CN100492844C - 压电变压器的驱动方法和驱动电路 - Google Patents

Abstract

本发明的驱动电路由不连续矩形波振荡器和低通滤波器所构成。其中所用的不连续的矩形波由电压Vp、0、-Vp所组成，令一个周期为T，具有下列构成：从某一时间0至时间φ为电位0、从时间φ至时间(T/6-φ)为电压Vp、从时间(T/6-φ)至时间(T/3+φ)为电位0、…。该不连续波形中不含3次高次谐波，因而可以使低通滤波器的电感减小。其结果，还可以省去低通滤波器。而且，还可以通过改变相位差φ，来改变基波振幅。

Description

压电变压器的驱动方法和驱动电路

技术领域

本发明涉及利用压电振子的谐振现象改变交流电电压的压电变压器的驱动方法和驱动电路。

背景技术

压电变压器(固体变压器，ソリツドフオ—マ)形成为通过利用压电振子的谐振现象，输入低电压输出高电压(参照例如专利文献1)。压电变压器其特点在于，与电磁式相比压电振子的能量密度高。因此，能够实现小型化，可用于冷阴极管的点亮启动、液晶背光照明的点亮启动、小型AC适配器、小型高压电源等用途。

图8示出压电变压器，图8[1]为立体图，图8[2]为侧视图，图8[3]为等效电路图。下面参照该附图进行说明。

压电变压器10在压电振动体11上设置初级电极12、13和次级电极14，在厚度方向(箭头15)上使初级侧极化，在长度方向(箭头16)上使次级侧极化。初级电极12、13夹着压电振动体11相向对置。压电振动体11为长度L、宽度W、厚度t的板状(长方体形状)。压电振动体11的长度方向从一端开始至L/2的宽度方向设置有初级电极12、13，另一端的厚度方向设置有次级电极14。压电变压器的初级侧一旦有由长度尺寸确定的固有谐振频率fr的电压输入的话，便因压电变压器的逆压电效应而在压电变压器上产生强烈的机械振动，利用该压电效应，在次级侧输出与上述振动相平衡的高电压Vo。

压电变压器10驱动时的位移和应力分布如图8[2]所示，保持压电振动体11的部位为波节部分，该波节部分在λ方式的情况下位于与两端相距1/4长度的位置。压电变压器10在谐振频率fr附近的等效电路可以如图8[3]所示的那样给出。

专利文献1

特开平8—32134号公报

发明内容

图9示出现有压电变压器的驱动电路，图9[1]为功能框图，图9[2]为矩形波振荡器的输出波形。下面参照图8和图9进行说明。

驱动电路90基本上由矩形波振荡器91和低通滤波器92构成。低通滤波器92通过去除矩形波振荡器91所输出的矩形波电压中所含的高次谐波分量，将接近正弦波的波形加到压电变压器10上。

图9[2]示出的矩形波(或者也可称为方波)的傅里叶级数可用下式②给出。

(4Vp/π)[sinωt+(1/3)sin3ωt+(1/5)sin5ωt+…+{1/(2n+1)}sin(2n+1)ωt+…]                           …②

由式②可知，由于去除矩形波所含基波以外的高次谐波，所以低通滤波器92的截止频率通常设定为3次高次谐波。这样，由于需要设定为相对较低的截止频率，因而必须加大低通滤波器92的电感。但电感大的电感器其问题在于，尺寸大、重量重，而且价格高。

另外，根据式②用(4Vp/π)sinωt表示基波。因此，为了使基波振幅可变，需要用以使电压Vp可变的DC—DC变换器，所以构成变得复杂。

因而，本发明其目的在于，提供一种可以使低通滤波器的电感减小，并且可以不用DC—DC变换器便使基波振幅可变的压电变压器的驱动方法和驱动电路。

本发明涉及的压电变压器的驱动方法，为将不连续的矩形波电压加到压电变压器的初级电极上这种驱动方法。本发明涉及的压电变压器的驱动电路，为具有不连续矩形波振荡器这种驱动电路，该不连续矩形波振荡器输出用于加到压电变压器的初级电极上的不连续的矩形波电压。

而且，这里所用的不连续的矩形波具有以下[1]～[3]特征。[1]由电位V₀、高于电位V₀的电位V_H、以及低于电位V₀的电位V_L所组成。[2]令一个周期为T，从某一时间0开始至时间φ为电位V₀；从时间φ开始至时间(T/6—φ)为电位V_H；从时间(T/6—φ)开始至时间(T/3+φ)为电位V₀；从时间(T/3+φ)开始至时间(T/2—φ)为电位V_L；从时间(T/2—φ)开始至时间(T/2+φ)为电位V₀；从时间(T/2+φ)开始至时间(2T/3—φ)为电位V_L；从时间(2T/3—φ)开始至时间(5T/6+φ)为电位V₀；从时间(5T/6+φ)开始至时间(T—φ)为电位V_H；以及从时间(T—φ)开始至时间T为电位V₀。[3]相位差φ为0≤φ≤T/12。

这里所用的不连续的矩形波优选的是具有以下[1]～[3]特征。[1]由电位0、高于电位0一固定电压的电位+1、以及低于电位0固定电压的电位—1所组成。[2]令一个周期为T，从某一时间0开始至时间φ为电位0；从时间φ开始至时间(T/6—φ)为电位+1；从时间(T/6—φ)开始至时间(T/3+φ)为电位0；从时间(T/3+φ)开始至时间(T/2—φ)为电位—1；从时间(T/2—φ)开始至时间(T/2+φ)为电位0；从时间(T/2+φ)开始至时间(2T/3—φ)为电位—1；从时间(2T/3—φ)开始至时间(5T/6+φ)为电位0；从时间(5T/6+φ)开始至时间(T—φ)为电位+1；以及从时间(T—φ)开始至时间T为电位0。[3]相位差φ为0≤φ≤T/12。

从上述式②可知，令基波的系数为1，矩形波(现有技术)便由基波+(1/3)3次高次谐波+(1/5)5次高次谐波+…所构成。具体来说，矩形波中，其高次谐波中也是3次高次谐波所占的比例最大，所以需要将3次高次谐波作为截止频率的低通滤波器。

与此相反，不连续的矩形波(本发明)如后文所述，不含3次高次谐波，所以可以减小低通滤波器的电感。举例来说，低通滤波器的电感由于将5次高次谐波作为截止频率，所以足以敷用。而且，如后文所述，可通过改变相位差来使基波振幅改变，所以不需要DC—DC变换器。另外，令基波的系数为1，φ为0时的不连续的矩形波由基波+(—1/5)5次高次谐波+(1/7)7次高次谐波+…所构成。

附图说明

图1示出本发明涉及的压电变压器的驱动电路的一实施方式，图1[1]为功能框图，图1[2]为不连续矩形波振荡器的输出波形。

图2为示出图1的驱动电路中相位差和基波系数两者间关系的曲线图。

图3为示出矩形波(现有技术)和不连续矩形波(本发明)的高次谐波分量的曲线图。

图4为示出图1的驱动电路中一例振荡单元的电路图。

图5为示出图4的振荡单元的各输出信号的时间图(之一)。

图6为示出图4的振荡单元的各输出信号的时间图(之二)。

图7为示出图1的驱动电路中一例驱动单元的电路图。

图8示出压电变压器，图8[1]为立体图，图8[2]为侧视图，图8[3]为等效电路图。

图9示出现有的压电变压器的驱动电路，图9[1]为功能框图，图9[2]为矩形波振荡器的输出波形。

具体实施方式

下面参照附图就本发明涉及的压电变压器的驱动方法和驱动电路说明其实施方式。其中，本发明涉及的驱动方法用于本发明涉及的驱动电路，因而在说明中同时说明本发明涉及的驱动电路的实施方式。

图1示出本发明涉及的压电变压器的驱动电路的一实施方式，图1[1]为功能框图，图1[2]为不连续矩形波振荡器的输出波形。图2为示出图1的驱动电路中相位差和基波系数两者间关系的曲线图。图3为示出矩形波(现有技术)和不连续矩形波(本发明)的高次谐波分量的曲线图。下面依据图1至图3进行说明。另外，就压电变压器来说，与现有技术相同，故其说明省略。

如图1[1]所示，本实施方式的驱动电路20由不连续矩形波振荡器21和低通滤波器22所构成。低通滤波器22设于矩形波振荡器21和压电变压器10两者之间，通过去除不连续矩形波振荡器21所输出的不连续矩形波电压中所含的高次谐波分量，从而将接近正弦波的波形加到压电变压器10上。另外，不连续矩形波振荡器21包括：输出不连续的矩形波生成信号的振荡单元(图4)；以及将基于该不连续的矩形波生成信号的由不连续的矩形波所组成的电压加到压电变压器10的初级电极上的驱动单元(图7)。

本发明涉及的压电变压器的驱动方法，作为基本构成，其特征在于，在脉冲生成步骤，以双峰形状的矩形脉冲100a、100b、100d、100e为单位，通过使其极性交替来生成基波的驱动脉冲，然后，在电压外加步骤，将基于上述脉冲生成步骤所生成的上述基波的驱动脉冲的电压加到压电变压器10的初级电极上。另外，也可以通过改变对于上述基波的相位差(φ)，来生成振幅改变的上述驱动脉冲。另外，也可以对上述驱动脉冲中所含的5次及以上高次谐波的频率分量进行滤波。

实施上述本发明涉及的压电变压器的驱动方法用的压电变压器的驱动电路，具有振荡单元(图4)和驱动单元(图7)。

上述振荡单元(图4)如图1[2]所示，以双峰形状的矩形脉冲100a、100b和101d、101e为单位，通过使其极性交替来生成基波的驱动脉冲。另外，上述振荡单元(图4)具有通过改变对于上述基波的相位差(φ)来生成振幅改变的上述驱动脉冲的功能。

现参照图1[2]说明构成基波的驱动脉冲的双峰状矩形脉冲100a、100b和101d、101e。矩形脉冲100a、100b、101d、101e呈双峰形状，矩形脉冲100a、100b和矩形脉冲101d、101e其极性不同。具体来说，矩形脉冲100a、100b示出的极性为正，矩形脉冲101d、101e示出的极性为负。其中之一双峰状矩形脉冲100a、100b其电压值为+Vp，双峰状矩形脉冲100a、100b两者间的矩形脉冲100c其电压值为0。其中另一双峰状矩形脉冲101d、101e其电压值为—Vp，双峰状矩形脉冲101d、101e两者间的矩形脉冲100f其电压值为0。

上述驱动单元(图7)将基于上述振荡单元(图4)所生成的上述基波的驱动脉冲的电压加到压电变压器10的初级电极上。另外，还可以具有对上述驱动脉冲中所含的5次及以上高次谐波的频率分量进行滤波的低通滤波器22。

进一步对作为不连续矩形波的上述驱动脉冲进行详细说明。如图1[2]所示，这里所用的不连续的矩形波(驱动脉冲)具有以下[1]～[3]特征点。[1]由电位Vp、0、—Vp组成。[2]令一个周期为T，从某一时间0开始至时间φ为电位0；从时间φ开始至时间(T/6—φ)为电位Vp；从时间(T/6—φ)开始至时间(T/3+φ)为电位0；从时间(T/3+φ)开始至时间(T/2—φ)为电位—Vp；从时间(T/2—φ)开始至时间(T/2+φ)为电位0；从时间(T/2+φ)开始至时间(2T/3—φ)为电位—Vp；从时间(2T/3—φ)开始至时间(5T/6+φ)为电位0；从时间(5T/6+φ)开始至时间(T—φ)为电位Vp；以及从时间(T—φ)开始至时间T为电位0。[3]φ为0≤φ≤T/12。这样，驱动电路20便利用本发明涉及的驱动方法。

下面将图1[2]所示的不连续矩形波作为时间t的函数y(t)，并将其展开为傅里叶级数。ω＝2π/T，y(t)可以由下面式(1)给出。

$y\left(t\right)=b_0+{\mathrm{\Σ}}_{n=1}^{\∞}{b}_n\cos \mathrm{n\ωt}+{\mathrm{\Σ}}_{n=1}^{\∞}{a}_n\sin \mathrm{n\ωt}\·\·\·\left(1\right)$

这里，如图1[2]所示，由于y(t+T/2)＝—y(t)成立，因而y(t)为对称波。所以，b₀为O，n仅为奇数，积分从0至T/2。而由于y(t)＝—y(t)成立，因而y(t)为偶函数，所以式(1)中sin项不存在。即a_n为0。

所以，y(t)可用下面式(2)给出。

$y\left(t\right)={\mathrm{\Σ}}_{n=1}^{\∞}{b}_n\cos \mathrm{n\ωt}\·\·\·\left(2\right)$

下面求得式(2)中的系数b_n。

$b_n=2/\mathrm{\π}{\∫}_0^{T/2}y\left(t\right)\cos \mathrm{n\ωtdt}$

$=2/\mathrm{\π}({\∫}_{\mathrm{\φ}}^{\mathrm{\π}/3-\mathrm{\φ}}\mathrm{Vp}\cos \mathrm{n\ωtdt}-{\∫}_{2\mathrm{\π}/3+\mathrm{\φ}}^{\mathrm{\π}-\mathrm{\φ}}\mathrm{Vp}\cos \mathrm{n\ωtdt})$

$=2\mathrm{Vp}/\left(\mathrm{n\π}\right)({{\left[\sin \mathrm{\ωt}\right]}_{\mathrm{\Φ}}}^{\mathrm{\π}/3-\mathrm{\Φ}}-{{\left[\sin \mathrm{\ωt}\right]}_{2\mathrm{\π}/3+\mathrm{\Φ}}}^{\mathrm{\π}-\mathrm{\Φ}})$

$=2\mathrm{Vp}/\left(\mathrm{n\π}\right)\{\sin (\mathrm{n\π}/3-\mathrm{n\φ})-\sin \mathrm{n\φ}-\sin (\mathrm{n\π}-\mathrm{n\φ})+\sin (2\mathrm{n\π}/3+\mathrm{n\φ})\}$

                                   …(3)

从式(3)可如下导出b₁、b₃、b₅、…。

b₁＝2Vp/π{sin(π/3—φ)—sinφ—sin(π—φ)+sin(2π/3+φ)}

＝4Vp/π{sin(π/3—φ)—sinφ}                        …(4)

∵sin(π—φ)＝sinφ，

sin(2π/3+φ)＝sin{π—(π/3—φ)}＝sin(π/3—φ)

b₃＝2Vp/(3π){sin(π—3φ)—sin3φ—sin(3π—3φ)+sin(2π+3φ)}

＝2Vp/(3π){sin3φ-sin3φ-sin3φ+sin3φ}

＝0                                                …(5)

b₅＝2Vp/(5π){sin(5π/3—5φ)—sin5φ—sin(5π—5φ)+sin(10π/3+5φ)}

＝2Vp/(5π)[sin{π—(—2π/3+5φ)}—sin5φ—sin(5π—5φ)+sin{π—(—π/3—5φ)}]

＝2Vp/(5π){sin(—2π/3+5φ)—2sin5φ+sin(—π/3—5φ)}

＝4Vp/(5π){sin(—π/2)cos(—π/6—5φ)—2sin5φ}

＝—4Vp/(5π){cos(π/6+5φ)—2sin5φ}                 …(6)

通过将式(3)～式(6)代入式(2)，则成为式(7)。

$y\left(t\right)={\mathrm{\Σ}}_{n=1}^{\∞}{b}_n\cos \mathrm{n\ωt}$

$=4\mathrm{Vp}/\mathrm{\π}\{\sin (\mathrm{\π}/3-\mathrm{\φ})-\sin \mathrm{\φ}\}\cos \mathrm{\ωt}-4\mathrm{Vp}/\left(5\mathrm{\π}\right)\{\cos (\mathrm{\π}/6+5\mathrm{\φ})-$

$2\sin 5\mathrm{\φ}\}\cos 5\mathrm{\ωt}+\·\·\·$

$=\mathrm{Vp}/\mathrm{\π}[4\{\sin (\mathrm{\π}/3-\mathrm{\φ})-\sin \mathrm{\φ}\}\cos \mathrm{\ωt}-4/5\{\cos (\mathrm{\π}/6+5\mathrm{\φ})-2\sin 5$

$\begin{array}{cc}\mathrm{\φ}\}\cos 5\mathrm{\ωt}+\·\·\·& \·\·\·\left(7\right)\end{array}$

从该式(7)可知，y(t)的高次谐波分量与φ值无关，通常不含3次高次谐波，而由5次及以上高次谐波所组成。所以，只要将低通滤波器22的截止频率设定为5次高次谐波便足够。这样，便可设定为相对较高的截止频率，所以低通滤波器22的电感可以减小。因此，可以使用小、轻、且成本低的器件作为电感器。根据情况也可省略低通滤波器22本身。此时，驱动电路20便可仅由不连续矩形波振荡器21即振荡单元(图4)和驱动单元(图7)构成。

另外，从式(4)可知，可通过改变相位差φ来改变基波系数b₁(即振幅)，所以并不需要使电压Vp可变的DC—DC变换器。相位差φ和系数b₁两者间的关系根据式(4)可以由下面式(8)给出。

$b_1=4\mathrm{Vp}/\mathrm{\π}\{\sin (\mathrm{\π}/3-\mathrm{\φ})-\sin \mathrm{\φ}\}$

$=4\mathrm{Vp}/\mathrm{\π}\left\{2\cos (\mathrm{\π}/6)\sin (\mathrm{\π}/6-\mathrm{\φ})\right\}$

$=(4\sqrt{3}\mathrm{Vp}/\mathrm{\π})\sin (\mathrm{\π}/6-\mathrm{\φ})$                        …(8)

图2示出式(8)的关系。从图2可知，相位差φ在0至π/6的范围，基波的系数b₁基本上按直线随着相位差φ的增加而减少。另外，图2中，下面的直线按式(9)给出作为对比用。

${b^{,}}_1=(12\sqrt{3}\mathrm{Vp}/{\mathrm{\π}}^2)(\mathrm{\π}/6-\mathrm{\φ})\·\·\·\left(9\right)$

另外，φ＝0时，根据式(7)可以按式①给出。

$y\left(t\right)=\mathrm{Vp}/\mathrm{\π}[4\{\sin \mathrm{\π}/3-\sin 0\}\cos \mathrm{\ωt}-4/5\{\cos \mathrm{\π}/6-2\sin 0\}\cos 5\mathrm{\ωt}+\·\·\·$

$=\mathrm{Vp}/\mathrm{\π}[2\sqrt{3}\cos \mathrm{\ωt}-2\sqrt{3}/5\cos 5\mathrm{\ωt}+\·\·\·]$

$=(2\sqrt{3}\mathrm{Vp}/\mathrm{\π})[\cos \mathrm{\ωt}-(1/5)\cos 5\mathrm{\ωt}+(1/7)\cos 7\mathrm{\ωt}+\·\·\·+(1/11)\cos 11\mathrm{\ωt}+\·\·\·]$

                                    …①

这时，基波的系数b₁为最大值

图3中就该式①给出的不连续矩形波和前述式②给出的矩形波来示出高次谐波分量。

图4为示出图1的驱动电路中一例振荡单元的电路图。下面参照该附图进行说明。另外，所谓“H电平”为高电平，即高电压电平(VDD)，所谓“L电平”为低电平，即低电压电平(0)。

振荡单元30由三角波发生电路31、可变电阻器32、反相放大器33、比较器34a、34b、反相器35a、35b、环形计数器361～364、微分电路371a～374b、或门381～384、RSS—FF(触发器)39a、39b等所组成，输出不连续矩形波生成信号V+、V—。

三角波发生电路31由例如矩形波振荡器和积分电路所构成，将三角波电压Vt1输出给反相放大器33和比较器34a的+输入端子。可变电阻器32为例如所说的“电位器”。为电位器的情况下，通过手动转动旋钮，可以设定为任意的电阻值。而且，与该电阻值对应的电压作为基准电压Vr输出给比较器34a、34b的—输入端子。反相放大器33由运算放大器331和电阻器332、333组成，将三角波电压Vt1反相作为三角波电压Vt2输出给比较器34b的+输入端子。

比较器34a将三角波电压Vt1和基准电压Vr两者进行比较，在Vr≤Vt1时输出H电平信号，在Vr>Vt1时输出L电平信号。比较器34b将三角波电压Vt2和基准电压Vr两者进行比较，在Vr≤Vt2时输出H电平信号，在Vr>Vt2时输出L电平信号。比较器34a的输出信号依然为时钟脉冲CP1，同时由反相器35a反相为时钟脉冲CP2。同样，比较器34b的输出信号依然为时钟脉冲CP3，同时由反相器35b反相为时钟脉冲CP4。

环形计数器361具有输入时钟脉冲CP1的输入端子CLK1、以及每输入时钟脉冲CP1—次便依次重复输出H电平的3个输出端子Q11～Q13。环形计数器362～364的构成也与环形计数器361相类似。另外，环形计数器361～364设置有取得同步(或设定初始值)用的复位端子(未图示)。微分电路371a～374b由例如电容器和电阻器所组成，将环形计数器361～364的输出信号变换为窄脉冲宽度的触发信号，输出给或门381～384。

或门381的输入端子与环形计数器361的输出端子Q11和环形计数器363的输出端子Q31连接，或门382的输入端子与环形计数器362的输出端子Q21和环形计数器364的输出端子Q41连接，或门383的输入端子与环形计数器361的输出端子Q13和环形计数器363的输出端子Q32连接，或门384的输入端子与环形计数器362的输出端子Q23和环形计数器364的输出端子Q42连接。

RSS—FF39a具有与或门381的输出端子连接的置位用输入端子Sa、与或门382的输出端子连接的复位用输入端子Ra、以及输出不连续矩形波生成信号V+的输出端子Qa。RSS—FF39b具有与或门383的输出端子连接的置位用输入端子Sb、与或门384的输出端子连接的复位用输入端子Rb、以及输出不连续矩形波生成信号V—的输出端子Qb。另外，通常RSS—FF中禁止置位输入S和复位输入R同时为“1”。与此不同，RSS—FF中置位输入S和复位输入R同时为“1”的话，使置位输入S优先并输出“1”。

图5和图6为示出图4的振荡单元中各输出信号的时间图。下面参照图4至图6说明振荡单元的动作。

将电源电压VDD加到可变电阻器32上，基准电压Vr可设定为从VDD/2变化至VDD。另一方面，三角波电压Vt1设定为以T/3为一个周期，并从最小值0开始至最大值VDD按周期重复。所以，与基准电压Vr从VDD/2变化至VDD相对应，时钟脉冲CP1～CP4的脉冲宽度从T/6变化至0。也就是说，相位差φ从T/12变化至0。

环形计数器361～364和RSS—FF 39a、39b进行正沿动作。首先，环形计数器361中，一旦从输入端子CLK1连续输入时钟脉冲CP1，便从输出端子Q11～Q13依次重复输出H电平信号。环形计数器362中，一旦从输入端子CLK2连续输入时钟脉冲CP2，便从输出端子Q21～Q23依次重复输出H电平信号。环形计数器363中，一旦从输入端子CLK3连续输入时钟脉冲CP3，便从输出端子Q31～Q33依次重复输出H电平信号。环形计数器364中，—旦从输入端子CLK4连续输入时钟脉冲CP4，便从输出端子Q41～Q43依次重复输出H电平信号。

RSS—FF 39a，从输出端子Q11输出H电平信号起、至从输出端子Q21输出H电平信号的期间，和从输出端子Q31输出H电平信号起、至从输出端子Q41输出H电平信号的期间，输出H电平的不连续矩形波生成信号V+。RSS—FF 39b，从输出端子Q32输出H电平信号起、至从输出端子Q42输出H电平信号的期间，和从输出端子Q13输出H电平信号起、至从输出端子Q23输出H电平信号的期间，输出H电平的不连续矩形波生成信号V—。

另外，相位差φ＝0时，RSS—FF 39a中，置位用输入端子Sa和复位用输入端子Ra两者便同时输入H电平信号。此时，RSS—FF 39a通过使置位用输入端子Sa的H电平信号优先，来输出H电平的不连续矩形波生成信号V+，所以相邻的两个H电平的不连续矩形波生成信号V+不再分开而成为一个。RSS—FF 39b的动作也照此进行。

图7为示出图1的驱动电路中一例驱动单元的电路图。下面参照该图进行说明。

本实施方式的驱动单元40由P沟道功率MOS晶体管41、42和N沟道功率MOS晶体管43、44的所谓H型桥式电路所组成，根据不连续矩形波生成信号V+、V—，将不连续矩形波电压Vs加到压电变压器10的初级电极12、13上。驱动单元40和压电变压器10两者之间接入有由电感器23所组成的低通滤波器22。压电变压器10的输出侧连接有负载50。

晶体管41、43的控制极上加有不连续矩形波生成信号V+，而晶体管42、44的控制极上加有不连续矩形波生成信号V—。因此，不连续矩形波生成信号V+为H电平时晶体管41截止而晶体管43导通，反之，不连续矩形波生成信号V+为L电平时晶体管41导通而晶体管43截止。同样，不连续矩形波生成信号V—为H电平时晶体管42截止而晶体管44导通，反之，不连续矩形波生成信号V—为L电平时晶体管42导通而晶体管44截止。

因此，当不连续矩形波生成信号V+、V—两者均为L电平时，晶体管43、44都截止，所以加到初级电极12、13上的电压为0。当不连续矩形波生成信号V+为H电平而不连续矩形波生成信号V—为L电平时，晶体管42、43导通而晶体管41、44截止，所以加到初级电极12、13上的电压为Vp。反之，当不连续矩形波生成信号V+为L电平而不连续矩形波生成信号V—为H电平时，晶体管42、43截止而晶体管41、44导通，所以加到初级电极12、13上的电压为—Vp。因而，基于不连续矩形波生成信号V+、V—、加到初级电极12、13上的电压便成为如图6所示的不连续矩形波电压Vs。

另外不用说，本发明不限于上述实施方式。举例来说，振荡单元和驱动单元也可以形成为其他电路构成。

(工业实用性)

利用本发明涉及的压电变压器的驱动方法和驱动电路，可以通过将特定的不连续矩形波电压加到压电变压器的初级电极上，来消除输出给压电变压器的3次高次谐波，所以能够实现低通滤波器的小型化，减轻重量，降低成本，或简化构成。而且，通过使不连续矩形波的相位差φ可变来改变基波振幅，所以可以不要DC—DC变换器。也就是说，可以在减小低通滤波器的电感的同时，不用DC—DC变换器便可改变基波的振幅。

Claims (12)

1.一种压电变压器的驱动电路，其特征在于，

具有不连续矩形波振荡器，其输出用于加到压电变压器的初级电极上的不连续矩形波的电压，

所述不连续矩形波振荡器将由电位V₀、高于该电位V₀的电位V_H、以及低于所述电位V₀的电位V_L所组成的不连续矩形波的电压、或由电位0、高于该电位0的电位+1、以及低于所述电位0的电位-1所组成的不连续矩形波的电压加到压电变压器的初级电极上。

2.如权利要求1所述的压电变压器的驱动电路，其特征在于，

所述不连续矩形波振荡器通过改变相位差来生成振幅改变的不连续矩形波的电压。

3.如权利要求1所述的压电变压器的驱动电路，其特征在于，

对所述不连续矩形波中所含的5次及以上高次谐波的频率分量进行滤波。

4.如权利要求1所述的压电变压器的驱动电路，其特征在于，所述不连续矩形波振荡器输出以下的不连续矩形波作为由电位V₀、高于该电位V₀的电位V_H、以及低于所述电位V₀的电位V_L所组成的不连续矩形波，所述不连续矩形波是令一个周期为T，从某一时间0开始至时间φ为所述电位V₀；从时间φ开始至时间(T/6—φ)为所述电位V_H；从时间(T/6—φ)开始至时间(T/3+φ)为所述电位V₀；从时间(T/3+φ)开始至时间(T/2—φ)为所述电位V_L；从时间(T/2—φ)开始至时间(T/2+φ)为所述电位V₀；从时间(T/2+φ)开始至时间(2T/3—φ)为所述电位V_L；从时间(2T/3—φ)开始至时间(5T/6+φ)为所述电位V₀；从时间(5T/6+φ)开始至时间(T—φ)为所述电位V_H；以及从时间(T—φ)开始至时间T为所述电位V₀，且所述时间φ为0≤φ≤T/12。

5.如权利要求1所述的压电变压器的驱动电路，其特征在于，所述不连续矩形波振荡器输出以下的不连续矩形波作为由电位0、高于该电位0的电位+1、以及低于所述电位0的电位-1所组成的不连续矩形波，所述不连续矩形波是令一个周期为T，从某一时间0开始至时间φ为所述电位0；从时间φ开始至时间(T/6—φ)为所述电位+1；从时间(T/6—φ)开始至时间(T/3+φ)为所述电位0；从时间(T/3+φ)开始至时间(T/2—φ)为所述电位—1；从时间(T/2—φ)开始至时间(T/2+φ)为所述电位0；从时间(T/2+φ)开始至时间(2T/3—φ)为所述电位—1；从时间(2T/3—φ)开始至时间(5T/6+φ)为所述电位0；从时间(5T/6+φ)开始至时间(T—φ)为所述电位+1；以及从时间(T—φ)开始至时间T为所述电位0，且所述时间φ为0≤φ≤T/12。

6.如权利要求4或5所述的压电变压器的驱动电路，其特征在于，

还包括低通滤波器，其设置在所述不连续矩形波振荡器和所述压电变压器两者之间，通过去除该不连续矩形波振荡器输出的不连续矩形波中所含的5次及以上高次谐波的频率分量，输出给该压电变压器。

7.一种压电变压器的驱动方法，其特征在于，

是使用不连续矩形波振荡器来输出用于加到压电变压器的初级电极上的不连续矩形波的电压的压电变压器的驱动方法，

通过所述不连续矩形波振荡器，所述将由电位V₀、高于该电位V₀的电位V_H、以及低于所述电位V₀的电位V_L所组成的不连续矩形波的电压、或由电位0、高于该电位0的电位+1、以及低于所述电位0的电位-1所组成的不连续矩形波的电压加到压电变压器的初级电极上。

8.如权利要求7所述的压电变压器的驱动方法，其特征在于，

通过改变所述不连续矩形波的相位，来生成振幅改变的不连续矩形波的电压。

9.如权利要求7所述的压电变压器的驱动方法，其特征在于，

对所述不连续矩形波中所含的5次及以上高次谐波的频率分量进行滤波。

10.如权利要求7所述的压电变压器的驱动方法，其特征在于，

作为由电位V₀、高于该电位V₀的电位V_H、以及低于所述电位V₀的电位V_L所组成的不连续矩形波，将以下的不连续矩形波加到压电变压器上，

令一个周期为T，所述不连续矩形波具有下列构成：从某一时间0开始至时间φ为所述电位V₀；从时间φ开始至时间(T/6—φ)为所述电位V_H；从时间(T/6—φ)开始至时间(T/3+φ)为所述电位V₀；从时间(T/3+φ)开始至时间(T/2—φ)为所述电位V_L；从时间(T/2—φ)开始至时间(T/2+φ)为所述电位V₀；从时间(T/2+φ)开始至时间(2T/3—φ)为所述电位V_L；从时间(2T/3—φ)开始至时间(5T/6+φ)为所述电位V₀；从时间(5T/6+φ)开始至时间(T—φ)为所述电位V_H；以及从时间(T—φ)开始至时间T为所述电位V₀，且所述时间φ为0≤φ≤T/12。

11.如权利要求7所述的压电变压器的驱动方法，其特征在于，

作为由电位0、高于该电位0的电位+1、以及低于所述电位0的电位-1所组成的不连续矩形波，将以下的不连续矩形波加到压电变压器上，

令一个周期为T，所述不连续矩形波具有下列构成：从某一时间0开始至时间φ为所述电位0；从时间φ开始至时间(T/6—φ)为所述电位+1；从时间(T/6—φ)开始至时间(T/3+φ)为所述电位0；从时间(T/3+φ)开始至时间(T/2—φ)为所述电位—1；从时间(T/2—φ)开始至时间(T/2+φ)为所述电位0；从时间(T/2+φ)开始至时间(2T/3—φ)为所述电位—1；从时间(2T/3—φ)开始至时间(5T/6+φ)为所述电位0；从时间(5T/6+φ)开始至时间(T—φ)为所述电位+1；以及从时间(T—φ)开始至时间T为所述电位0，且所述时间φ为0≤φ≤T/12。

12.如权利要求10或11所述的压电变压器的驱动方法，其特征在于，

通过利用低通滤波器去除所述不连续矩形波中所含的5次及以上高次谐波的频率分量，加到所述压电变压器的初级电极上。

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