CN107769570B - 一种反激电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种反激电路，用于简化电路结构的同时，还提高变压器磁芯利用率，提高短路限流能力。该电路包括：电源电路、变压器Tr、耦合电容C、全桥整流电路、输出滤波电容Co和负载RL；电源电路与变压器Tr包括的初级绕组相连，变压器Tr包括的次级绕组的一端与耦合电容C的一端相连，耦合电容C的另一端与全桥整流电路的一端相连，全桥整流电路的另一端与次级绕组的另一端相连，输出滤波电容Co和负载RL并联后的一端与全桥整流电路包括的第一桥臂的中间点相连，输出滤波电容Co和负载RL并联后的另一端与全桥整流电路包括的第二桥臂的中间点相连。

Description

一种反激电路

技术领域

本发明涉及开关电源技术领域，特别涉及一种反激电路。

背景技术

目前，开关电源(Switching Mode Power Supply)用于将原生态电源，例如市电电源或者蓄电池电源等，转换成能够满足设备要求的直流电压。包括隔离型开关电源和非隔离型开关电源。其中，较为常用的隔离型开关电源的电路拓扑结构有反激(Flyback)电路和正激(Forward)电路。

但是，目前的反激电路通常是在变压器初级绕组侧的电路的开关开通时，变压器作为储能电感存储能量；在初级绕组侧的电路的开关开通关断时，变压器释放能量为次级绕组侧续流。因此，在目前的反激电路中，变压器磁芯只工作在第一象限，也就是说变压器的磁芯为单极性，只能单向励磁，因此变压器的磁芯利用率较低。而目前的正激电路通常是在变压器初级绕组侧的电路的开关开通时，次级绕组侧电路也导通，能量从变压器初级绕组传递到次级绕组；在变压器初级绕组侧的电路的开关关断时，目前的正激电路还需要提供额外的电路对变压器的磁芯进行复位，同时，为了使次级绕组侧的电路的电流较为平滑，次级绕组侧的电路还需要增加额外的电感，因此，目前的正激电路通常较为复杂。经典的反激电路和正激电路，只要电路工作在电流连续模式(Continuous Inductor Current Mode，CCM)下，整流二极管都是工作在硬开关状态下，开关管的损耗很大，效率低。

发明内容

本发明实施例提供一种反激电路，用于简化电路结构的同时，还提高变压器磁芯利用率，提高了系统的效率。

第一方面，提供一种反激电路，该电路包括电源电路、变压器Tr、耦合电容C、全桥整流电路、输出滤波电容Co和负载RL；

所述电源电路与所述变压器Tr包括的初级绕组相连，所述变压器Tr包括的次级绕组的一端与所述耦合电容C的一端相连，所述耦合电容C的另一端与所述全桥整流电路的一端相连，所述全桥整流电路的另一端与所述次级绕组的另一端相连，所述输出滤波电容Co和所述负载RL并联后的一端与所述全桥整流电路包括的第一桥臂的中间点相连，所述输出滤波电容Co和所述负载RL并联后的另一端与所述全桥整流电路包括的第二桥臂的中间点相连；

其中，所述电源电路将方波交流电压输入所述初级绕组，使所述次级绕组产生感应电压，所述感应电压通过耦合电容C和全桥整流电路整流后输出至所述滤波电容Co和负载RL，使得能够为所述负载RL供电。

可选的，所述电源电路包括至少两个开关，每一个开关均包括反向并联的二极管和晶体管。

可选的，所述晶体管为绝缘栅双极型晶体管IGBT或者金氧半场效晶体管MOSFET。

可选的，所述电源电路包括第一直流电源DC1、第二直流电源DC2、第一开关Q1和第二开关Q2；

所述第一直流电源DC1的正极与所述第一开关Q1的二极管阴极端相连，所述第一开关Q1的二极管阳极端与所述初级绕组的第一端相连，所述初级绕组的第二端与所述第一直流电源DC1的负极相连；其中，所述第一直流电源DC1、所述第一开关Q1和所述初级绕组连接后能够组成第一闭合回路；

所述第二直流电源DC2的正极与所述初级绕组的第二端相连，所述初级绕组的第一端与所述第二开关Q2的二极管阴极端相连，所述第二开关Q2的二极管阳极端与第二直流电源DC2的负极相连；其中，所述第二直流电源DC2、所述第二开关Q2和所述初级绕组连接后能够组成第二闭合回路。

可选的，所述电源电路包括第三直流电源DC3、第三开关Q3、第四开关Q4、第五开关Q5和第六开关Q6；

所述第三直流电源DC3的正极与所述第三开关Q3的二极管阴极端相连，所述第三开关Q3的二极管阳极端与所述初级绕组的第一端相连，所述初级绕组的第二端与所述与所述第六开关Q6的二极管阴极端相连，所述第六开关Q6的二极管阳极端与所述第三直流电源DC3的负极相连；其中，所述第三直流电源DC3、所述第三开关Q3、所述第六开关Q6和所述初级绕组连接后能够组成第一闭合回路；

所述所述第三直流电源DC3的正极与所述第四开关Q4的二极管阴极端相连，所述第四开关Q4的二极管阳极端与所述初级绕组的第二端相连，所述初级绕组的第一端与所述第五开关Q5的二极管阴极端相连，所述第五开关Q5的二极管阳极端与所述第三直流电源DC3的负极相连；其中，所述第三直流电源DC3、所述第四开关Q4、所述第五开关Q5和所述初级绕组连接后能够组成第二闭合回路。

可选的，所述电源电路包括第四直流电源DC4、第七开关Q7、第八开关Q8；所述初级绕组包括第一子初级绕组和第二子初级绕组，所述第一子初级绕组的第二端和第二子初级绕组的第一端相互连接；

所述第四直流电源DC4的正极与所述第一子初级绕组的第一端相连，所述第一子初级绕组的第二端与所述第七开关Q7的二极管阴极端相连，所述第七开关Q7的二极管阳极端与所述第四直流电源DC4的负极相连；其中，所述第四直流电源DC4、所述第七开关Q7和所述第一子初级绕组连接后能够组成第一闭合回路；

所述第四直流电源DC4的正极与所述第二子初级绕组的第二端相连，所述第二子初级绕组的第一端与所述第八开关Q8的二极管阴极端相连，所述第八开关Q8的二极管阳极端与所述第四直流电源DC4的负极相连；其中，所述第四直流电源DC4、所述第八开关Q8和所述第二子初级绕组连接后能够组成第二闭合回路。

可选的，所述第一闭合回路的开关开通时，所述第二闭合回路的开关处于关断状态，且所述第二回路的开关开通时，所述第一闭合回路的开关处于关断状态；

当所述第一闭合回路的开关开通时，所述电源电路为所述初级绕组提供正向直流电压，以使得所述初级绕组正向励磁；当所述第一闭合回路的开关关断时，所述初级绕组反向去磁，并产生反向漏感电压，使得所述次级绕组的电流方向为从所述第一端的同名端流向所述第二端的同名端；其中，正向直流电压为所述初级绕组的第一端为正，所述初级绕组的第二端为负；

当所述第二闭合回路的开关开通时，所述电源电路为所述初级绕组提供反向直流电压，以使得所述初级绕组反向励磁；当所述第二闭合回路的开关关断时，所述初级绕组正向去磁，并产生正向漏感电压，使得所述次级绕组的电流方向为从所述第二端的同名端流向所述第一端的同名端。

可选的，所述耦合电容C和所述变压器Tr的等效漏感形成串联谐振，所述串联谐振的频率大于所述电源电路的开关的开通频率，使得流过所述次级绕组和所述耦合电容C的电流在每个周期总是减小到零。

可选的，所述串联谐振的频率小于两倍的所述电源电路的开关的开通频率，

可选的，当所述负载RL短路时，所述耦合电容C能够起到限流保护作用。

在本发明实施例中，电源电路能够为变压器提供方波交流电压，变压器的次级绕组则能够产生感应电压，并通过耦合电容C和全桥整流电路将电压输出至负载RL上，以为负载RL供电。其中，本发明实施例所提供的反激电路在结构上为正激电路，但相较目前的正激电路，不需要额外的复位电路，次级绕组侧也并未增加额外的电感，因此在结构上比目前的正激电路简单。同时，通过耦合电容的储能作用使得该电路的工作状态为反激状态，并且电源电路为变压器提供的为方波交流电压，也就是说变压器磁芯能够双向励磁，提高磁芯利用率。另外，若是负载RL发生短路时，由于耦合电容的阻抗作用，有效的起到限流作用，减少短路对反激电路造成的损伤。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对本发明实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面所介绍的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例提供的反激电路的连接示意图；

图2为本发明实施例提供的第一种实施方式的反激电路的连接示意图；

图3为本发明实施例提供的反激电路的工作波形时序图；

图4为本发明实施例提供的第一种实施方式的反激电路的工作状态为状态1时的电路状态示意图；

图5为本发明实施例提供的第一种实施方式的反激电路的工作状态为状态2时的电路状态示意图；

图6为本发明实施例提供的第一种实施方式的反激电路的工作状态为状态3时的电路状态示意图；

图7为本发明实施例提供的第一种实施方式的反激电路的工作状态为状态4时的电路状态示意图；

图8为本发明实施例提供的第一种实施方式的反激电路的工作状态为状态5时的电路状态示意图；

图9为本发明实施例提供的第一种实施方式的反激电路的工作状态为状态6时的电路状态示意图；

图10为本发明实施例提供的第二种实施方式的反激电路的连接示意图；

图11为本发明实施例提供的第三种实施方式的反激电路的连接示意图；

图12为本发明实施例提供的串联谐振频率大于两倍的电源电路的开关的开通频率时的一种工作波形时序图；

图13为本发明实施例提供的串联谐振频率小于电源电路的开关的开通频率时的一种工作波形时序图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。

请参见图1，本发明一实施例提供一种反激电路，该电路包括电源电路、变压器Tr、耦合电容C、全桥整流电路、输出滤波电容Co和负载RL。其中，全桥整流电路可以由四个二极管组成，即图1中所示的二极管D1～二极管D4。电源电路的两端分别与变压器Tr的初级绕组的两端分别相连。在图1中，变压器Tr的次级绕组的一端与耦合电容C串联后，耦合电容C的另一端与全桥整流电路的一端相连，全桥整流电路的另一端与次级绕组的另一端相连，输出滤波电容Co和负载RL并联后，一端与整流电路其中一个桥臂的中间点相连。另一端与另一个桥臂的中间点相连。其中，二极管D1和二极管D2组成全桥整流电路的其中一个桥臂，二极管D3和二极管D4组成全桥整流电路的另一个桥臂，桥臂的中间点即是指两个二极管的连接点，例如二极管D1和二极管D2的连接点。

本发明实施例中，电源电路可以为变压器Tr提供方波交流电压，使得变压器次级绕组产生感应电压，并感应电压通过耦合电容C和全桥整流电路蒸馏后输出至为滤波电容Co和负载RL，并为负载RL供电。耦合电容C和滤波电容Co的电容值可以相同，当然，耦合电容C和滤波电容Co的电容值也可以根据实际需要设置成不同大小的电容值。

具体的，电源电路可以为多种电路，只要能够为变压器Tr提供方波交流电压即可，下面将给出具体的三种电源电路的具体实施方式，但本发明实施例并不限于以下三种电源电路的实施方式。

第一种实施方式

请参见图2，电源电路可以包括第一直流电源DC1、第二直流电源DC2、第一开关Q1和第二开关Q2。其中，第一开关Q1和第二开关Q2均可以由并联的二极管和晶体管组成的开关，并且二极管和晶体管反向并联。在本发明实施例中，所涉及到的开关均可以是与第一开关Q1或者第二开关Q2的组成结构相同的开关。开关中的晶体管还可以是绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)或者金氧半场效晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET)。

具体的，第一直流电源DC1的正极与第一开关Q1的二极管阴极端相连，第一开关Q1的二极管阳极端与初级绕组的第一端相连，初级绕组的第二端与第一直流电源DC1的负极相连。其中，第一端为图2中初级绕组中标示黑点的一端，第二端则为初级绕组中除标示黑点之外的另外一端。在第一直流电源DC1、第一开关Q1和初级绕组连接后，则能够组成第一闭合回路；

具体的，第二直流电源DC2的正极与初级绕组的第二端相连，初级绕组的第一端与第二开关Q2的二极管阴极端相连，第二开关Q2的二极管阳极端与第二直流电源DC2的负极相连。在第二直流电源DC2、第二开关Q2和初级绕组连接后，则能够组成第二闭合回路。

下面将根据第一种实施方式的电源电路介绍本发明实施例的工作原理。

请参见图3，为本发明实施例的反激电路的工作波形时序图。其中，Drv1和Drv2为第一闭合回路和第二闭合回路的开关的驱动信号的波形示意图，Vtr为变压器Tr初级绕组的感应电压，I(m)为变压器Tr初级绕组的励磁电流，Vc是耦合电容两端的电压，I(C)为耦合电容C的电流。

当然，图3中示例的工作波形仅为一种可能的波形，而在实际应用中，还可以根据实际情况对驱动波形的频率以及占空比等进行调整，则可以产生与图3所示的不同的工作波形。

当采用第一种实施方式的电源电路时，Drv1和Drv2分别为第一开关Q1和第二开关Q2的驱动信号的波形示意图。当Drv1对应的驱动信号为高电平信号时，能够使得第一开关Q1中的晶体管处于开通状态，当Drv1对应的驱动信号为低电平信号时，第一开关Q1中的晶体管处于关断状态；当Drv2对应的驱动信号为高电平信号时，能够使得第二开关Q2中的晶体管处于开通状态当Drv2对应的驱动信号为低电平信号时，第二开关Q2中的晶体管处于关断状态。以下所称的第一开关Q1或者第二开关Q2开通均是指第一开关Q1中的晶体管或者第二开关Q2中的晶体管开通。

本发明实施例中，由于反激电路的工作过程为周期性的，因此下面仅对一个周期的工作状态进行描述。其中，反激电路的一个周期可以包括以下六个工作状态。

状态1：即图3中所示的T0～T1时刻所示的工作过程。在T0时刻时，此时的Drv1为高电平，第一直流电源DC1为变压器Tr的初级绕组提供正向直流电压，正向直流电压为初级绕组的第一端为正，初级绕组的第二端为负。

请参见图4，为反激电路的工作状态为状态1时的电路状态示意图。此时变压器Tr初级绕组的电压为第一端为正，第二端为负，变压器Tr的初级绕组开始储能，励磁电流正向逐渐增大，相应的，变压器Tr的次级绕组感应电压与初级绕组的电压方向相同，即图4中所示的标示黑点一端为正，未标示黑点的一端为负。图中虚线标示的部分表示未导通或者处于未接通状态，例如图4中第二闭合回路的元器件均为虚线，则表示第二闭合回路处于未接通状态，在后续的图中也会有类似的情况，后续不在赘述。

本发明实施例中，在第一开关Q1刚开通时，耦合电容C开始储存能量，直至T0时刻，耦合电容C充能完成，那么在T0时刻耦合电容的电压为正，即耦合电容C的电压图2中所示的从左向右的方向，也就是说T0时刻时，耦合电容C的极性与次级绕组的极性相反，那么耦合电容C与次级绕组的电压叠加之后的矢量和小于输出滤波电容Co两端电压的，则二极管D1和二极管D4处于截止状态，次级绕组侧无电流通过，此时则依靠输出滤波电容Co存储的能量为负载RL供电，电流方向为图4中的输出滤波电容Co的正极流向负载RL的方向。

状态2：即图3中所示的T1～T2时刻所示的工作过程。在T1时刻时，此时的Drv1为低电平，即第一开关Q1中的晶体管处于关断状态，此时变压器Tr反向去磁，并产生反向漏感电压。

请参见图5，为反激电路的工作状态为状态2时的电路状态示意图。此时变压器Tr初级绕组的电压为第一端为负，第二端为正，变压器Tr的初级绕组释放能量，励磁电流正向逐渐增小，相应的，变压器Tr的次级绕组感应电压与初级绕组的电压方向相同，即图5中所示的标示黑点一端为负，未标示黑点一端为正。

本发明实施例中，在第一开关Q1关断时，耦合电容C的极性与次级绕组的极性相同，那么耦合电容C与次级绕组的电压叠加之后的矢量和大于输出滤波电容Co两端电压的，且由于耦合电容C的极性方向为由左向右，则二极管D2和二极管D3处于导通状态，此时次级绕组和耦合电容C输出的电压为滤波电容Co和负载RL供电，电流方向为图5中的二极管D2流向输出滤波电容Co和负载RL的方向。其中，从图3中Vc可以看到，在这个状态时，耦合电容C逐渐进行反向充能，在这个过程中，电压极性可能发生反向，因此图5中所表示的电压极性只是一种可能的极性状态，并不代表在这个过程中电容的极性一直保持不变，在后续的描述中，同样存在这样的情况，后续不在进行赘述。

状态3：即图3中所示的T2～T3时刻所示的工作过程。在T2时刻时，此时的Drv2为高电平，第二直流电源DC2为变压器Tr的初级绕组提供反向直流电压。

请参见图6，为反激电路的工作状态为状态3时的电路状态示意图。此时变压器Tr初级绕组的电压为第一端为负，第二端为正，变压器Tr的初级绕组开始储能，励磁电流反向逐渐增大，相应的，变压器Tr的次级绕组感应电压与初级绕组的电压极性相同，即图6中所示的标示黑点一端为负，未标示黑点一端为正，耦合电容C与次级绕组的电压叠加之后的矢量和继续大于输出滤波电容Co两端电压，且二极管D2和二极管D3处于导通状态，此时次级绕组和耦合电容C输出的电压为滤波电容Co和负载RL供电，电流方向为图6中的二极管D2流向输出滤波电容Co和负载RL的方向。

状态4：即图3中所示的T3～T4时刻所示的工作过程。在T3时刻时，此时的Drv2持续为高电平，即第二开关Q2中的晶体管继续处于开通状态，第二直流电源DC2继续为变压器Tr的初级绕组提供反向直流电压。

请参见图7，为反激电路的工作状态为状态4时的电路状态示意图。此时变压器Tr初级绕组侧的电路未发生变化，但在次级绕组侧的耦合电容C充能完成，那么在T3时刻耦合电容的电压为负，即耦合电容C的电压图7中所示的从右向左的方向，也就是说T3时刻时，耦合电容C的极性与次级绕组的极性相反，那么耦合电容C与次级绕组的电压叠加之后的矢量和则会小于输出滤波电容Co两端电压的，则二极管D2和二极管D3处于截止状态，次级绕组侧无电流通过，此时则依靠输出滤波电容Co存储的能量为负载RL供电，电流方向为图7中的输出滤波电容Co的正极流向负载RL的方向。

状态5：即图3中所示的T4～T5时刻所示的工作过程。在T4时刻时，此时的Drv2为低电平，即第二开关Q2中的晶体管处于关断状态，此时变压器Tr正向去磁，并产生正向漏感电压。

请参见图8，为反激电路的工作状态为状态5时的电路状态示意图。此时变压器Tr初级绕组的电压为第一端为正，第二端为负，变压器Tr的初级绕组释放能量，励磁电流反向逐渐增小，相应的，变压器Tr的次级绕组感应电压与初级绕组的电压方向相同，即图8中所示的标示黑点一端为正，未标示黑点一端为负，那么耦合电容C的极性与次级绕组的极性相同，那么耦合电容C与次级绕组的电压叠加之后的矢量和大于输出滤波电容Co两端电压的，且由于耦合电容C的极性方向为由右向左，则二极管D1和二极管D4处于导通状态，此时次级绕组和耦合电容C输出的电压为滤波电容Co和负载RL供电，电流方向为图8中的二极管D1流向输出滤波电容Co和负载RL的方向。

状态6：即图3中所示的T5～T6时刻所示的工作过程。在T5时刻时，此时的Drv1为高电平，即第一开关Q1中的晶体管处于开通状态，则第一闭合回路接通，第一直流电源DC1为变压器Tr的初级绕组提供整向直流电压。

请参见图9，为反激电路的工作状态为状态6时的电路状态示意图。此时变压器Tr初级绕组的电压为第一端为正，第二端为负，变压器Tr的初级绕组开始储能，励磁电流正向逐渐增大，相应的，变压器Tr的次级绕组感应电压与初级绕组的电压方向相同，即图9中所示的标示黑点一端为正，未标示黑点一端为负，耦合电容C与次级绕组的电压叠加之后的矢量和继续大于输出滤波电容Co两端电压，且二极管D1和二极管D4处于导通状态，此时次级绕组和耦合电容C输出的电压为滤波电容Co和负载RL供电，电流方向为图9中的二极管D1流向输出滤波电容Co和负载RL的方向。

本发明实施例中，当到达T6时刻时，耦合电容C充能完成，耦合电容C的极性与次级绕组的极性相反，那么耦合电容C与次级绕组的电压叠加之后的矢量和则会小于输出滤波电容Co两端电压的，则二极管D1和二极管D4处于截止状态，次级绕组侧无电流通过，此时的状态即与状态1相同，也就是说，本发明实施例的反激电路的工作过程是周期性的重复状态1～状态6的过程。

第二种实施方式

请参见图10，电源电路可以包括第三直流电源DC3、第三开关Q3、第四开关Q4、第五开关Q5和第六开关Q6。其中，第三开关Q3、第四开关Q4、第五开关Q5和第六开关Q6可以是和第一开关Q1和第二开关Q2相同的开关。

具体的，第三直流电源DC3的正极与第三开关Q3的二极管阴极端相连，第三开关Q3的二极管阳极端与初级绕组的第一端相连，初级绕组的第二端与与第六开关Q6的二极管阴极端相连，第六开关Q6的二极管阳极端与第三直流电源DC3的负极相连；其中，第三直流电源DC3、第三开关Q3、第六开关Q6和初级绕组连接后能够组成第一闭合回路；

第三直流电源DC3的正极与第四开关Q4的二极管阴极端相连，第四开关Q4的二极管阳极端与初级绕组的第二端相连，初级绕组的第一端与第五开关Q5的二极管阴极端相连，第五开关Q5的二极管阳极端与第三直流电源DC3的负极相连；其中，第三直流电源DC3、第四开关Q4、第五开关Q5和初级绕组连接后能够组成第二闭合回路。

下面将根据第二种实施方式的电源电路介绍本发明实施例的工作原理。

请继续参见图3，当采用第二种实施方式的电源电路时，Drv1为第三开关Q3和第六开关Q6的驱动信号的波形示意图，Drv2为第四开关Q4和第五开关Q5的信号的波形示意图。其中，当Drv1对应的驱动信号为高电平信号时，第三开关Q3和第六开关Q6中的晶体管处于开通状态，当Drv1对应的驱动信号为低电平信号时，第三开关Q3和第六开关Q6中的晶体管处于关断状态；当Drv2对应的驱动信号为高电平信号时，第四开关Q4和第五开关Q5中的晶体管处于开通状态，当Drv2对应的驱动信号为低电平信号时，第四开关Q4和第五开关Q5中的晶体管处于关断状态。

具体的，反激电路的一个周期可以包括以下六个工作状态。

状态1：即图3中所示的T0～T1时刻所示的工作过程。在T0时刻时，此时的Drv1为高电平，即第三开关Q3和第六开关Q6中的晶体管处于开通状态，第三直流电源DC3为变压器Tr的初级绕组提供正向直流电压。其中，正向是指初级绕组的电流从第一端流向第二端的方向。此时变压器Tr初级绕组的电压为第一端为正，第二端为负，变压器Tr的初级绕组开始储能，励磁电流正向逐渐增大，相应的，变压器Tr的次级绕组感应电压与初级绕组的电压方向相同，即次级绕组电压方向为第一端对应的同名端为正，第二端对应的同名端为负。

本发明实施例中，在第三开关Q3和第六开关Q6刚开通时，耦合电容C开始储存能量，直至T0时刻，耦合电容C充能完成，那么在T0时刻耦合电容的电压为正，即耦合电容C的电压为从左向右的方向，也就是说T0时刻时，耦合电容C的极性与次级绕组的极性相反，那么耦合电容C与次级绕组的电压叠加之后的矢量和小于输出滤波电容Co两端电压的，则二极管D1和二极管D4处于截止状态，次级绕组侧无电流通过，此时则依靠输出滤波电容Co存储的能量为负载RL供电，电流方向为输出滤波电容Co的正极流向负载RL的方向。

状态2：即图3中所示的T1～T2时刻所示的工作过程。在T1时刻时，此时的Drv1为低电平，即第三开关Q3和第六开关Q6中的晶体管处于关断状态，此时变压器Tr的初级绕组反向去磁，并产生反向漏感电压。此时，变压器Tr的初级绕组的电压为第一端为负，第二端为正，变压器Tr的初级绕组释放能量，励磁电流正向逐渐增小，相应的，变压器Tr的次级绕组感应电压与初级绕组的电压方向相同，即第一端对应的同名端为负，第二端对应的同名端为正。此时的耦合电容C的极性与次级绕组的极性相同，那么耦合电容C与次级绕组的电压叠加之后的矢量和大于输出滤波电容Co两端电压的，且由于耦合电容C的极性方向为由左向右，则二极管D2和二极管D3处于导通状态，此时次级绕组和耦合电容C输出的电压为滤波电容Co和负载RL供电，电流方向为二极管D2流向输出滤波电容Co和负载RL的方向。

状态3：即图3中所示的T2～T3时刻所示的工作过程。在T2时刻时，此时的Drv2为高电平，即第四开关Q4和第五开关Q5中的晶体管处于开通状态，第三直流电源DC3为变压器Tr的初级绕组提供反向直流电压。此时，变压器Tr初级绕组的电压为第一端为负，第二端为正，变压器Tr的初级绕组开始储能，励磁电流反向逐渐增大，相应的，变压器Tr的次级绕组感应电压与初级绕组的电压方向相同，即第一端对应的同名端为负，第二端对应的同名端为正，耦合电容C与次级绕组的电压叠加之后的矢量和继续大于输出滤波电容Co两端电压，且二极管D2和二极管D3处于导通状态，此时次级绕组和耦合电容C输出的电压为滤波电容Co和负载RL供电，电流方向为二极管D2流向输出滤波电容Co和负载RL的方向。

状态4：即图3中所示的T3～T4时刻所示的工作过程。在T3时刻时，此时的Drv2持续为高电平，即第四开关Q4和第五开关Q5中的晶体管继续处于开通状态，第二直流电源DC2继续为变压器Tr的初级绕组提供反向直流电压。此时，变压器Tr初级绕组侧的电路未发生变化，但在次级绕组侧的耦合电容C充能完成，那么在T3时刻耦合电容的电压为负，即耦合电容C的电压为从右向左的方向，也就是说T3时刻时，耦合电容C的极性与次级绕组的极性相反，那么耦合电容C与次级绕组的电压叠加之后的矢量和则会小于输出滤波电容Co两端电压，则二极管D2和二极管D3处于截止状态，次级绕组侧无电流通过，此时则依靠输出滤波电容Co存储的能量为负载RL供电，电流方向为输出滤波电容Co的正极流向负载RL的方向。

状态5：即图3中所示的T4～T5时刻所示的工作过程。在T4时刻时，此时的Drv2为低电平，即第四开关Q4和第五开关Q5中的晶体管处于关断状态，此时变压器Tr正向去磁，并产生正向漏感电压。此时，变压器Tr初级绕组的电压为第一端为正，第二端为负，变压器Tr的初级绕组释放能量，励磁电流反向逐渐增小，相应的，变压器Tr的次级绕组感应电压与初级绕组的电压方向相同，即第一端对应的同名端为正，第二端对应的同名端为负，那么耦合电容C的极性与次级绕组的极性相同，那么耦合电容C与次级绕组的电压叠加之后的矢量和

大于输出滤波电容Co两端电压的，且由于耦合电容C的极性方向为由右向左，则二极管D1和二极管D4处于导通状态，此时次级绕组和耦合电容C输出的电压为滤波电容Co和负载RL供电，电流方向为二极管D1流向输出滤波电容Co和负载RL的方向。

状态6：即图3中所示的T5～T6时刻所示的工作过程。在T5时刻时，此时的Drv1为高电平，即第三开关Q3和第六开关Q6中的晶体管处于开通状态，则第一闭合回路接通，第一直流电源DC1为变压器Tr的初级绕组提供整向直流电压。此时，变压器Tr初级绕组的电压为第一端为正，第二端为负，变压器Tr的初级绕组开始储能，励磁电流正向逐渐增大，相应的，变压器Tr的次级绕组感应电压与初级绕组的电压方向相同，即第一端对应的同名端为正，第二端对应的同名端为负，耦合电容C与次级绕组的电压叠加之后的矢量和继续大于输出滤波电容Co两端电压，且二极管D1和二极管D4处于导通状态，此时次级绕组和耦合电容C输出的电压为滤波电容Co和负载RL供电，电流方向为二极管D1流向输出滤波电容Co和负载RL的方向。

本发明实施例中，当到达T6时刻时，耦合电容C充能完成，耦合电容C的极性与次级绕组的极性相反，那么耦合电容C与次级绕组的电压叠加之后的矢量和则会小于输出滤波电容Co两端电压的，则二极管D1和二极管D4处于截止状态，次级绕组侧无电流通过，此时的状态即与状态1相同，也就是说，本发明实施例的反激电路的工作过程是周期性的重复状态1～状态6的过程。

第三种实施方式

请参见图11，电源电路可以包括第四直流电源DC4、第七开关Q7、第八开关Q8，初级绕组可以包括第一子初级绕组和第二子初级绕组，第一子初级绕组的第二端和第二子初级绕组的第一端相互连接。

第四直流电源DC4的正极与第一子初级绕组的第一端相连，第一子初级绕组的第二端与第七开关Q7的二极管阴极端相连，第七开关Q7的二极管阳极端与第四直流电源DC4的负极相连；其中，第四直流电源DC4、第七开关Q7和第一子初级绕组连接后能够组成第一闭合回路；

第四直流电源DC4的正极与第二子初级绕组的第二端相连，第二子初级绕组的第一端与第八开关Q8的二极管阴极端相连，第八开关Q8的二极管阳极端与第四直流电源DC4的负极相连；其中，第四直流电源DC4、第八开关Q8和第二子初级绕组连接后能够组成第二闭合回路。

下面将根据第三种实施方式的电源电路介绍本发明实施例的工作原理。

请继续参见图3，当采用第三种实施方式的电源电路时，Drv1为第七开关Q7的驱动信号的波形示意图，Drv2为第八开关Q8的驱动信号的波形示意图。其中，当Drv1对应的驱动信号为高电平信号时，第七开关Q7中的晶体管处于开通状态，当Drv1对应的驱动信号为低电平信号时，第七开关Q7中的晶体管处于关断状态；当Drv2对应的驱动信号为高电平信号时，第八开关Q8中的晶体管处于开通状态，当Drv2对应的驱动信号为低电平信号时，第八开关Q8中的晶体管处于关断状态。

具体的，反激电路的一个周期可以包括以下六个工作状态。

状态1：即图3中所示的T0～T1时刻所示的工作过程。在T0时刻时，此时的Drv1为高电平，即第七开关Q7中的晶体管处于开通状态，第四直流电源DC4为变压器Tr的第一子初级绕组提供正向直流电压。其中，正向是指初级绕组的电流从第一端流向第二端的方向。此时变压器Tr的第一子初级绕组的电压为第一端为正，第二端为负，变压器Tr的第一子初级绕组开始储能，励磁电流正向逐渐增大，相应的，变压器Tr的次级绕组感应电压与第一子初级绕组的电压方向相同，即次级绕组电压方向为第一子初级绕组的第一端对应的同名端为正，第一子初级绕组的第二端对应的同名端为负。

本发明实施例中，在第七开关Q7刚开通时，耦合电容C开始储存能量，直至T0时刻，耦合电容C充能完成，那么在T0时刻耦合电容的电压为正，即耦合电容C的电压为从左向右的方向，也就是说T0时刻时，耦合电容C的极性与次级绕组的极性相反，那么耦合电容C与次级绕组的电压叠加之后的矢量和小于输出滤波电容Co两端电压的，则二极管D1和二极管D4处于截止状态，次级绕组侧无电流通过，此时则依靠输出滤波电容Co存储的能量为负载RL供电，电流方向为输出滤波电容Co的正极流向负载RL的方向。

状态2：即图3中所示的T1～T2时刻所示的工作过程。在T1时刻时，此时的Drv1为低电平，即第七开关Q7中的晶体管处于关断状态，此时变压器Tr的第一子初级绕组反向去磁，并产生反向漏感电压。此时，变压器Tr的第一子初级绕组的电压为第一端为负，第二端为正，变压器Tr的第一子初级绕组释放能量，励磁电流正向逐渐增小，相应的，变压器Tr的次级绕组感应电压与初级绕组的电压方向相同，即第一子初级绕组的第一端对应的同名端为负，第一子初级绕组的第二端对应的同名端为正。此时的耦合电容C的极性与次级绕组的极性相同，那么耦合电容C与次级绕组的电压叠加之后的矢量和大于输出滤波电容Co两端电压的，且由于耦合电容C的极性方向为由左向右，则二极管D2和二极管D3处于导通状态，此时次级绕组和耦合电容C输出的电压为滤波电容Co和负载RL供电，电流方向为二极管D2流向输出滤波电容Co和负载RL的方向。

状态3：即图3中所示的T2～T3时刻所示的工作过程。在T2时刻时，此时的Drv2为高电平，即第八开关Q8中的晶体管处于开通状态，第四直流电源DC4为变压器Tr的第二子初级绕组提供反向直流电压。此时，变压器Tr的第二子初级绕组的电压为第一端为负，第二端为正，变压器Tr的第二子初级绕组开始储能，励磁电流反向逐渐增大，相应的，变压器Tr的次级绕组感应电压与第二子初级绕组的电压方向相同，即第二子初级绕组的第一端对应的同名端为负，第二子初级绕组的第二端对应的同名端为正，耦合电容C与次级绕组的电压叠加之后的矢量和继续大于输出滤波电容Co两端电压，且二极管D2和二极管D3处于导通状态，此时次级绕组和耦合电容C输出的电压为滤波电容Co和负载RL供电，电流方向为二极管D2流向输出滤波电容Co和负载RL的方向。

状态4：即图3中所示的T3～T4时刻所示的工作过程。在T3时刻时，此时的Drv2持续为高电平，即第八开关Q8中的晶体管继续处于开通状态，第四直流电源DC4继续为变压器Tr的第二子初级绕组提供反向直流电压。此时，变压器Tr的第二子初级绕组侧的电路未发生变化，但在次级绕组侧的耦合电容C充能完成，那么在T3时刻耦合电容的电压为负，即耦合电容C的电压为从右向左的方向，也就是说T3时刻时，耦合电容C的极性与次级绕组的极性相反，那么耦合电容C与次级绕组的电压叠加之后的矢量和则会小于输出滤波电容Co两端电压，则二极管D2和二极管D3处于截止状态，次级绕组侧无电流通过，此时则依靠输出滤波电容Co存储的能量为负载RL供电，电流方向为输出滤波电容Co的正极流向负载RL的方向。

状态5：即图3中所示的T4～T5时刻所示的工作过程。在T4时刻时，此时的Drv2为低电平，即第八开关Q8中的晶体管处于关断状态，此时变压器Tr的第二子初级绕组正向去磁，并产生正向漏感电压。此时，变压器Tr的第二子初级绕组的电压为第一端为正，第二端为负，变压器Tr的第二子初级绕组释放能量，励磁电流反向逐渐增小，相应的，变压器Tr的次级绕组感应电压与第二子初级绕组的电压方向相同，即第二子初级绕组的第一端对应的同名端为正，第二子初级绕组的第二端对应的同名端为负，那么耦合电容C的极性与次级绕组的极性相同，那么耦合电容C与次级绕组的电压叠加之后的矢量和大于输出滤波电容Co两端电压的，且由于耦合电容C的极性方向为由右向左，则二极管D1和二极管D4处于导通状态，此时次级绕组和耦合电容C输出的电压为滤波电容Co和负载RL供电，电流方向为二极管D1流向输出滤波电容Co和负载RL的方向。

状态6：即图3中所示的T5～T6时刻所示的工作过程。在T5时刻时，此时的Drv1为高电平，即第七开关Q7中的晶体管处于开通状态，第四直流电源DC4为变压器Tr的第一子初级绕组提供整向直流电压。此时，变压器Tr初级绕组的电压为第一端为正，第二端为负，变压器Tr的第一子初级绕组开始储能，励磁电流正向逐渐增大，相应的，变压器Tr的次级绕组感应电压与第一子初级绕组的电压方向相同，即第一子初级绕组的第一端对应的同名端为正，第一子初级绕组的第二端对应的同名端为负，耦合电容C与次级绕组的电压叠加之后的矢量和继续大于输出滤波电容Co两端电压，且二极管D1和二极管D4处于导通状态，此时次级绕组和耦合电容C输出的电压为滤波电容Co和负载RL供电，电流方向为二极管D1流向输出滤波电容Co和负载RL的方向。

本发明实施例中，当到达T6时刻时，耦合电容C充能完成，耦合电容C的极性与次级绕组的极性相反，那么耦合电容C与次级绕组的电压叠加之后的矢量和则会小于输出滤波电容Co两端电压的，则二极管D1和二极管D4处于截止状态，次级绕组侧无电流通过，此时的状态即与状态1相同，也就是说，本发明实施例的反激电路的工作过程是周期性的重复状态1～状态6的过程。

在实际应用中，只要电感和电容串联即会形成串联谐振，因此，本发明实施例中的变压器Tr的等效漏感和耦合电容C也会形成串联谐振，且串联谐振的频率大于电源电路的开关的开通频率，并且小于两倍的电源电路的开关的开通频率。其中，需要声明的是，这里所述的开关的频率是指第一闭合回路的开关的开通频率和第二闭合回路的开关的开通频率。

请参见图12，为串联谐振频率小于电源电路的开关的开通频率时的工作波形图。其中，当串联谐振频率小于直流斩波电路的开关频率时，那么耦合电容C的取值则会较大，充能过程完成时间较长，那么耦合电容C的电流在每个周期则不能自然过零然后反向，而是在开关关断瞬间强制反向，进而使得全桥整流的二极管的电流不是过零自然关断，而是强迫关断，对二极管的损伤较大，因此，耦合电容C和变压器Tr的等效漏感形成的串联谐振频率须得大于电源电路的开关的开通频率。

请参见图13，为串联谐振频率远大于电源电路的开关的开通频率时的工作波形图。其中，串联谐振频率远大于电源电路的开关的开通频率时时，那么耦合电容C的取值则会较小，通过耦合电容C的电流很快则会将耦合电容C的充能过程完成，则会使得耦合电容C的电压极性反向，也就会使得耦合电容C和次级绕组的电压的极性相反，进而使得次级绕组和耦合电容C上的电压矢量和小于输出滤波电容Co两端电压时，全桥整流二极管截止，滤波电容Co给输出负载RL供电。这样，次级绕组侧的整流电流导通的时间则会很短，使得输出电压降低的速度很快，因此，耦合电容C和变压器Tr的等效漏感形成的串联谐振频率更为优选的是小于两倍的电源电路的开关的开通频率。

综上所述，电源电路能够为变压器提供方波交流电压，变压器的次级绕组则能够产生感应电压，并通过耦合电容C和全桥整流电路将电压输出至负载RL上，以为负载RL供电。其中，本发明实施例所提供的反激电路在结构上为正激电路，但相较目前的正激电路，不需要额外的复位电路，次级绕组侧也并未增加额外的电感，因此在结构上比目前的正激电路简单。同时，通过耦合电容的储能作用使得该电路的工作状态为反激状态，并且电源电路为变压器提供的为方波交流电压，也就是说变压器磁芯能够双向励磁，提高磁芯利用率。另外，若是负载RL发生短路时，由于耦合电容的隔直作用，还能够避免变压器次级绕组侧直接短路，减少短路对反激电路造成的损伤。本发明实施例中，在每个工作周期中，耦合电容的电流总是从零开始增大，最后减小到零，因此整流二极管不存在反向恢复的问题，对二极管的损伤较小，并且，在电源电路的开关开通前，变压器就已经反向续流，则电源电路的开关可以实现零电压开通，有助于减少对开关的损耗。

以上所述，以上实施例仅用以对本申请的技术方案进行了详细介绍，但以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明实施例的方法，不应理解为对本发明实施例的限制。本技术领域的技术人员可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明实施例的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种反激电路，其特征在于，包括电源电路、变压器Tr、耦合电容C、全桥整流电路、输出滤波电容Co和负载RL；

所述电源电路与所述变压器Tr包括的初级绕组相连，所述变压器Tr包括的次级绕组的一端与所述耦合电容C的一端相连，所述耦合电容C的另一端与所述全桥整流电路的一端相连，所述全桥整流电路的另一端与所述次级绕组的另一端相连，所述输出滤波电容Co和所述负载RL并联后的一端与所述全桥整流电路包括的第一桥臂的中间点相连，所述输出滤波电容Co和所述负载RL并联后的另一端与所述全桥整流电路包括的第二桥臂的中间点相连；其中，所述初级绕组与所述次级绕组的绕组方向一致；

其中，所述电源电路将方波交流电压输入所述初级绕组，使所述次级绕组产生感应电压，所述感应电压通过耦合电容C和全桥整流电路整流后输出至所述滤波电容Co和负载RL，使得能够为所述负载RL供电。

2.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述电源电路包括至少两个开关，每一个开关均包括反向并联的二极管和晶体管。

3.如权利要求2所述的电路，其特征在于，所述晶体管为绝缘栅双极型晶体管IGBT或者金氧半场效晶体管MOSFET。

4.如权利要求3所述的电路，其特征在于，所述电源电路包括第一直流电源DC1、第二直流电源DC2、第一开关Q1和第二开关Q2；

所述第一直流电源DC1的正极与所述第一开关Q1的二极管阴极端相连，所述第一开关Q1的二极管阳极端与所述初级绕组的第一端相连，所述初级绕组的第二端与所述第一直流电源DC1的负极相连；其中，所述第一直流电源DC1、所述第一开关Q1和所述初级绕组连接后能够组成第一闭合回路；

所述第二直流电源DC2的正极与所述初级绕组的第二端相连，所述初级绕组的第一端与所述第二开关Q2的二极管阴极端相连，所述第二开关Q2的二极管阳极端与第二直流电源DC2的负极相连；其中，所述第二直流电源DC2、所述第二开关Q2和所述初级绕组连接后能够组成第二闭合回路。

5.如权利要求3所述的电路，其特征在于，所述电源电路包括第三直流电源DC3、第三开关Q3、第四开关Q4、第五开关Q5和第六开关Q6；

所述第三直流电源DC3的正极与所述第三开关Q3的二极管阴极端相连，所述第三开关Q3的二极管阳极端与所述初级绕组的第一端相连，所述初级绕组的第二端与所述第六开关Q6的二极管阴极端相连，所述第六开关Q6的二极管阳极端与所述第三直流电源DC3的负极相连；其中，所述第三直流电源DC3、所述第三开关Q3、所述第六开关Q6和所述初级绕组连接后能够组成第一闭合回路；

所述第三直流电源DC3的正极与所述第四开关Q4的二极管阴极端相连，所述第四开关Q4的二极管阳极端与所述初级绕组的第二端相连，所述初级绕组的第一端与所述第五开关Q5的二极管阴极端相连，所述第五开关Q5的二极管阳极端与所述第三直流电源DC3的负极相连；其中，所述第三直流电源DC3、所述第四开关Q4、所述第五开关Q5和所述初级绕组连接后能够组成第二闭合回路。

6.如权利要求3所述的电路，其特征在于，所述电源电路包括第四直流电源DC4、第七开关Q7、第八开关Q8；所述初级绕组包括第一子初级绕组和第二子初级绕组，所述第一子初级绕组的第二端和第二子初级绕组的第一端相互连接；

所述第四直流电源DC4的正极与所述第一子初级绕组的第一端相连，所述第一子初级绕组的第二端与所述第七开关Q7的二极管阴极端相连，所述第七开关Q7的二极管阳极端与所述第四直流电源DC4的负极相连；其中，所述第四直流电源DC4、所述第七开关Q7和所述第一子初级绕组连接后能够组成第一闭合回路；

所述第四直流电源DC4的正极与所述第二子初级绕组的第二端相连，所述第二子初级绕组的第一端与所述第八开关Q8的二极管阴极端相连，所述第八开关Q8的二极管阳极端与所述第四直流电源DC4的负极相连；其中，所述第四直流电源DC4、所述第八开关Q8和所述第二子初级绕组连接后能够组成第二闭合回路。

7.如权利要求4~6任一所述的电路，其特征在于，所述第一闭合回路的开关开通时，所述第二闭合回路的开关处于关断状态，且所述第二闭合回路的开关开通时，所述第一闭合回路的开关处于关断状态；

当所述第一闭合回路的开关开通时，所述电源电路为所述初级绕组提供正向直流电压，以使得所述初级绕组正向励磁；当所述第一闭合回路的开关关断时，所述初级绕组反向去磁，并产生反向漏感电压，使得所述次级绕组的电流方向为从所述第一端的同名端流向所述第二端的同名端；其中，正向直流电压为所述初级绕组的第一端为正，所述初级绕组的第二端为负；

当所述第二闭合回路的开关开通时，所述电源电路为所述初级绕组提供反向直流电压，以使得所述初级绕组反向励磁；当所述第二闭合回路的开关关断时，所述初级绕组正向去磁，并产生正向漏感电压，使得所述次级绕组的电流方向为从所述第二端的同名端流向所述第一端的同名端。

8.如权利要求7所述的电路，其特征在于，所述耦合电容C和所述变压器Tr的等效漏感形成串联谐振，所述串联谐振的频率大于所述电源电路的开关的开通频率，使得流过所述次级绕组和所述耦合电容C的电流在每个周期总是减小到零。

9.如权利要求8所述的电路，其特征在于，所述串联谐振的频率小于两倍的所述电源电路的开关的开通频率。

10.如权利要求9所述的电路，其特征在于，当所述负载RL短路时，所述耦合电容C能够起到限流保护作用。