CN100480908C - 设备控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种设备控制装置，对于包含线性要素和非线性要素的设备，该设备控制装置根据线性控制器(110)以及非线性补偿器(112)来计算控制输入Ucain，该线性控制器(110)按照基于线性要素的响应指定型控制算法来计算使设备的输出Cain收敛于相位目标值Cain_cmd的暂时输入Usl，非线性补偿器(112)被设定成抵消暂时输入和设备的非线性要素的特性，该设备控制装置具有非线性特性适应器(114)，其根据使用仅由线性要素构成的控制对象模型(114a)计算出的设备输出估计值Cain_est、Cr_est与设备输出检测值Cain、Cr之间的误差e_nl来修正非线性补偿器(112)。由此，即使在设备的非线性特性由于制造偏差或老化等而变化的情况下，也能通过非线性补偿器高精度地进行非线性特性的补偿，可高精度且高响应地把设备输出控制到其目标值。

Description

设备控制装置

技术领域

本发明涉及设备控制装置。

背景技术

公知有以下一种结构，即：在设备(控制对象)具有非线性特性的情况下，使用非线性要素和线性要素对设备进行模型化，并利用非线性补偿器对由线性控制器所确定的输入进行校正来确定最终的控制输入，例如作为这种例子可列举出专利文献1记载的技术。专利文献1记载的技术具有以下特征，即：通过使用这种非线性补偿器，可高精度地控制具有非线性特性的设备。

专利文献1：日本特开平9—297240号公报

然而，在专利文献1记载的技术中，在实际的设备的非线性特性相对于在设计非线性补偿器时所假定的非线性特性发生误差的情况下，不能准确地进行非线性补偿，因而存在控制性下降的不利情况。因此，在使用非线性补偿器的控制中，期望使非线性补偿器的非线性补偿适合于实际的非线性特性的技术。

发明内容

因此，本发明的目的是解决上述课题，提供一种在使用非线性补偿器的控制中使非线性补偿器的非线性补偿适合于实际的非线性特性的设备控制装置。

本发明为了解决上述课题，如后述的权利要求1所述，构成为：一种设备控制装置，其对于包含线性要素和非线性要素的设备，根据线性控制器及非线性补偿器来计算控制输入Ucain、Ucr，该线性控制器按照基于上述线性要素的控制算法计算使上述设备的输出收敛于目标值的暂时输入Usl，该非线性补偿器被设定成抵消上述暂时输入和上述设备的上述非线性要素的特性，该设备控制装置具有修正单元，该修正单元根据上述设备的输出估计值Cain_est、Cr_est和上述设备的输出检测值Cain、Cr之间的误差e_nl来修正上述非线性补偿器，其中该输出估计值Cain_est、Cr_est是通过仅由上述线性要素构成的估计模型计算出的。

此外，本发明如后述的权利要求2所述，构成为：上述修正单元根据响应指定型控制算法修正上述非线性补偿器，使得上述估计值Cain_est、Cr_est和上述输出Cain、Cr之间的误差e_nl为零。

此外，本发明如后述的权利要求3所述，构成为：上述设备控制装置具有计算对上述设备施加的干扰的估计值c1的单元，并且上述修正单元根据从上述控制输入Ucain、Ucr中减去与上述干扰估计值c1相关的项后的值Uest来计算上述估计值Cain_est、Cr_est。

此外，本发明如后述的权利要求4所述，构成为：上述设备控制装置具有计算对上述设备施加的干扰的估计值c1的单元，并且上述修正单元使用上述干扰估计值c1来计算上述估计值Cain_est、Cr_est。

此外，本发明如后述的权利要求5所述，构成为：上述设备是对内燃机的进气门的相位进行可变调节的可变相位机构。

并且，本发明如后述的权利要求6所述，构成为：上述设备是对内燃机的压缩比进行调节的可变压缩比机构。

在权利要求1的设备控制装置中构成为：该设备控制装置根据线性控制器以及非线性补偿器来计算控制输入Ucain、Ucr，该线性控制器按照基于线性要素的控制算法计算使设备的输出收敛于目标值的暂时输入Usl，该非线性补偿器被设定成抵消暂时输入和设备的非线性要素的特性，该设备控制装置具有修正单元，其根据使用仅由线性要素构成的估计模型计算出的设备的输出估计值Cain_est、Cr_est和设备的输出检测值Cain、Cr之间的误差e_nl来修正非线性补偿器，因而即使在设备(控制对象)的非线性特性由于制造偏差或老化等而变化的情况下，也能使用非线性补偿器高精度地进行非线性特性的补偿，可高精度且高响应地把设备输出控制到其目标值。

在权利要求2的设备控制装置中构成为：修正单元根据响应指定型控制算法修正非线性补偿器，使得估计值Cain_est、Cr_est和输出Cain、Cr之间的误差e_nl为零，因而除了上述效果以外，还可迅速地进行非线性补偿器的修正而不发生过冲，因此可进一步提高控制性。

在权利要求3的设备控制装置中构成为：该设备控制装置具有计算对设备施加的干扰的估计值c1的单元，并且修正单元根据从控制输入Ucain、Ucr中减去与干扰估计值c1相关的项后的值Uest来计算估计值Cain_est、Cr_est，因而除了上述效果以外，因为基于干扰估计值c1的干扰补偿与非线性补偿器的修正不会发生干涉，因而还可防止设备输出相对于目标值表现出过冲特性，可进一步提高控制性。

在权利要求4的设备控制装置中构成为：该设备控制装置具有计算对设备施加的干扰的估计值c1的单元，并且修正单元使用干扰估计值c1来计算估计值Cain_est、Cr_est，因而同样地因为基于干扰估计值c1的干扰补偿与非线性补偿器的修正不会发生干涉，因而可防止设备输出相对于目标值表现出过冲特性，可进一步提高控制性。

在权利要求5的设备控制装置中构成为：设备是对内燃机的进气门的相位进行可变调节的可变相位机构，因而除了上述效果以外，还可高精度且高响应地把进气门的相位(开闭正时)控制到目标相位，而不会发生过冲。

在权利要求6的设备控制装置中构成为：设备是对内燃机的压缩比进行调节的可变压缩比机构，因而除了上述效果以外，还可控制成在压缩比的增减切换时，使压缩比平滑变化，而不会使压缩比急剧变化。

附图说明

图1是示意性示出本发明第1实施例的设备控制装置的概略图。

图2是以气门驱动系统为中心更加具体地示出图1所示发动机的发动机侧视图。

图3是示意性示出图1所示可变相位机构的侧视图。

图4是图3所示可变相位机构的正视图。

图5是示意性示出图3所示可变相位机构中的电磁制动器的结构的正视图。

图6是示出图1所示ECU的动作的流程图。

图7是示出图3至图5所示可变相位机构的电磁制动器的制动力Fbrk与对电磁铁的输入电压(控制输入。相位指令值)Ucain的特性的曲线图。

图8是示出把二自由度响应指定型控制应用于专利文献1所示的现有技术所获得的现有技术的控制系统结构的框图。

图9是示出在图8所示控制系统中使用的调度模型参数的特性的曲线图。

图10是示出在图8所示控制系统中使用的调度模型参数的校正系数的特性的曲线图。

图11是示出由图8所示控制系统对可变相位机构(VTC)进行控制的结果(仿真结果)的时序图。

图12是示出在图7所示特性中因电磁铁的温度上升等而产生的偏移的曲线图。

图13是示出在图8所示控制系统的改良中使用的非线性函数Gnl的表特性的曲线图。

图14是示出对图13所示非线性函数的特性进行补偿而线性化(直线化)的值Fnl的表特性的曲线图。

图15是示出改良图8所示控制系统所获得的控制系统的结构的框图。

图16是示出由图15所示控制系统控制可变相位机构(VTC)的结果(仿真结果)的时序图。

图17是示出进一步改良图15所示控制系统所获得的控制系统的结构的框图。

图18是示出由图17所示控制系统控制可变相位机构(VTC)的结果(仿真结果)的时序图。

图19是示出进一步改良图17所示控制系统所获得的控制系统的结构的框图。

图20是示出由图19所示控制系统控制可变相位机构(VTC)的结果(仿真结果)的时序图。

图21是图6所示流程图的可变机构控制的子例程流程图。

图22是图21所示流程图的相位控制等的子例程流程图。

图23是图6所示流程图的点火控制的子例程流程图。

图24是示意性示出本发明第2实施例的设备控制装置的控制系统的、与图19一样的框图。

图25是示意性示出本发明第3实施例的设备控制装置的控制系统的、与图19一样的框图。

图26是示出图2所示可变压缩比机构的油压机构的发生力Fcr相对于控制输入Ucr的特性的曲线图。

图27是示出图25所示控制系统的非线性补偿器中使用的非线性表的特性的曲线图。

具体实施方式

以下，根据附图对用于实施根据本发明的设备控制装置的最佳方式进行说明。

实施例1

图1是示意性示出本发明第1实施例的设备控制装置的概略图。

另外，作为设备控制装置，以内燃机的控制装置，更具体地说是以在内燃机中可变地调节进气门(和排气门)的相位(开闭正时)的可变相位机构为例。

以下进行说明，标号10表示内燃机(以下称为“发动机”)，发动机10由4冲程4气缸的DOHC型汽油发动机构成。发动机10具有进气管12，在进气管12中从空气滤清器(未作图示)所吸引的空气流经进气歧管(未作图示)。在4个气缸(仅图示出1个)14的进气口附近配置有喷射器(燃料喷射阀)16，当通电时，向所吸引的空气中喷射燃料(汽油)。

由此产生的混合气在2个进气门(仅示出1个)20打开时流入燃烧室22内，由火花塞24点火而燃烧，把活塞26驱动到图中的下方，使曲轴30旋转。燃料产生的排气在2个排气门(同样仅示出1个)32打开时通过排气歧管和与其连接的排气系统34，由催化剂装置36净化后，排出到发动机10的外部。

在发动机10中设置有：可变升程机构40，其可变地调节进气门20的升程(打开高度)；可变相位机构42，其可变地调节驱动进气门20和排气门32的进气凸轮轴和排气凸轮轴的相位(开闭正时)；以及可变压缩比机构44，其改变活塞26的上止点(和下止点)来可变地调节压缩比。

首先对可变升程机构40进行说明。

图2是以气门驱动系统为中心更加具体地示出图1所示发动机10的、发动机10的侧视图。如图所示，在进气门20和排气门32的上方平行配置有进气凸轮轴50和排气凸轮轴52，进气凸轮轴50和排气凸轮轴52经由正时皮带等(未作图示)与曲轴30连接，并分别以曲轴30的转速的1/2转速旋转。

在进气凸轮轴50上安装有进气凸轮50a，并且在其附近将摇臂40a配置成一端与进气凸轮50a抵接，另一端与进气门20的气门杆的末端抵接。上连杆臂40b经由连接销40b1与摇臂40a连接，另一方面，下连杆臂40c也经由连接销40c1与摇臂40a连接。上连杆臂40b经由另一个连接销40b2固定在气缸体(发动机主体)14a上。

下连杆臂40c的另一个连接销40c2与平行于曲轴30配置的可动轴(控制轴。未作图示)连接，可动轴经由减速齿轮(未作图示)与电动机40d连接。在上述结构中，通过利用电动机40d经由减速齿轮使可动轴旋转，连接上连杆臂40b的连接销40b1、40b2的线与连接下连杆臂40c的连接销40c1、40c2连接的线交叉处的旋转中心移动，从而使进气凸轮50a与摇臂40b之间的距离改变，变更(控制)进气门20的升程量。

接着对可变相位机构42进行说明，可变相位机构42与进气凸轮轴50连接。

图3是示意性示出可变相位机构42的侧视图，图4是其正视图，图5是示意性示出可变相位机构42中的电磁制动器的结构的正视图。

参照图3至图5进行说明，可变相位机构42具有行星轮机构42a和固定在气缸体14a上的电磁制动器42b。在行星轮机构42a中，齿圈42a1被固定在上述的进气凸轮轴50上。3个行星轮42a2相互隔开120度的间隔与齿圈42a1啮合。

如图4充分所示，3个行星轮42a2通过在平面视图中呈正三角形的行星架42a3相互连接，并经由行星架42a3，如图3所示，与(由曲轴30驱动的)链轮56连接。行星架42a3经由图5所示的电磁制动器42b的连接构件42b1与复位弹簧(压缩弹簧)42b2的一端连接。

太阳轮42a4与3个行星轮42a2啮合。太阳轮42a4同样被固定在图5所示的电磁制动器42b的连接部件42b3上，并经由连接部件42b3与复位弹簧42b2的另一端连接。

如图5所示，电磁制动器42b具有配置在与太阳轮42a4连接的环状的连接部件42b3的外周的、同样环状的永久磁铁42b4和配置在其外周的同样环状的电磁铁42b5。永久磁铁42b4采用交替配置有4个N极和S极磁铁片的二极结构。

电磁铁42b5也由与其对应配置的4个导电体(层叠钢板)构成，当卷绕在其上的线圈(未作图示)由未作图示的通电电路通电时，根据通电方向被励磁为N极或S极。这样，电磁制动器42b具有与直流电动机相同的结构。

复位弹簧42b2经由连接部件42b1、42b3，使太阳轮42a4相对于行星架42a3在图5中的顺时针方向上旋转，具体地说是在滞后方向，更具体地说是进气门20的打开正时(和关闭正时)相对于曲轴30的旋转延迟的方向上施力。

在可变相位机构42中，在图示的结构中，链轮56随着曲轴30的旋转而在图4的箭头a所示的方向上以其1/2转速旋转。链轮56的旋转经由行星架42a3被传递给行星轮42a2，使其在图4的箭头b所示的方向上旋转，从而使齿圈42a1和与其连接的进气凸轮轴50向与链轮56的旋转方向(箭头a)相同的方向旋转，并使太阳轮42a4向图4的箭头c所示的方向旋转。

此时，当通过对电磁铁42b5的通电，对经由连接部件42b3与太阳轮42a4连接的永久磁铁42b4的旋转进行制动时，进气凸轮轴50相对于链轮56在图5的箭头d所示的超前方向上移动与该制动力相应的量，使上述的进气凸轮50a与摇臂40a的接触时刻相对于曲轴角度提前(超前)。

因此，如果当太阳轮42a4相对旋转了预定角度时制动力与复位弹簧力平衡，则行星轮42a2停止动作，链轮56和凸轮轴50维持预定的相对角而一体旋转。即，通过制动力的增减而在超前或滞后方向上控制凸轮相位。另外，尽管省略了详细说明，然而排气凸轮轴52也与同种的可变相位机构42连接，从而可变地调节(控制)排气门32的相位(开闭正时)。

接着对压缩比可变机构44进行说明。如图2所示，活塞26的连杆26a经由连接销44a与平面视图中呈大致三角形状的第1联杆44b连接。

第1联杆44b在从连接销44a偏心的位置处具有自由旋转地收容曲轴30的孔44b1，并在一端经由连接销44b2与第2联杆44c连接。第2联杆44c在末端具有小径的连接销44c1，连接销44c1与固定于气缸体14a上的第3联杆44d的末端形成的直径更大的可动轴(控制轴)44c2偏心连接。

在图示的由第1联杆44b、第2联杆44c和第3联杆44d构成的4节联杆结构中，通过利用油压机构44e使可动轴44c2旋转，变更活塞26的上止点(和下止点)来可变地调节(控制)燃烧室22的压缩比。

回到图1的说明，在曲轴30的附近配置有曲轴传感器60，该曲轴传感器60输出确定4个气缸14的曲轴角度位置的气缸判别信号、表示与4个活塞26的TDC(上止点)关联的位置的TDC信号、以及按照每单位曲轴角度例如1度表示曲轴角度信号(CRK信号)的信号。

在进气凸轮轴50(图2所示)的附近配置有凸轮轴传感器62，其按照进气凸轮轴50的每预定旋转角度例如1度输出信号。此外，在可变升程机构40中，在电动机40d的减速齿轮的附近配置有由旋转编码器等构成的升程传感器64，该升程传感器通过减速后的电动机40d的旋转输出与进气门20的升程量(打开量)Liftin相应的信号。而且，在可变压缩比机构44中，在油压机构44e的附近配置有压缩比传感器66，该压缩比传感器根据油压机构44e的行程(旋转量)产生与燃烧室22的实际压缩比Cr相应的输出。

在进气管12的前端附近配置有空气流量计(AFM)68，该空气流量计输出与被吸引的空气量Q对应的信号，并且在气缸14的冷却水通路(未作图示)的附近配置有水温传感器70，该水温传感器输出表示发动机10的冷却水温TW的信号。

而且，在配置于搭载有发动机10的车辆(未作图示)的驾驶座底面的油门踏板(未作图示)的附近配置有油门开度传感器74，该油门开度传感器输出与驾驶员操作的油门开度(油门踏板踩下量)AP对应的信号。

上述的传感器组的输出被输入到ECU(Electronic Control Unit：电子控制单元)80。如图所示，ECU 80由微计算机构成，该微计算机由CPU80a、存储器80b、输入接口80c和输出接口80d以及未作图示的A/D转换电路、波形整形电路、计数器等构成。

曲轴传感器60等的输出由波形整形电路进行波形整形，并且空气流量计68等的输出由A/D转换电路转换成数字值。ECU 80通过计数器对从曲轴传感器60所输出的CRK信号进行计数，检测发动机转速NE。并且，ECU 80根据CRK信号和凸轮轴传感器62的输出来检测凸轮相位Cain(进气门20的开闭正时)。

ECU 80根据这些值以及其他的传感器输出，如后所述，控制发动机10的可变相位机构42等的可变机构、燃料喷射量以及点火正时。

图6是示出该ECU 80的动作的流程图。

以下进行说明，在S10中控制可变机构。即，根据由传感器输出所检测出的发动机10的运转状态，控制可变升程机构40、可变相位机构42以及可变压缩比机构44，并根据检测出的运转状态将发动机10的进气量控制为最佳。另外，S10的处理在发动机10起动时开始，以后每隔预定的时间间隔例如10msec执行。

接着进到S12，根据其进气量计算燃料喷射量来执行燃料控制，并进到S14，同样在该进气量下控制点火正时。另外，S12、S14的处理在发动机10起动时开始，以后与TDC或其附近的曲轴角度同步执行。

在对图6流程图的动作进行详细说明之前，对本发明的课题进行说明。

如最初所述，在专利文献1记载的技术中，在实际的设备的非线性特性相对于在设计非线性补偿器时所假定的非线性特性产生误差的情况下，不能准确地进行非线性补偿，因而存在控制性下降的不利情况。因此，在使用非线性补偿器的控制中，期望使非线性补偿器的非线性补偿实际适合于非线性特性的技术，因而本发明的课题是提供一种在使用非线性补偿器的控制中使非线性补偿器的非线性补偿实际适合于非线性特性的设备控制装置。

在图3至图5所示的可变相位机构42中，电磁制动器42b的制动力Fbrk与对电磁铁42b5的输入电压(控制输入。相位指令值)Ucain的关系为图7所示的非线性关系。即，当输入电压Ucain低于一定的值时，制动力Fbrk相对于输入急速减小，另一方面，当增加到一定程度以上时，制动力相对于输入急速增大。

这是因为，电磁力的产生量相对于对电磁铁42b5施加的电流，即电压具有线性特性，而电磁力与距离的平方成反比。另外，实际上，图7所示的特性为连续曲线，而在图7中以与其近似的折线表示。

这里，该控制对象(设备。可变相位机构(VTC)42)使用以下的线性模型来表示。

Cain(k+1)＝a1sc Cain(k)+a2sc Cain(k-1)+b1sc Ucain(k)+b2sc Ucain(k-1)

                                                        (1-1)

在上述中，a1sc、a2sc、b1sc、b2sc：是根据NE、Cain所调度的模型参数。

并且，如下定义包含干扰估计值c1的放大控制对象模型。

Cain(k+1)＝a1sc Cain(k)+a2sc Cain(k-1)+b1sc Ucain(k)+b2sc Ucain(k-1)+c1

                                                          (1-2)

此时，通过图8和式1—3至式1—16所示的控制系统实现了可单独指定目标值响应、干扰抑制响应的收敛时间以及收敛特性的响应指定型控制(滑模控制)，更具体地说是二自由度响应指定型控制。另外，图示的控制系统的结构是把专利文献1中所示的现有技术应用于二自由度响应指定型控制而示出的现有技术。

如图8所示，二自由度响应指定型控制系统由SMC(滑模控制器)100、自适应干扰观测器102以及模型参数调度器104构成。

SMC 100被定义如下。

Ucain(k)＝Ueq(k)+Urch(k)                       (1-3)

等效控制输入

$\mathrm{Ueq}\left(k\right)=\frac{1}{b1\mathrm{sc}\left(k\right)}\{(1-a1\mathrm{sc}\left(k\right)-\mathrm{POLE})\mathrm{CAIN}\left(k\right)+(\mathrm{POLE}-a2\mathrm{sc}\left(k\right))\mathrm{CAIN}(k-1)$

$-b2\mathrm{sc}\left(k\right)\mathrm{Ucain}(k-1)-c1\left(k\right)$

$+\mathrm{CA\; IN}\_\mathrm{cmd}\_f\left(k\right)+(\mathrm{POLE}-1)\mathrm{CAIN}\_\mathrm{cmd}\_f(k-1)-\mathrm{POLE\; CAIN}\_\mathrm{cmd}\_f(k-2)\}$

                                 (1-4)

趋近律输入

$\mathrm{Urch}\left(k\right)=-\frac{\mathrm{Krch}}{b1\mathrm{sc}\left(k\right)}\mathrm{\σ}\left(k\right)---(1-5)$

切换函数

σ(k)＝Ecain(k)+POLE Ecain(k-1)       (1-6)

Ecain(k)＝CAIN(k)-CAIN_cmd_f(k-1)    (1-7)

目标值滤波器

CAIN_cmd_f(k)＝-POLE_fCAIN_cmd_f(k-1)+(1+POLE_f)CAIN_cmd(k)

                                       (1-8)

Krch：反馈增益

POLE：切换函数设定参数

POLE_f：目标值滤波系数其中，—1<POLE_f<POLE<0

自适应干扰观测器102如下定义。

$c1\left(k\right)=c1(k-1)+\frac{\mathrm{Pdov}}{1+\mathrm{Pdov}}e\_\mathrm{dov}\left(k\right)---(1-9)$

e_dov(k)＝CAIN(k)-CAIN_hat(k)     (1-10)

CAIN_hat(k)＝θ^T(k)ζ(k)          (1-11)

θ^T(k)＝[a1sc(k)a2sc(k)b1sc(k)b2sc(k)c1(k-1)]

ζ^T(k)＝[CAN(k-1)CAIN(k-2)Ucain(k-1)Ucain(k-2)1]     (1-12)

Pdov：辨识增益

a1sc，a2sc，b1sc，b2sc：根据NE或Cain计算(MsAP检索)的模型参数的调度值

并且，模型参数调度器104如下定义。

a1sc(k)←a1sc_map(k)                (1-13)

a2sc(k)←a2sc_map(k)                (1-14)

b1sc(k)←b1sc_map(k)×Kbsc(k)       (1-15)

b2sc(k)←b2sc_map(k)×Kbsc(k)       (1-16)

另外，在上述和以下的式子中，a1sc_map、a2sc_map、b1sc_map、b2sc_map是根据检测出的发动机转速NE检索图9所示的特性而得到的(调度)模型参数，Kbsc是根据检测出的相位Cain检索图10所示的特性而得到的(调度)模型参数即校正系数。此外，尾标k是离散系统的采样时间，更具体地说是图6所示流程图的执行时刻。

图11示出通过图8所示的线性控制系统控制具有非线性特性的可变相位机构(VTC)42的结果(仿真结果)。在图11中，在时刻t2施加干扰(外力)dout。另外，在此之前的时刻t1，图7所示的非线性特性由于电磁铁42b5的温度上升等而如图12所示产生偏移。

在图11所示的控制结果中得知，由于自适应干扰观测器102不能瞬时吸收因控制对象的非线性特性而产生的模型化误差，因而在对目标值的跟随响应时发生显著的过冲(overshoot)，失去作为二自由度响应指定型控制的特征的低过冲特性。然而，在图示的结构中，由于自适应干扰观测器102可吸收doft和dout的影响，因而相位Cain不会相对于目标值Cain_cmd发生稳态偏差。

因此，为了构成考虑了控制对象的非线性特性的控制系统，使用非线性要素和线性要素(延迟要素)对控制对象进行模型化，由下式表示。

Cain(k+1)＝a1sc Cain(k)+a2sc Cain(k-1)+b1sc Unl(k)+b2sc Unl(k-1)

                                                 (1-17)

Unl(k)＝dUnl(k)+Cnl                               (1-18)

dUnl(k)＝Gnl(dUcain′(k))                         (1-19)

dUcain′(k)＝Ucain(k)-Cnl                         (1-20)

其中，式1—19所示的Gnl是非线性函数，如图13所示，被设定为表值。这在以下的式中也是一样。

接着，如图14所示定义对图13所示非线性函数的特性进行补偿而线性化(直线化)的值Fnl的表特性，把图8所示的控制输入Ucain设为Usl，根据Usl使用下式重新计算控制输入Ucain。

Ucain(k)＝dUcain(k)+Cnl                   (1-21)

dUcain(k)＝Fnl(dUsl(k))                   (1-22)

dUsl(k)＝Usl(k)-Cnl                       (1-23)

由此，Usl与Unl的关系成为线性关系(成比例或一致)，从Usl到Cain的动态特性被线性化。图15是示出由此所得的控制系统的结构的框图。

因此，计算暂时输入Usl的线性控制器110(由图8的SMC 100、自适应干扰观测器102以及模型参数调度器104构成)只要按下式所示识别该线性化后的控制对象即可。

Cain(k+1)＝a1sc Cain(k)+a2sc Cain(k-1)+b1sc Usl(k)+b2sc Usl(k-1)

                                         (1-24)

以下汇总示出运算式，在图15所示的控制系统中，非线性补偿器112如下所述。

Ucain(k)＝dUcain(k)+Cnl                  (1-25)

dUcain(k)＝Fnl(dUsl(k))                  (1-26)

dUsl(k)＝Usl(k)-Cnl                      (1-27)

此外，线性控制器(二自由度响应指定型控制器)110如下所述。

Usl(k)＝Ueq(k)+Urch(k)                    (1-28)

等价控制输入

$\mathrm{Ueq}\left(k\right)=\frac{1}{b1\mathrm{sc}\left(k\right)}\{(1-a1\mathrm{sc}\left(k\right)-\mathrm{POLE})\mathrm{CAIN}\left(k\right)+(\mathrm{POLE}-a2\mathrm{sc}\left(k\right))\mathrm{CAIN}(k-1)$

     $-b2\mathrm{sc}\left(k\right)\mathrm{Usl}(k-1)-c1\left(k\right)$

     $+\mathrm{CAIN}\_\mathrm{cmd}\_f\left(k\right)+(\mathrm{POLE}-1)\mathrm{CAIN}\_\mathrm{cmd}\_f(k-1)-\mathrm{POLE\; CAIN}\_\mathrm{cmd}\_f(k-2)\}$

                                            (1—29)

趋近律输入

$\mathrm{Urch}\left(k\right)=-\frac{\mathrm{Krch}}{b1\mathrm{sc}\left(k\right)}\mathrm{\&sigma;}\left(k\right)---(1-30)$

切换函数

σ(k)＝Ecain(k)+POLE Ecain(k-1)                (1-31)

Ecain(k)＝CAIN(k)-CAIN_cmd_f(k-1)             (1-32)

目标值滤波器

CAIN_cmd_f(k)＝-POLE_fCAIN_cmd_f(k-1)+(1+POLE_f)CAIN_cmd(k)

                                                (1—33)

Krch：反馈增益

POLE：切换函数设定参数

POLE_f：目标值滤波系数   其中，—1<POLE_f<POLE<0

此外，构成线性控制器110的自适应干扰观测器102(图8)如下所述。

$c1\left(k\right)=c1(k-1)+\frac{\mathrm{Pdov}}{1+\mathrm{Pdov}}e\_\mathrm{dov}\left(k\right)---(1-34)$

e_dov(k)＝CAIN(k)-CAIN_hat(k)     (1-35)

CAIN_hat(k)＝θ^T(k)ζ(k)         (1-36)

θT(k)＝[a1sc(k)a2sc(k)b1sc(k)b2sc(k)c1(k-1)]

ζ^T(k)＝[CAIN(k-1)CAIN(k-2)Usl(k-1)Usl(k-2)1]  (1-37)

Pdov：辨识增益

同样，构成线性控制器110的模型参数调度器104(图8)如下所述。

a1sc(k)←a1sc_map(k)              (1-38)

a2sc(k)←a2sc_map(k)              (1-39)

b1sc(k)←b1sc_map(k)×Kbsc(k)     (1-40)

b2sc(k)←b2sc_map(k)×Kbsc(k)     (1-41)

图16是在使用图15所示的非线性补偿器112的情况下的控制结果。从该图得知，通过插入非线性补偿器112，显著改善了对目标值的跟随响应，恢复了作为二自由度响应指定型控制的特征的低过冲特性。然而，关于表示非线性特性的偏差或变化的doft和干扰dout的抑制，收敛时间反而延长。

根据上述，期望的是对使用非线性补偿器112的技术进行进一步改良、可提高对doft和dout的抑制能力的技术。本发明的课题是提供一种能解决上述问题的设备控制装置。

以下对此进行说明，在图15所示的控制系统的结构中，具有对控制对象的非线性特性进行补偿的功能，然而不具有对非线性特性的变化(图12所示)进行补偿的功能。因此，在本发明的设备控制装置中，对图15所示的控制系统的结构新追加了适应非线性特性变化的功能。

在图15所示的控制系统中，只要准确地进行了非线性补偿器112的非线性特性的抵消，控制对象对于控制输入Ucain的输出Cain就与下式2—1所示的控制对象模型的输出Cain_est一致。

Cain_est(k)＝a1sc Cain(k-1)+a2sc Cain(k-2)+b1sc Usl(k-1)+b2sc Usl(k-2)

                                                      (2-1)

相反，在未准确地进行非线性特性的抵消的情况下，上式的模型与图15所示的线性化后的控制对象的静态特性之间产生误差，因而如下式所示，在Cain与Cain_est之间产生误差e_nl。

e_nl(k)＝Cain_est(k)-Cain(k)                         (2-2)

在本发明的设备控制装置中，着眼于这一点，按以下变更非线性补偿器112，并把其使用的Cnl_adp改良成使e_nl为零，从而可准确地进行非线性补偿器112的非线性特性抵消。

该改良后的非线性补偿器由下式表示。

Ucain(k)＝dUcain(k)+Cnl_adp(k)                      (2-3)

dUcain(k)＝Fnl(dUsl(k))                             (2-4)

dUsl(k)＝Usl(k)-Cnl_adp(k)                          (2-5)

在上述中，Cnl_adp是非线性特性校正值(在以下的式中也是一样)。

上式中的非线性特性校正值是根据使用了简易型滑模算法的下式来计算的。

Cnl_adp(k)＝Cnl_base+Dcnl(k)                        (2-6)

Dcnl(k)＝Krch_cnlσcnl(k)+Kadp_cnl sum_σcnl(k)        (2-7)

σcnl(k)＝e_nl(k)+POLE_cnle_nl(k-1)                   (2-8)

在上述中，Cnl_base是非线性特性校正值的基准值，被设定为例如式1—25的Cnl，但也可以根据发动机转速NE等进行调度。

即，如图17所示，在本发明的设备控制装置中，设置非线性特性适应器114而将Cnl_adp构成为使e_nl为零，从而可准确地进行非线性补偿器112的非线性特性抵消。

图18示出了图17所示的控制系统的控制结果(仿真结果)。在图18所示的结果中，缩短了因doft和dout而产生的偏差的绝对值减少的时间，然而仍然发现过冲特性，因而期望进一步改善控制性。

该过冲特性是因为进行线性控制器110的干扰补偿的自适应干扰观测器102和非线性特性适应器114产生干扰而产生的。即，这是因为，在非线性特性适应器114中，因施加干扰dout而产生的e_nl也被识别为是非线性特性的不一致，而对Cnl_adp进行修正，另一方面，即使在产生因非线性特性偏差doft而产生的偏差的情况下，自适应干扰观测器102也对该偏差进行修正。

因此，为了避免该干扰，按以下这样变更对非线性特性适应器114中使用的控制对象模型114a的输入。

Uest(k)＝Ueq_est(k)+Urch(k)                 (2-9)

$\mathrm{Ueq}\_\mathrm{est}\left(k\right)=\frac{1}{b1\mathrm{sc}\left(k\right)}\{(1-a1\mathrm{sc}\left(k\right)-\mathrm{POLE})\mathrm{CAIN}\left(k\right)+(\mathrm{POLE}-a2\mathrm{sc}\left(k\right))\mathrm{CAIN}(k-1)$

$-b2\mathrm{sc}\left(k\right)\mathrm{Uest}(k-1)$

$+\mathrm{CAIN}\_\mathrm{cmd}\_f\left(k\right)+(\mathrm{POLE}-1)\mathrm{CAIN}\_\mathrm{cmd}\_f(k-1)-\mathrm{POLE\; CAIN}\_\mathrm{cmd}\_f(k-2)\}$

                                             (2-10)

该输入Uest对于Usl消除了由自适应干扰观测器102所估计的干扰估计值c1的项。这是因为，在实际的控制对象的输出Cain中，干扰dout的影响被干扰估计值c1抵消，其影响未表现在输出Cain中。然而，在控制对象模型114a中不存在要抵消的干扰dout，因而由干扰估计值c1引起的输入增加的影响被误表现在模型输出Cain_est中，产生误偏差e_nl。

于是，使用Uest按以下这样改良控制对象模型114a。

Cain_est(k)＝a1sc Cain(k-1)+a2sc Cain(k-2)+b1sc Uest(k-1)+b2sc Uest(k-2)

                                                         (2-11)

以下示出使用Uest的改良控制系统的运算式，非线性补偿器112如下所述。

Ucain(k)＝dUcain(k)+Cnl_adp(k)             (2-12)

dUcain(k)＝Fnl(dUsl(k))                    (2-13)

dUsl(k)＝Usl(k)-Cnl_adp(k)                 (2-14)

另外，非线性特性适应器114如下所述。

Cnl_adp(k)＝Cnl_base+Dcnl(k)                (2-15)

Dcnl(k)＝Krch_cnl σcnl(k)+Kadp_cnl sum_σcnl(k)(2-16)

σcnl(k)＝e_nl(k)+POLE_cnle_nl(k-1)           (2-17)

e_nl(k)＝Cain_est(k)-Cain(k)                (2-18)

Cain_est(k)＝a1sc Cain(k-1)+a2sc Cain(k-2)+b1sc Uest(k-1)+b2sc Uest(k-2)

                                            (2-19)

Uest(k)＝Ueq_est(k)+Urch(k)                 (2-20)

$\mathrm{Ueq}\_\mathrm{est}\left(k\right)=\frac{1}{b1\mathrm{sc}\left(k\right)}\{(1-a1\mathrm{sc}\left(k\right)-\mathrm{POLE})\mathrm{CAIN}\left(k\right)+(\mathrm{POLE}-a2\mathrm{sc}\left(k\right))\mathrm{CAIN}(k-1)$

    $-b2\mathrm{sc}\left(k\right)\mathrm{Uest}(k-1)$

    $+\mathrm{CAIN}\_\mathrm{cmd}\_f\left(k\right)+(\mathrm{POLE}-1)\mathrm{CAIN}\_\mathrm{cmd}\_f(k-1)-\mathrm{POLE\; CAIN}\_\mathrm{cmd}\_f(k-2)\}$

                                             (2-21)

而且，线性控制器(二自由度响应指定型控制器)110如下所述。

Usl(k)＝Ueq(k)+Urch(k)                         (2-22)

等价控制输入

$\mathrm{Ueq}\left(k\right)=\frac{1}{b1\mathrm{sc}\left(k\right)}\{(1-a1\mathrm{sc}\left(k\right)-\mathrm{POLE})\mathrm{CAIN}\left(k\right)+(\mathrm{POLE}-a2\mathrm{sc}\left(k\right))\mathrm{CAIN}(k-1)$

$-b2\mathrm{sc}\left(k\right)\mathrm{Usl}(k-1)-c1\left(k\right)$

$+\mathrm{CA\; IN}\_\mathrm{cmd}\_f\left(k\right)+(\mathrm{POLE}-1)\mathrm{CAIN}\_\mathrm{cmd}\_f(k-1)-\mathrm{POLE\; CAIN}\_\mathrm{cmd}\_f(k-2)\}$

                                               (2-23)

趋近律输入

$\mathrm{Urch}\left(k\right)=-\frac{\mathrm{Krch}}{b1\mathrm{sc}\left(k\right)}\mathrm{\&sigma;}\left(k\right)---(2-24)$

切换函数

σ(k)＝Ecain(k)+POLE Ecain(k-1)                   (2-25)

Ecain(k)＝CAIN(k)—CAIN_cmd_f(k-1)               (2-26)

目标值滤波器

CAIN_cmd_f(k)＝POLE_f CAIN_cmd_f(k-1)+(1+POLE_f)CAIN_cmd(k)

                                                   (2-27)

Krch：反馈增益

POLE：切换函数设定参数

POLE_f：目标值滤波系数  其中，—1<POLE_f<POLE<0

而且，自适应干扰观测器102如下所述。

$c1\left(k\right)=c1(k-1)+\frac{\mathrm{Pdov}}{1+\mathrm{Pdov}}e\_\mathrm{dov}\left(k\right)---(2-28)$

e_dov(k)＝CAIN(k)-CAIN_hat(k)                     (2-29)

CAIN_hat(k)＝θ^T(k)ζ(k)                         (2-30)

θ^T(k)＝[a1sc(k)a 2sc(k)b1sc(k)b 2sc(k)c1(k-1)]

ζ^T(k)＝[CAIN(k-1)CAIN(k-2)Usl(k-1)Usl(k-2)1]    (2-31)

而且，模型参数调度器104如下所述。

a1sc(k)←a1sc_map(k)                               (2-32)

a2sc(k)←a2sc_map(k)                               (2-33)

b1sc(k)←b1sc_map(k)×Kbsc(k)                      (2-34)

b2sc(k)←b2sc_map(k)×Kbsc(k)                       (2-35)

图19是示出使用改良后的非线性特性适应器114的控制系统的结构的框图。并且，图20是在使用图19所示控制系统的情况下的控制结果(仿真结果)。从图20得知，在图19所示的控制系统中，解除(减少)了非线性特性适应器114和自适应干扰观测器102之间的干涉，因doft或dout而产生的偏差在不产生过冲的情况下迅速减小。当然，也维持了作为二自由度响应指定型控制的特征的低过冲特性。

以上述为前提回到图6所示流程图的说明，如上所述，在S10中根据从传感器输出所检测出的发动机10的运转状态，控制可变升程机构40、可变相位机构42以及可变压缩比机构44，并根据检测出的运转状态控制发动机10的进气量。

图21是示出该处理的子流程流程图。

以下进行说明，在S100中判断由可变升程机构40、可变相位机构42以及可变压缩比机构44构成的3种机构中的至少任意一方是否出现故障，当为肯定时进到S102，把对可变压缩比机构44的指令值U_Cr设定为作为最终压缩比的故障时用指令值U_Cr_fs，把对可变升程机构40的指令值U_Liftin设定为可进行缓速行走的故障时用指令值U_Liftin_fs，并把对可变相位机构42的指令值U_Cain设定成相位为滞后侧的故障时用指令值U_Cain_fs(具体地说是0(通电量零))。

当在S100中为否定时进到S104，判断发动机10是否处于起动中。这通过判定检测出的发动机转速NE是否小于完爆转速来进行判断。

当在S104中为肯定时进到S106，根据检测出的发动机冷却水温TW，按照图示的特性检索(计算)升程目标值Lift_cmd，以相应于摩擦的增加而增加，进到S108，同样根据检测出的发动机冷却水温TW，按照图示的特性检索(计算)相位目标值Cain_cmd，以使燃烧稳定。接着进到S110，把压缩比目标值Cr_cmd设定(计算)成固定值Cr_cmd_crk，该固定值Cr_cmd_crk被决定成使反冲起动中的发动机转速NE增加，并使未燃HC减少。

当在S104中为否定时进到S112，判断检测出的油门开度AP是否是全闭开度，即是否未踩下油门踏板。当在S112中为否定时，判断为驾驶者提出了驱动请求，进到S114，根据检测出的发动机转速NE和油门开度AP，按照图示的特性检索(计算)升程目标值Lift_cmd，进到S116，同样根据检测出的发动机转速NE和油门开度AP，按照图示的特性检索(计算)相位目标值Cain_cmd。然后进到S118，同样根据检测出的发动机转速NE和油门开度AP，按照图示的特性检索(计算)压缩比目标值Cr_cmd。

当在S112中为肯定时判断为处于怠速状态，进到S120，判断是否经过了催化剂装置36的暖机时间。当在S120中为肯定时进到S114以后的步骤，当为否定时进到S122，为了促进催化剂装置36的升温，根据从发动机10起动开始的经过时间和检测出的发动机冷却水温TW，按照图示的特性检索(计算)升程目标值Lift_cmd。接着进到S124，为了通过提高泵气损失并增加进气量来促进催化剂装置36的升温，同样根据从发动机10起动开始的经过时间和检测出的发动机冷却水温TW，按照图示的特性检索(计算)相位目标值Cain_cmd。

接着进到S126，把压缩比目标值Cr_cmd设定(计算)为固定值Cr_cmd_ast，该固定值Cr_cmd_ast被设定成通过低压缩比化来降低热效率而使排气温度上升。另外，由于图示的程序随着发动机10的起动而开始，以后每隔10msec执行，因而可根据其循环次数求出从发动机10起动开始的经过时间。

接着进到S128，执行相位控制、升程控制以及压缩比控制。即，根据上述目标值控制可变压缩比机构44、可变升程机构40以及可变相位机构42。

图22是示出这些处理的子例程流程图。

以下进行说明，在S200中，如图所示，使用上述的式2—12至2—35运算相位指令值(控制输入)Ucain。

以下，再次参照图19进行简单说明，在非线性补偿器112中，根据式2—12至式2—14计算控制输入Ucain(k)。式中的非线性特性校正值Cnl_adp是使用非线性特性适应器114根据式2—15至式2—21来计算的。

此外，线性控制器(二自由度响应指定型控制器)110根据式2—22至式2—27所示的响应指定型控制算法(更具体地说是二自由度响应指定型控制算法)，计算使作为控制对象的可变相位机构(VTC)42的输出Cain收敛为相位目标值Cain_cmd的暂时输入Usl。另外，滑模控制是可指定控制量的收敛速度的响应指令型控制，而二自由度滑模控制是滑模控制的发展，是可以单独指定控制量对目标值的跟随速度以及施加了干扰时控制量的收敛速度的控制。

即，在该二自由度响应指定型控制算法中，首先，根据式2—27所示的一次延迟滤波算法计算相位目标值的滤波值(目标滤波)Cain_cmd_f(k)。在该式中，POLE_f是目标值滤波系数，在式2—23等中使用的POLE是切换函数设定参数，它们被设定在—1和0之间，如式2—27的末尾所示。

然后，根据式2—22至式2—26所示的滑模控制算法计算暂时输入Usl(k)。具体地说，临时输入Usl(k)被计算为等价控制输入Ueq(k)与趋近律输入Urch(k)之和。

等价控制输入Ueq(k)是根据式2—23来计算的。并且，如上所述c1是用于补偿干扰和模型化误差的干扰估计值。

趋近律输入Urch(k)是把状态量引导至切换线上的值，根据式2—24来计算。在该式中，Krch是预定的趋近律增益(反馈增益)，σ(k)是按式2—25所定义的切换函数，式2—25的Ecain(k)表示根据式2—26所计算的跟随误差。

以上的式2—22至式2—27如下导出。即，首先，定义为以暂时输入Usl(k)作为输入并以相位Cain_est作为输出的系统，并模型化为离散系统模型，则得到先前的式2—11。式2—11相当于定义暂时输入Usl(k)与相位Cain之间的动态特性的式子。

接着，考虑把式2—11中的模型参数和干扰估计值置换成模型参数调度器104所计算出的值的模型，并基于该模型应用目标值滤波型二自由度滑模控制理论，以使相位Cain跟随相位目标值Cain_cmd，则得到上述的式2—22至式2—27。

根据上述的二自由度响应指定型滑模控制器(线性控制器110)的控制算法，可在抑制干扰的同时，使相位Cain高精度地跟随相位目标值Cain_cmd。具体地说，在式2—27中，通过把目标值滤波系数POLE_f任意设定在上述范围内，可自由地指定跟随性。

并且，在式2—22至式2—26所示的控制算法中，可通过干扰估计值抑制干扰和模型化误差的影响，并且通过在上述范围内任意地设定切换函数设定参数，可自由指定跟随特性和干扰抑制能力。

在图22的流程图中，接着进到S202，根据图示的算式执行升程控制。

在S202的升程控制和S204的压缩比控制中，取代上述的二自由度滑模控制，使用其简易型的控制。另外，在S202的升程控制和S204的压缩比控制中，计算指令值，使得防止由于发生相对于目标值的过冲而引起的活塞26和进气门20之间的干涉。

以下进行说明，首先，在S202中根据图示的式(a)至(d)计算升程指令值(操作量)U_Liftin。

在简易型的二自由度滑模中，首先如式(d)所示，使用目标值跟随响应指定参数pole_f_1f，根据一次延迟滤波算法计算升程目标值的滤波值Liftin_cmd_f(k)。目标值跟随响应指定参数pole_f_1f与上述的目标值滤波系数同样，规定控制量对于目标值的跟随速度，如图所示，被设定为大于—1且小于0的值。

接着，如式(c)所示，从升程检测值Liftin(k)中减去升程目标值的滤波值Liftin_cmd_f(k)来计算偏差E_1f(k)，然后如式(b)所示，对偏差的前次值乘以干扰抑制响应指定参数pole_1f，把由此所得的积加上偏差的当前次值来计算切换函数σ_1f(k)。干扰抑制响应指定参数pole_1f与上述的切换函数设定参数同样，规定施加了干扰时的偏差E_1f的收敛速度，如图所示，被设定为大于—1且小于0的值。

然后，如式(a)所示，从对切换函数σ_1f(k)乘以第1反馈增益Krch_1f的负值所得的积中减去对切换函数σ_1f(k)的积分值乘以第2反馈增益Kadp_1f所得的积，计算升程指令值(操作量)U_Liftin。

在式(a)中，右边的第1项是上述的趋近律输入，如图所示被计算为切换函数的比例项。此外，右边的第2项是用于在抑制稳态偏差的同时，把状态量引导到切换线上的自适应律输入，如图所示被计算为切换函数的积分项。另外，第1、第2反馈增益是通过仿真或实验等而设定的值。

同时，根据计算出的升程指令值使可变升程机构40的电动机40d动作来执行升程控制。

接着进到S204，同样根据图示的算式(a)至(d)计算压缩比指令值(操作量)U_Cr，并根据计算出的压缩比指令值使可变压缩比机构44的油压机构44e动作来执行压缩比控制。

另外，S204中的指令值的计算自身与S202的计算没有不同，而仅是下标不同，因而省略说明。

回到图6的流程图的说明，接着进到S12，执行燃料控制。

具体地说，按照各CRK信号对空气流量计68的输出进行采样来计算进气量Gcyl_afm(另外，为了排除脉动的影响，使用在TDC区间中对计算值求平均后的值)。然后，根据计算出的进气量Gcyl_afm和检测出的油门开度AP检索预先设定的特性，计算燃料喷射量以使空燃比成为理论空燃比，根据计算出的燃料喷射量驱动喷射器16。

然后进到S14，执行点火控制。

图23是示出该处理的类似于图21的子例程流程图。

以下进行说明，在S300中同样判断可变升程机构40等的3种机构中的至少任意一方是否发生故障，当为肯定时进到S302，根据类似于参照图21所说明的控制的简易型一自由度滑模控制执行失效保护(fail-safe)时的NE控制。

另外，S302的处理的意图在于，由于在失效保护时不能在气门驱动系统中进行扭矩控制，因而通过把点火正时确定成使发动机转速NE保持恒定，从而控制扭矩。

以下进行说明，首先，如式(c)所示，从发动机转速检测值NE(k)中减去目标发动机转速NE_fs(例如2000rpm)来计算偏差Enfs(k)，接着如式(b)所示，对偏差的前次值乘以响应指定参数pole##，把由此所得的积与偏差的当前次值相加来计算切换函数σ##(k)。

然后，如式(a)所示，从失效保护用基准点火正时Ig_fs的基本值Ig_fs_base中，减去切换函数σ##(k)与第1反馈增益Krch##之积以及切换函数的积分值与第2反馈增益Kadp##之积，来计算失效保护用基准点火正时Ig_fs。

接着进到S304，把计算出的失效保护用基准点火正时设定为点火指令值Iglog。

另一方面，当在S300中为否定时进到S306，判断发动机10是否处于起动中，当为肯定时进到S308，把起动用点火正时Ig_crk设定为点火指令值Iglog。

当在S306中为否定时进到S310，判断检测出的油门开度AP是否是全闭开度，当为否定时判断为驾驶员提出了驱动请求，进到S312，按照通常控制，即根据检测出的发动机转速NE和先前计算出的进气量Gcyl_afm，按照适当的特性(未作图示)计算点火指令值Iglog。

当在S310中为肯定时进到S314，判断催化剂装置36的暖机时间是否已经过，当为肯定时进到S312，当为否定时进到S316，与S302的处理一样根据简易型滑模控制执行点火正时的反馈控制。

即，如式(c)所示，从发动机转速检测值NE(k)中减去目标发动机转速NE_ast(例如1500rpm)来计算偏差Enast(k)，然后如式(b)所示，对偏差的前次值乘以响应指定参数pole#，将由此所得的积与偏差的当前次值相加来计算切换函数σ#(k)。

接着，如式(a)所示，从起动后基准点火正时ig_ast的基本值Ig_ast_base中，减去切换函数σ#(k)与第1反馈增益Krch#之积以及切换函数σ#(k)的积分值与第2反馈增益Kadp#之积，来计算起动后基准点火正时Ig_ast(例如5度)。接着进到S318，把计算出的起动后基准点火正时设定为点火指令值Iglog。

如上所述，在本实施例的设备控制装置中，该设备控制装置对于包含线性要素和非线性要素的发动机10的可变相位机构(设备)42，根据线性控制器110以及非线性补偿器(图14的表特性)112来计算控制输入Ucain，其中，该线性控制器110按照基于上述线性要素的响应指定型控制算法(更具体地说是二自由度响应指定型滑模控制算法)计算使上述设备的输出Cain收敛于相位目标值(目标值)Cain_cmd的暂时输入Usl，该非线性补偿器112被设定成抵消上述暂时输入和上述设备的上述非线性要素的特性，该设备控制装置构成为具有：非线性特性适应器(修正单元)114，其根据使用仅由上述线性要素构成的控制对象模型(估计模型。式2—1、式2—11、式3—1)114a所计算出的上述设备的输出估计值Cain_est和上述设备的输出检测值Cain之间的误差e_nl，来修正上述非线性补偿器112。另外，线性控制器110等实际上是由ECU 80进行的处理。

由此，即使在可变相位机构(设备)42的非线性特性由于制造偏差或老化等而变化的情况下，也能使用非线性补偿器112高精度地进行非线性特性的补偿，可高精度且高响应地把设备输出Cain控制到其目标值Cain_cmd。

此外，构成为：上述非线性特性适应器(修正单元)114根据响应指定型控制算法对上述非线性补偿器112进行修正，使上述输出估计值Cain_est和上述输出检测值Cain的误差e_nl为零，因而除了上述效果以外，还可迅速地进行非线性补偿器112的修正而不发生过冲，因此可进一步提高控制性。

此外，构成为：具有计算对上述可变相位机构(设备)42施加的干扰的估计值c1的单元(线性控制器110，更具体地说是构成线性控制器110的自适应干扰观测器102)，并且上述非线性特性适应器(修正单元)114根据从上述控制输入(Ucain)中减去与上述干扰估计值c1相关的项后的值(消除相关的项所得的值)Uest来计算上述估计值Cain_est(式2—19)，因而除了上述效果以外，由于自适应干扰观测器102进行的基于干扰估计值c1的干扰补偿与非线性特性适应器114的修正不会发生干涉，因而还可防止设备输出Cain相对于目标值Cain_cmd表现出过冲特性，可进一步提高控制性。

此外，构成为：上述设备是对发动机(内燃机)10的进气门20的相位进行可变调节的可变相位机构42，因而除了上述效果以外，还可高精度且高响应地把进气门20的相位控制到目标相位，而不发生过冲。

实施例2

图24是示意性示出本发明第2实施例的设备控制装置的控制系统的、与图19一样的框图。

在第1实施例的控制装置中，为了防止非线性特性适应器114中的控制对象模型114a的输出Cain_est由于受到基于干扰估计值c1的输入的影响而产生误偏差e_nl，通过从控制对象模型114a的输入中消除与干扰估计值输入c1相关的项来进行应对。这是用于消除对实际的控制对象模型施加了干扰、而对控制对象模型114a未施加干扰的不一致的应对。

着眼于此，如图24所示得知，通过对非线性特性适应器114中的控制对象模型114a施加与实际控制对象同等的估计干扰，也能实现同样的效果。即，使用由自适应干扰观测器102估计出的干扰估计值c1来把非线性特性适应器114中的控制对象模型114a变更如下。

Cain_est(k)＝a1sc Cain(k-1)+a2sc Cain(k-2)+b1sc Usl(k-1)+b2sc Usl(k-2)+c1(k)

                                                        (3-1)

在该模型中，由于考虑了干扰的影响，因而没有必要如上所述从输入中消除与干扰估计值相关的项。以下示出其运算式。

非线性补偿器112的运算式如下所述。

Ucain(k)＝dUcain(k)+Cnl_adp(k)                         (3-2)

dUcain(k)＝Fnl(dUsl(k))                                (3-3)

dUsl(k)＝Usl(k)-Cnl_adp(k)                             (3-4)

此外，非线性特性适应器114的运算式如下所述。

Cnl_adp(k)＝Cnl_base+Dcnl(k)                           (3-5)

Dcnl(k)＝Krch_cnlσcnl(k)+Kadp_cnlsum_σcnl(k)           (3-6)

σcnl(k)＝e_nl(k)+POLE_cnle_nl(k-1)                     (3-7)

e_nl(k)＝Cain_est(k)-Cain(k)                          (3-8)

Cain_est(k)＝a1sc Cain(k-1)+a2sc Cain(k-2)+b1sc Usl(k-1)+b2sc Usl(k-2)+c1(k)

                                                      (3-9)

而且，线性控制器(二自由度响应指定型控制器)110的特性如下所述。

Usl(k)＝Ueq(k)+Urch(k)                                 (3-10)

等价控制输入

$\mathrm{Ueq}\left(k\right)=\frac{1}{b1\mathrm{sc}\left(k\right)}\{(1-a1\mathrm{sc}\left(k\right)-\mathrm{POLE})\mathrm{CAIN}\left(k\right)+(\mathrm{POLE}-a2\mathrm{sc}\left(k\right))\mathrm{CAIN}(k-1)$

      $-b2\mathrm{sc}\left(k\right)\mathrm{Usl}(k-1)-c1\left(k\right)$

      $+\mathrm{CA\; IN}\_\mathrm{cmd}\_f\left(k\right)+(\mathrm{POLE}-1)\mathrm{CAIN}\_\mathrm{cmd}\_f(k-1)-\mathrm{POLE\; CAIN}\_\mathrm{cmd}\_f(k-2)\}$

(3—11)

趋近律输入

$\mathrm{Urch}\left(k\right)=-\frac{\mathrm{Krch}}{b1\mathrm{sc}\left(k\right)}\mathrm{\&sigma;}\left(k\right)---(3-12)$

切换函数

σ(k)＝Ecain(k)+POLEEcain(k-1)                   (3-13)

Ecain(k)＝CAIN(k)—CAIN_cmd_f(k-1)              (3-14)

目标值滤波器

CAIN_cmd_f(k)＝-POLE_f CAIN_cmd_f(k-1)+(1+POLE_f)CAIN_cmd(k)

                                               (3-15)

Krch：反馈增益

POLE：切换函数设定参数

POLE_f：目标值滤波系数其中，—1<POLE_f<POLE<0

此外，自适应干扰观测器102的特性如下所述。

$c1\left(k\right)=c1(k-1)+\frac{\mathrm{Pdov}}{1+\mathrm{Pdov}}e\_\mathrm{dov}\left(k\right)---(3-16)$

e_dov(k)＝CAIN(k)-CAIN_hat(k)                       (3-17)

CAIN_hat(k)＝θ^T(k)ζ(k)                              (3-18)

θ^T(k)＝[a1sc(k)a2sc(k)b1sc(k)b2sc(k)c1(k-1)]

ζ^T(k)＝[CAIN(k-1)CAIN(k-2)Usl(k-1)Usl(k-2)1]        (3-19)

而且，模型参数调度器104的运算式如下所述。

a1sc(k)←a1sc_map(k)                                (3-20)

a2sc(k)←a2sc_map(k)                                (3-21)

b1sc(k)←b1sc_map(k)×Kbsc(k)                       (3-22)

b2sc(k)←b2sc_map(k)×Kbsc(k)                       (3-23)

另外，在第2实施例的设备控制装置的动作中，在图22的S200中使用式3—2起的算式运算相位指令值(控制输入)U_cain。

如上所述，在第2实施例的设备控制装置中构成如下：具有计算对上述可变相位机构(设备)42施加的干扰的估计值c1的单元(线性控制器110，更具体地说是构成线性控制器110的自适应干扰观测器102)，并且上述非线性特性适应器(修正单元)114使用上述干扰估计值c1计算上述估计值Cain_est，因而同样，由于基于干扰估计值c1的干扰补偿与非线性特性适应器114的修正不会发生干涉，因而可防止设备输出对于目标值表现出过冲特性，可进一步提高控制性。即，在该第2实施例的设备控制装置中，也能得到与第1实施例的装置相同的控制结果(图20所示)。另外，在图示的结构中，线性控制器110等同样实际上是ECU80进行的处理。

实施例3

图25是示意性示出本发明第3实施例的设备控制装置的控制系统的、与图19一样的框图。

第1和第2实施例的控制装置不仅能应用于可变相位机构42，而且还能应用于例如可变压缩比机构44。关于图2如上所述，在4节联杆式的可变压缩比机构44中，通过利用油压机构44e使图2的可动轴44c2旋转来增减压缩比。

此时，油压机构44e相对于控制输入Ucr的产生力Fcr的特性为图26所示的非线性特性。为使图2所示的可变压缩比机构44的可动轴44c2旋转，需要较大的Fcr。其结果，由于使用高压油压，因而具有在控制阀(未作图示)内部的油路的微小开度变化时(+/—方向切换时)，如图26所示，Fcr急剧变化的特性。

因此，可变压缩比机构44也可以使用表现出图26所示特性的非线性要素和线性要素(延迟要素)进行模型化，如图25所示，可使用第1或第2实施例中所述的控制系统进行控制。在该情况下，非线性补偿器112中所要使用的非线性表如图27所示。另外，对于运算式，只要在第1或第2实施例中使用的算式中把Cain改写为Cr即可。

在第3实施例中，通过使用图25所示的控制系统，同样可飞跃性地提高控制性。

如上所述，在第3实施例的设备控制装置中，该设备控制装置对于包含线性要素和非线性要素的发动机10的可变压缩比机构(设备)44，根据线性控制器110以及非线性补偿器(图27的表特性)112来计算控制输入Ucr，其中，线性控制器110按照基于上述线性要素的响应指定型控制算法(更具体地说是二自由度响应指定型滑模控制算法)计算使上述设备的输出Cr收敛于压缩比目标值(目标值)Cr_cmd的暂时输入Usl，非线性补偿器112被设定成抵消上述暂时输入和上述设备的上述非线性要素的特性，该设备控制装置具有：非线性特性适应器(修正单元)114，其根据使用仅由上述线性要素构成的控制对象模型(估计模型。式2—1、式2—11、式3—1)114a计算出的上述设备的输出估计值Cr_est和上述设备的输出检测值Cr之间的误差e_nl，来修正上述非线性补偿器112。另外，同样，线性控制器110等实际上是ECU 80进行的处理。

由此，即使在可变压缩比机构(设备)44的非线性特性由于制造偏差或老化等而变化的情况下，也能使用非线性补偿器112高精度地进行非线性特性的补偿，可高精度且高响应地把设备输出Cr控制到其目标值Cr_cmd。

此外，构成为：上述非线性特性适应器(修正单元)114根据响应指定型控制算法修正上述非线性补偿器112，以使上述输出估计值Cr_est和上述输出检测值Cr之间的误差e_nl为零，因而除了上述效果以外，还可迅速地进行非线性补偿器112的修正而不发生过冲，因此可进一步提高控制性。

此外，构成为：具有计算对上述可变相位机构(设备)42施加的干扰的估计值c1的单元(线性控制器110，更具体地说是构成线性控制器110的自适应干扰观测器102)，并且上述非线性特性适应器(修正单元)114根据从上述控制输入(Ucr)中减去与上述干扰估计值c1相关的项后的值(消除相关的项所得的值)Uest来计算上述输出估计值Cr_est(式2—19)，因而除了上述效果以外，由于自适应干扰观测器102进行的基于干扰估计值c1的干扰补偿与非线性特性适应器114的修正不会发生干涉，因而还可防止设备输出Cr相对于目标值Cr_cmd表现出过冲特性，可进一步提高控制性。

此外，构成为：上述设备是调节发动机(内燃机)10的压缩比的可变压缩比机构44，因而除了第1和第2实施例所述的效果以外，还可控制成在压缩比的增减切换时，使压缩比平滑变化，而不会使压缩比急剧变化。

另外，在第3实施例中，可以与第1或第2实施例组合，使用上述的控制系统控制可变相位机构42和可变压缩比机构44双方。

此外，在上述中，根据使用简易型滑模算法的算式计算非线性特性校正值，但也可以取而代之，使用其他的反向步进(back stepping)控制算法或PID控制等。

此外，在上述中，在升程控制或点火正时控制中使用了简易型的滑模控制，然而也可以使用其他的滑模控制，还可以使用自适应控制或PID控制等的其他控制算法。

此外，在上述中可变升程机构、可变相位机构或者可变压缩比机构也不限于图示的机构。

产业上的利用可能性

根据本发明，在根据线性控制器以及非线性补偿器来计算控制输入Ucain、Ucr的设备控制装置中，其中，线性控制器按照基于线性要素的控制算法计算使设备的输出收敛于目标值的暂时输入Usl，非线性补偿器设定成抵消暂时输入和设备的非线性要素的特性，该设备控制装置具有修正单元，该修正单元根据使用仅由线性要素构成的估计模型计算出的设备输出估计值Cain_est和设备的输出检测值Cain之间的误差e_nl来对非线性补偿器进行修正，因而可提供一种即使在设备的非线性特性由于制造偏差或老化等而变化的情况下，也能通过非线性补偿器高精度地进行非线性特性的补偿，可高精度且高响应地把设备输出控制到其目标值的控制装置。

Claims (6)

1.一种设备控制装置，其对于包含线性要素和非线性要素的设备，根据线性控制器和非线性补偿器来计算控制输入Ucain、Ucr，该线性控制器按照基于上述线性要素的控制算法计算使上述设备的输出收敛于目标值的暂时输入Usl，该非线性补偿器被设定成抵消上述暂时输入和上述设备的上述非线性要素的特性，其特征在于，该设备控制装置具有修正单元，该修正单元根据上述设备的输出估计值Cain_est、Cr_est与上述设备的输出Cain、Cr之间的误差e_nl，来修正上述非线性补偿器，其中该输出估计值Cain_est、Cr_est是通过仅由上述线性要素构成的估计模型计算出的。

2.根据权利要求1所述的设备控制装置，其特征在于，上述修正单元通过响应指定型控制算法来修正上述非线性补偿器，使得上述估计值Cain_est、Cr_est和上述输出Cain、Cr之间的误差e_nl为零。

3.根据权利要求1或2所述的设备控制装置，其特征在于，上述设备控制装置具有计算对上述设备施加的干扰的估计值c1的单元，并且上述修正单元根据从上述控制输入Ucain、Ucr中减去与上述干扰的估计值c1相关的项后的值Uest来计算上述估计值Cain_est、Cr_est。

4.根据权利要求1或2所述的设备控制装置，其特征在于，上述设备控制装置具有计算对上述设备施加的干扰的估计值c1的单元，并且上述修正单元使用上述干扰的估计值c1来计算上述估计值Cain_est、Cr_est。

5.根据权利要求1或2所述的设备控制装置，其特征在于，上述设备是对内燃机的进气门的相位进行可变调节的可变相位机构。

6.根据权利要求1或2所述的设备控制装置，其特征在于，上述设备是对内燃机的压缩比进行调节的可变压缩比机构。

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