JP7241489B2

JP7241489B2 - 圧電体駆動装置

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Publication number: JP7241489B2
Application number: JP2018158672A
Authority: JP
Inventors: 彰水谷; 泰秀松尾; 清範桑原
Original assignee: Tamura Corp
Current assignee: Tamura Corp
Priority date: 2018-08-27
Filing date: 2018-08-27
Publication date: 2023-03-17
Anticipated expiration: 2038-08-27
Also published as: JP2020035798A

Description

本発明は、圧電体を駆動する圧電体駆動装置に関する。

この種の圧電体駆動装置に関して従来、圧電トランスの一次側電極（入力電極）に交流矩形波電圧を印加して駆動を行う先行技術が知られている（例えば、特許文献１参照。）。この先行技術は、一対のコンプリメンタリ型プッシュプル回路からなるフルブリッジ回路を備え、各プッシュプル回路のスイッチ素子を交互にオン－オフする動作を繰り返すことで一次側電極間に交流矩形波電圧を印加するものである。

特許第５８８５５４４号公報

通常、圧電トランスをはじめとする圧電体は、その共振点に合わせた駆動周波数で最適な機械振動を発生させるものと考えられている。
しかし、これでは圧電体の特性をピンポイントでしか活用できておらず、産業上の利用性に乏しい。

そこで本発明は、圧電体の特性を多様に活用する技術を提供しようとするものである。

上記の課題を解決するため、本発明は以下の解決手段を採用する。なお、以下の説明における括弧書きはあくまで参考であり、本発明はこれに限定されない。

本発明の圧電体駆動装置は、駆動電圧の電流源となる増幅器と複数の容量素子とを組み合わせた駆動回路（発振駆動回路）で圧電体に駆動電圧を印加する。発振駆動回路は、圧電体の入力電極間インダクタンスと複数の容量素子との関係から定まる発振周波数で圧電体に駆動電圧を印加する。このとき、可変素子が複数の容量素子の一部と他の容量素子との接続関係を変化させることで、圧電体に駆動電圧を印加する際の発振周波数を可変する。

特に本発明では、可変した発振周波数（例えば第１の発振周波数ｆ１と第２の発振周波数ｆ２、あるいは発振周波数が３つより多くてもよい）に応じて圧電体の振動特性を異ならせながら多様に活用することができる。好ましくは、圧電体の入力インピーダンスが誘導性となる周波数域内で上記の発振周波数を可変することができる。

本発明の圧電体駆動装置は、その発振駆動回路に固定回路及び均衡回路を含めることで、より最適に動作することができる。すなわち、圧電体の入力電極に接続された２つの異なる極性のトランジスタ（Ｑ１，Ｑ２）を増幅器としたとき、固定回路は、一方のトランジスタ（Ｑ１）のコレクタ電流を固定する。均衡回路は、他方のトランジスタ（Ｑ２）のベース電流にコレクタ電圧を帰還入力して他方のトランジスタ（Ｑ１）のコレクタ電圧を一方のコレクタ電流に追従して均衡させる。これにより、２つのトランジスタ（Ｑ１，Ｑ２）で構成する増幅器は高水準の利得を維持し、発振駆動回路の好適な発振動作を持続させることができる。

本発明の別の態様では、圧電体に駆動電圧を印加する駆動回路にマルチバイブレータを適用することもできる。この態様では、駆動電圧の電流源となる増幅器と複数の容量素子とを組み合わせた駆動回路（共振駆動回路）で圧電体に駆動電圧を印加する。共振駆動回路は、圧電体の入力電極間インダクタンスと複数の容量素子との関係から定まる共振周波数で圧電体に駆動電圧を印加する。このとき、可変素子が複数の容量素子の一部と他の容量素子との接続関係を変化させることで、共振駆動回路から圧電体に駆動電圧を印加する際の共振周波数を可変する。

したがって、ここでは圧電体の入力インピーダンスが誘導性となる周波数域内で共振周波数を可変することにより、可変した発振周波数（例えば第１の共振周波数ｆ１と第２の共振周波数ｆ２、あるいは共振周波数が３つより多くてもよい）に応じて圧電体の振動特性を異ならせながら多様に活用することができる。

別の態様において適用されるマルチバイブレータは、所定の容量素子の充放電特性に基づく発振周波数を有するが、この発振周波数が共振駆動回路の共振周波数に合わせて設定されている。また、マルチバイブレータには帰還回路を接続しており、この帰還回路は、共振駆動回路内で充放電を行う特定の容量素子の電圧を帰還入力として所定の容量素子の充放電特性を変化させる。

別の態様によれば、共振駆動回路から圧電体に駆動電圧を印加する際の共振周波数が本来の値より低周波側に偏るか、あるいは、高周波側に偏るような現象が生じても、いずれの場合も帰還回路からの働きかけにより容量素子の充放電特性が変化し、偏差を解消させる方向に制御されて本来の共振周波数に安定させることができる。

本発明の圧電体駆動装置によれば、圧電体の特性を多様に活用することができる。

第１実施形態の圧電体駆動装置の構成を概略的に示す回路図である。第１実施形態の圧電体駆動装置による実用例１を示す図である。実用例２の圧電体駆動装置２０４の構成を示す回路図である。一般的なローゼン型圧電トランスの共振モードを示す図である。実用例３（第３実施形態）の圧電体駆動装置の構成を示す回路図である。実用例３の回路でスイッチング素子がＯＮの場合に構成される共振回路の等価回路図である。シミュレーションで得られたＶ_ｂ（ｔ）の波形を示す図である。回路内の各種定数を適当に選定してシミュレーションした結果を示す図である。回路内の各種定数を適当に選定してシミュレーションした結果を示す図である。実用例４（第４実施形態）の圧電体駆動装置の構成を示す回路図である。圧電体駆動装置を応用した半導体リレー装置の構成を示すブロック図である。圧電体駆動装置を応用した半導体リレー装置の別の構成例を示す回路図である。

以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。

〔第１実施形態〕
図１は、第１実施形態の圧電体駆動装置１０４の構成を概略的に示す回路図である。第１実施形態の圧電体駆動装置１０４は、対象の圧電体１０２を駆動する構成としてコルピッツ発振器１０８Ａを備えている。

〔圧電体〕
図１中（Ａ）に示されているように、圧電体１０２は単純な圧電振動子や圧電素子であり、例えばＰＺＴ（チタン酸ジルコン酸鉛）等を板状あるいは立方体状に成形し、分極処理したものである。圧電体１０２には一対の入力電極１０２ａ，１０２ｂが形成されている。入力電極１０２ａ，１０２ｂは、圧電体１０２の外面に例えば銀ペースト等を印刷して厚膜形成することができるが、これに限らない。

なお、第１実施形態の圧電体駆動装置１０４では、図１中（Ｂ）及び（Ｃ）に示されているように、圧電体１０２に代えて圧電トランス（ＰＺＴ１）１０３，１０５を駆動対象とすることもできる。図１中（Ｂ）の圧電トランス１０３は、入力電極１０２ａ，１０２ｂ（一次側電極）とともに２つの出力電極（二次側電極）１０２ｂ，１０２ｃを有するタイプであり、また、図１中（Ｃ）の圧電トランス１０５は、１つの出力電極（二次側電極）１０２ｅを有するタイプである。このように、圧電体駆動装置１０４は、駆動する対象を圧電体１０２や各種の圧電トランス１０３，１０５とすることができるが、対象をこれらに限るものではない。

〔発振駆動回路〕
コルピッツ発振器１０８Ａにおいて、２つのトランジスタＱ１，Ｑ２は、それぞれのコレクタを電流源とする増幅器を構成する。なお、図１の回路構成において、トランジスタＱ１，Ｑ２への直流バイアス回路は図示を省略している。コルピッツ発振器１０８Ａは、トランジスタＱ１，Ｑ２の他にコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３及び圧電体１０２（ＰＺＴ１）を加えてコルピッツ発振器を構成する。このうち、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３に圧電体１０２の入力電極１０２ａ，１０２ｂを加えた部分が共振回路を構成する。

〔可変素子〕
また、コルピッツ発振器１０８Ａは、一部のコンデンサＣ１と他のコンデンサＣ２，Ｃ３との接続関係を変化させる（切り替える）ことができる。すなわち、コルピッツ発振器１０８Ａにはスイッチング素子ＳＷ１が組み込まれており、このスイッチング素子ＳＷ１は、入力端子Ｔ３からの制御信号（例えばＨｉｇｈ／Ｌｏｗレベル電圧）の入力に基づいてＯＮ／ＯＦＦ動作する。入力端子Ｔ３にＨｉｇｈレベルの制御信号が入力されると、スイッチング素子ＳＷ１がＯＮとなり、回路内においてコンデンサＣ１を他のコンデンサＣ２，Ｃ３と並列に接続する。一方、入力端子Ｔ３の制御信号がＬｏｗレベルになると、スイッチング素子ＳＷ１がＯＦＦとなり、回路内でコンデンサＣ１を非接続状態とする。

〔スイッチング素子ＳＷ１による周波数可変〕
コルピッツ発振器１０８Ａは、圧電体１０２の入力インピーダンスが誘導性となる周波数域内で発振する。入力端子Ｔ３からの制御信号がＨｉｇｈレベルで、スイッチング素子ＳＷ１がＯＮのときの発振周波数ｆ１は、圧電体１０２の入力電極１０２ａ，１０２ｂ間インダクタンスＬ１とコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３との関係から定まり、以下の式〔数１〕で表される。

一方、スイッチング素子ＳＷ１がＯＦＦのときの発振周波数ｆ２は以下の式〔数２〕で表されることになる（Ｌ１’：発振周波数ｆ２のときの入力電極１０２ａ，１０２ｂ間インダクタンス）。

また、ここでも圧電体１０２の入力インピーダンスが誘導性となる周波数域内で発振周波数ｆ２が得られることとなる値に予めインダクタンスＬ１’、コンデンサＣ２，Ｃ３が設定されている。

このように、第１実施形態の圧電体駆動装置１０４は、制御信号（Ｈｉｇｈ／Ｌｏｗ）の切り替えに基づき、コルピッツ発振器１０８Ａが圧電体１０２に駆動電圧を印加する際の発振周波数を複数（ｆ１，ｆ２）に変化させることができる。

〔圧電体の多様な活用性〕
通常、圧電体１０２の駆動は１つの共振周波数を設定した上で行われることが多いが、第１実施形態の圧電体駆動装置１０４によれば、圧電体１０２を複数の発振周波数ｆ１，ｆ２で駆動することにより、各周波数に応じて異なる圧電体１０２の動作を実現し、その応用性の幅を広げることができる。
例えば、発振周波数ｆ１，ｆ２を圧電体１０２の入力インピーダンスが誘導性となる周波数域内で可変することにより、以下のような産業上の利用が可能となる。

〔圧電トランス駆動装置〕
図２は、第１実施形態の圧電体駆動装置１０４による実用例１を示す図である。実用例１は、図２中（Ａ）に示すように、圧電体駆動装置１０４による駆動の対象を圧電トランス１０３としたものである。すなわち、実用例１は、コルピッツ発振器１０８Ａで圧電トランス１０３に駆動電圧を印加し、自身の昇圧比に応じた出力電圧を出力端子Ｔ４，Ｔ５間に発生させることができる。このとき、圧電トランス１０３の入力電極１０２ａ，１０２ｂ間インピーダンスが誘導性となる周波数域内で発振周波数を２通り（ｆ１，ｆ２）に切り替えることで、以下の応用が可能となる。

図２中（Ｂ）は、圧電トランス１０３の昇圧特性と入力インピーダンスの位相（角度）との関係を示す図である。図中の実線が昇圧比を示し、破線が位相を示している。通常、位相が９０度に近い領域（図中符号Ｒａ）では圧電トランス１０３の入力インピーダンスが誘導性となり、それ以外では容量性となる。

圧電トランス１０３は、入力インピーダンスが誘導性となる領域Ｒａでは、高周波側から低周波側に向かって昇圧比が高くなる傾向を示す。したがって、領域Ｒａの周波数域で圧電トランス１０３を駆動する場合、入力信号（駆動電圧）の周波数を共振点により近い低周波側に設定すると高い昇圧比が得られ、逆に周波数を共振点より遠い高周波側に設定すると低い昇圧特性が得られることが分かる。

実用例１のコルピッツ発振器１０８Ａは、いずれの発振周波数ｆ１，ｆ２についても、圧電トランス１０３の入力インピーダンスが誘導性の周波数域（領域Ｒａ）にあるものとして各種値が設定されている。インダクタンスＬ１（Ｌ１’）やコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３の値は、実用例１とする回路構成に合わせて予め実験等により好適に設定すればよい。

したがって、スイッチング素子ＳＷ１がＯＮのときは、図２中（Ｂ）に示す低周波側の発振周波数ｆ１でコルピッツ発振器１０８Ａが発振し、スイッチング素子ＳＷ１がＯＦＦのときは、高周波側の発振周波数ｆ２でコルピッツ発振器１０８Ａが発振する。このような発振周波数ｆ１，ｆ２の切り替えは、入力端子Ｔ３に入力する制御信号のレベルに応じて制御することができる。

〔発振周波数ｆ１での発振時〕
したがって、入力端子Ｔ３にＨｉｇｈレベルの制御信号が入力されると、スイッチング素子ＳＷ１がＯＮとなり、コルピッツ発振器１０８Ａは低周波側の発振周波数ｆ１で発振するため、圧電トランス１０３の昇圧比が「高」に設定される。

〔発振周波数ｆ２での発振時〕
一方、入力端子Ｔ３にＬｏｗレベルの制御信号が入力されると、スイッチング素子ＳＷ１がＯＦＦとなり、コルピッツ発振器１０８Ａは高周波側の発振周波数ｆ２で発振するため、圧電トランス１０３の昇圧比は「低」に設定される。

このように、実用例１の圧電体駆動装置１０４は、コルピッツ発振器１０８Ａが圧電トランス１０３の誘導性周波数域（領域Ｒａ）で発振する性質を利用し、共振用コンデンサ（Ｃ１～Ｃ３）の容量を可変する（ここでは一部のコンデンサＣ１の接続をＯＮ／ＯＦＦする）ことで、圧電トランス１０３の出力電圧を可変することができる。

〔実用例２〕
次に、第２実施形態として実用例２を開示する。
図３は、実用例２の圧電体駆動装置２０４の構成を示す回路図である。図２中（Ａ）に示す実用例１においては増幅器を構成するトランジスタＱ１，Ｑ２の直流バイアス回路の構成に言及していないが、実用例２では、好適な直流バイアス回路の構成を開示する。なお、以下では区別のために「コルピッツ発振器１０８Ｂ」とする。

実用例２においてコルピッツ発振器１０８Ｂもまた、トランジスタＱ１，Ｑ２による電流源を使用する。このとき、静止状態において（直流バイアス条件として）一方のトランジスタＱ１の電流源の値と他方のトランジスタＱ２の電流源の値が異なると、２つのトランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ電圧は電源側又はＧＮＤ側のいずれか片方に偏ってしまう。

例えば、図３において一方のトランジスタＱ１の直流増幅率ｈ_ＦＥ１と他方のトランジスタＱ２の直流増幅率ｈ_ＦＥ２とを比較したとき、これらの関係がｈ_ＦＥ１＞ｈ_ＦＥ２であるときは、トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ電圧は電源側に偏る。このとき、一方のトランジスタＱ１のコレクタ－エミッタ間電圧はほぼ０Ｖとなることから、一方のトランジスタＱ１が飽和状態となり、２つのトランジスタＱ１，Ｑ２で構成するはずの増幅器はその増幅率が著しく低下してしまう。すると、コルピッツ発振器１０８Ｂとしての発振条件を逸脱し、その発振が停止することになる。

上記と逆に、２つのトランジスタＱ１，Ｑ２の直流増幅率の関係がｈ_ＦＥ１＜ｈ_ＦＥ２である場合、今度は他方のトランジスタＱ２が飽和状態となり、先と同様に２つのトランジスタＱ１，Ｑ２で構成する増幅器の増幅率が著しく低下して、今度も発振が停止する。

以上の検証から明らかなように、コルピッツ発振器１０８Ｂが正常に発振するためには、２つのトランジスタＱ１，Ｑ２でそれぞれの直流増幅率の関係がｈ_ＦＥ１＝ｈ_ＦＥ２の条件を満たしている必要がある。しかしながら、実際には部品のばらつきや、温度依存性などを考慮すると、２つのトランジスタＱ１，Ｑ２で直流増幅率を一致させた回路構成を実現することは非常に困難である。

本発明の発明者等は上記の事情から鋭意検討を重ね、その解決手法を見出すに至った。その解決手法を開示したものが、実用例２の直流バイアス回路の構成である。

図３に示す直流バイアス回路では、２つのトランジスタＱ１，Ｑ２の直流増幅率ｈ_ＦＥ１、ｈ_ＦＥ２の値が相違していても（実際にはほとんど相違している）、２つのトランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ電圧は、電源電圧Ｅ１に対して定常的に以下の式で表す電圧に制御することができる。
コレクタ電圧＝Ｒ３／（Ｒ２＋Ｒ３）×Ｅ１

したがって、２つのトランジスタＱ１，Ｑ２はいずれも能動状態を維持し、その高い増幅率を維持することができる。

上記のように、２つのトランジスタＱ１，Ｑ２で直流増幅率の偏差による偏りを均衡させるため、直流バイアス回路は抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２を配置し、一方のトランジスタＱ１のコレクタ電圧を上記の値（Ｒ３／（Ｒ２＋Ｒ３）×Ｅ１）で固定にする（固定回路）。また、直流バイアス回路は差動増幅器ＩＣ１を有しており、差動増幅器ＩＣ１から出力する他方のトランジスタＱ２のベース電流にコレクタ電圧を帰還入力させることで、トランジスタＱ２のコレクタ電圧を上記の値（Ｒ３／（Ｒ２＋Ｒ３）×Ｅ１）に均衡させる（均衡回路）。

なお、このとき差動増幅器ＩＣ１は、その反転入力端子（－）と非反転入力端子（＋）のバイアス電流は無視できるほど小さいと考えることができる。また、差動増幅器ＩＣ１の出力インピーダンスは、抵抗Ｒ６，Ｒ８，Ｒ９で構成する負荷回路のインピーダンスに対して十分低く、これを電圧源であると考えてよい。また、抵抗Ｒ７とコンデンサＣ６で構成する低域フィルタのカットオフ周波数は、コルピッツ発振器１０８Ｂの発振周波数に対して十分に低周波であり、その発振動作には特段影響しない。

ただし、直流動作において減衰量は０ｄＢであると考えられる。また、差動増幅器ＩＣ１の反転入力と非反転入力の電圧は同電位であるから、直流動作の条件では、トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ電圧は上記のように大略（Ｒ３／（Ｒ２＋Ｒ３）×Ｅ１）となる。これにより、２つのトランジスタＱ１，Ｑ２を能動状態に維持し、増幅器としての高い利得を維持することでコルピッツ発振器１０８Ｂとしての発振条件を満たすことができることになる。

〔実用例３〕
次に、実用例３を開示する。ここまでに開示した実用例１，２のコルピッツ発振器１０８Ａ，１０８Ｂは、実際は圧電トランス１０３の他の共振周波数（所望とは別の共振周波数）でも発振する可能性がある。その結果、知らないうちに圧電トランス１０３が正常な（本来想定している）周波数で駆動されないこととなる。この場合、圧電トランス１０３の出力電圧は期待した出力電圧レベルに達しないため、例えば出力端子Ｔ４，Ｔ５間に接続した負荷（電子機器等）に定格電圧を供給できないなどの不具合を生じてしまう。

図４は、一般的なローゼン型圧電トランスの共振モードを示す図である。実は上記の不具合は、一般的に圧電トランスの共振周波数には複数のモードが存在することに起因する。一例を挙げると、圧電トランスの共振モードは、図４に示すように圧電トランスの長さＬを半波長とするλ／２モード、長さＬを１波長とするλモード、長さＬを３／２波長とする３λ／２モードといった複数のモードがある。

実用例１，２（図２中（Ａ）、図３）のコルピッツ発振器１０８Ａ，１０８Ｂの場合、使用する圧電トランス１０３が有する複数のモードのうち、目的とする正常な共振周波数以外の共振周波数で発振する場合がある。その一因として、高周波成分の影響が考えられることから、帰還ループの中にローパスフィルタなどを挿入し、高周波側の複数の共振周波数で発振するのを防止する方法も考えられる。しかし、それでも正常な周波数とそれ以外の周波数との差が小さい場合には、正常な周波数における位相が影響を受けることで、知らず発振動作を阻害することになる。

本発明の発明者等は上記の事情からさらに鋭意検討を重ね、その解決手法を見出すに至った。その解決手法を開示したものが、実用例３の回路の構成である。

図５は、実用例３（第３実施形態）の圧電体駆動装置３０４の構成を示す回路図である。以下では区別のために「コルピッツ発振器１０８Ｃ」とする。図５に示すコルピッツ発振器１０８Ｃは、上記の事情で述べたような誤動作（正常な共振周波数以外での発振）を防止することを目的として構成された回路である。

実用例３の回路は、コルピッツ発振器１０８Ｃにマルチバイブレータ１５０を使用している。ここでは、抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，コンデンサＣ６、アンプＩＣ１がマルチバイブレータ１５０を構成している。なお、アンプＩＣ１は差動増幅器又はコンパレータ（プッシュプル出力型）である。

次に、回路内で抵抗Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９及びトランジスタＱ５が極性反転回路１５２を構成する。また、抵抗Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２及びトランジスタＱ１は、電流源１５４を構成する。なお、トランジスタＱ２及び抵抗Ｒ１３はここでは増幅回路１５６である。

その他のコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３やスイッチング素子ＳＷ１は、これまでの実用例１，２と同じ機能を有する。

〔共振駆動回路〕
図６は、実用例３の回路でスイッチング素子ＳＷ１がＯＮの場合に構成される共振回路の等価回路図である（以下ではスイッチング素子ＳＷ１がＯＮの状態を想定して説明する。）。
すなわち、入力インピーダンスが誘導性となる周波数域で圧電トランス１０３の入力電極１０２ａ，１０２ｂ間のインダクタンス（Ｌ）とコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３が共振回路を構成するとき、その等価回路は図６で表される。等価回路の電圧源ｅは、トランジスタＱ１，Ｑ２で構成される増幅器出力の電流源を、電圧源に変換した場合の等価電圧源（ｅ）である。

〔帰還回路〕
ここで着目すべきは、実用例３の回路において、コンデンサＣ３（特定の容量素子）の端子間電圧がアンプＩＣ１の反転入力端子へ帰還入力されている点である。すなわち、コンデンサＣ３は、上記のように回路内において共振回路の一部を構成しているが、同時にコンデンサＣ３の端子間電圧は図５における帰還電圧と考えることができる。

図６において、等価電圧源（ｅ）の角周波数がωのときのコンデンサＣ３の端子間電圧Ｖｂ（ｔ）は、トランジスタＱ１が遮断状態から能動状態、トランジスタＱ２が能動状態から遮断状態となった時刻をｔ＝０として、以下の式（１）で近似することができる。ただし、時刻ｔ＝０においてインダクタンスＬに流れている初期電流をｉ_Ｌ（０）とする。また、共振回路のＱは高く、共振回路への供給電流と比較して、共振電流が十分大きいと仮定して電圧源ｅからの供給電流を省略する。

ω＜ω_０のとき、φ＞０
ω＝ω_０のとき、φ＝０
ω＞ω_０のとき、φ＜０
とする。

図７は、φ＝０の場合のシミュレーションで得られたＶ_ｂ（ｔ）の波形を示す図である。
上式（１）に適当な初期電流ｉ_Ｌ（０）、角周波数ω＝ω０、コンデンサ容量Ｃ１＋Ｃ２、Ｃ３の値を入力してシミュレーションを行うと、図７に示される波形が得られる。このようにＶｂ（ｔ）は、図６の等価電圧源（ｅ）の角周波数ωが圧電トランス１０３の入力インピーダンスの等価インダクタンスＬと外部の容量Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３との関係から定まる共振周波数ω０の場合はφ＝０となり、共振周波数ω０より低周波で振動する場合は図７の波形より位相が進んでφ＞０となり、共振周波数ω０より高周波の場合は図７の波形より位相が遅れてφ＜０となる。

図５に示すマルチバイブレータ１５０の発振周波数は、コンデンサＣ６の充放電時間で定まる。ただし、コンデンサＣ６の充放電特性は、主としてアンプＩＣ１の出力電圧から抵抗Ｒ４を経由して入り込む電流に依存するが、共振回路のコンデンサＣ３から抵抗Ｒ１４を経由して帰還入力してくる電流の影響を受ける。

図８及び図９は、図５に示す回路内の各種定数を適当に選定してシミュレーションした結果を示す図である。図８及び図９に示す各種波形は、共振回路のＣ３端子間電圧をマルチバイブレータ１５０に帰還入力させた場合に得られる変化を示す。これら図８、図９中、細い実線で示される波形Ｃ３は帰還入力の変化であり、一点鎖線で示される波形Ｃ６はマルチバイブレータ１５０のコンデンサＣ６の端子間電圧の変化であり、波形Ｃ３，Ｃ６に重ねて太い実線で示される矩形波ＩＣ１（＋）は、アンプＩＣ１の非反転入力端子電圧の変化を示している。また、波形Ｃ３，Ｃ６から離れた位置に太い実線で示される矩形波ＩＣ１は、アンプＩＣ１の出力端子の電圧波形を示している。
ここで、波形Ｃ３の帰還入力は以下の式〔数４〕で表される。

また、波形Ｃ６の端子間電圧は以下の式で表される。

なお、０≦ｔ≦π／ωとする。

いま仮に、コンデンサＣ６の充放電波形とコンデンサＣ３の端子間電圧Ｖ_ｂ（ｔ）＋Ｖ_ｄ＋Ｖ_ｒｅｍの波形が図８に示すタイミングとなった場合を考える。コンデンサＣ６の電荷は主に、抵抗Ｒ４を経由して入り込む充放電電流で蓄積、放電を繰り返す。アンプＩＣ１の非反転入力端子の波形（符号ＩＣ１（＋））はアンプＩＣ１の出力電圧を分圧した矩形波となり、アンプＩＣ１の出力電圧が反転する閾値の役目を果す。

マルチバイブレータ１５０の発振周波数は、コンデンサＣ６の充放電電流が大きいと高周波側に移行し、逆に小さいと低周波側に移行する。図８の波形タイミングは、コンデンサＣ３の端子間電圧を構成するＶ_ｂ（ｔ）の式中、φの値が０である場合を示している。すなわちこれは、抵抗Ｒ４を経由する充放電電流と抵抗Ｒ１４を経由する充放電電流との合計値で定まる角周波数と共振回路の角周波数ω_０とが一致する場合である。

ここで、時刻ｔ＝０から時刻ｔ＝π／ωの半周期に抵抗Ｒ１４を経由してコンデンサＣ６から流れ出る電流によりコンデンサＣ６が放電される電荷ΔＱの値を算出する。ΔＱの値の算出に際し、コンデンサＣ６の充放電電流のうち抵抗Ｒ４を経由してコンデンサＣ６に流れ込む電流は、抵抗Ｒ１４を経由する電流に対して十分大きいと近似する。このような近似をするとコンデンサＣ６の端子間電圧は、時刻ｔ＝０から時刻ｔ＝π／ωの半周期において、次式〔数６〕で表される。

抵抗Ｒ１４を経由してコンデンサＣ６から流れ出る電流は、その値（〔数６〕で表す値）からコンデンサＣ３の端子間電圧（〔数４〕で表す値）を差し引いた電圧値を抵抗Ｒ１４の値で除すれば得られる。求める半周期に放電される電荷ΔＱの値は、その電流値を時刻ｔ＝０から時刻ｔ＝π／ωの範囲で積分した値となり、以下の式（２）で表される。

上式（２）を整理すると、次式（２）－１となる。

また、上式（２）－１に次式〔数９〕のＶ_ｂ０を代入すると以下の〔数１０〕となる。

時刻ｔ＝０～π／ωにおいては、ΔＱは、抵抗Ｒ４を経由して得られる分の充電電荷を差し引く方向に働く。上式（２）－１から、φ＝０のときは、その第３項は次式〔数１１〕となり、ΔＱは正方向に最大となる。ここでいう正方向とは、コンデンサＣ６の充電電荷を差し引く方向であるため、抵抗Ｒ４を経由する充電電流のみの場合よりも低周波側に発振周波数をシフトさせることが分かる。

また、φがπのときは、上式（２）の第３項は次式〔数１２〕となるので、この場合のΔＱは最小となる。

続いて仮に、マルチバイブレータ１５０の発振周波数が圧電トランス１０３の正常な共振周波数より低周波側に偏差を受けると、上式（１）からφが増大する方向に変化するので、ΔＱの値は小さくなり、コンデンサＣ６の充電時間は短い方向に制御され、その結果、発振周波数は共振周波数に近づく方向に制御される。これとは逆に、発振周波数が共振周波数より高周波側に偏差を受けると、今度はφが減少方向に変化するので、ΔＱの値は増大し、コンデンサＣ６の充電時間を長くする方向に制御されることで、結果的に発振周波数を共振周波数に近づける方向に制御される。

図９は、φがπ／２である場合の変化に相当する。
ただし、上式（２）－１の第３項は、ここでは（２Ｖ_ｂ０）／（ωＲ_１４）ｃｏｓ（φ）で遇関数であることから、φが０～πの範囲内でのみ上記の制御（マルチバイブレータ１５０の発振周波数を圧電トランス１０３の共振周波数に近づける制御）が可能である。

このように、図５に示す回路はマルチバイブレータ１５０の部品ばらつきや、圧電トランス１０３の共振周波数の偏差を許容し、圧電トランス１０３の入力インピーダンスが誘導性となる周波数領域での発振（正規の発振周波数）を安定的に維持することができる。

一方、マルチバイブレータ１５０が正規の発振周波数より高周波側で発振した場合は以下となる。例えば、マルチバイブレータ１５０が正規の発振周波数の２倍の周波数で発振しようとすると、抵抗Ｒ４からの充電電荷が不十分になるため、コンデンサＣ６の端子電荷が閾値（アンプＩＣ１の非反転入力端子電圧）に達することができなくなり、結果的に２倍の周波数で発振することはない。したがって、倍振動などの異常周波数での発振を確実に防止することができる。

〔実用例４〕
図１０は、実用例４（第４実施形態）の圧電体駆動装置４０４の構成を示す回路図である。実用例４の回路において、マルチバイブレータ１５０の動作原理（共振周波数の制御）は実用例３と同様である。実用例３との相違は、周波数可変用にコンデンサＣ１ではなくコンデンサＣ２を使用し、そのためスイッチング素子ＳＷ１の接続が図５とは異なっている点である。

実用例４の発振周波数は、スイッチング素子ＳＷ１がＯＮのときの発振周波数ｆ１は以下の式で表される。

また、スイッチング素子ＳＷ１がＯＦＦのときの発振周波数ｆ２は以下の式で表される。

その他の原理やメカニズムは実用例３と同様である。

上述した実用例１～４の圧電体駆動装置１０４，２０４，３０４，４０４によれば、制御信号をＨｉｇｈ／Ｌｏｗに切り替えるだけで圧電トランス１０３の昇圧比を「高」と「低」に切り替えて駆動することができ、出力端子Ｔ４，Ｔ５間で得られる出力電圧レベルを簡単に可変させることができる。

また、実用例２は、より製品化に適した直流バイアス回路の構成を開示しており、実用例３，４は、実際に使用する圧電トランス１０３の共振モードでの発振が安定的に維持できる回路の構成を開示している点で極めて有用である。

〔その他の応用例〕
図１１は、圧電体駆動装置を応用した半導体リレー装置１００の構成を示すブロック図である。半導体リレー装置１００は、上記実用例１～４の圧電体駆動装置１０４，２０４，３０４，４０４のさらなる応用例として開示されるものである。図１１では、既に実用例１～４で詳細を示したコルピッツ発振器１０８Ａ，１０８Ｂ，１０８Ｃを総称し、単純なブロック構成要素の周波数可変発振器１０８として示している。

半導体リレー装置１００は、圧電トランス１０３により絶縁された圧電体駆動装置１０４（一次側回路）と二次側回路１０６とを有する。圧電トランス１０３は、既に説明した圧電体１０２と同様に、板状に成形した圧電素子を分極処理して一次側（駆動部）と二次側（発電部）とを構成したものである。

〔一次側回路〕
半導体リレー装置１００において一次側回路となる圧電体駆動装置１０４は、上記の実用例１～４で挙げたいずれかのコルピッツ発振器１０８Ａ，１０８Ｂ，１０８Ｃからなる周波数可変発振器１０８を有する。圧電体駆動装置１０４は、周波数可変発振器１０８で圧電トランス１０３の共振周波数の駆動電圧を生成し、入力電極１０２ａ，１０２ｂを通じて圧電トランス１０３に印加する。圧電トランス１０３は、自身の昇圧比で駆動電圧を昇圧し、出力電極１０２ｃ，１０２ｄから出力する。

〔二次側回路〕
二次側回路１０６は、整流回路１１０、半導体接点１１２及び電圧検出器１１４を有する。整流回路１１０は出力電極１０２ｃ，１０２ｄからの出力電圧を直流変換し、半導体接点１１２に駆動電力として供給する。電圧検出器１１４は、整流回路１１０で直流変換された出力電圧を検出し、その検出結果に応じて半導体接点１１２を開閉（ＯＮ／ＯＦＦ）駆動する。

上記のように圧電トランス１０３は、入力インピーダンスが誘導性となる周波数域（図２中（Ｂ）の領域Ｒａ）では、高周波側から低周波側に向かって昇圧比が高くなる傾向を示し、このとき半導体リレー装置１００は、圧電トランス１０３の昇圧比を「高」又は「低」に可変することができる。

〔周波数可変によるリレー駆動〕
このため応用例の半導体リレー装置１００は、周波数可変発振器１０８で駆動電圧の周波数を図２中（Ｂ）の領域Ｒａ内でｆ１又はｆ２（「高」又は「低」）に可変し、各周波数ｆ１，ｆ２で得られる昇圧特性の違いを利用して、半導体接点１１２を開閉駆動することができる。

このとき、周波数可変発振器１０８には入力端子Ｔ１，Ｔ２から直流電源を供給し、入力端子Ｔ３からはＨｉｇｈ／Ｌｏｗレベルの制御信号を入力する。そして、入力端子Ｔ３からの制御信号がＨｉｇｈレベルの場合は低周波側の共振周波数で発振し、逆に入力端子Ｔ３からの制御信号がＬｏｗレベルの場合は高周波側の共振周波数で発振する回路として周波数可変発振器１０８を設定する。

〔制御信号Ｌｏｗ＝接点ＯＦＦのとき〕
例えば、圧電体駆動装置１０４で入力端子Ｔ３にＬｏｗレベルの制御信号を入力した場合、周波数可変発振器１０８は高周波側の周波数ｆ２で発振し、圧電トランス１０３の昇圧比を低く設定する（「高」又は「低」のうち「低」）。したがって、二次側回路１０６では圧電トランス１０３により伝送される出力電圧が低レベルとして電圧検出器１１４により検出される。

電圧検出器１１４は出力電圧を低レベルとして検出している間、半導体接点１１２を開（ＯＦＦ）とする（接点非駆動）。これにより、半導体リレー装置１００の出力端子間Ｔ４，Ｔ５間抵抗は、開放状態（ＯＦＦ）となる。

〔制御信号Ｈｉｇｈ＝接点ＯＮのとき〕
一方、圧電体駆動装置１０４で入力端子Ｔ３の制御信号をＨｉｇｈレベルにした場合は以下となる。この場合、周波数可変発振器１０８は低周波側の周波数ｆ１で発振し、圧電トランス１０３の昇圧比を高く設定する（「高」又は「低」のうち「高」）。したがって、二次側回路１０６では、圧電トランス１０３で伝送される出力電圧が高レベルとして検出される。

電圧検出器１１４は出力電圧が高レベルＶ２であることを検出すると、半導体接点１１２を開（ＯＦＦ）から閉（ＯＮ）に切り替える（接点駆動）。これにより、半導体リレー装置１００の出力端子間Ｔ４，Ｔ５間抵抗は、ほぼ０Ωとなり短絡状態となる（ＯＮ）。
このとき、半導体接点１１２の応答に要する遅延時間τ１は、例えばソレノイドを用いた機械式リレー等の遅延時間（数ｍｓ～十数ｍｓ）に比較して圧倒的に短く（例えば１ｍｓ未満に）抑えられる。

図１１の例では１つの整流回路１１０で出力電流を整流しているが、整流回路１１０を半導体接点１１２用と電圧検出器１１４用にそれぞれ専用の構成として２つに分けてもよい。

図１２は、圧電体駆動装置１０４を応用した半導体リレー装置２２０の別の構成例を示す回路図である。ここでは、図１１に示すブロック構成要素と同一の構成要素に同じ符号を付している。また、一次側回路（圧電体駆動装置１０４）には実用例１のコルピッツ発振器１０８Ａを用いるものとしたが、実用例２～４を用いてもよい。

半導体リレー装置２２０は、二次側回路１０６内に第１整流回路１１０ａ及び第２整流回路１１０ｂを有する点が図１１の半導体リレー装置１００と異なる。それ以外は図１１の半導体リレー装置１００と同じであるが、ブロック構成要素は適宜、各種の素子（Ｄ１，Ｄ２，Ｒ１，Ｃ４，Ｃ５，ＺＤ１，Ｑ３，Ｑ４）やブロック要素（ＳＷ，ＤＥＴ）等に置き換えている。

例えば、二次側回路１０６において、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ４が第１整流回路１１０ａを構成するものである。また、ダイオードＤ２及びコンデンサＣ５が第２整流回路１１０ｂを構成するものである。なお、抵抗Ｒ１及びツェナーダイオードＺＤ１は、電圧安定化回路を構成するものである。

ブロック要素で示したＤＥＴ回路１１４は図１１の電圧検出器１１４に該当するものであり、ＤＥＴ回路１１４は、予め設定された電圧の閾値に対して、コンデンサＣ５の端子間電圧が「高」であるか又は「低」であるかの検出を行い、「高」又は「低」に応じてスイッチング素子ＳＷをＯＮ／ＯＦＦに駆動する。

スイッチング素子ＳＷはゲート駆動回路であり、スイッチング素子ＳＷで２つの半導体接点（ＦＥＴ）Ｑ３，Ｑ４を駆動する構成を半導体接点１１２としている。スイッチング素子ＳＷは、ＤＥＴ回路１１４からの駆動信号に応じて半導体接点Ｑ３，Ｑ４をＯＮ／ＯＦＦする。

図１２の半導体リレー装置２２０は、二次側回路１０６の第１整流回路１１０ａで圧電トランス１０３の出力を直流電圧に変換し、半導体接点１１２に供給する点は図１１の半導体リレー装置１００と同様である。第１整流回路１１０ａとは別に設けた第２整流回路１１０ｂは、同じく圧電トランス１０３の出力を直流電圧に変換するが、整流動作の応答性を第１整流回路１１０ａより高く設定することで、ＤＥＴ回路１１４による検出動作の応答性を向上する。

例えば、第１整流回路１１０ａや第２整流回路１１０ｂをダイオードＤ１，Ｄ２とコンデンサＣ４，Ｃ５で構成する場合、第１整流回路１１０ａ内のコンデンサＣ４の容量に比較して第２整流回路１１０ｂ内のコンデンサＣ５の容量を小さく設定する。これにより、第１整流回路１１０ａよりも第２整流回路１１０ｂのコンデンサＣ５の充放電応答性を高め、ＤＥＴ回路１１４により出力電圧が検出されるまでの応答時間を短縮することで半導体接点１１２のＯＮ／ＯＦＦに要する遅延時間を最小限に抑える。また、第１整流回路１１０ａ内のコンデンサＣ４の容量はより大きく確保することで、半導体接点１１２に供給する駆動電力を大きく確保し、さらに遅延時間の短縮化を図ることができる。

なお、図１１の半導体リレー装置１００及び図１２の半導体リレー装置２２０のいずれについても、周波数可変発振器１０８を定常的に動作させているため、二次側回路１０６に設けた整流回路１１０、１１０ａ，１１０ｂ内の平滑用コンデンサは、定常的に充電状態を維持している。このため、周波数可変発振器１０８による発振周波数の切り替え時点において二次側回路１０６内の平滑用コンデンサが全放電状態から新たに充電を開始する必要はなく、そのため半導体接点１１２の駆動に要する遅延時間を最小限に抑えることができる。

上記の実用例や応用例では、駆動する対象の圧電体を圧電トランスとしているが、対象は圧電トランス以外（例えば圧電振動子）でもよい。

また、実用例１～４に挙げた回路構成は適宜に変更可能であり、図示の構成である必要はない。実用例１～４や応用例等では、制御信号のＨｉｇｈ／Ｌｏｗレベル切り替えで発振周波数を切り替えているが、機械的スイッチの操作で発振周波数を切り替えてもよい。また、コルピッツ発振器１０８Ａ～１０８Ｃ等に配置するコンデンサの数や接続関係、あるいは入力インピーダンスの設定を種々に変更することにより、発振周波数を３通り以上に可変してもよい。その結果、圧電トランス１０３の昇圧比を「高」「中」「低」の３通り以上に切り替えることとしてもよい。

各実施形態や実用例、応用例等において図示とともに挙げた構造はあくまで好ましい一例であり、基本的な構造に各種の要素を付加し、あるいは一部を置換しても本発明を好適に実施可能であることはいうまでもない。

１０２圧電体
１０４，２０４，３０４，４０４圧電体駆動装置
１０８Ａ，１０８Ｂ，１０８Ｃコルピッツ発振器
Ｑ１，Ｑ２トランジスタ（増幅器）
ＳＷ１スイッチング素子

Claims

圧電体に印加する駆動電圧の電流源となる増幅器と、前記圧電体とともに前記増幅器に接続された複数の容量素子とを有し、前記圧電体の入力電極間インダクタンスと前記複数の容量素子との関係から定まる発振周波数で前記圧電体に駆動電圧を印加する発振駆動回路と、
前記複数の容量素子の一部と他の容量素子との接続関係を変化させることで、前記発振駆動回路から前記圧電体に駆動電圧を印加する際の発振周波数を可変する可変素子と
を備えた圧電体駆動装置。
請求項１に記載の圧電体駆動装置において、
前記発振駆動回路は、
前記増幅器として前記圧電体の入力電極に接続された２つの極性が異なるトランジスタのうち一方のコレクタ電流を固定する固定回路と、
他方のトランジスタのベース電流にコレクタ電圧を帰還入力して他方のコレクタ電圧を一方のコレクタ電流に追従して均衡させる均衡回路と
を有することを特徴とする圧電体駆動装置。
圧電体に印加する駆動電圧の電流源となる増幅器と、前記圧電体とともに前記増幅器に接続された複数の容量素子とを有し、前記圧電体の入力電極間インダクタンスと前記複数の容量素子との関係から定まる共振周波数で前記圧電体に駆動電圧を印加する共振駆動回路と、
前記複数の容量素子の一部と他の容量素子との接続関係を変化させることで、前記共振駆動回路から前記圧電体に駆動電圧を印加する際の共振周波数を前記圧電体の入力インピーダンスが誘導性となる周波数域内で可変する可変素子と、
所定の容量素子の充放電特性に基づく発振周波数が前記共振駆動回路の共振周波数に合わせて設定されたマルチバイブレータと、
前記共振駆動回路内で充放電を行う特定の容量素子の電圧を帰還入力として前記所定の容量素子の充放電特性を変化させる帰還回路と
を備えた圧電体駆動装置。