CN100463360C - 减少失真的电路 - Google Patents

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Abstract

一种减少失真的电路，该电路补偿由放大器产生的上边三阶失真和下边三阶失真，该放大器放大包括多个频率分量的基频信号。该减少失真的电路包括安装在该放大器之输出端的二次谐波反射系数调节电路，用于调节关于二次谐波信号中包括的多个频率分量的反射系数以具有一恒定值。

Description

减少失真的电路
技术领域
本发明涉及一种失真补偿设备，尤其涉及一种能够有效地抵消放大器产生的上边和下边三阶失真的失真补偿设备。
背景技术
在通信系统中，当用于放大通信信号的放大器放大具有多个频率分量的基带信号时，例如WCDMA(宽带码分多址)信号、多载波信号等，就产生失真。对这种失真需要进行补偿。通常，为了在抑制失真的同时放大这些信号，在放大器中设置一个足够大的补偿，或者通过前馈电路或预失真电路来实现失真补偿处理。
参照图6，这里示出一个包括使用前馈电路的失真补偿电路的常规放大器装置的方框图。
在图6示出的放大装置中，输入信号(主信号)被电路分配器1分为主信号和辅助信号。主信号被主放大器2放大并且传送到减法器4。辅助信号经过延迟线3提供到减法器4。减法器4从主放大器2输入的放大的主信号中减去经过延迟线3输入的辅助信号，以提取失真分量。提取的失真分量馈送到失真放大器5，具有失真的放大的主信号经过延迟线6传送到减法器7。馈送到失真放大器5的失真分量被失真放大器5放大并且随后提供到减法器7。减法器7从经过延迟线6提供的放大的主信号中减去从失真放大器5提供的放大的失真分量，因此输出没有失真的放大和补偿的信号。
经过延迟线6输入到减法器7的信号包括主放大器2产生的失真，并且从失真放大器5输入到减法器7的放大的失真分量相应于主放大器2产生的失真。因此，减法器7的输出信号相应于某一信号，其中主放大器2产生的失真被从主放大器2放大的主信号中抵消。电路分配器1及减法器4和7分别通过例如定向耦合器实现。
参照图7，这里提供了一个包括使用预失真电路的失真补偿电路的常规放大装置方框图。
在图7示出的放大装置中，在主放大器12的前级接入预失真电路11。预失真电路11预先引入预失真，它与主放大器12在主信号中产生的实际失真相比，具有相同幅度但在相位上相差180°(即反相)。接着，预失真电路11输出包含预失真的主信号。主放大器12产生的实际失真和预失真电路11引入的预失真会抵消。
在这样的放大装置中，对于主信号的输入变化和失真的频率特性，预失真电路11引入的预失真和主放大器12产生的实际失真应该相互完全匹配。放大的信号中产生的失真由AM(调幅)-AM转换和AM-PM(调相)转换引起。
相对于放大器的这些参数，预失真电路的增益和相位特性应该是理想的设置。然而，因为AM-AM和AM-PM转换的特性非常复杂，所以这种理想的预失真电路的特性只能够由复杂的函数来表达，使得实际上不可能从解析或计算来获得它的特性曲线的系数。
这样，如图8所示设想了另一种包括使用预失真电路的失真补偿电路的放大装置。
在图8示出的放大装置中，输入信号如RF(射频)信号被电路分配器21分为主信号和辅助信号，这里主信号经过延迟电路22被传送到幅度/相位电路27，而辅助信号被馈送到幅度检测器(包络检测器)23。
幅度检测器23检测辅助信号的幅度电平(包络电平)。模拟信号的检测结果被A/D(模数)转换器24转换为数字信号并且随后提供到表格单元25。
在表格单元25，对于不同幅度电平的幅度校正数据和相位校正数据作为表格存储在表格单元25的存储器(未示出)中。相应于从A/D转换器24输入的幅度电平检测结果的表格中幅度校正数据和相位校正数据被读出并且加载到D/A转换器26。在D/A转换器26中，从表格单元25加载的幅度校正数据和相位校正数据从数字信号转换为模拟信号，并且提供到幅度/相位电路27。
从电路分配器21输出的主信号被延迟电路22延迟，使得到幅度/相位电路27的延迟的主信号的输入定时与来自D/A转换器26的幅度校正数据和相位校正数据的输入定时同步。
借助于这种延迟，幅度失真根据相应于辅助信号幅度电平的幅度校正数据产生，并且随后引入到幅度/相位电路27的主信号。同时，相位失真根据相应于辅助信号幅度电平的相位校正数据产生，并且随后加到幅度/相位电路27的主信号中。这里，幅度失真和相位失真由幅度/相位电路27提供，使得它们能够抵消主放大器28产生的实际的幅度和相位失真。
即，表格单元25存储考虑到主放大器28特性所提供的这种幅度和相位校正数据，主放大器28的特性用作为输入电平的函数的AM-AM和AM-PM转换表示。因此，根据D/A转换器26提供的幅度和相位校正数据，幅度/相位电路27可以产生与主放大器28产生的特性相反的预失真主信号。因此，可以在整个放大装置上实现理想的无失真放大。
换句话说，幅度/相位电路27的输出信号由主放大器28放大，由幅度/相位电路27引入的幅度失真和相位失真抵消了主放大器28产生的实际的幅度失真和实际的相位失真。因此，经过电路分配器29从主放大器28输出没有失真的放大信号。
电路分配器29将从主放大器28输入的放大信号进行分配，并且将一部分放大信号发送到失真检测部分30。
失真检测部分30检测在电路分配器29提供的放大信号的样本补偿之后剩余的失真分量，并且将检测结果馈送到表格更新电路31。
响应于从失真检测部分30输入的检测结果的表格更新电路31计算幅度校正数据和相位校正数据，它可以例如使从电路分配器29获得的放大信号的样本中剩余的失真分量减至最小，并且将计算结果输出到表格单元25，以最佳值重写存储在表格单元25的幅度校正数据和相位校正数据。
通过使用反馈方案，完成幅度校正数据和相位校正数据的这种更新处理，放大装置可以有效地工作而不会被温度变化或老化效应所影响。
然而，仍然需要提出的问题是放大器的失真特性一般是随频率而变化的。
图9示出从放大器输出的两个主信号和相应失真的频谱图，其中频率f1的主信号和频率f2的另一个主信号被放大器放大。横轴表示频率，纵轴表示信号的强度级。图9示出的频谱失真相应于包括频率2·f1-f2的下边三阶失真和频率2·f2-f1的上边三阶失真的互调(IM)失真分量。这里，在紧靠“f”之后的数字越大，频率就越高(即f2>f1)。
如图9所示，既使当两个主信号的强度级相同时，在频率2·f1-f2的下边三阶失真的强度级B和频率2·f2-f1的上边三阶失真的强度级A之间也可能产生ΔIM(＝A-B)的差值。失真补偿被均匀地在整个频带上实现。因此，如果这种ΔIM产生，既使在图7和图8所示放大装置的预失真电路理想地工作的情况下，差值ΔIM的分量也不能被补偿并且在失真补偿之后留在放大的信号中。
这种差值ΔIM可能源自处理而不是放大器典型的失真产生机构。典型地由放大器产生的三阶失真分量的强度级在下边频率2·f1-f2和上边频率2·f2-f1相互相等。
一些因素可以考虑为描述的差值ΔIM的源。一个因素是差频f2-f1的失真源自包括在主放大器中的晶体管引起的偶次阶失真，以及频率f1和f2的输入信号被晶体管产生的失真调制，值得注意的情况是漏极电流的变化如同在AB类放大器时一样大。
另一方面，也可能如频率2·f1和频率2·f2的这种二次谐波的输出分量的频率与f1和f2的频率混频。
下面详细地描述由于ΔIM的存在，可能发生的失真补偿问题。
图10A和10B示出当包括频率分量f1、f2、...、fn(n是大于2的整数)的信号被放大器放大时产生的上边三阶失真和下边三阶失真的示范频谱的示意图，其中图10A示出的三阶失真的电平比图10B示出的三阶失真电平大X。横轴表示频率而纵轴表示信号的电平。
在图10A和10B中，在失真补偿之后剩余的三阶失真分量所需的电平用虚线表示，并且要求三阶失真分量通过失真补偿减小到要求的电平以下。例如，在用于从主放大器放大的信号中提取失真并且抵消基于相应的放大信号的失真的前馈电路中，如果失真抵消量足够大，例如大于图10A示出的“y”，则图10A和图10B示出的所有三阶失真分量可以减少到要求的电平以下。然而，如果失真抵消量是“z”，则图10A示出留在放大的信号中的三阶失真分量为“x”。从上面可以看出，在前馈电路中，在放大器产生的上边和下边三阶失真之中，较低的电平失真分量可以比它们之中较高电平失真分量更容易补偿，因此，对于较低电平失真分量可以改进失真补偿的精确度。
同时，为了通过使用预失真电路以较高的精确度来完成失真补偿，其中预定失真被提前引入以抵消主放大器产生的三阶失真补偿，需要通过考虑三阶失真是否如图10A或图10B所示产生来调节预失真的幅度和相位。
参照图11A和11B，更详细地解释上面的内容。
图11A示出了描述前馈电路的失真补偿处理的矢量图。如图11A的情况(1)所示，假设失真抵消量可以自适应地调节并且放大器产生的三阶失真表示为矢量“-a”，通过谨慎地引入一个矢量“a”的失真，可以完全抵消三阶失真，矢量“a”的特性与放大器产生的三阶失真特性相反。类似地，如图11A的情况(2)所示，当放大器产生的三阶失真表示为矢量“-a-b”时，通过谨慎地引入一个矢量“a+b”的失真，可以完全抵消三阶失真。矢量“a+b”的特性与放大器产生的三阶失真特性相反，
图11B示出通过预失真电路完成失真补偿情况的矢量图。假设预失真量是固定的并且表示为矢量“a”，放大器产生的三阶失真表示为矢量“-a”，如图11B的情况(1)所示，可以完全抵消三阶失真。然而，如图11B的情况(2)所示，当放大器产生的三阶失真表示为矢量“-a-b”时，其值表示为矢量“-b”的三阶失真分量保留。
参照图12，这里示出一个用于作为频率f1和f2的两个输入信号之间差频Δf＝(f2-f1)的函数的三阶失真分量强度级表示的放大器失真特性的图，其中曲线W1和W2分别表示上边和下边三阶失真分量的特性。横轴表示差频Δf，纵轴表示信号的电平。
如图12所示，在上边三阶失真(upper side third-order distortion)分量和下边三阶失真(lower side third-order distortion)分量的电平之间存在一个偏置。同样，如果两个输入信号的频率f1和f2改变或者它们之间的差频Δf变化，上边和下边三阶失真分量的电平也改变。
因此，在前馈电路的失真补偿处理的情况下，如果在最坏情况下放大器产生的上边和下边三阶失真分量电平变得非常大，则使相应的三阶失真分量降低到预定失真电平(要求的电平)所需的失真补偿量也变得非常大，因此，增加了很重的处理负担。然而，一般来说，如果可以获得足够的失真抵消量，则可能在前馈电路中补偿失真，既使在上边和下边三阶失真分量的电平中产生某些不平衡。
另一方面，在提前引入预定失真的预失真电路的失真补偿中，除了上述问题以外，可能出现的另一个问题是如果包括在放大器放大的信号中的信号分量的频率偏离预定的频率，则不可能获得要求的失真抵消量。
参照图13A，这里示出一个示范图形，用于说明来自包括频率在fi和fj(j>i)的两个信号的放大器的输出信号，以及在频率2·fj-fi和2·fi-fj的它的三阶失真分量，i和j是1到n。为了便于解释，假设频率分别是f1和f2的两个信号和它相应的三阶失真分量具有相同的电平。“IM”表示两个信号的电平和三阶失真分量电平之间的差值。在图13A中，横轴表示频率，而纵轴表示信号的电平。
如图13B所示，在这种情况下，用实线的曲线Q1表示作为差频Δf＝(fj-fi)的函数的“IM”典型特性。然而，考虑到以较高的精确度实现失真补偿，最好IM是如虚线的直线Q2表示的常数。在图13B中，横轴表示两个信号之间的差频Δf，纵轴表示“IM”的电平。
下面描述相关于本发明的一些现有技术参考。
配置下面描述的示范的现有技术参考，使得为了通过改善F类工作来获得晶体管本身增强的效率，在晶体管的输出一侧短路二次谐波，根据目的和整个配置，它与本发明的失真补偿设备不同。
例如，图14示出在日本专利公布的出版物No.2000-77957(文件1)中公开的高输出放大器，它被配置为场效应晶体管(FET)T11。在晶体管T11的输出一侧，在基频匹配电路M11实现基频匹配。通过线路长度是基频波长1/4的短路短线B1短路二次谐波信号，使得用于二次谐波信号的阻抗(相位)可以由传输线路S11独立地设置。三次谐波信号被开路短线B2短路，使得用于三次谐波信号的阻抗(相位)可以由传输线路S12独立地设置。
另外，图15示出在日本专利公布的出版物No.1999-220343(文件2)中公开的高输出放大器，它被配置为FET T12。在晶体管T12的输出端，通过基频匹配电路M12实现基频匹配。通过包括电感器L12和电容C11的二次谐波信号谐振电路以及具有短路短线B3和电容C12的二次谐波信号处理电路来短路二次谐波信号，其中短路短线B3的线长度是基频波长的1/4。另外，如图中所示，在这个短路中还安装有引线电感L11、线圈(扼流圈)L13和DC阻塞电容C13。在晶体管T12的输入一侧提供输入匹配电路(未示出)。
另外，图16示出在日本专利公布的出版物No.1999-234062(文件3)中公开的高频放大器，它被配置为晶体管T13。在晶体管T13的输出一侧，通过基频匹配电路M13实现基频匹配。通过基频波长1/4的线长度的传输线路S13和电容C14来短路二次谐波信号。
另外，在日本专利公布的出版物No.1997-36670(文件4)中公开的功率放大器被配置为能够便于抑制非线性失真和减少功率消耗的功率放大器，但这里没有描述二次谐波。
如上所述，在使用例如前馈电路或预失真电路的现有失真补偿设备中，在放大器放大具有多个频率分量的信号的情况下不能获得足够的失真抵消量，因为上边和下边三阶失真分量的电平由于相应信号的二次谐波而增加，或者根据包括在相应信号的信号分量的频率变化以及通过它的差频变化而改变。
发明内容
因此，本发明的一个主要目的是提供一种失真补偿设备，通过补偿由用于放大包括多个频率分量之信号的放大器产生的上边三阶失真和下边三阶失真，能够增加失真抵消量。
本发明的另一目的是提供一种失真补偿设备，能够调节上边和下边三阶失真的电平而使之相互一致，从而有效地实现失真补偿，例如通过预失真电路。
本发明的又一目的是提供一种失真补偿设备，能够降低放大器产生的上边和下边三阶失真的电平，从而有效地实现失真补偿，例如通过前馈电路和预失真电路。
根据本发明的一个优选实施例，提供一种减少失真的电路，用于调节由放大器产生的上边和下边三阶失真，该放大器放大包括多个频率分量的基频信号，该电路包括：
二次谐波反射系数调节电路，安装在该放大器的输出端，用于调节关于二次谐波信号中包括的多个频率分量的反射系数，以具有一恒定值；其中，该二次谐波反射系数调节电路是二次谐波信号匹配电路、二次谐波信号短路电路和二次谐波信号谐振电路中的一个。
根据本发明的一种减少失真的电路，用于抑制由一放大器产生的上边和下边失真，该放大器放大包括多个频率分量的基频信号，该电路包括，在该放大器的输出端，有一个二次谐波反射系数调节电路，能够调节在二次谐波信号中包括的不同频率分量的反射系数为一恒定值。
通过从其中输出后的反射，该二次谐波反射系数调节电路调节该二次谐波信号中各分量的幅度和相位为恒定的，以被反馈到与各分量之频率无关的放大器。因此，可以使得该放大器产生的上边和下边三阶失真的电平基本上相互一致，而不用考虑它们的频率，因此，通过例如预失真电路可以有效地实现失真补偿。
即，在输入到放大器的输入信号(基频信号)包括多个频率分量(包括连续的频带)的情况下，该输入信号的二次谐波信号也包括多个频率分量。该二次谐波信号的频率分量的反射系数一般根据它们的频率而相互不同。然而，因为本发明将反射系数调节到对于包括在二次谐波信号中的整个频率分量基本上相同，从二次谐波信号的反射频率引起的上边和下边三阶失真可以被调节到具有恒定的强度级，而与它们的频率无关。这样，采用预失真电路的失真补偿可以通过使用本发明来有效地实现，该电路引入预失真分量以抵消放大器产生的失真，这些预失真分量具有在整个频率范围上产生的相同幅度和相位。在这种配置中，虽然从二次谐波信号引起的上边和下边三阶失真分量不可能减少到零，但可以消除上边和下边三阶失真分量之间的不平衡。
在根据本发明的一种优选的减少失真的电路中，二次谐波反射系数调节电路由二次谐波匹配电路实现，它产生关于二次谐波信号中包括的多个频率分量的零值反射系数。
因此，对于所有的频率分量，二次谐波信号中的频率分量的幅度由二次谐波反射系数调节电路减少到零，该二次谐波信号从放大器输出，然后通过反射被反馈回去。结果，上边和下边三阶失真的电平与现有技术相比被按比例降低，而与频率无关。因此，通过前馈电路和预失真电路可以获得改进的失真抵消。
换句话说，根据本发明实现对放大器产生的二次谐波信号中包括的整个频率分量的匹配，因此防止二次谐波信号被反射回到该放大器。因此，可以避免从二次谐波信号的反射分量所引起的上边和下边三阶失真分量，因此放大器产生的三阶失真的总量可以比现有技术降低许多。这样，通过前馈电路或预失真电路，可以相应减少在失真补偿过程中被补偿的失真量(要求的失真抵消量)，并且失真补偿过程的负荷也可以减少。另外，通过消除或减少从二次谐波信号的反射分量中所引起的上边和下边三阶失真，上边三阶失真和下边三阶失真之间的不平衡也可以消除或减少。因此，通过例如预失真电路，可以在输入信号(基频信号)的整个频带上完成理想的失真补偿，并且可以实现高精度的失真补偿。
在另一可选的根据本发明的减少失真电路中，二次谐波反射系数调节电路由二次谐波短路电路实现，它调节关于包括在二次谐波信号中的多个频率分量的反射系数至-1之恒定值。
这种使用二次谐波短路电路之配置的优点在于它可以容易地实现。
另外，在根据本发明的一个优选的减少失真电路中，通过使用内部匹配型晶体管来配置放大器。通过在晶体管外壳中安装晶体管芯片和二次谐波短路电路来实现相应的减少失真电路。
这种使用内部匹配型晶体管的配置的优点在于可以实现一个小型装置并具有改进的效率。
根据本发明的上述减少失真电路可以与预失真电路或前馈失真电路结合使用，以便补偿放大器产生的上边和下边三阶失真。
如上所述，本发明调节反馈到放大器的二次谐波信号中频率分量的反射系数为与它们的频率无关的常数，因此，消除或减少了从放大器中的二次谐波信号所引起的上边和下边三阶失真分量的电平偏移，并且减小了相应的电平。这样，增强了三阶失真分量的补偿精度。
包括多个频率分量的基频信号可以不具有任何特定的类型，并且包括在基频信号中的频率分量的数量也不需要是任何特定的数量，只要它不小于1就行。另外，包括在基频信号中的频率分量可以具有某一带宽的离散频率或连续频率。
任何类型的放大器可以用作本发明的放大器。例如，可以使用一组放大器以及多个放大器的组合。用于放大包括多个频率分量的信号的放大器称为公用放大器。
不同的晶体管例如FET可以用作本发明之放大器的晶体管。
假设包括在基频信号中的频率分量分别具有频率f1和f2，放大器产生的上边和下边三阶失真分别表示在频率2·f2-f1和2·f1-f2的失真。类似地，在基频信号包括多于两个频率分量的情况下，每一对两个不同频率的分量就存在一个上边和一个下边三阶失真。
一般地，由于在放大器中的二次谐波信号所引起的三阶失真分量，上边三阶失真的强度级和下边三阶失真的强度级的总量增加，同时在它们之间存在差值(不平衡)。
二次谐波信号是包括若干频率分量的信号，每个分量的频率是包括在基频信号中基频的两倍。例如，对于包括频率是f1和f2的信号的基频信号，具有频率2·f1和2·f2的信号从放大器的输出端输出作为二次谐波信号。
另外，优选的是，关于包括在二次谐波信号中的整个频率分量的反射系数相互一致。然而，在特定应用中，反射系数可以相互不同并处于在实际应用中可接受的程度，本发明的范围也包括了这种情况。
二次谐波反射系数调节电路可以通过各种不同的电路实现，例如，可以使用具有固定电阻、电容和电感的电路或自适应地控制这些值的电路。
放大器产生的三阶失真分量的补偿精度最好可以减少这种三阶失真为零。然而，在失真补偿之后可以剩余一定的失真量，只要它在实际应用中是可接受的。
在放大器的输出端最好具有基频信号的匹配电路，与上述二次谐波反射系数调节电路一起。在放大器的输入端最好也具有用于基频信号的匹配电路和用于二次谐波信号的匹配电路。
反射系数可以定义为：“反射系数＝(从负载反馈的反射波的电压)/(行进到负载的行波的电压)”。反射系数的绝对值即|反射系数|小于等于1(|反射系数|≤1)。零值的反射系数表示所有的行波由负载吸收而不从那里反馈。换句话说，当反射系数是零时，行波完全不被反射，表示一种匹配状态。-1值的反射系数表示短路的全反射状态，而+1值的反射系数表示开路的反射状态。|1|的反射系数表示伴随相移的反射状态。另外，0≤|反射系数|≤1表示一种不匹配状态，其中一部分行波被负载吸收，其剩余部分被反馈到放大器，而1的|反射系数|表示具有与行波相同之幅度(绝对值)的反射波从负载反馈。
图5A表示用于实现二次谐波信号之匹配的示例电路图。在这个电路中，从晶体管Ta输出的二次谐波信号的行波经过匹配电路P和电阻R被负载吸收，因此防止产生相应的二次谐波信号的反射波。
图5B表示用于说明二次谐波信号的全反射的示例电路图。在这个电路中，从晶体管Tb输出的二次谐波信号的行波被包括电感L和电容C的二次谐波短路电路全反射，并且随后反馈到晶体管Tb。采用包括短路的传输线路的电路来代替包括电感L和电容C的二次谐波短路电路也可以完成波的全反射，每个传输线路具有对应于二次谐波之半波长的长度。
下面解释本发明的原理。为了便于解释，假设基频信号包括下面描述的两个频率分量。然而，在基频信号中包括两个以上频率分量的情况也是相同的。
例如，假设晶体管(放大器)的失真特性V0用方程式(1)表示，对应于频率f1的角频率ω1的频率分量{A1·cos(ω1·t)}和对应于频率f2的频率分量{A2·cos(ω2·t)}被输入到晶体管作为输入信号的基频信号Vin，在不考虑谐波情况下的三阶失真分量X1用方程式(2)表示(参见例如“用于1.95GHz宽带码分多址蜂窝式电话的HTB功率放大器中的互调产物上的谐波反馈电路效应和相邻信道泄漏功率”，IEICE TRANS.ELECTRON.，VOL.E82-C，NO.5，1999年5月(文件5))。
V0＝g1·Vin+g2·(Vin)2+g3·(Vin)3+...      方程式(1)
X1＝(3/4)·A1·(A2)2·g3·cos{(2·ω2-ω1)·t}+(3/4)·(A1)2·A2·g3·cos{(2·ω1-ω2)·t}+…
                                           方程式(2)
其中g1、g2、g3、......是相应的系数；A1和A2表示幅度，“t”表示时间。
如从方程式(2)可以看到的，如果两个频率分量的幅度A1和A2相互一致，对应于角频率2·ω2-ω1的频率2·f2-f1的上边三阶失真的电平(幅度)和对应于角频率2·ω1-ω2的频率2·f1-f2的下边三阶失真的电平(幅度)变得相互相等，而不考虑角频率ω1和ω2。在典型的晶体管中总是产生方程式(2)中表示的三阶失真分量，并且在本发明中不采用任何措施，以便直接减少方程式(2)中表达的这种三阶失真分量。
基频信号的二次谐波信号被晶体管输出及反射的二次谐波信号反馈到晶体管并具有频率分量，反馈二次谐波信号(反射波信号)中包括的这些频率分量用
Figure C02121884D00161
和
Figure C02121884D00162
表示，在这种情况下，反馈的二次谐波信号与基频信号混和，产生方程式(3)表示的三阶失真分量X2。
Figure C02121884D00163
Figure C02121884D00164
                                        方程式(3)
其中，B1和B2是包括在反射的二次谐波信号中的两个频率分量的幅度，
Figure C02121884D00166
和
Figure C02121884D00167
表示其角频率分量的相位。
关于由二次谐波信号的反射部分引起的三阶失真分量，如方程式(3)表示的，如果在幅度B1和B2之间以及在相位
Figure C02121884D00168
和
Figure C02121884D00169
之间存在差值，则上边和下边三阶失真分量的电平(幅度)和相位相互不同。
由晶体管产生的所有的三阶失真分量主要包括由如方程式(2)表示的基频信号引起的三阶失真分量与由如方程式(3)表示的二次谐波信号引起的三阶失真分量之和。
如在现有技术中，对于二次谐波信号中的频率分量的反射系数的不良控制通常会导致不一致的反射系数。因此，二次谐波频率分量的幅度B1和B2以及相位
Figure C02121884D001610
和变得相互不同，产生不良的频率特性以及上边和下边三阶失真之间的不平衡。然而，根据本发明之减少失真的电路能够调节关于包括在二次谐波信号中的整个频率分量的反射系数，以分别具有相同的值，所以可以控制频率分量的幅度B1和B2以及相位和
Figure C02121884D001613
以具有相同的值，因此可以改善频率特性。通过例如计算机模拟，可以实现用于调整(leveling)包括在二次谐波信号中的多个频率分量的反射系数的电路。
在现有技术的失真补偿设备中，实现的频率匹配仅对于放大器之放大频段中的频率，即用于输入信号的基频的频段。然而，根据本发明之减少失真的电路不仅在放大器的放大频段、而且在包括在二次谐波信号中的整个频率分量中完成频率匹配。这样，由方程式(3)表示的二次谐波信号引起的三阶失真的电平可以被减少到零。因此，晶体管产生的三阶失真分量可以主要包括由基频信号引起的分量，这样由于减少了由二次谐波信号引起的三阶失真分量，可以将放大器产生的三阶失真分量的总量减至最小。
附图说明
结合附图，从下面描述的优选实施例可以明显地看出本发明上述和其他目的以及特性，其中：
图1示出包括根据本发明第一个优选实施例的匹配电路的放大单元的方框图；
图2描述了根据本发明第二个优选实施例的具有-1的二次谐波反射系数的放大单元的电路图；
图3描述了具有+1的二次谐波反射系数的放大单元的电路图；
图4A和4B是具有根据本发明第三个优选实施例之二次谐波反射器的内部匹配型晶体管的电路图；
图5A和5B表示用于说明二次谐波的匹配和全反射的电路图；
图6提供一种现有技术放大装置的方框图，该装置包括使用前馈电路的失真补偿电路；
图7提供一种现有技术之放大装置的方框图，该装置包括使用预失真电路的失真补偿电路；
图8示出一种常规放大装置的方框图，该装置包括使用预失真电路的另一种失真补偿电路；
图9示例性示出在放大器放大具有频率f1和f2之信号的情况下所产生的频率2·f2-f1的上边三阶失真和频率2·f1-f2的下边三阶失真；
图10A和10B示出在失真补偿之后要求的失真电平和失真补偿之前各种失真电平之间的关系；
图11A和11B示出通过前馈电路和预失真电路实现失真补偿处理的矢量图；
图12示出作为两个信号之间差频Δf＝(f2-f1)的函数的上边和下边三阶失真分量的电平特性图；
图13A和13B示范地描述主信号的强度级及其三阶失真分量之间的差值IM以及IM和主信号的频差之间的关系；
图14示出一种现有技术放大电路的示意图；
图15示出另一种现有技术放大电路的示意图；以及
图16示出又一种现有技术放大电路的示意图。
优选实施例的详细描述
根据本发明，能够调节关于包括在二次谐波信号中的多个频率分量的反射系数的一个电路安装在放大器的输出端。下面描述根据本发明之该电路的优选实施例。
通过将下面描述的放大单元与图6示出的前馈型放大设备中安装的主放大器5、图7示出的预失真型放大设备中安装的主放大器12或图8示出的主放大器28结合起来，可以实现根据本发明的减少失真的电路。
首先，将描述根据本发明第一个优选实施例的放大单元。
图1示出根据本发明第一个优选实施例的放大单元的方框图，它包括用作主放大器的晶体管T1。图1示出的晶体管T1只是主放大器的符号表示。因此，它不能认为是单个晶体管。它可以例如是图6到图8所示的主放大器5、12和28中的一个。它也可以是图2-5B示出的其他晶体管。在晶体管T1中，基频匹配电路M1和二次谐波信号匹配电路N1以并联方式连接到它的栅极，因此形成该放大单元的一个输入端。晶体管T1的源极接地。基频匹配电路M2和二次谐波信号匹配电路N2以并联方式连接到晶体管T1的漏极作为放大单元的输出端。
输入和输出端的基频匹配电路M1和M2可以通过例如带通滤波器实现，并且对于基频信号中包括的所有频率进行匹配，该基频信号被输入到用于其放大的晶体管T1。
类似地，输入和输出端的二次谐波信号匹配电路N1和N2也可以通过例如带通滤波器构成，并且用于对基频信号的二次谐波信号中包括的所有频率进行匹配。
在这种放大单元中，包括多个频率分量的基频信号经过基频匹配电路M1和二次谐波信号匹配电路N1被输入到晶体管T1的栅极；经晶体管T1的基频信号之放大结果(放大信号)经过基频匹配电路M2和二次谐波信号匹配电路N2输出。输入到晶体管T1的基频信号通过基频匹配电路M1和M2来匹配，晶体管T1产生的二次谐波信号通过二次谐波信号匹配电路N1和N2来匹配。
在图1示出的本发明优选实施例中，在晶体管T1的输入端还设置有基频匹配电路M1和二次谐波信号匹配电路N1。对于输入和输出信号可以完成匹配，从而稳定了放大单元的工作。
如上所述，安装在根据本发明第一个优选实施例的减少失真电路中的放大单元也完成相对于二次谐波信号的负载阻抗之匹配。因此，由于二次谐波信号的存在，由晶体管T1产生的上边和下边三阶失真分量可以消除或减少，而不用考虑基频信号中包括的频率。
根据本发明第一个优选实施例的失真补偿设备包括用作放大器(主放大器)的晶体管T1，它的输出是三阶失真补偿的对象。二次谐波信号匹配电路N2调节关于二次谐波信号中包括的多个频率分量的反射系数以具有一个近似于零的恒定值。这种二次谐波信号匹配电路用作这个实施例中的二次谐波反射系数调节电路。为了简单起见，仅通过图1示出的实施例中的一个晶体管T1表示放大器。然而，也可以使用包括多个晶体管的放大器来代替晶体管T1。
参照图2，这里示出根据本发明第二个优选实施例的放大单元的电路图，它包括用作主放大器的晶体管T2。晶体管T2的栅极用作放大单元的输入端，晶体管T2的源极接地。基频匹配电路M3的输入端和传输线路(扼流圈)Z1的一端并行连接到晶体管T2的漏极。基频匹配电路M3的输出端用作放大单元的输出端。电源和电容(旁路电容)C1的一端并行连接到传输线路Z1的另一端，电容C1的另一端接地。
基频匹配电路M3可以通过例如带通滤波器实现，并且可以对于输入到晶体管T2的基频信号中包括的所有频率进行匹配。
传输线路Z1和电容C1构成二次谐波信号短路电路，其中，传输线路Z1的一端经过电容C1被短路到地。传输线路包括多个传输元件，每个具有基频信号中包括的多个频率分量之一的波长λ0的1/4长度(即λ0/4)，它又对应于二次谐波信号中包括的多个频率分量之一的波长的1/2。因此，当从晶体管T2的漏极观查时，传输线路Z1用作基频信号的开路电路及二次谐波信号的短路电路。
该实施例的减少失真电路中设置的放大单元调节耦和到晶体管T2输出端的负载阻抗，使得二次谐波信号中包括的频率分量的反射系数变得等于-1，而与二次谐波信号中包括的频率无关。因此，由于二次谐波信号，可以使得晶体管T2产生的上边和下边三阶失真分量具有相同的电平，而与基频中的不同频率无关。
同样，因为短路电路(二次谐波信号短路电路)直接耦和到晶体管T2的漏极，漏极和短路电路之间的传输线路的长度可以近似为零。因此，对于任何单个的频率分量的相移量实际上减少到零，因此，关于二次谐波信号之分量的反射系数可以被调节以具有基本上相同的值并与频率无关。
短路二次谐波信号的这种配置可以被容易地实现，并且有利于控制二次谐波信号的反射系数。因为在这种配置中二次谐波信号被全反射，反射波的幅度变得更高。然而，反射波中包括的频率分量的幅度和相位被分别保持以具有与频率无关的相同值。因此，当在采用预失真电路的失真补偿设备中采用这种配置时，能够在宽带上以高精确度实现高效的失真补偿。
本发明的失真补偿设备包括用作放大器(主放大器)的晶体管T2，它的输出是三阶失真补偿的对象。包括传输线路Z1和电容C1的电路对应于二次谐波信号短路电路，它调节二次谐波信号中包括的多个频率分量的反射系数到一个近似-1的值。二次谐波信号短路电路在这个实施例中用作二次谐波反射系数调节电路。为了便于解释，在这个实施例中仅仅用一个晶体管T2表示放大器。然而，也可以使用包括多个晶体管的放大器来代替晶体管T2。
如图3所示，可以配置一个放大单元，它对于二次谐波信号开路，从而对于二次谐波信号中包括的所有频率分量，调节反射系数到+1的恒定值。在图3示出的放大单元中，配置主放大器的晶体管T3的栅极是放大单元的输入端，晶体管T3的源极接地。包括电感L1和电容C2的二次谐波信号谐振电路连接到晶体管T3的漏极，它形成放大单元的输出端。因为在这种配置中的阻抗很高，应该考虑的是，这种配置可能容易受到如图中虚线表示的寄生电容Cf的影响。
下面描述根据本发明第三个实施例的放大单元。
图4A是用作根据本发明第三个优选实施例之放大单元的内部匹配型晶体管的电路图，它具有晶体管外壳K1。晶体管外壳K1的输入端在内部并行连接到电感器L2和电容器C3。同样，电感器L2连接到晶体管芯片Tc的栅极，电容器C3接地。
晶体管芯片Tc的源极接地，晶体管芯片Tc的漏极经过电感L3，并行连接到晶体管外壳K1的输出端和电容C4。电容C4也接地。在这种内部匹配型晶体管中，因为晶体管芯片Tc的阻抗随着输出功率的增加而降低，包括电感L2和L3的匹配电路被安装在晶体管外壳K1的内部以增加阻抗。
图4B是本发明的放大单元的电路图，其中二次谐波信号反射器安装在图4A示出的内部匹配型晶体管的晶体管外壳K1中。二次谐波信号反射器包括传输线路Z2，它的长度是基频信号之波长λ0的1/4，还包括串联的隔直流电容器C5。二次谐波信号反射器的一端连接到晶体管芯片Tc和电感L3之间的节点，而它的另一端接地。这种配置可以实现对基频信号的高阻抗(开路)和对二次谐波信号的短路。例如，该配置对于二次谐波信号的所有频率分量，调节反射系数以具有与频率无关的-1的恒定值。
根据该实施例的减少失真电路中设置的放大单元调节耦和到晶体管芯片Tc输出端的负载阻抗，使得对于二次谐波信号中包括的所有频率分量的反射系数变得等于-1，而与二次谐波信号中包括的频率无关。因此，由于二次谐波信号的作用，由晶体管芯片Tc产生的所有上边和下边三阶失真分量可以被调节到与基频信号之差频无关的相同电平。
接合线(bonding wire)通常可以用作电感L3，这种接合线可能引起二次谐波信号中的相移。因此，最好在该内部匹配型晶体管中的晶体管芯片Tc的后面安装具有传输线路Z2和隔离电容器C5的二次谐波信号反射器。通过具有串行连接的电感和电容的谐振电路可以实现二次谐波信号反射器。
在这个实施例的减少失真的电路中，使用内部匹配型晶体管(晶体管芯片Tc)实现放大器(主放大器)，该放大器的输出得到三阶失真补偿。包括传输线路Z2和电容C5的电路(二次谐波信号反射器)对应于二次谐波信号短路电路，该电路对于二次谐波信号中包括的多个频率分量，调节反射系数以具有-1的恒定值。该二次谐波信号短路电路用作二次谐波反射系数调节电路。另外，这个实施例的减少失真电路在晶体管外壳K1中配备有晶体管芯片Tc和二次谐波信号短路电路。为了便于解释，在图中仅描述一个晶体管芯片Tc。然而，也可以使用多个并行连接的晶体管芯片来代替，以增加输出。
应该理解，由不同于上述优选实施例的配置也可以实现根据本发明的减少失真的电路。
另外，应该注意本发明除了在上述优选实施例中的应用以外，可以在其他的应用领域中使用。
另外，还应该注意，对于二次谐波信号中包括的所有频率分量，可以使本发明的二次谐波信号匹配电路提供的反射系数具有近似或等于零的相同值。
同样，对于二次谐波信号中包括的所有多个频率分量，本发明的二次谐波信号短路电路产生的反射系数可以具有等于或接近-1的值。
作为一个例子，可以在移动通信系统的基站发射机中配备根据本发明的减少失真的电路，以便补偿由该发射机的放大器产生的上边和下边三阶失真，该放大器放大例如由该发射机无线发射到移动台的W-CDMA多载波信号(基频信号)。另外，根据本发明之减少失真的电路也可以被用于这种移动通信系统的中继站设备(或中继放大设备)中。
尽管根据优选实施例示出和描述了本发明，本领域的技术人员应该理解的是，可以进行各种改变和修改而不会背离如权利要求书限定的本发明的宗旨和范围。

Claims (3)

1.一种减少失真的电路，用于调节由放大器产生的上边和下边三阶失真，该放大器放大包括多个频率分量的基频信号，该电路包括：
二次谐波反射系数调节电路，安装在该放大器的输出端，用于调节关于二次谐波信号中包括的多个频率分量的反射系数，以具有一恒定值；其中，该二次谐波反射系数调节电路是二次谐波信号匹配电路、二次谐波信号短路电路和二次谐波信号谐振电路中的一个。
2.一种减少失真的电路，用于调节由放大器产生的上边和下边三阶失真，该放大器放大包括多个频率分量的基频信号，该电路包括：
用作该放大器的晶体管；以及
输入和输出级，
其中，输入级包括并联到该晶体管之栅极的基频匹配电路和二次谐波信号匹配电路，该基频信号通常被提供给所述匹配电路，作为它们的输入；以及输出级包括并联到该晶体管之漏极的另一基频匹配电路和另一个二次谐波信号匹配电路，所述另一个匹配电路的输出端连接到用作该减小失真电路之输出端的公用节点，由此允许调节所述上边三阶失真的电平和下边三阶失真的电平，使它们基本上相互一致。
3.一种减少失真的电路，用于调节由放大器产生的上边和下边三阶失真，该放大器放大包括多个频率分量的基频信号，该电路包括：
晶体管，用作该放大器并具有栅极和接地的源极，该基频信号被直接提供给该栅极；以及基频匹配电路和传送线，它们通常被连接到该晶体管的漏极，该基频匹配电路的输出端用作该减小失真电路的输出端，其中在该二次谐波信号中包括的多个频率分量的反射系数变得等于-1。
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