CN100587418C

CN100587418C - 照度传感器和调光控制装置

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Publication number: CN100587418C
Application number: CN200810003223A
Authority: CN
Inventors: 清水隆行
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2007-01-31
Filing date: 2008-01-28
Publication date: 2010-02-03
Anticipated expiration: 2028-01-28
Also published as: JP2008192324A; US20080179498A1; US7554065B2; JP4283314B2; CN101236105A

Abstract

本发明的照度传感器包括：光接收元件，输出与周围亮度对应的电信号；A/D变换器，将光接收元件输出的电信号变换为数字信号；寄存器，存储由A/D变换器输出的数字信号，并基于该数字信号来决定PWM信号的占空比；以及PWM控制器，基于由寄存器输出的占空比来输出PWM信号。

Description

照度传感器和调光控制装置

技术领域

本发明涉及将可见光的照度变换为电信号的光传感器电路和光接收模块，特别涉及用于实现接近于人的视见度特性的光谱灵敏度特性的照度传感器、及包括其照度传感器的调光控制装置。

背景技术

近年来，通过根据周围的亮度来自动调节便携电话或液晶电视等的背光的亮度，从而作为抑制便携电话的电池消耗，或提高液晶的可见性的用途，接近人的视见度特性的照度传感器的需要急剧增加。

此外，由于照度传感器的数字化带来的高性能化，要求使用更简单且低成本的液晶背光自动调光系统用的照度传感器。

可见光用传感器的代表为硅光电二极管和CdS(硫化镉)单元(cell)的两个传感器。

硅光电二极管小型且高速响应性好，由于稳定性高，因此在光通信、光盘用光接收元件、光传感器等中广泛被使用。

但是，硅光电二极管的光谱灵敏度特性与人的视见度大不相同，在红外线区域具有灵敏度。因此，为了得到接近人的视见度的光谱灵敏度特性，需要用于调节光谱灵敏度的电路和视见度校正滤波器。

另一方面，CdS单元具有接近于人的视觉的光谱灵敏度特性，以往以来一直用作照相机的曝光计和可见光传感器。

但是，近年来，由于环境负担物质问题，以硫化镉作为主要成分的CdS单元的使用不断被限制。在2006年7月以后，在欧洲，使用镉、铅、6价铬以及水银的产品已经禁止被带入。从而，使用环境负担小的硅光电二极管来构成具有接近于人的视见度的光谱灵敏度特性的传感器的呼声不断提高。

例如，日本公开专利公报“特开平10-142047号公报(公开日1998年5月29日)”中，结构为在照度传感器中内置多个光电二极管，并通过在这些光电二极管之间设置挡板，从而区分从光接收窗入射的光，并检测多个区域的照度。由此，公开了即使在局部入射了强光的情况下，也能够准确地检测照度分布的技术。

此外，在日本公开专利公报“特开平9-145468号公报(公开日1997年6月6日)”中，公开了通过前次输出照度数据和检测出的照度数据而生成为了提高对于室内的照度变化的追随性而使用的照度数据的技术。通过该结构，公开了能够减少存储的照度数据，并且提高对于照度变化的追随性的事项。

此外，在日本公开专利公报“特开2004-22646号公报(公开日2004年1月22日)”中，公开了以下结构：将由光电二极管检测出的周围的亮度作为照度电平而取入，并通过与照度电平对应的PWM信号的占空值(占空比)来驱动白色LED。

此外，在日本公开专利公报“特开2004-233569号公报(公开日2004年8月19日)”中，公开了在检测周围的照度时避免LED用电源电路的噪声的影响的技术。在该技术中，在通过照度电平检测电路检测照度时，使传感器用电源电路工作，同时停止LED用电源电路，避免了LED用电源电路的噪声影响。

但是，在上述以往的结构中，存在在低照度的情况下照度传感器的信号容易受到噪声的影响，而且对为了处理照度传感器的信号而进行调光的装置增加负担的问题。

图15是表示以往的调光控制装置的方框图。在这些调光控制装置中，为了进行使模拟输出照度传感器510根据照度而输出的电压或电流的模拟信号成为接近于人的视见度的光谱灵敏度特性的处理，(1)对照度传感器的输出进行采样，(2)变换为PWM信号等用于控制发光装置的数字信号，(3)控制LED等发光装置来控制调光。

在图15所示的以往例子中，在将从模拟输出照度传感器510输出的模拟信号通过A/D变换器变换为数字信号之后，由CPU520进行运算处理，并生成与照度对应的PWM信号。PWM信号被输入到通用LED驱动器530的PWM调制端子，并进行LED背光等的自动调光。

在图15所示的方法中，运算装置(CPU520)必须始终对模拟输出照度传感器510的输出进行采样，从而进行运算处理。因此，可能对CPU520带来负担，并且对其它的应用的执行速度带来影响。为了避免CPU520的性能降低，也可以对自动调光使用专用的CPU，但这成为成本提高的原因。

此外，在低照度时由于模拟输出照度传感器510的输出电平减小，因此也存在模拟输出照度传感器510和CPU520的布线延长的情况下等，容易受到噪声的影响的问题。

此外，也已知以下的结构：如图16这样，将照度传感器构成为数字输出的数字输出照度传感器510a，在照度传感器和CPU之间用I²C等串行接口连接，并将照度信息作为数字信号发送接收。在该方式中，数字输出照度传感器510a和CPU520之间由于通过数字信号交换照度信息，因此具有不易受到噪声影响的优点。

但是，与图15所示的结构同样，CPU520需要始终监视照度。因此，未解决对CPU520带来负担的问题。此外，与图15的结构同样，为自动调光也可以使用专用的CPU，但这成为成本提高的原因。

此外，如日本公开专利公报“特开2004-22646号公报(公开日2004年1月22日)”这样，也已知以下结构：在LED驱动器中内置A/D变换器等，将模拟输出照度传感器输出的模拟信号变换为数字信号，并进行适当的运算处理，根据照度来调整LED电流从而进行LED背光等的自动调光。

图17是表示日本公开专利公报“特开2004-22646号公报(公开日2004年1月22日)”中公开的LED驱动器的结构的方框图，可以如图18所示的方框图这样表示。

在图17和图18的结构中，如上述这样，高性能LED驱动器530a内置了A/D变换器等，并可以根据照度来调整LED电流，进行调光。此外，在该结构中，CPU520和高性能LED驱动器530a用I²C等串行接口连接。因此在电源接通时能够进行高性能LED驱动器530a的初始设定。

在图17和图18的结构中，CPU520仅在电源接通时和重置时等进行高性能LED驱动器530a的寄存器等的初始设定即可，不必始终对照度信息进行采样。因此，可以构筑自动调光系统而不对CPU520的性能带来影响。

但是，由于在高性能LED驱动器530a中安装了与调光有关的大部分功能，因此需要对模拟输出照度传感器510的每个种类和进行调光的每个应用单独设计高性能LED驱动器530a。因此，存在LED驱动器没有了通用性，成为成本提高的原因的问题。

此外，模拟输出照度传感器510由于通过模拟信号来输出照度信息，因此存在在低照度时容易受到噪声的影响的问题。

作为使照度传感器的信号不易受到噪声的影响的技术，在日本公开专利公报“特开2004-233569号公报(公开日2004年8月19日)”中公开了以下结构：在通过照度电平检测电路检测照度时，使传感器用电源电路工作，同时停止LED用电源电路，避免LED用电源电路的噪声影响。但是，在上述结构中，由于在每次检测照度电平时停止对LED的电力供给，因此照明可能闪烁。

另外，如日本公开专利公报“特开平10-142047号公报(公开日1998年5月29日)”这样，即使在构成为照度传感器检测多个区域的照度的情况下，在上述低照度时，照度传感器的信号也容易受到噪声影响，而且对为了处理照度传感器的信号而进行调光的装置带来负担的问题未被克服。

发明内容

本发明鉴于上述以往的问题而完成，其目的在于提供一种即使在低照度的情况下也不易受到噪声的影响，并且用于控制照度的处理不会影响调光装置的运算处理，并且通用性好的照度传感器和调光控制装置。

本发明的照度传感器为了达到上述目的，包括：光接收部件，输出与周围亮度对应的电信号；A/D变换部件，将上述光接收部件输出的电信号变换为数字信号；占空比决定部件，包含用于存储由上述A/D变换部件输出的数字信号的照度寄存器，以及用于存储根据上述照度寄存器的值而输出的占空比的多个占空比寄存器，所述占空比决定部件基于上述A/D变换部件输出的数字信号来决定PWM信号的占空比；以及PWM信号输出部件，基于由上述占空比决定部件输出的占空比来输出PWM信号。

此外，本发明的调光控制装置为了达到上述目的，优选包括上述照度传感器。

根据上述结构，本发明的照度传感器根据由光接收部件检测出的周围亮度，由A/D变换部件输出数字信号。然后，基于该数字信号来决定占空比，并将占空比作为PWM信号输出。

因此，仅通过组合上述照度传感器和通用LED驱动器等就能够构筑背光自动调光系统等调光控制装置。

附图说明

图1是表示本发明的调光控制装置的一个实施方式的方框图，是表示照度传感器的结构的方框图。

图2是表示具有图1所示的照度传感器的调光控制装置的一个实施方式的方框图。

图3是表示本发明的调光控制装置的一个实施方式的波形图，是表示图2的PWM控制器所生成的PWM信号的波形的波形图。

图4是表示本发明的调光控制装置的另一个实施方式的方框图，是表示图1的照度传感器的另一结构的方框图。

图5是表示本发明的调光控制装置的一个实施方式的方框图，是表示图1的光接收元件、I-V放大器和A/D变换器的结构的方框图。

图6是表示本发明的调光控制装置的一个实施方式的方框图，是表示图5的D/A变换器的结构的方框图。

图7是表示本发明的调光控制装置的一个实施方式的曲线图，是表示图5的I-V放大器和D/A变换器输出的波形的曲线图。

图8是表示本发明的调光控制装置的一个实施方式的曲线图，是表示图1的A/D变换器输出的照度数据所对应的PWM输出的占空值的曲线图。

图9是表示本发明的调光控制装置的一个实施方式的表，是表示图1的寄存器114中存储的寄存器映射的表。

图10是表示本发明的调光控制装置的一个实施方式的波形图，是表示通过图9的SLOPE寄存器使PWM信号的占空随时间变化的情况的波形图。

图11是表示本发明的调光控制装置的一个实施方式的方框图，是表示图1的PWM控制器的结构的方框图。

图12是表示本发明的调光控制装置的一个实施方式的波形图，是表示由图11的PWM控制器生成的PWM信号的波形图。

图13是表示本发明的调光控制装置的一个实施方式的方框图，是表示图2的通用LED驱动器的结构的方框图。

图14是表示本发明的调光控制装置的一个实施方式的方框图，是表示图2的通用LED驱动器的另一结构的方框图。

图15是表示以往的调光控制装置的结构的方框图。

图16是表示以往的调光控制装置的另一结构的方框图。

图17是表示以往的调光控制装置的另一结构的方框图。

图18是表示以往的调光控制装置的另一结构的方框图。

具体实施方式

基于图1～图14说明本发明的一个实施方式如下。

图2是表示本实施方式的调光控制装置100的方框图。本实施方式的调光控制装置100包括：输出PWM(Pulse Width Modulation)信号的照度传感器110；由微型计算机构成的运算装置(CPU120)；以及通用LED驱动器130。照度传感器110和通用LED驱动器130被电连接。而且照度传感器110和CPU120被电连接。

照度传感器110内置了光电二极管和对光电二极管输出的电信号进行处理的信号处理电路，并输出与周围亮度对应的PWM信号。输出的PWM信号例如可以是如后所述的一般的PWM信号。通过这样的结构，照度传感器110输出的PWM信号可以直接输入到通用LED驱动器130的PWM调制端子。即，不通过CPU120而仅通过将本实施方式的照度传感器110和通用LED驱动器130组合，从而能够构筑背光自动调光系统等调光控制装置。

此外，本实施方式的调光控制装置100包括与照度传感器110电连接的CPU120。CPU120用于在电源接通时或重置时等进行本实施方式的照度传感器110的初始设定。在初始设定中，决定照度传感器110所具有的寄存器的值等。

在本实施方式的调光控制装置100中，如上所述，CPU120不必始终监视照度。因此，即使在监视照度的期间，CPU120的性能也不会降低。

此外，在本实施方式中，照度传感器110输出的PWM信号被输入到通用LED驱动器130，并进行LED的调光。通用LED驱动器130包括PWM调制端子，通过如上述这样的PWM信号的输入使LED发光。在本实施方式中，由于照度传感器110可以输出标准的PWM信号，所以也可以控制冷阴极管等LED以外的发光装置的亮度。

图3是表示本实施方式所使用的PWM信号的一例的波形图。PWM信号是由PWM周期和占空比决定的信号。PWM周期是可对每个调光控制装置100设定的装置固有的周期。此外，占空比的值表示由PWM信号控制的设备如何工作。例如，设定为占空＝0％时，输出信号始终为低电平，占空＝100％时，输出信号始终为高电平。此外，在0～100％之间的占空下，占空值(占空比)定义为(信号为高电平的时间/PWM周期)。在图3中，随着占空增大，信号为高电平的时间比例增大。

在本实施方式中，在PWM输出的高电平时将LED点亮，在低电平时将LED熄灭。通过这样的结构，可以将背光等所使用的LED的亮度控制为与占空成正比的亮度。

另外，几乎所有的通用LED驱动器和冷阴极管驱动器中都可以通过PWM调制来控制亮度。因此，使用本实施方式的照度传感器110的PWM信号输出可以将发光装置的亮度控制为与占空成正比的亮度。

图1是表示本实施方式的照度传感器110的方框图。

本实施方式的照度传感器110包括光接收元件111、I-V放大器112、A/D变换器113、寄存器114、PWM控制器115、缓冲器116以及串行接口117。光接收元件111和I-V放大器112、I-V放大器112和A/D变换器113、A/D变换器113和寄存器114、寄存器114和PWM控制器115、PWM控制器115和缓冲器116分别电连接。此外，寄存器114和串行接口117电连接，并经由与串行接口117电连接的串行连接端子119与CPU120连接。此外，缓冲器116与PWM输出端子118电连接。

光接收元件111产生与从外部入射的光量成正比的光电流。在本实施方式的照度传感器110中，光接收元件111优选由光电二极管或光电晶体管构成，但也可以由其它光接收元件构成。光接收元件111所产生的模拟信号的光电流由I-V放大器112进行电流-电压变换，并由A/D变换器113变换为数字信号。被变换为数字信号的照度数据被存储在寄存器114中，作为当前的照度值被存储的同时被用作PWM控制器115控制PWM信号的值。

此外，寄存器114存储了与照度数据对应的PWM信号的占空值。寄存器114中存储的寄存器映射在后面叙述，通过存储占空值作为寄存器映射，从而能够任意地设定与照度对应的PWM信号的占空值。

PWM控制器115根据寄存器114中存储的照度数据来判定当前的照度值并按照上述照度值和存储在寄存器114中的PWM信号的占空值来生成PWM信号。生成的PWM信号经由缓冲器116和PWM输出端子118输出。

这样，在本实施方式的照度传感器110中，由光接收元件111测定的照度数据由I-V放大器112放大之后，由A/D变换器113变换为数字信号，因此成为不易受到来自外部的噪声影响的结构。

此外，在本实施方式的照度传感器110中，也可以构成为将光接收元件111、I-V放大器112、A/D变换器113、寄存器114、PWM控制器115和缓冲器116等信号处理电路集成在相同的硅芯片上的OPIC(Optical IC，注册商标)。如果这样构成，则可以缩短光接收元件111和I-V放大器112之间的布线。即，可以成为光接收元件111在低照度时输出的微小的光电流不易受到来自外部的噪声影响的结构。

另外，由于寄存器114经由I²C等规格的串行接口117以及串行连接端子119与CPU120连接，所以可以从照度传感器110外部设定用于设定PWM信号的占空值的寄存器映射。

进而，可以经由串行接口117将存储在寄存器114中的照度数据读出到外部。即，也可以使用存储在寄存器114中的照度信息由CPU120进行更为复杂的调光控制。

另外，在占空值预先固定了的情况下，如图4所示，也可以采用以下结构：不使用寄存器114而从A/D变换器113直接对PWM控制器115发送照度数据，并输出PWM信号。

图5是表示本实施方式的照度传感器110的光接收元件111、I-V放大器112和A/D变换器113的方框图。

构成光接收元件111的光电二极管PD1发生与从外部入射的光成正比的光电流Ipd。光电流Ipd通过由构成I-V放大器112的PNP晶体管QP1的发射极-基极间的PN结二极管和AMP1所构成的对数压缩放大器变换为对数压缩后的电压。

该对数压缩放大器中，光电二极管PD1的阴极端子连接到电压源Vref的+端子，同时电连接到AMP1的+端子，PD1的阳极端子电连接到AMP1的-端子，同时电连接到PNP晶体管QP1的发射极端子。然后，PNP晶体管QP1的基极端子被电连接到AMP1的输出端子，PNP晶体管QP1的集电极被电接地。因此，该对数压缩放大器的输出电压V1由以下公式决定：

V1＝Vref-Vt×ln(Ipd/Is)

其中

Vt：k×T/q(热电压)

k：波尔兹曼常数

T：绝对温度

q：元电荷

Is：反向饱和电流。

此外，为了补偿光电二极管PD1的温度特性，构成参照电流Iref的电流源，使得参照电流Iref的温度系数和从光电二极管PD1输出的光电流Ipd的温度系数相等。为了构成参照电流Iref的电流源，例如可以使用与光电二极管PD1热耦合的二极管等，但也可以通过其它方法构成参照电流Iref的电流源。参照电流Iref与光电流Ipd同样，通过由PNP晶体管QP2的发射极-基极间的PN结二极管和AMP2构成的对数压缩放大器变换为对数压缩后的电压。因此，参照电流Iref的对数压缩放大器的输出电压V2为

V2＝Vref-Vt×ln(Iref/Is)。

输出电压V1和输出电压V2由加减法电路相加。上述加减法电路可以由AMP3和多个电阻器R1～R4构成。在本实施方式中，AMP3的-端子经由电阻器R1与AMP1的输出端子电连接，同时经由电阻器R4与AMP3的输出端子电连接。此外，AMP3的+端子经由电阻器R2与AMP2的输出端子电连接。此外，电压源Vref的+端子上电连接了电阻器R5的一端，电阻器R5的另一端上连接了恒流源I1，控制使电阻器R5中流过一定的电流。在电阻器R5的两端施加热电压Vt的常数倍的电压A×Vt。从而，电阻器R5和恒流源I1的连接点的端子电压成为Vref+A·Vt，该电压经由缓冲放大器B1被施加到电阻器R3的一端，电阻器R3的另一端连接到AMP3的+端子。因此，电压源V3的偏移电压成为Vref+A×Vt。

然后，如果将电阻器R1～电阻器R4的电阻值设定为相同的电阻值R，则加减法电路的输出电压V4成为

V4＝-V1+V2+V3

＝-(Vref-Vt×ln(Ipd/Is))

+(Vref-Vt×ln(Iref/Is))

+(Vref+A×Vt)

＝Vref+Vt×(A+ln(Ipd/Iref))。

即可以消除具有温度依赖性的反向饱和电流Is的项。

接着，将输出电压V4的式子改写为与照度(勒克斯)的关系式。

在照度1勒克斯时，如果使光接收元件111的光电二极管PD1中流过的光电流为Ipd_1lx，则输出电压V4可以重写为

V4＝Vref+Vt×(A+ln(Ipd/Ipd_1lx)

+ln(Ipd_1lx/Iref))

＝Vref+Vt×(A+ln(Ev)

+ln(Ipd_1lx/Iref))

＝Vref+Vt×(A-ln(Iref/Ipd_1lx)

+2.3025×log(Ev))。

这里，对数的底的变换式使用了

ln(X)＝log(X)/log(e)≈2.3025×log(X)。

如果设定常数A，使得A-ln(Iref/Ipd_1lx)＝0，则输出电压V4成为

V4＝Vref+2.3025×Vt×log(Ev)，

并且可以得到与照度的对数对应的电压。

即，可以变形为以下形式：

V4＝Vref+C×log(Ev)

其中，

Ev＝照度(勒克斯)。

这样，在本实施方式的I-V放大器112中，对由光接收元件111测定的照度进行对数压缩。由于对测定了的照度进行对数压缩，所以照度测定的动态范围扩大，可以对应从低照度到高照度。此外，与将光接收元件111的输出电流直接进行A/D变换的情况相比，具有能够提高低照度时的分辨率的效果。

接着，说明本实施方式的A/D变换器113的结构。

本实施方式的A/D变换器113由比较器COMP1、照度电平可逆计数器(updown counter)113a、D/A变换器113b构成。

从I-V放大器112输出的被对数压缩后的模拟信号被输入到比较器COMP1的+端子。此外，比较器COMP1的-端子电连接到D/A变换器113b的Vdac端子。比较器COMP1的输出端子电连接到照度电平可逆计数器113a。本实施方式的照度电平可逆计数器113a具有8比特的精度，并被输入了用于进行A/D变换的时钟ADCLK。然后，与时钟ADCLK同步将I-V放大器112输出的模拟信号变换为数字信号。此外，照度电平可逆计数器113a与寄存器114和D/A变换器113b电连接，照度电平可逆计数器113a输出的数字信号作为a0～a7的8比特数字信号被输出到寄存器114和D/A变换器113b。寄存器114存储作为照度数据输出的数字信号。

D/A变换器113b将如后述这样输入的数字信号再变换为模拟信号，并作为输出电压Vdac输出到比较器COMP1。在本实施方式的D/A变换器113b中，如后所述，可以构成为输出电压Vdac成为

Vdac＝Vref+B×Vt

其中，

B：以8比特精度变化的变量。

如后所述，变量B可以构成为与数字信号的输出值成正比增大。因此，可以构成为对输出电压V4和输出电压Vdac进行比较，在V4＞Vdac的情况下比较器COMP1的输出成为高电平。在该情况下，照度电平可逆计数器113a与用于进行A/D变换的时钟信号即ADCLK同步被增加计数。

反之，在V4＜Vdac的情况下，比较器COMP1的输出成为低电平。在该情况下，照度电平可逆计数器113a与时钟ADCLK同步被减少计数。

即，照度电平可逆计数器113a输出的8比特数字信号能够被输入到D/A变换器113b，并施加反馈，以使D/A变换器113b的输出电压Vdac与输出电压V4相等。被输入到D/A变换器113b的数字信号为8比特(256级)，所以变量B对于全范围可以256级(8比特)的精度变化。此外，可以改变由时钟ADCLK计数的周期。换言之，可以调整本实施方式的照度传感器110的响应速度。

在本实施方式的A/D变换器113中，在输出电压V4的值和输出电压Vdac的值相等的情况下输出的数字信号的值为一定值，所以变量B成为

V4＝Vdac

Vref+2.3025×Vt×log(Ev)＝Vref+B×Vt

即

B＝2.3025×log(Ev)。

如上所述，本实施方式的A/D变换器113可以消除由I-V放大器112构成的对数放大器的输出电压V4中包含的热电压Vt的项以及电压源Vref的项。即，以256级(8比特)的精度变化的变量B可以不包含热电压Vt的值以及电压源Vref的值。本实施方式的A/D变换器113与变量B的值对应地以8比特精度输出数字信号，所以可以进行温度依赖性小的对数压缩照度信号的A/D变换。

接着，说明本实施方式的D/A变换器113b。

图6是本实施方式的D/A变换器113b的电路图。

在本实施方式的D/A变换器113b中，电压源Vcc上分别电连接作为p沟道FET的MP1以及MP2的源极端子，MP1和MP2的栅极端子之间分别电连接，同时连接到MP2的漏极端子。此外，MP1的漏极端子上电连接作为n沟道FET的MN1的漏极端子，MP2的漏极端子上电连接作为n沟道FET的MN2的漏极端子。然后，MN1和MN2的栅极端子之间分别电连接，同时连接到MN1的漏极端子。换言之，这些FET构成了电流镜电路。因此，MP1和MP2中流过的电流相等。

MN1的源极端子上电连接了PNP晶体管QP3的发射极端子。此外，PNP晶体管QP3的基极端子和集电极端子分别电接地。因此，如果使MP1以及MP2的源极中流过的电流为I2，则PNP晶体管QP3的基极-发射极间的电压Vbe1成为

Vbe1＝Vt×ln(I2/Is)。

此外，MN2的源极端子与电阻器Rref电连接，Rref的另一端电连接了PNP晶体管QP4的发射极端子。PNP晶体管QP4由具有PNP晶体管QP1的四倍的发射极面积的PNP晶体管构成。此外，PNP晶体管QP4的基极端子和集电极端子分别电接地。

此时，PNP晶体管QP4的基极-发射极间的电压Vbe2成为

Vbe2＝Vt×ln(I2/4Is)。

由于如上述这样构成，所以电压Vbe1和电压Vbe2的电压差与电阻器Rref的两端电压相等。

Vbe1＝Vbe2+I2×Rref

即，电流I2成为

I2＝Vt×ln4/Rref。

此外，如上所述，本实施方式的D/A变换器113b对照度电平可逆计数器113a输出的8比特数字信号的a0～a7的输入，输出以256级(8比特)的精度变化的输出电压Vdac。

本实施方式的D/A变换器113b中，P沟道MOSFET的MPa0、MPa1、MPa2、MPa3、MPa4、MPa5、MPa6和MPa7各自的栅极端子与MP2的漏极端子电连接，此外，上述各自的漏极端子与Vdac的输出端子电连接，同时电连接到电阻器Rdac的一个端子。电阻器Rdac的另一个端子与电压源Vref电连接。然后，上述MPa0～MPa7的源极端子分别经由可从外部电控制ON/OFF的开关SW0～SW7而电连接到电压源Vcc。在照度电平可逆计数器113a输出的8比特数字信号的a0～a7分别为高电平的情况下，上述开关SW0～SW7为ON状态。开关SW0～SW7也可以是P沟道MOSFET。

上述MPa0～MPa7的栅极长度与MP2相等。此外，栅极的宽度相对于MP2的栅极宽度分别具有1倍、2倍、4倍、8倍、16倍、32倍、64倍、128倍的宽度。因此，在上述MPa0～MPa7中，如果开关SW0～SW7分别为ON状态，则分别将与栅极宽度对应的电流输出到各个漏极端子。

在本实施方式的D/A变换器113b中，如上所述，MPa0～MPa7的栅极端子电连接到MP2的漏极电阻。此外，MP2的漏极端子电连接到MP1的栅极端子。因此，如果开关SW0成为ON状态，则具有与MP1和MP2的栅极宽度相等的栅极宽度的P沟道MOSFET的MPa0中，栅极端子中流过电流I2。由于MPa1～MPa7分别具有MPa0的栅极宽度的2倍、4倍、8倍、16倍、32倍、64倍、128倍的宽度，所以在开关SW1～SW7分别为ON状态的情况下，各个栅极端子中流过电流I2的2倍、4倍、8倍、16倍、32倍、64倍、128倍的电流。

MPa0～MPa7的漏极端子经由电阻器Rdac电连接到电压源Vref(其中Vcc＞Vref)，所以电阻器Rdac中流过的电流Idac成为

Idac＝(1×a0+2×a1+4×a2+8×a3+16×a4+32×a5+64×a6+128×a7)×I2。

如上所述，由于电流I2为

I2＝Vt×ln4/Rref，

所以输出的电压Vdac成为

Vdac＝Vref+Idac×Rdac

＝Vref+(1×a0+2×a1+4×a2+8×a3+16×a4+32×a5+64×a6+128×a7)×I2×Rdac

＝Vref+(1×a0+2×a1+4×a2+8×a3+16×a4+32×a5+64×a6+128×a7)×ln4×(Rdac/Rref)×Vt。

如果电阻器Rdac和电阻器Rref由具有相同的温度系数的相同种类的电阻构成，则上述Vdac可以记载为：

Vdac＝Vref+B×Vt

其中，

B：以8比特精度变化的变量。

a0～a7通过高电平的“1”和低电平的“0”的组合可以表现256级(8比特精度)的值，所以如上所述，可以以8比特精度来控制变量B。另外，也可以进一步增加由照度电平可逆计数器113a输出的比特数，并增加由照度电平可逆计数器113a和D/A变换器113b控制的比特数。在该情况下，由于控制的比特数增加，所以可以进一步提高分辨率。

图7是表示在本实施方式的I-V放大器112输出的模拟输入信号(V4)被输入A/D变换器113时输出到Vdac的信号的曲线图。

如上所述，模拟信号V4通过照度电平可逆计数器113a和D/A变换器113b进行A/D+D/A变换后输出的Vdac信号被反馈，以便通过比较器COMP1的工作使Vdac和V4的电压相等。

例如，在照度电平可逆计数器113a为初始值“00000000”的情况下，如图7所示，时刻t0的模拟信号V4_t0被输入到A/D变换器113后，变量B与时钟ADCLK同步而每次上升1档(step)，并且输出电压Vdac上升。然后，进行反馈，以使该时刻的V4的电压和Vdac的电压一致。以8比特精度变化的Vdac的电压对应于照度电平可逆计数器113a输出的数字信号a0～a7，因此与输入的模拟信号(照度)对应的数字信号作为a0～a7被输出。变换为该数字信号的照度数据被存储在寄存器114中，连接在后级的PWM控制器115输出与照度电平对应的PWM信号。

接着，说明与照度电平对应的PWM输出信号的占空的设定。

图8是表示对于与A/D变换器113输出的照度数据的高位4比特对应的16级的照度电平(横轴)，以256级(8比特，纵轴)控制用于进行PWM输出的占空的情况的曲线图。占空在0～100％的范围内以256级(8比特)设定。

在本实施方式中，PWM信号的占空与背光等的亮度成正比。因此，在图8所示的调光表中，设定为在照度电平为0～9的期间，随着照度上升，背光的亮度上升。此外，设定为在照度电平9～12的范围内，即使照度电平变化，背光的亮度的变化也减少。进而，设定为在照度电平12～13的范围内，随着照度上升，减少背光的亮度。

图9表示了本实施方式的寄存器114中存储的寄存器映射。

在本实施方式的寄存器114中，包括存储A/D变换器113所输出的照度数据的ADO寄存器、与16级的照度电平对应以256级(8比特精度)设定DUTY的16个OPT0～OPT15寄存器、以及设定占空的时间变化率的SLOPE寄存器。

ADO寄存器构成为使A/D变换器113所输出的照度数据实时地被反映。

OPT0～OPT15寄存器是如图8所示的用于将照度电平和占空对应的寄存器，可以对应于各个照度电平以8比特精度设定。如上所述，由于寄存器114与串行接口117电连接，所以上述OPT0～OPT15寄存器的值可以从本实施方式的照度传感器110的外部设定。此外，存储在寄存器114中的照度数据也可以经由串行接口117读出到外部。即，也可以使用存储在寄存器114中的照度信息由CPU120进行更为复杂的调光控制。

SLOPE寄存器是设定占空的时间变化率的寄存器。在人的眼中，在照度急剧地变化了的情况下，如果背光等照明的亮度急剧地变化，则被识别为画面的闪烁等而感到不适。因此，如图10所示的用于表示时刻-照度以及时刻-占空的波形图这样，SLOPE寄存器是如下的寄存器：其设定占空的时间变化率，使得即使照度急剧地变化，PWM输出的占空也不急剧地变化。

在图10中示出了，在时刻t1，照度从2变化为6，在时刻t2，照度从6变化为2的情况下，PWM信号的占空变化的情况。

在人眼的特性中，倾向于在突然从暗的场所来到亮的场所的情况下，眼睛适应亮的场所的时间(亮适应时间)短，但在突然从亮的场所来到暗的场所的情况下，眼睛适应暗的场所的时间(暗适应时间)长。因此，在本实施方式的SLOPE寄存器中，在照度从低的(暗的)状态变化为高的(亮的)状态的情况下，和照度从高的(亮的)状态变化为低的(暗的)状态的情况下，分别设定PWM信号输出的占空变化的时间变化率。

例如，在照度从低的(暗的)状态变化为高的(亮的)状态，并增加PWM信号输出的占空的情况下，如图9所记载的，使用本实施方式的SLOPE寄存器中存储的数据的高位4比特(D4～D7)所对应的存储在UPSL寄存器中的时间变化率UPSL[0]～UPSL[3]来设定占空的时间变化率。此外，在照度从高的(亮的)状态变化为低的(暗的)状态，并减少PWM信号输出的占空的情况下，如图9所记载的，使用本实施方式的SLOPE寄存器中存储的数据的低位4比特(D～D3)所对应的存储在DWSL寄存器中的时间变化率DWSL[0]～DWSL[3]来设定占空的时间变化率。设定的时间变化率例如累计到与作为目的的照度对应的占空的值，从而进行占空的时间变化即可。

使用图10说明，控制为例如在时刻t1，照度从2变化为照度6的情况下，占空不是立即从对应于照度2的占空1变化为对应于照度6的占空2，而是按照UPSL寄存器中存储的时间变化率而从占空1变化为占空2。

此外，控制为例如在时刻t2，照度从6变化为照度2的情况下，占空不是立即从对应于照度6的占空2变化为对应于照度2的占空1，而是按照DWSL寄存器中存储的时间变化率而从占空2变化为占空1。

此外，这些UPSL寄存器和DWSL寄存器的值可以任意设定。此外，可以经由串行接口117从本实施方式的照度传感器110的外部设定。

由此，可以进行平滑的自动调光。

另外，也可以设置实现上述自动调光的自动调光模式的ON/OFF功能。而且，在自动调光模式为OFF的情况下，如图9所示，也可以设置对用于输出PWM信号的占空值进行设定的寄存器(占空寄存器)。

此外，可通过PWM信号进行亮度调整的通用LED驱动器根据机种而被限制了可输入的PWM信号的频率范围。因此，也可以在寄存器114中设置用于控制PWM信号的频率并使上述频率可变的寄存器(未图示)。通过设置这样的寄存器，从而可以提高本实施方式的照度传感器110的通用性。

接着，使用图11来说明本实施方式的PWM控制器115。

图11是表示本实施方式的PWM控制器115的方框图。

本实施方式的PWM控制器115包括PWM值可逆计数器115a、数字比较器115b、复用器(MUX115c)、可编程预定标器(programmable prescaler)115d、分频电路115e、延迟电路115f、“异或”电路115g、PWM信号缓冲器115h以及PWM信号输出端子115i。

本实施方式的PWM控制器115中，根据由PWM值可逆计数器115a设定的10比特的数字信号，由可编程预定标器115d、分频电路115e、延迟电路115f和“异或”电路115g生成PWM信号。后面叙述PWM值可逆计数器115a设定的10比特的数字信号，其基于从寄存器114读出的当前的照度电平所对应的占空以及PWM值可逆计数器115a当前输出的10比特的数字信号等，由PWM值可逆计数器115a、数字比较器115b和MUX115c等设定。

本实施方式的PWM控制器115中，基准时钟(CLK)被输入到可编程预定标器115d。由于可编程预定标器115d包括基准时钟可变输入端子115d1和115d2，所以可以通过被输入这些输入端子的数字信号的组合来将CLK的周期设为×1、×2、×4、×8倍。由可编程预定标器115d调制了的时钟信号作为CLK2被输出到与可编程预定标器115d电连接的分频电路115e和延迟电路115f。

该CLK2的周期设定为与PWM信号的周期为比例关系。通过这样设定，可编程预定标器115d可以改变PWM信号的周期。

分频电路115e对输入的CLK2进行11分频。图12是表示本实施方式的分频电路115e所生成的输出信号的波形图。在本实施方式中，设定CLK2，使得被11分频后的CLK2中相当于10分频的周期(具有CLK2的周期的1024倍的长度的周期)成为PWM信号的周期。然后，分频电路115e生成具有CLK2信号的周期TCLK2的2048倍的长度的周期，并且占空值为50％的信号X。

然后，分频电路115e将上述信号X输出到电连接着的延迟电路115f和“异或”电路115g。

延迟电路115f按照PWM值可逆计数器115a当前正在输出的10比特的数字信号和CLK2的信号，将信号X延迟，并作为信号X_DELAY输出。延迟的时间为CLK2信号的周期TCLK2的0～1024倍的范围，对于TCLK2的长度，以整数倍的档使其延迟。本实施方式的PWM控制器115中，如后所述，设定为在增加PWM控制器115输出的PWM信号的占空值的情况下，延迟电路115f将信号X延迟的程度增加。

接着，在本实施方式的PWM控制器115中，延迟电路115f电连接到“异或”电路115g，由延迟电路115f输出的延迟了的信号X_DELAY被输入到“异或”电路115g。“异或”电路115g是将从分频电路115e输入的信号X和从延迟电路115f输入的信号X_DELAY在逻辑上取“异或”的电路，如上述这样处理过的信号经由电连接着的PWM信号缓冲器115h被输出到PWM信号缓冲器115h所电连接着的PWM信号输出端子115i。

由于这样被输出到PWM信号输出端子115i的PWM信号如上述这样被设定，因此随着延迟电路115f使信号X延迟的程度增大，PWM信号的占空值增大。

例如图12所示，在延迟电路115f进行了相当于TCLK2的0倍的延迟的情况下，被输出到PWM信号输出端子115i的PWM信号的占空成为0％。此外，在进行了相当于TCLK2的256倍的延迟的情况下，被输出到PWM信号输出端子115i的PWM信号的占空成为25％。

同样，容易得知在相当于TCLK2的512倍的延迟下，占空为50％，在相当于TCLK2的768倍的延迟下，占空为75％，在相当于TCLK2的1024倍的延迟下，占空为100％。总结这些延迟电路115f中的信号延迟的大小和被输出到PWM信号输出端子115i的PWM信号的占空的关系则如表1所示。

[表1]

延迟时间(×TCLK2)	PWM信号的占空值
延迟时间(×TCLK2)	PWM信号的占空值	0	0％
256	25％	0	0％
256	25％	512	50％
768	75％	512	50％
768	75％	1024	100％

在表1中，记载了代表性的TCLK2的值，但可以在0～1024的范围中以TCLK2的1周期的长度单位来设定在延迟电路115f中将信号X延迟的时间。因此，可以以1024级(0.0977％档)来控制被输出到PWM信号输出端子115i的PWM信号的占空的范围即占空0％～占空100％。

在以数字方式进行占空的变化的情况下，在占空的变化档为256级(0.391％档)的情况下，有时每个档的亮度变化可由人眼判别。因此，在256级程度的级变化中，有时不能流畅地看到自动调光时的亮度的变化。

为了使亮度的变化流畅，需要将占空的变化档设为400级(0.25％档)以上。在本实施方式的PWM控制器115中，由于进行10比特控制，所以可以以1024级(0.0977％档)控制亮度。因此，可以使自动调光时的亮度的变化可以流畅地看到。

接着，使用图11说明PWM值可逆计数器115a对延迟电路115f输出的10比特的数字信号。

在本实施方式的PWM控制器115中，电连接了PWM值可逆计数器115a、数字比较器115b以及延迟电路115f，PWM值可逆计数器115a输出的10比特的数字信号被输入到数字比较器115b和延迟电路115f。此外，PWM值可逆计数器115a包括用于自动调光模式为OFF的情况和用于输入PWM值可逆计数器115a的初始值的输入端子。此外，PWM值可逆计数器115a与寄存器114的SLOPE寄存器电连接，在将PWM值可逆计数器115a的计数增加的情况下或减少的情况下，使用UPSL寄存器或DWSL寄存器的值来更新计数。此外，在按照上述SLOPE寄存器的值更新计数的情况下，也可以如后所述，将用于更新Duty_Up_CLK或Duty_Down_CLK等的计数的时钟输入到PWM值可逆计数器115a。进而，PWM值可逆计数器115a包括用于输入由数字比较器115b和MUX115c输出的PWM信号的占空的控制信号的端子。

而且，数字比较器115b包括：占空设定值输入端子115b1，用于从寄存器114读出与当前的照度电平对应的占空；以及占空当前值输入端子115b2，用于输入从PWM值可逆计数器115a输出的10比特的数字信号。被输入到占空当前值输入端子115b2的10比特的数字信号被输入到延迟电路115f，如上所述，该数字信号是生成了从PWM信号输出端子115i输出的PWM信号的信号。

此外，数字比较器115b电连接到MUX115c以及PWM值可逆计数器115a。而且，数字比较器115b对输入到上述占空设定值输入端子115b1和占空当前值输入端子115b2的信号进行比较，并对MUX115c以及PWM值可逆计数器115a输出用于控制从PWM信号输出端子115i输出的PWM信号的占空的控制信号。

MUX115c电连接到PWM值可逆计数器115a以及数字比较器115b，通过增减PWM值可逆计数器115a的计数，从而控制从PWM信号输出端子115i输出的PWM信号的占空。此外，MUX115c电连接到寄存器114，根据寄存器114的SLOPE寄存器的值来控制PWM值可逆计数器115a的计数值。

后面叙述PWM值可逆计数器115a、数字比较器115b以及MUX115c的工作。

首先，说明自动调光模式为OFF的情况下的工作。

如果起动本实施方式的PWM控制器115，则PWM值可逆计数器115a将被设定为初始值的10比特的数字信号输出到延迟电路115f和数字比较器115b中。如上所述，被用作该初始值的10比特的数字信号可以是从设置在PWM值可逆计数器115a上的输入端子提供的初始值，也可以是自动调光模式为OFF的情况下使用的值。此外，例如也可以是“0000000000”等常数。这些值也可以由设置在PWM值可逆计数器115a上的预置值加载端子115a1的值设定。

本实施方式的PWM值可逆计数器115a中，在输入到预置值加载端子115a1的信号为高电平的情况下，输入在自动调光模式为OFF时所使用的占空(7:0)寄存器的数据，根据上述占空寄存器的数据的初始值被加载到PWM值可逆计数器115a。此外，此时，PWM值可逆计数器115a进行不依赖于由控制信号的控制的工作，该控制信号用于进行由数字比较器115b和MUX115c进行的自动调光。

在本实施方式中使用如下的方法：例如由于占空寄存器的数据为8比特，所以由占空(7:0)寄存器设定的占空设为高位8比特，并将低位2比特设为“00”，从而将该数据变换为10比特的值等。另外，也可以通过其它方法变换为10比特的值，也可以使用作为初始值而设定在PWM值可逆计数器115a中的10比特的值。

接着，说明自动调光模式为ON的情况下的工作。

在自动调光模式为ON的情况下，被输入到预置值加载端子115a1的信号为低电平。在该情况下，如上所述，PWM值可逆计数器115a输出的10比特的数字信号的初始值可以是从设置在PWM值可逆计数器115a上的输入端子提供的初始值，也可以是自动调光模式为OFF的情况下使用的值。此外，例如也可以是“0000000000”等常数。

PWM值可逆计数器115a输出的10比特的数字信号被输入到延迟电路115f，同时被输入到数字比较器115b。在延迟电路115f中，如上所述，根据10比特的数字信号来生成PWM信号并输出。

在数字比较器115b中，(1)与当前的照度电平对应的8比特的占空的值从寄存器114被输入到占空设定值输入端子115b1，同时(2)从PWM值可逆计数器115a输入的10比特的数字信号的值被输入到占空当前值输入端子115b2。

从寄存器114输入的占空值根据存储在ADO寄存器中的照度数据，由通过图8以及上述方法选择的OPT0～OPT15的其中一个寄存器设定，并且相应的寄存器的占空值被输入到占空设定值输入端子115b1。由于这些占空值为8比特，所以由OPT0～OPT15寄存器设定的占空设为高位8比特，并将低位2比特设为“00”，从而变换为10比特的值等。另外，变换为10比特的值的方法也可以使用其它公知的方法。

而且，数字比较器115b对被输入到占空设定值输入端子115b1并被变换为10比特的数据(数据C)和被输入到占空当前值输入端子115b2的10比特的数字信号(数据D)进行比较。

数字比较器115b包括GO、ZO以及SO的输出端子，上述比较的结果，在数据C＞数据D的情况下，输出GO＝高电平，ZO＝SO＝低电平的信号，在数据C＝数据D的情况下，输出ZO＝高电平，GO＝SO＝低电平的信号，在数据C＜数据D的情况下，输出SO＝高电平，GO＝ZO＝低电平的信号。

上述GO端子电连接到设置在MUX115c中的115c_c0端子。此外，上述ZO端子电连接到MUX115c中设置的115c_c1端子。此外，上述SO端子电连接到PWM值可逆计数器115a中设置的115a_U/D端子。上述115a_U/D端子是将PWM值可逆计数器115a的计数增加或减少的信号的输入端子，在115a_U/D端子输入了高电平信号的情况下，进行增加计数。此外，在115a_U/D端子输入了低电平信号的情况下，进行减少计数。

此外，MUX115c包括a0、a1、a2、a3的输入端子，a0连接到在减少PWM信号的占空值时所使用的Duty_Down_CLK。此外，a2连接到在增大PWM信号的占空值时所使用的Duty_UP_CLK。而且，a1以及a3电接地。

进而，MUX115c电连接到PWM值可逆计数器115a中设置的115a_CK端子，将从上述a0～a2的任何一个输入端子输入的信号输出到115a_CK端子。

这里，如以下的表2这样设定MUX115c的工作。

[表2]

115c_c0的值	115c_c1的值	与115a_CK连接的端子
115c_c0的值	115c_c1的值	与115a_CK连接的端子	Low	Low	a0
Low	High	a1	Low	Low	a0
Low	High	a1	High	Low	a2
High	High	a3	High	Low	a2

如表2这样，本实施方式的MUX115c通过被输入到115c_c0和115c_c1的信号，将从a0～a2的任何一个输入端子输入的信号输出到115a_CK端子。

因此，PWM值可逆计数器115a输出的10比特的数字信号如以下这样更新。

首先，在数据C＞数据D的情况下，即当前从PWM信号输出端子115i输出的占空值比从寄存器114读出的占空的设定值大的情况下，GO的值成为高电平。

此时，由于115c_c0为高电平，115c_c1为低电平，所以如表2所示，MUX115c选择a2。而且，对PWM值可逆计数器115a的115a_CK输出Duty_Down_CLK。

此外，由于SO为低电平，所以115a_U/D端子成为低电平，PWM值可逆计数器115a进行减少计数。

此外，如上所述，PWM值可逆计数器115a电连接到寄存器114的SLOPE寄存器，并且根据由DWSL寄存器设定的时间变化率和Duty_Down_CLK的时钟被减少计数。

按照Duty_Down_CLK的时钟持续进行上述减少计数，直到数据C＝数据D为止。

在数据C＝数据D时，ZO成为高电平，115c_c1的值成为高电平。此时，如表2所示，MUX115c通过115c_c0的值来选择a1或a3。如图11所示，a1和a3被电接地，因此被输入到PWM值可逆计数器115a的115a_CK的时钟停止。因此，从寄存器114被读出的占空的设定值和当前从PWM信号输出端子115i输出的占空的值相等时，PWM值可逆计数器115a的计数更新停止。

同样，在数据C＜数据D的情况下，即当前从PWM信号输出端子115i输出的占空值比从寄存器114读出的占空的设定值小的情况下，GO和ZO的值成为低电平。

此时，由于115c_c0为低电平，115c_c1为低电平，所以如表2所示，MUX115c选择a0。而且，对PWM值可逆计数器115a的115a_CK输出Duty_Up_CLK。

此外，由于SO为高电平，所以115a_U/D端子成为高电平，PWM值可逆计数器115a进行增加计数。

此外，如上所述，PWM值可逆计数器115a电连接到寄存器114的SLOPE寄存器，并且根据由UPSL寄存器设定的时间变化率和Duty_UP_CLK的时钟被减少计数。

按照Duty_Up_CLK的时钟持续进行上述减少计数，直到数据C＝数据D为止。

通过如上述的结构，如图10所示，即使在照度电平急剧变化的情况下，从PWM信号输出端子115i输出的占空值也不会急剧地变化，而且可以以1024级(0.0977％档)控制占空0％～占空100％的占空，所以可以实现流畅的背光等的自动调光。

图13是本实施方式的调光控制装置的一个实施方式，是表示使用了上述照度传感器110和线圈方式升压型LED驱动器130a的调光控制装置100a的方框图。

本实施方式的线圈方式升压型LED驱动器130a例如用作LED背光自动调光系统。

本实施方式的线圈方式升压型LED驱动器130a包括线圈方式升压单元131、线圈L1、肖特基二极管D1、电容器Cin、电容器Co和电阻器Rset。

线圈方式升压单元131包括Vin、Vsw、Vo、FB、CTRL以及GND的各端子。Vin端子电连接到电压源Vin，同时电连接到线圈L1的一个端子。而且，Vsw端子电连接到线圈L1的另一个端子，同时电连接到肖特基二极管D1的阳极端子。Vo端子电连接到肖特基二极管D1的阴极端子，同时电连接到由本实施方式的线圈方式升压型LED驱动器130a驱动的发光二极管LED1的阳极端子。FB端子电连接到发光二极管LED1的阴极端子，同时电连接到电阻器Rset的一个端子。Rset的另一个端子电接地。CTRL端子电连接到PWM调制端子132。该PWM调制端子132电连接到照度传感器110所包括的PWM输出端子118。GND端子电接地。此外，电容器Cin的一个端子电连接到电压源Vin，另一个端子电接地。此外，电容器Co的一个端子电连接到肖特基二极管D1的阴极端子，另一个端子电接地。

本实施方式的线圈方式升压型LED驱动器130a中，通过由Vsw端子开关输入电压Vin，从而在线圈L1中发生比Vin高的电压。然后，通过电容器Co将升压后的电压进行平滑。

肖特基二极管D1仅在单向流过电流。因此，在被驱动的LED1的阳极端子施加的电压比Vin高。

LED1中流过的电流由电阻器Rset决定。在本实施方式的线圈方式升压型LED驱动器130a中，通过监视FB端子电压VFB的值从而控制开关频度的控制电路来开关Vsw端子，并且施加反馈，从而电阻器Rset的两端电压成为一定电压VFB。

Vo端子为过电压检测端子，在升压后的电压超过了一定值的情况下线圈方式升压单元131中内置的未图示的保护电路工作。上述保护电路具有将由线圈方式升压单元131进行的开关工作停止，并且停止线圈方式升压型LED驱动器130a的电压升压工作的功能。

CTRL端子具有对LED1中流过的电流进行ON/OFF的功能。在本实施方式的线圈方式升压单元131中，在CTRL端子为高电平时LED点亮，在CTRL端子为低电平时LED熄灭。从而，通过对CTRL端子输入照度传感器110的PWM信号，从而LED1进行重复ON/OFF的工作。因此，在由PWM信号输出的占空值小的情况下，LED1发出的照度降低，在占空值大的情况下，LED1发出的照度提高。

换言之，如果使用本实施方式的调光控制装置100a构成LED背光自动调光系统，则在占空的值小的情况下，LED背光变暗，在占空值大的情况下，LED背光变亮，因此可以根据照度来进行LED背光的自动调光。

图14是本发明的调光控制装置的另一实施方式，是表示使用了线圈方式升压型LED驱动器130b的调光控制装置100b的方框图。

本实施方式的线圈方式升压型LED驱动器130b除了线圈方式升压型LED驱动器130a的结构之外，还包括R6、R7和R8的电阻器以及电容器C1。

本实施方式的线圈方式升压型LED驱动器130b中，线圈方式升压单元131的CTRL端子不电连接到PWM调制端子132，而电连接到电压源Vin。

此外，在FB端子和本实施方式的线圈方式升压型LED驱动器130b所驱动的LED1的阴极端子之间电连接有电阻器R6。此外，FB端子被电连接到电阻器R7的一个端子。R7的另一个端子连接到电容器C1的一个端子，同时连接到电阻器R8的一个端子。电容器C1的另一个端子电接地。此外，电阻器R8的另一个端子电连接到PWM调制端子132。

在本实施方式的线圈方式升压型LED驱动器130b中，电阻器R8和电容器C1的用作使得从照度传感器110输出的PWM信号的矩形波平滑的RC滤波器。通过该RC滤波器后的电容器C1的端子间的电压VC1与PWM信号的占空值成正比。

如果将本实施方式的线圈方式升压型LED驱动器130b所驱动的LED1的阴极端子的电压设为Vset，则LED1中流过的电流ILED为

ILED＝Vset/Rset。

这里，在PWM信号的电压振幅为Vs，DUTY的值为D的情况下，

Vset＝VFB+(R1/R2)×(VFB-VC1)。

由于电压VC1大约为(R2/(R2+R3))×Vs×D，所以

Vset≈VFB+(R1/R2)×(VFB-(R2/(R2+R3))×Vs×D)。

在本实施方式的调光控制装置100b中，在由PWM信号输出的占空值小的情况下，LED1发出的照度提高，在占空值大的情况下，LED1发出的照度降低。而且，LED1的照度与占空值成反比减少。换言之，如果使用本实施方式的调光控制装置100b构成LED背光自动调光系统，则在占空值小的情况下LED背光变亮，在占空值大的情况下LED背光变暗，因此可以根据照度来进行LED背光的自动调光。

如以上这样，本发明的调光控制装置在照度传感器中内置了光电二极管和信号处理电路。因此，由于照度传感器输出与周围亮度对应的PWM信号，所以可以不经由微型计算机(CPU)而直接将上述PWM信号提供给LED驱动器的PWM调制端子。因此，仅通过本发明的照度传感器和通用的LED驱动器的组合，可以构筑背光自动调光系统等调光控制装置。

此外，可以将光电二极管和信号处理电路集成在相同的硅芯片上，构成OPIC。由此，可以缩短流过低照度时的微小的光电二极管光电流的布线的长度，所以可以实现不易受到干扰噪声的影响的背光自动调光用照度传感器等调光控制装置。

另外，在本发明的调光控制装置中，由于CPU仅进行在电源接通时进行PWM输出照度传感器的初始设定的操作即可，所以CPU不必始终监视照度，可以防止CPU性能的降低。

此外，几乎所有的通用LED驱动器或冷阴极管驱动器都可以通过PWM调制后的信号来控制亮度。因此，通过使用本发明的调光控制装置，可以以低成本实现通用性良好且不会降低CPU的性能的自动调光系统。

另外，本发明不限于以上说明的各结构，在权利要求的范围所示的范围中可以进行各种变更。

[实施方式的总括]

本实施方式的照度传感器110为了解决上述课题，包括：光接收元件111，输出与周围亮度对应的电信号；A/D变换器113，将光接收元件111输出的电信号变换为数字信号；寄存器114，包括：ADO寄存器ADO，存储由A/D变换器113输出的数字信号；以及OPT晶体管的OPT0～OPT15，存储根据ADO寄存器ADO的值而输出的上述占空比，并且基于由A/D变换器113输出的数字信号来决定PWM信号的占空比；以及PWM控制器115，基于寄存器114输出的占空比来输出PWM信号。

此外，本实施方式的调光控制装置100、100a和100b为了解决上述课题而优选具有照度传感器110。

根据上述结构，本实施方式的照度传感器110中，根据由光接收元件111检测出的周围亮度由A/D变换器113输出数字信号。而且，基于该数字信号决定占空比，并将占空比作为PWM信号输出。

因此，仅通过将照度传感器110和通用LED驱动器等组合，就能够构筑背光自动调光系统等调光控制装置。

此外，也可以将光接收元件111、A/D变换器113、寄存器114、PWM控制器115集成而构成一个半导体装置。

根据上述结构，可以以短的布线距离将光接收元件111输出的微小的信号进行电布线，并且能够减小来自外部的噪声的影响。

因此，能够成为在生成PWM信号为止的过程中不易受到来自外部的噪声影响的结构。

进而，还包括：参照电流Iref的电流源，具有与光接收部件111相同的温度特性；对数压缩放大器AMP1，将由光接收部件111输出的电信号进行对数压缩，并作为电压输出；对数压缩放大器AMP2，将由参照电流Iref的电流源输出的电信号进行对数压缩，并作为电压输出；加减法电路AMP3，将对数压缩放大器AMP1和对数压缩放大器AMP2输出的电位差作为模拟信号输出；D/A变换器113b，包含在A/D变换器113中，将由A/D变换器113输出的数字信号再变换为模拟信号；以及比较器COMP1，比较加减法电路AMP3输出的模拟信号的大小和包含在A/D变换器113中的、将由A/D比较器113输出的数字信号再变换为模拟信号的D/A变换器113b输出的模拟信号的大小，并输出数字信号控制信号，所述数字信号控制信号用于控制由A/D变换器113输出的数字信号的值，以使上述各个模拟信号的大小相等，A/D变换器113基于上述数字信号控制信号，增减输出的数字信号的值。

根据上述结构，由于在对具有同一温度特性的光接收元件111和参照电流Iref的电流源输出的电信号进行对数压缩之后取差，所以可以消除光接收元件111和参照电流Iref的电流源输出的电信号中包含的对数压缩用的晶体管或二极管的PN结的反向饱和电流(Is)的影响。

此外，由A/D变换器113输出的数字信号由D/A变换器113b再变换为模拟信号，并由比较器COMP1比较。比较器COMP1将数字信号控制信号输出到A/D变换器113，以使输入的多个模拟信号的值相等。

因此，如上所述，因为作为与热电压Vt成正比的值输出的加减法电路AMP3的模拟信号作为模拟信号的差分被变换为数字信号，所以不会受到热电压Vt和用于使本实施方式的照度传感器110工作的电压源的电位变动等的影响。

此外，寄存器114还包括串行接口117，串行接口117可以是从设置在照度传感器110外部的CPU120对OPT寄存器OPT0～OPT15输入上述占空比的结构。

根据上述结构，可以从本实施方式的照度传感器110的外部输入PWM信号的占空比的值，并能够适当更新由光接收元件111检测出的周围的亮度和占空比的对应关系。

此外，寄存器114还包括SLOPE寄存器SLOPE，SLOPE寄存器SLOPE在上述占空比增加的情况下和减少的情况下存储不同的时间变化率，PWM控制器115在上述占空比增加或减少的情况下，基于分别由SLOPE寄存器SLOPE存储的上述时间变化率使上述PWM信号的占空比随时间变化并输出。

在人眼中，在照度急剧地变化的情况下，如果背光等照明的亮度急剧地变化，则被识别为画面的闪烁等而感到不适。

此外，在人眼的特性中，倾向于在突然从暗的场所来到亮的场所的情况下，眼睛适应亮的场所的时间(亮适应时间)短，但在突然从亮的场所来到暗的场所的情况下，眼睛适应暗的场所的时间(暗适应时间)长。

根据上述结构，在照度从低的(暗的)状态变化为高的(亮的)状态的情况下，和照度从高的(亮的)状态变化为低的(暗的)状态的情况下，分别设定PWM信号输出的占空变化的时间变化率，并且可以消除在改变占空比的情况下产生的画面闪烁等不适。

此外，也可以是上述占空比的时间变化率被设定为1/400(0.25％)以下。

根据上述结构，可以使自动调光时的亮度变化能够流畅地看到。

另外，本发明不限于以上说明的各结构，在权利要求的范围所示的范围中可以进行各种变更，将在不同的实施方式中分别公开的技术手段适当组合而得到的实施方式也包含于本发明的技术范围。

Claims

1.一种照度传感器，其特征在于，包括：

光接收部件，输出与周围亮度对应的电信号；

A/D变换部件，将上述光接收部件输出的电信号变换为数字信号；

占空比决定部件，包含用于存储由上述A/D变换部件输出的数字信号的照度寄存器，以及用于存储根据上述照度寄存器的值而输出的占空比的多个占空比寄存器，所述占空比决定部件基于上述A/D变换部件输出的数字信号来决定PWM信号的上述占空比；以及

PWM信号输出部件，基于由上述占空比决定部件输出的占空比来输出PWM信号，

还包括：

光接收信号对数压缩部件，将由上述光接收部件输出的电信号进行对数压缩，并作为电压输出；

温度补偿部件，具有与上述光接收部件相同的温度特性；

温度补偿信号对数压缩部件，将由上述温度补偿部件输出的电信号进行对数压缩，并作为电压输出；

偏移电压输出部件，输出偏移电压，所述偏移电压是参照电压和热电压的常数倍的电压之和；以及

电位差输出部件，将上述温度补偿信号对数压缩部件输出的电压以及上述偏移电压输出部件输出的上述偏移电压之和的电压，和上述光接收信号对数压缩部件输出的电压之差的电压，作为模拟信号输出，

上述A/D变换部件包括：

D/A变换部件，包含在上述A/D变换部件中，将由上述A/D变换部件输出的数字信号再变换为模拟信号；

模拟信号比较部件，比较由上述电位差输出部件输出的模拟信号的大小和由包含在上述A/D变换部件中并将由上述A/D变换部件输出的数字信号再变换为模拟信号的D/A变换部件输出的模拟信号的大小，并输出数字信号控制信号，所述数字信号控制信号用于控制由上述A/D变换部件输出的数字信号的值，以使各个上述模拟信号的大小相等；以及

照度电平可逆计数器，基于从上述模拟信号比较部件输出的上述数字信号控制信号，对输出的数字信号的值进行增减，并将该数字信号作为上述A/D变换部件输出的数字信号，

上述D/A变换部件输出的模拟信号是上述参照电压和热电压的变量倍的电压之和。

2.如权利要求1所述的照度传感器，其特征在于，

将上述常数设为A，将上述温度补偿部件输出的电信号设为Iref，将照度1勒克斯时作为上述光接收部件的光电二极管中流过的光电流设为Ipd_1lx时，通过以下的式子设定上述常数：

A-ln(Iref/Ipd_1lx)＝0。

3.一种照度传感器，其特征在于，包括：

光接收部件，输出与周围亮度对应的电信号；

占空比决定部件，包含用于存储由上述A/D变换部件输出的数字信号的照度寄存器，以及用于存储根据上述照度寄存器的值而输出的占空比的多个占空比寄存器，所述占空比决定部件基于上述A/D变换部件输出的数字信号来决定PWM信号的上述占空比；

PWM信号输出部件，基于由上述占空比决定部件输出的占空比来输出PWM信号；

温度补偿部件，具有与上述光接收部件相同的温度特性；

电位差输出部件，将上述光接收信号对数压缩部件和上述温度补偿信号对数压缩部件输出的电位差作为模拟信号输出；

D/A变换部件，包含在上述A/D变换部件中，将由上述A/D变换部件输出的数字信号再变换为模拟信号；以及

模拟信号比较部件，比较由上述电位差输出部件输出的模拟信号的大小和由上述D/A变换部件输出的模拟信号的大小，并输出数字信号控制信号，所述数字信号控制信号用于控制由上述A/D变换部件输出的数字信号的值，以使各个上述模拟信号的大小相等，

上述A/D变换部件基于上述数字信号控制信号，增减输出的数字信号的值。

4.如权利要求2所述的照度传感器，其特征在于，

将上述变量设为B，将由上述光接收部件测定的照度设为Ev时，通过以下式子求上述变量：

B＝2.3025×log(Ev)。

5.一种照度传感器，其特征在于，包括：

光接收部件，输出与周围亮度对应的电信号；

上述占空比决定部件还包括占空比变化速度调节寄存器，

上述占空比变化速度调节寄存器在上述占空比增加的情况下和减少的情况下存储不同的时间变化率，

上述PWM信号输出部件在上述占空比增加或减少的情况下，基于分别由上述占空比变化速度调节寄存器存储的上述时间变化率来随时间变化上述PWM信号的占空比并输出。

6.如权利要求5所述的照度传感器，其特征在于，

上述占空比的时间变化率被设定为1/400以下。

7.一种调光控制装置，其包括权利要求1～6的任何一项所述的照度传感器。