD1的电流IQ1。图9G示出了流经有源箝位电路的电流IQ2。

谐振电压V2、初级侧谐振电流I1、电流IQ1和电流IQ2的各阴影区表示这些电压和电流以和开关元件Q1的开关波形相同的周期开关。

图5在交流输入电压VAC分别为100V和230V的输入电压条件下，示出了作为处于0W(无负载)到150W的负载功率Po的函数的直流输入电压Ei、功率因数PF、由交流输入功率到直流输出功率的功率转换效率ηAC→DC以及开关元件Q1的导通周期TON和截止周期TOFF之间的比率TON/TOFF。在图10中，实线表示交流输入电压VAC为100V时的函数，虚线表示交流输入电压为230V时的函数。

可以从图10读取的代表特性的例子如下。具体而言，当交流输入电压VAC为100V，负载功率Po为150W时，功率因数PF高达0.98。当交流输入电压VAC为230V，负载功率Po为150W时，功率因数PF高达0.94。

此外，即使交流输入电压在宽范围内变化，也能获得功率转换效率ηAC→DC的高值。具体而言，当交流输入电压VAC为100V，负载功率Po为150W时，功率转换效率ηAC→DC为88.2％。当交流输入电压VAC为230V，负载功率Po为150W时，功率转换效率ηAC→DC为90.2％。这表明，就开关元件Q1的击穿电压而言，能够获得与宽范围相兼容的构造。

即使当负载功率Po为25W时，在交流输入电压VAC为100V的情况下，功率因数PF也达到了0.80。

随着负载功率Po的降低，由于缩短了开关元件Q1的导通周期和截止周期，因而降低了直流输入电压Ei的变化值ΔEi。当交流输入电压VAC为100V时，获得了与150W到0W的负载功率Po的变化相关的137V到165V的直流输入电压Ei的变化范围。因此，变化值ΔEi为28V。此外，当交流输入电压VAC为230V时，获得了与150W到0W的负载功率Po的变化相关的325V到355V的直流输入电压Ei的变化范围。因此，变化值ΔEi为30V。

与图24所示的作为背景技术的开关电源电路相比，第三实施例的开关电源电路获得了提高的功率转换效率ηAC→DC。此外，由于第三实施例的开关电源电路未必一定包含有源滤波器，因此能够使所述电路包含更少的电路组件。具体而言，从参考图24的描述显然可以看出，有源滤波器由大量组件形成，其中的典型组件为开关元件Q103、用于驱动开关元件Q103的功率因数/输出电压控制IC120等。相反，第三实施例的开关电源电路包括下述元件作为实现功率因数补偿的必要额外组件就足够了：滤波电容器CN、功率因数补偿第一二极管D1和有源箝位电路。因此，与包括有源滤波器的电路相比，极大降低了组件数量。因而，与图24所示的电路相比能够以低得多的成本实现第三实施例的电路，并将其用作具有功率因数补偿功能的电源电路。此外，组件数量的大幅降低能够实现电路板的尺寸和重量的有效降低。

(第四实施例)

图11示出了根据本发明的第四实施例的开关电源电路。第四实施例的绝大部分采用与第二实施例中相同的构造。在图11中采用相同的附图标记表示第四实施例中的与第二实施例中相同的部分，因而将省略对其的说明。第四实施例与第二实施例的不同之处在于，第四实施例能够在不包括功率因数补偿电感器Lo和功率因数补偿第二二极管D2的情况下获得功率因数补偿的效果。

具体而言，第四实施例采用的构造是一种包括下述部分的开关电源电路：将来自交流电源AC的输入交流功率转化为直流功率的整流和平滑部分、将直流功率转化为交流功率并再次将交流功率转化为直流功率的转换器部分以及提高功率因数的功率因数补偿部分。整流和平滑部分包括平滑电容器Ci和初级侧整流器元件Di，其中，向初级侧整流器元件Di提供来自交流电源AC的输入交流功率，并由初级侧整流器元件Di对所述输入功率进行整流。

转换器部分包括其一端连接至平滑电容器Ci的一端的扼流线圈PCC和换流变压器PIT，在换流变压器PIT中，将初级绕组N1和次级绕组N2缠绕于磁芯之上，从而使绕组N1和N2相互松散地耦合。初级绕组N1的一端连接至扼流线圈PCC的另一端。转换器部分还包括连接至初级绕组N1的一端的开关元件Q1、初级侧串联谐振电路和初级侧并联谐振电路。初级侧串联谐振电路的谐振频率由初级绕组N1中产生的漏电感L1、扼流线圈PCC的电感L3和其一端连接至初级绕组N1的另一端的初级侧串联谐振电容器C2的电容决定。初级侧并联谐振电路的谐振频率由漏电感L1、电感L3和与开关元件Q1并联的初级侧并联谐振电容器Cr的电容决定。所述转换器部分还包括导通和截止开关元件Q1的振荡和驱动电路2以及控制电路1，所述控制电路1通过向所述振荡和驱动电路2提供控制信号将次级侧直流输出电压Eo设定为预定值。电压Eo是从次级侧整流电路输出的，次级侧整流电路由连接至次级绕组N2的次级侧串联谐振电容器C4、次级侧整流器元件Do和平滑电容器Co形成。

功率因数补偿部分采用了与第三实施例中相同的构造。具体而言，所述功率因数补偿部分包括与扼流线圈PCC并联的有源箝位电路，所述有源箝位电路具有由箝压电容器C3和辅助开关元件Q2构成的串联电路，所述辅助开关元件Q2以和开关元件Q1互补的方式导通。所述功率因数补偿部分还包括其一端连接至初级侧整流器元件D的输出侧的一端的功率因数补偿第一二极管D1以及连接于所述第一二极管D1的一端与平滑电容器Ci的一端之间的滤波电容器CN。

出于简化电路的目的，第四实施例的开关电源电路不包括功率因数补偿电感器Lo，因为产生于初级绕组N1内的漏电感L1起着升压电感器的作用。此外，出于简化电路的目的还省略了功率因数补偿第二二极管D2。即使以这样的构造，功率因数补偿部分仍然共享开关元件Q1，并起到输出直流输入电压Ei与跨越箝压电容器C3产生的电压之和的升压转换器的作用，由此能够起到提高功率因数的作用。而且，在这一构造当中，与第一和第二实施例类似，辅助开关起着升压转换器的整流器元件的作用。

此外，在这一构造中，有源箝位电路仍然具有箝定当开关元件Q1处于截止状态时产生的电压的作用，从而降低开关元件Q1的击穿电压。

第四实施例的主要部分具有与第一到第三实施例的主要部分相同的操作和效果，因此将省略对其的说明。

(第五实施例)

图12示出了根据本发明的第五实施例的开关电源电路。第五实施例的绝大部分采用与第三实施例中相同的构造。在图12中采用相同的附图标记表示第五实施例中的与第三实施例中相同的部分，因而将省略对其的说明。第五实施例与第三实施例的区别之处在于，第五实施例能够在不包括功率因数补偿第一二极管D1以及连接于第一二极管D1的一端与平滑电容器Ci的一端之间的滤波电容器CN的情况下实现功率因数补偿效果。由于不具有第一二极管D1和滤波电容器CN，因此高频电流流经初级侧整流器元件Di。为了解决这一问题，初级侧整流器元件Di由具有良好的高频特性的高速二极管形成。此外，可以采用连接至初级侧整流器元件的输入侧的跨线电容器CL替代滤波电容器CN，它能够执行与滤波电容器CN类似的功能。

具体而言，第五实施例采用的构造是一种包括下述部分的开关电源电路：将来自交流电源AC的输入交流功率转化为直流功率的整流和平滑部分、将直流功率转化为交流功率并再次将交流功率转化为直流功率的转换器部分以及提高功率因数的功率因数补偿部分。整流和平滑部分包括平滑电容器Ci和初级侧整流器元件Di，其中，向初级侧整流器元件Di提供来自交流电源的输入交流功率，并由初级侧整流器元件Di对所述输入功率进行整流。初级侧整流器元件Di由高速二极管形成，其还起着一部分功率因数补偿部分的作用，在下文中将对其予以说明。

转换器部分包括其一端连接至平滑电容器Ci的一端的扼流线圈PCC和换流变压器PIT，在换流变压器PIT中，将初级绕组N1和次级绕组N2缠绕于磁芯之上，从而使绕组N1和N2相互松散地耦合。初级绕组N1的一端连接至扼流线圈PCC的另一端。转换器部分还包括开关元件Q1、初级侧串联谐振电路和初级侧并联谐振电路，其中，将开关元件Q1的作为其一端的漏极连接至初级绕组N1的另一端。初级侧串联谐振电路的谐振频率由初级绕组N1中产生的漏电感L1、扼流线圈PCC的电感L3和其一端连接至初级绕组N1的一端的初级侧串联谐振电容器C2的电容决定。初级侧并联谐振电路的谐振频率由漏电感L1、电感L3和与开关元件Q1并联的初级侧并联谐振电容器Cr的电容决定。所述转换器部分还包括导通和截止开关元件Q1的振荡和驱动电路2以及控制电路1，所述控制电路1通过向所述振荡和驱动电路2提供控制信号将次级侧直流输出电压Eo设定为预定值。电压Eo是从次级侧整流电路输出的，次级侧整流电路由连接至次级绕组N2的次级侧串联谐振电容器C4、次级侧整流器元件Do和平滑电容器Co形成。

所述功率因数补偿部分包括有源箝位电路和连接至初级侧整流器元件Di的输入侧的跨线电容器CL。所述有源箝位电路连接于开关元件Q1的作为其一端的漏极和扼流线圈PCC的一端之间，所述有源箝位电路具有由箝压电容器C3和辅助开关元件Q2构成的串联电路，所述辅助开关元件Q2以和开关元件Q1互补的方式导通。初级侧整流器元件Di由作为整流器元件的高速二极管形成，对于初级侧串联谐振电路的谐振频率和初级侧并联谐振电路的谐振频率二者而言，所述高速二极管都具有充分高的开关速度。

出于简化电路的目的，第五实施例的开关电源电路不包括功率因数补偿电感器Lo，因为产生于初级绕组N1内的漏电感L1起着升压电感器的作用。此外，出于简化电路的目的还省略了功率因数补偿第二二极管D2。即使以这样的构造，功率因数补偿部分仍然共享开关元件Q1，并起到输出直流输入电压Ei与跨越箝压电容器C3产生的电压之和的升压转换器的作用，由此能够起到提高功率因数的作用。而且，在这一构造当中，与第一和第二实施例类似，辅助开关起着升压转换器的整流器元件的作用。

此外，在这一构造中，有源箝位电路仍然具有箝定当开关元件Q1处于截止状态时产生的电压的作用，从而降低开关元件Q1的击穿电压。

在第五实施例的开关电源电路中，还省略了第三实施例中采用的功率因数补偿第一二极管D1。但是，由于初级侧整流器元件Di由作为整流器元件的高速二极管形成，并且所述高速二极管的开关速度对于初级侧串联谐振电路和初级侧并联谐振电路二者的谐振频率而言均具有充分高的开关速度，因此初级侧整流器元件Di能够起到与第一二极管D1类似的作用，由此提高功率因数。此外，可以采用连接至初级侧整流器元件Di的输入侧的跨线电容器CL替代滤波电容器CN，其对于初级侧串联谐振电路和初级侧并联谐振电路的谐振频率起着滤波器的作用，由此防止高频波泄漏到交流电源AC内。

第五实施例中各组件的具体参数界定如下。将次级侧直流输出电压Eo设为175V。开关元件Q1的周期TOFF随负载功率Po的变化做相关改变。随着负载功率Po的降低和交流输入电压VAC的提高，缩短了周期TON，并由此提高了开关频率，这将使次级侧直流输出电压Eo保持恒定。

采用EER-35作为换流变压器的铁氧体磁芯构件。所述磁芯中的缝隙具有1.6mm的缝隙长度。分别将初级绕组N1、次级绕组N2和控制绕组Ng的匝数设为36T(匝)、30T和1T。分别将漏电感L1和漏电感L2的值设为165μH和142μH。初级侧并联谐振电容器Cr、初级侧串联谐振电容器C2、箝压电容器C3和次级侧串联谐振电容器C4的电容值分别为1000pF、0.047μF、0.068μF和0.068μF。电阻器Rg1和Rg2的电阻值分别为220Ω和100Ω。跨线电容器CL的电容值为1μF。初级侧整流器元件Di的各二极管的规格为3A/600V。扼流线圈PCC的电感L3为0.5mH。开关元件Q1和辅助开关元件Q2的规格为10A/900V。

如果初级侧整流器元件Di的各二极管为用于普通市电的低频使用二极管，例如，用于处理大约100Hz的频率的二极管，那么将难以对在初级侧流动的谐振电流整流，从而有可能在开关损耗的影响下导致初级侧整流器元件Di被击穿。因此，采用(例如)具有良好的高频特性的二极管，从而使其能够针对数量级为几百千赫的频率顺利地执行开关操作。

图13A到图13G示出了当交流输入电压为100V，负载功率为150W的最高功率时，转换器部分内的作为基于开关周期的波形的工作波形。图13A示出了跨越开关元件Q1得到的初级侧谐振电压V1。图13B示出了流经开关元件Q1或体二极管DD1的电流IQ1。图13C示出了流经有源箝位电路的电流IQ2。图13D示出了初级侧谐振电压V2。图13E示出了初级侧谐振电流I1。图13F示出了经由扼流线圈PCC流向转换器部分的纹波电流I2。图13G示出了流经开关元件Q1或有源箝位电路的，由初级侧谐振电流I1叠置于纹波电流I2上而产生的电流I3。

图14A到图14G示出了当交流输入电压为100V，负载功率为150W的最高功率时，功率因数补偿电路的主要部分的作为基于交流电源电压周期的波形的工作波形。图14A示出了交流输入电压VAC。图14B示出了交流输入电流IAC。图14C示出了由初级侧整流器元件Di的整流操作产生的纹波电压V3。图14D示出了初级侧谐振电压V2。图14E示出了初级侧谐振电流I1。图14F示出了流经开关元件Q1或体二极管DD1的电流IQ1。图14G示出了流经有源箝位电路的电流IQ2。图14的谐振电压V2、初级侧谐振电流I1、电流IQ1和电流IQ2的各阴影区表示这些电压和电流以和开关元件Q1的开关波形相同的周期开关。

图15在交流输入电压VAC分别为100V和230V的条件下，示出了作为处于0W(无负载)到150W的负载功率Po的函数的直流输入电压Ei、功率因数PF、由交流输入功率到直流输出功率的功率转换效率ηAC→DC以及开关元件Q1的导通周期TON和截止周期TOFF之间的比率TON/TOFF。在图15中，实线表示交流输入电压VAC为100V时的函数，虚线表示交流输入电压为230V时的函数。

可以从图15读取的代表特性的例子如下。具体而言，当交流输入电压VAC为100V，负载功率Po为150W时，功率因数PF高达0.985。当交流输入电压VAC为230V时，负载功率Po为150W，功率因数PF高达0.95。

此外，即使交流输入电压在宽范围内变化，也能获得功率转换效率ηAC→DC的高值。具体而言，当交流输入电压VAC为100V，负载功率Po为150W时，功率转换效率ηAC→DC为88.5％。当交流输入电压VAC为230V，负载功率Po为150W时，功率转换效率ηAC→DC为90.6％。这表明，就开关元件Q1的击穿电压而言，能够获得与宽范围相兼容的构造。

即使当负载功率Po为25W时，在交流输入电压VAC为100V的情况下，功率因数PF也达到了0.80。

随着负载功率Po的降低，由于缩短了开关元件Q1的导通周期和截止周期，因而降低了直流输入电压Ei的变化值ΔEi。当交流输入电压VAC为100V时，获得了与150W到0W的负载功率Po的变化相关的139V到163V的直流输入电压Ei的变化范围。因此，变化值ΔEi为24V。此外，当交流输入电压VAC为230V时，获得了与150W到0W的负载功率Po的变化相关的327V到359V的直流输入电压Ei的变化范围。因此，变化值ΔEi为32V。

与图24所示的作为背景技术的开关电源电路相比，第五实施例的开关电源电路获得了提高的功率转换效率ηAC→DC。此外，由于第五实施例的开关电源电路未必一定包含有源滤波器，因此能够使所述电路包含更少的电路组件。具体而言，从参考图24的描述显然可以看出，有源滤波器由大量组件形成，其中的典型组件为开关元件Q103、用于驱动开关元件Q103的功率因数/输出电压控制IC120等。相反，对于第五实施例的开关电源电路而言，在初级侧整流器元件Di中采用高速二极管并包括有源箝位电路足以实现功率因数补偿。因此，与包括有源滤波器的电路相比，极大降低了组件数量。因而，与图24所示的电路相比能够以低得多的成本实现第五实施例的电路，并将其用作具有功率因数补偿功能的电源电路。此外，组件数量的大幅降低能够实现电路板的尺寸和重量的有效降低。

(第六实施例)

图16示出了根据本发明的第六实施例的开关电源电路。第六实施例的绝大部分采用与第四实施例中相同的构造。在图16中采用相同的附图标记表示第六实施例中的与第四实施例中相同的部分，因而将省略对其的说明。第六实施例与第四实施例的区别之处在于，第六实施例能够在不包括功率因数补偿第一二极管D1以及连接于第一二极管D1的一端与平滑电容器Ci的一端之间的滤波电容器CN的情况下实现功率因数补偿效果。由于不具有第一二极管D1和滤波电容器CN，因此高频电流流经初级侧整流器元件Di。为了解决这一问题，初级侧整流器元件Di由具有良好的高频特性的高速二极管形成。

具体而言，第六实施例采用的构造是一种包括下述部分的开关电源电路：将来自交流电源AC的输入交流功率转化为直流功率的整流和平滑部分、将直流功率转化为交流功率并再次将交流功率转化为直流功率的转换器部分以及提高功率因数的功率因数补偿部分。整流和平滑部分包括平滑电容器Ci和初级侧整流器元件Di，其中，向初级侧整流器元件Di提供来自交流电源的输入交流功率，并由初级侧整流器元件Di对所述输入功率进行整流。初级侧整流器元件Di由高速二极管形成，其还起着一部分功率因数补偿部分的作用，在下文中将对其予以说明。

转换器部分包括其一端连接至平滑电容器Ci的一端的扼流线圈PCC和换流变压器PIT，在换流变压器PIT中，将初级绕组N1和次级绕组N2缠绕于磁芯之上，从而使绕组N1和N2相互松散地耦合。初级绕组N1的一端连接至扼流线圈PCC的另一端。转换器部分还包括连接至初级绕组N1的一端的开关元件Q1、初级侧串联谐振电路和初级侧并联谐振电路。初级侧串联谐振电路的谐振频率由初级绕组N1中产生的漏电感L1、扼流线圈PCC的电感L3和其一端连接至初级绕组N1的另一端的初级侧串联谐振电容器C2的电容决定。初级侧并联谐振电路的谐振频率由漏电感L1、电感L3和与开关元件Q1并联的初级侧并联谐振电容器Cr的电容决定。所述转换器部分还包括导通和截止开关元件Q1的振荡和驱动电路2以及控制电路1，所述控制电路1通过向所述振荡和驱动电路2提供控制信号将次级侧直流输出电压Eo设定为预定值。电压Eo是从次级侧整流电路输出的，次级侧整流电路由连接至次级绕组N2的次级侧串联谐振电容器C4、次级侧整流器元件Do和平滑电容器Co形成。

所述功率因数补偿部分包括有源箝位电路和连接至初级侧整流器元件Di的输入侧的跨线电容器CL。所述有源箝位电路与扼流线圈PCC并联，并具有由箝压电容器C3和辅助开关元件Q2构成的串联电路，所述辅助开关元件Q2以和开关元件Q1互补的方式导通。初级侧整流器元件Di由作为整流器元件的高速二极管形成，对于初级侧串联谐振电路的谐振频率和初级侧并联谐振电路的谐振频率二者而言，所述高速二极管都具有足够高的开关速度。

出于简化电路的目的，第六实施例的开关电源电路不包括功率因数补偿电感器Lo，因为产生于初级绕组N1内的漏电感L1起着升压电感器的作用。此外，出于简化电路的目的还省略了功率因数补偿第二二极管D2。即使以这样的构造，功率因数补偿部分仍然共享开关元件Q1，并起到输出直流输入电压Ei与跨越箝压电容器C3产生的电压之和的升压转换器的作用，由此能够起到提高功率因数的作用。而且，在这一构造当中，与第一和第二实施例类似，辅助开关起着升压转换器的整流器元件的作用。

此外，在这一构造中，有源箝位电路仍然具有箝定当开关元件Q1处于截止状态时产生的电压的作用，从而降低开关元件Q1的击穿电压。

在第六实施例的开关电源电路中，还省略了功率因数补偿第一二极管D1。但是，由于初级侧整流器元件Di由作为整流器元件的高速二极管形成，并且所述高速二极管的开关速度对于初级侧串联谐振电路和初级侧并联谐振电路二者的谐振频率而言均具有充分高的开关速度，因此初级侧整流器元件Di能够起到与第一二极管D1类似的作用，由此提高功率因数。此外，可以采用连接至初级侧整流器元件Di的输入侧的跨线电容器CL替代滤波电容器CN，其对于初级侧串联谐振电路和初级侧并联谐振电路的谐振频率起着滤波器的作用，由此防止高频波泄漏到交流电源AC内。

第六实施例的主要部分具有与第五实施例的主要部分相同的操作和效果，因此将对省略对其的说明。

(次级侧电路的变型)

在下文中将参考图17到图19描述可以替换第一到第六实施例中的电路的次级侧电路的变型。

图17所示的次级侧整流电路起着倍压器全波整流电路的作用。具体而言，次级绕组配有中心抽头，从而以所述中心抽头为界将次级绕组划分为次级绕组部分N2A和次级绕组部分N2B。次级绕组部分N2A和N2B具有相同的匝数。将次级绕组N2的中心抽头连接至次级侧地。将包括在次级绕组部分N2A中的次级绕组N2的一端与次级侧串联谐振电容器C4A串联。将包括在次级绕组部分N2B中的次级绕组N2的另一端与次级侧串联谐振电容器C4B串联，次级侧串联谐振电容器C4B与电容C4A具有相同的电容。由此形成了第一和第二次级侧串联谐振电路。第一谐振电路由次级绕组部分N2A的漏电感成分和次级侧串联谐振电容器C4A的电容形成。第二谐振电路由次级绕组部分N2B的漏电感成分和次级侧串联谐振电容器C4B的电容形成，第二谐振电路与第一谐振电路具有基本相同的谐振频率。

将次级绕组部分N2A中的次级绕组N2的一端通过次级侧串联谐振电容器C4A耦合至整流二极管Do1的阳极和整流二极管Do2的阴极之间的连接节点。此外，将次级绕组部分N2B中的次级绕组N2的另一端通过次级侧串联谐振电容器C4B耦合至整流二极管Do3的阳极和整流二极管Do4的阴极之间的连接节点。将整流二极管Do1和Do3的阴极连接到平滑电容器Co的正极端子。将平滑电容器Co的负极端子连接至次级侧地。将整流二极管Do2和Do4的阳极之间的连接节点也连接至次级侧地。

通过这种方式形成了第一和第二倍压器半波整流电路。第一整流电路包括第一次级侧串联谐振电路，并且由下述组件形成：次级绕组部分N2A、次级侧串联谐振电容器C4A、整流二极管Do1、整流二极管Do2和平滑电容器Co。第二整流电路包括第二次级侧串联谐振电路，并且由下述组件形成：次级绕组部分N2B、次级侧串联谐振电容器C4B、整流二极管Do1、整流二极管Do2和平滑电容器Co。因此，在次级绕组N2的交流电压的某一极性的半周期期间，通过由次级绕组部分N2B中感应的电压与跨越次级侧串联谐振电容器C4B的电压相叠加而产生的电压，以整流电流对平滑电容器Co充电。此外，在另一极性的半周期期间，通过由次级绕组部分N2A中感应的电压与跨越次级侧串联谐振电容器C4A的电压相叠加而产生的电压，以整流电流对平滑电容器Co充电。相应地，作为跨越平滑电容器Co的电压的次级侧直流输出电压Eo的电平是在次级绕组部分N2A和N2B中感应的电压的两倍。也就是说，实现了倍压器全波整流电路。

图18所示的次级侧整流电路起着倍压器半波整流电路的作用。具体而言，形成了次级侧串联谐振电路，其由次级绕组N2的漏电感成分和次级侧串联谐振电容器C4的电容形成。在次级绕组N2内产生的某一极性的电压通过整流二极管Do2对次级侧串联谐振电容器C4充电，而另一极性的电压则通过整流二极管Do1对平滑电容器Co充电。因此，由于在跨越平滑电容器Co的电压上增加了跨越次级侧串联谐振电容器C4的电压，因此获得了电平是次级绕组N2内的感应电压的两倍的次级侧直流输出电压Eo。也就是说，实现了倍压器全波整流电路。

图19所示的次级侧整流电路为中心抽头双波整流电路，其包括整流二极管Do1、整流二极管Do2和部分电压谐振电路，所述部分电压谐振电路由部分电压谐振电容器C5以及次级绕组部分N2A和次级绕组部分N2B的漏电感成分形成。

上述实施例的电源电路的具体设计实例所依据的前提为，输入100V的商用交流电源电压作为交流输入电压VAC。但是，在本发明的实施例中，对交流输入电压VAC的值没有特殊限制。例如，在将电源电路设计为处理200V的商用交流电源电压输入时，采用基于本发明的构造也能提供相同的优点。此外，例如，也可以采用其他构造作为初级侧电压谐振转换器的详细电路构造，以及包括次级侧串联谐振电路的次级侧整流电路的构造。此外，可以采用例如绝缘栅双极晶体管(IGBT)、双极晶体管或其他元件替代MOS-FET作为开关元件。此外，尽管上述实施例采用了单独激励开关转换器，但是本发明也适用于采用自激开关转换器的构造。

本领域技术人员应当理解，在所附的权利要求及其等同替换要件的范围内，可以根据设计要求和其他因素做出各种变型、组合、次组合和修改。

Claims (7)

1.一种开关电源电路，包括：

整流和平滑部分，其被配置为将来自交流电源的交流、交流功率转化为直流、直流功率；

转换器部分，其被配置为将来自所述整流和平滑部分的所述直流功率转化为交流功率，并进一步将所述交流功率转化为直流功率；以及

功率因数补偿部分，其被配置为提高功率因数，其中

所述整流和平滑部分包括初级侧整流器元件和平滑电容器，向所述初级侧整流器元件提供来自所述交流电源的输入交流功率，并由所述初级侧整流器元件对所述输入功率进行整流，

所述转换器部分包括

扼流线圈，其一端连接至所述平滑电容器的一端，

换流变压器，其中，将初级绕组和次级绕组缠绕于磁芯上，

从而使所述初级绕组和次级绕组相互松散地耦合，所述初级绕组的一端连接至所述扼流线圈的另一端，

开关元件，其一端连接至所述初级绕组的另一端，

初级侧串联谐振电路，其谐振频率由所述初级绕组中产生的漏电感、所述扼流线圈的电感和其一端连接至所述初级绕组的所述一端的初级侧串联谐振电容器的电容决定，

初级侧并联谐振电路，其谐振频率由所述初级绕组中产生的漏电感、所述扼流线圈的电感和与所述开关元件并联的初级侧并联谐振电容器的电容决定，

振荡和驱动电路，其导通和截止所述开关元件，以及

控制电路，其向所述振荡和驱动电路提供将次级侧直流输出电压设定为预定值的控制信号，所述次级侧直流输出电压从连接至所述次级绕组的次级侧整流电路输出，以及

所述功率因数补偿部分包括

有源箝位电路，其连接于所述开关元件的所述一端与所述扼流线圈的所述一端之间，并且包括由箝压电容器和辅助开关元件构成的串联电路，所述辅助开关元件以和所述开关元件互补的方式导通，

功率因数补偿第一二极管，其一端连接至所述初级侧整流器元件的输出侧的一端，以及

滤波电容器，其连接于所述功率因数补偿第一二极管的所述一端与所述平滑电容器的所述一端之间。

2.一种开关电源电路，包括：

整流和平滑部分，其被配置为将来自交流电源的交流、交流功率转化为直流、直流功率；

转换器部分，其被配置为将来自所述整流和平滑部分的所述直流功率转化为交流功率，并进一步将所述交流功率转化为直流功率；以及

功率因数补偿部分，其被配置为提高功率因数，其中

所述整流和平滑部分包括初级侧整流器元件和平滑电容器，向所述初级侧整流器元件提供来自所述交流电源的输入交流功率，并由所述初级侧整流器元件对所述输入功率进行整流，

所述转换器部分包括

扼流线圈，其一端连接至所述平滑电容器的一端，

换流变压器，其中，将初级绕组和次级绕组缠绕于磁芯上，

从而使所述初级绕组和次级绕组相互松散地耦合，所述初级绕组的一端连接至所述扼流线圈的另一端，

开关元件，其一端连接至所述初级绕组的所述一端，

初级侧串联谐振电路，其谐振频率由所述初级绕组中产生的漏电感、所述扼流线圈的电感和其一端连接至所述初级绕组的另一端的初级侧串联谐振电容器的电容决定，

初级侧并联谐振电路，其谐振频率由所述初级绕组中产生的漏电感、所述扼流线圈的电感和与所述开关元件并联的初级侧并联谐振电容器的电容决定，

振荡和驱动电路，其导通和截止所述开关元件，以及

控制电路，其向所述振荡和驱动电路提供将次级侧直流输出电压设定为预定值的控制信号，所述次级侧直流输出电压从连接至所述次级绕组的次级侧整流电路输出，以及

所述功率因数补偿部分包括

与所述扼流线圈并联的有源箝位电路，其包括由箝压电容器和辅助开关元件构成的串联电路，所述辅助开关元件以和所述开关元件互补的方式导通，

功率因数补偿第一二极管，其一端连接至所述初级侧整流器元件的输出侧的一端，以及

滤波电容器，其连接于所述功率因数补偿第一二极管的所述一端与所述平滑电容器的所述一端之间。

3.一种开关电源电路，包括：

整流和平滑部分，其被配置为将来自交流电源的交流、交流功率转化为直流、直流功率；

转换器部分，其被配置为将来自所述整流和平滑部分的所述直流功率转化为交流功率，并进一步将所述交流功率转化为直流功率；以及

功率因数补偿部分，其被配置为提高功率因数，其中

所述整流和平滑部分包括初级侧整流器元件和平滑电容器，向所述初级侧整流器元件提供来自所述交流电源的输入交流功率，并由所述初级侧整流器元件对所述输入功率进行整流，

所述转换器部分包括

扼流线圈，其一端连接至所述平滑电容器的一端，

换流变压器，其中，将初级绕组和次级绕组缠绕于磁芯上，

从而使所述初级绕组和次级绕组相互松散地耦合，所述初级绕组的一端连接至所述扼流线圈的另一端，

开关元件，其一端连接至所述初级绕组的另一端，

初级侧串联谐振电路，其谐振频率由所述初级绕组中产生的漏电感、所述扼流线圈的电感和其一端连接至所述初级绕组的所述一端的初级侧串联谐振电容器的电容决定，

初级侧并联谐振电路，其谐振频率由所述初级绕组中产生的漏电感、所述扼流线圈的电感和与所述开关元件并联的初级侧并联谐振电容器的电容决定，

振荡和驱动电路，其导通和截止所述开关元件，以及

控制电路，其向所述振荡和驱动电路提供将次级侧直流输出电压设定为预定值的控制信号，所述次级侧直流输出电压从连接至所述次级绕组的次级侧整流电路输出，

所述功率因数补偿部分包括

有源箝位电路，其连接于所述开关元件的所述一端与所述扼流线圈的所述一端之间，并且包括由箝压电容器和辅助开关元件构成的串联电路，所述辅助开关元件以和所述开关元件互补的方式导通，以及

滤波电容器，其连接至所述初级侧整流器元件的输入侧，并且

所述初级侧整流器元件由开关速度对于所述初级侧串联谐振电路的所述谐振频率和所述初级侧并联谐振电路的所述谐振频率二者而言均足够高的整流器元件形成。

4.一种开关电源电路，包括：

整流和平滑部分，其被配置为将来自交流电源的交流、交流功率转化为直流、直流功率；

转换器部分，其被配置为将来自所述整流和平滑部分的所述直流功率转化为交流功率，并进一步将所述交流功率转化为直流功率；以及

功率因数补偿部分，其被配置为提高功率因数，其中

所述整流和平滑部分包括初级侧整流器元件和平滑电容器，向所述初级侧整流器元件提供来自所述交流电源的输入交流功率，并由所述初级侧整流器元件对所述输入功率进行整流，

所述转换器部分包括

扼流线圈，其一端连接至所述平滑电容器的一端，

换流变压器，其中，将初级绕组和次级绕组缠绕于磁芯上，

从而使所述初级绕组和次级绕组相互松散地耦合，所述初级绕组的一端连接至所述扼流线圈的另一端，

开关元件，其一端连接至所述初级绕组的所述一端，

初级侧串联谐振电路，其谐振频率由所述初级绕组中产生的漏电感、所述扼流线圈的电感和其一端连接至所述初级绕组的另一端的初级侧串联谐振电容器的电容决定，

初级侧并联谐振电路，其谐振频率由所述初级绕组中产生的漏电感、所述扼流线圈的电感和与所述开关元件并联的初级侧并联谐振电容器的电容决定，

振荡和驱动电路，其导通和截止所述开关元件，以及

控制电路，其向所述振荡和驱动电路提供将次级侧直流输出电压设定为预定值的控制信号，所述次级侧直流输出电压从连接至所述次级绕组的次级侧整流电路输出，

所述功率因数补偿部分包括

与所述扼流线圈并联的有源箝位电路，其包括由箝压电容器和辅助开关元件构成的串联电路，所述辅助开关元件以和所述开关元件互补的方式导通，以及

滤波电容器，其连接至所述初级侧整流器元件的输入侧，并且

所述初级侧整流器元件由开关速度对于所述初级侧串联谐振电路的所述谐振频率和所述初级侧并联谐振电路的所述谐振频率二者而言均足够高的整流器元件形成。

5.根据权利要求1或2所述的开关电源电路，其中，

所述功率因数补偿部分还包括：

功率因数补偿第二二极管，其连接于所述功率因数补偿第一二极管的另一端与所述箝压电容器和所述辅助开关元件之间的连接节点之间，并对来自所述功率因数补偿第一二极管的电流分流；以及

功率因数补偿电感器，其连接于所述功率因数补偿第一二极管的所述另一端与所述换流变压器的另一端之间，并对来自所述功率因数补偿第一二极管的电流分流。

6.根据权利要求1到4中的一项所述的开关电源电路，其中，

连接至所述换流变压器的所述次级绕组的所述次级侧整流电路包括次级侧串联谐振电容器，所述次级侧串联谐振电路由产生于所述次级绕组内的漏电感和所述次级侧串联谐振电容器形成。

7.根据权利要求1到4中的一项所述的开关电源电路，其中，

连接至所述换流变压器的所述次级绕组的所述次级侧整流电路包括部分电压谐振电容器，从而形成次级侧部分电压谐振电路。

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