CN116155213A - 信号放大装置 - Google Patents

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CN116155213A CN202310165181.2A CN202310165181A CN116155213A CN 116155213 A CN116155213 A CN 116155213A CN 202310165181 A CN202310165181 A CN 202310165181A CN 116155213 A CN116155213 A CN 116155213A
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Abstract

本发明实施例公开了一种信号放大装置。通过在信号放大装置的第一信号放大支路中设置输入阻抗变换网络和输出阻抗变换网络，通过输出阻抗变换网络对第一功率放大器的输出阻抗进行阻抗变换，然后输入阻抗变换网络根据输出阻抗的变换信息对第一功率放大器的输入阻抗进行阻抗变换。由此，可以在对功率放大器的输出阻抗进行调控时对应的调控输入阻抗，以实现功率放大器高效工作的同时，抑制功率放大器的相位失真，以提高功率放大器的线性度，且信号放大装置架构简单容易实现，适用性较高。

Description

信号放大装置
技术领域
本发明涉及信号处理技术领域，尤其涉及一种信号放大装置。
背景技术
随着无线通信技术的不断发展，无线频谱资源日益紧张，这对基站射频端的功率放大器提出了较高要求。为了更有效的利用有限的频谱资源，无线通信信号通常采用峰均比(Peak to Average Power Ratio，PAPR)的线性调制信号，由于线性调制信号的相位与幅度均携带有用信息，因此任何非线性放大均会导致误码率的增加以及对相邻无线频道的干扰，所以线性调制信号(也即输入信号)在放大的过程中需要较高的线性度。
在现有技术中，通常采用预失真技术(Digital Pre-Distortion，DPD)来提高功率放大器的线性度，以避免非线性失真(例如幅度失真AM-AM、相位失真AM-PM等)。具体地，以相位失真AM-PM为例，在功率放大器对输入信号放大之前，根据输入信号在预失真表格(Look Up Table，LUT)中确定对应的预失真补偿参数，进而根据预失真补偿参数通过预设算法对输入信号进行校正，然后由功率放大器对校正后的输入信号进行功率放大。由此，预失真处理后的信号可以抑制放大器非线性的影响。
一方面，随着无线通信技术的不断发展，信号带宽越来越宽，载波制式及信号调制越来越复杂，导致预失真技术提供的线性化带宽和线性化性能均十分有限，且预失真技术在对输入信号进行校正过程中需要占用大量资源，导致资源浪费。另一方面，由于功率放大器需要对输出阻抗动态调制，而预失真技术是在功率放大器对输入信号放大之前进行预失真处理，这导致相位失真进一步恶化。
发明内容
有鉴于此,本发明实施例提供一种信号放大装置，以实现功率放大器高效工作的同时，抑制功率放大器的相位失真，以提高功率放大器的线性度，且信号放大装置架构简单容易实现，适用性较高。
第一方面，本发明实施例提供一种信号放大装置，所述信号放大装置包括第一信号放大支路，所述第一信号放大支路包括：
第一功率放大器，被配置为对接收到的信号进行功率放大；
输出阻抗变换网络，与所述第一功率放大器的输出端连接，被配置对所述第一功率放大器的输出阻抗进行阻抗变换；以及
输入阻抗变换网络，与所述第一功率放大器的输入端连接，被配置为根据所述第一功率放大器的输出阻抗的变换信息对所述第一功率放大器的输入阻抗进行阻抗变换。
在一些实施例中，所述输入阻抗变换网络被配置为受控于接收到的阻抗变换信号，对所述输入阻抗进行阻抗变换，所述阻抗变换信号基于所述第一功率放大器的输出阻抗的变换信息生成。
在一些实施例中，所述信号放大装置还包括：
控制器，与所述输入阻抗变换网络连接，被配置为根据所述输出阻抗的变换信息生成阻抗变换信号；
其中，所述输入阻抗变换网络被配置为根据所述阻抗变换信号对所述输入阻抗进行阻抗变换。
在一些实施例中，所述输入阻抗变换网络包括：
多个第一匹配电路，各所述第一匹配电路具有不同的驻波比；以及
至少一个受控开关，被配置为受控于所述阻抗变换信号导通，以使得对应的所述第一匹配电路导通，实现对所述输入阻抗进行阻抗变换。
在一些实施例中，所述控制器还被配置为根据当前输出阻抗的变换信息以及预先设置的阻抗变换对应关系生成所述阻抗变换信号，所述阻抗变换对应关系用于表征输出阻抗变换信息与输入阻抗的对应关系。
在一些实施例中，所述输入阻抗变换网络包括：
至少一个第二匹配电路；以及
至少一个变容二极管，与所述第二匹配电路连接。
在一些实施例中，所述变容二极管被配置为根据所述阻抗变换信号对所述输入阻抗进行阻抗变换。
在一些实施例中，所述第一匹配电路包括：
集总元件；以及
微带匹配电路，与所述集总元件连接。
在一些实施例中，所述输出阻抗变换网络包括：
微带传输线网络；或者
集总参数网络。
在一些实施例中，所述信号放大装置还包括：
第二信号放大支路，所述第二信号放大支路包括第二功率放大器，被配置为对接收到的信号进行功率放大；
耦合器，所述第一信号放大支路与所述第二信号放大支路并联，被配置为对输入信号进行相位补偿以生成至少一个待处理信号，以分别传输至所述第一信号放大支路、所述第二信号放大支路；
其中，所述第一信号放大支路、所述第二信号放大支路被配置为对接收到的待处理信号进行功率放大，输出对应的功率放大信号。
本发明实施例通过在信号放大装置的第一信号放大支路中设置输入阻抗变换网络和输出阻抗变换网络，通过输出阻抗变换网络对第一功率放大器的输出阻抗进行阻抗变换，然后输入阻抗变换网络根据输出阻抗的变换信息对第一功率放大器的输入阻抗进行阻抗变换。由此，可以在对功率放大器的输出阻抗进行调控时对应的调控输入阻抗，以实现功率放大器高效工作的同时，抑制功率放大器的相位失真，以提高功率放大器的线性度，且信号放大装置架构简单容易实现，适用性较高。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1是本发明实施例的信号放大装置的示意图；
图2是本发明实施例中第一功率放大器的电路图；
图3是本发明实施例中第一功率放大器的等效电路图；
图4是本发明实施例中输入阻抗变换网络的电路图；
图5是本发明实施例中第一匹配电路的电路图；
图6是本发明实施例中功率放大信号相位失真的示意图；
图7是本发明实施例中输入阻抗变换网络的电路图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
除非上下文明确要求，否则在说明书的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
在如下的描述中，以信号放大装置应用于基站射频端为例进行说明，应理解，本发明实施例的信号放大装置也可以应用于其他各种类型的需要进行信号处理的场景中。进一步地，以信号放大装置采用多赫蒂(Doherty)架构为例进行说明，应理解，本发明实施例的信号放大装置也可以应用于各种类型的功率放大电路架构，例如异相合成(Outphas i ng)式电路架构、包络跟踪(Enve l op Track i ng，ET)式电路架构、负载调制平衡(Load Modul at i on Ba l anced Amp l i f i er,LMBA)式电路架构等。
图1是本发明实施例的信号放大装置的示意图。如图1所示，本实施例的信号放大装置包括第一信号放大支路a、第二信号放大支路b和耦合器4。其中，第一信号放大支路a包括第一功率放大器1、输入阻抗变换网络2和输出阻抗变换网络3。第二信号放大支路b包括第二功率放大器5。
在本实施例中，信号放大装置用于对输入信号进行功率放大以生成输出信号，进而将输出信号发送至负载6。其中，负载6例如负载电阻等。
在本实施例中，耦合器4的一端连接到第一信号放大支路a中输入阻抗变换网络2，耦合器4的另一端连接到第二信号放大支路b中第二功率放大器5的输入端。耦合器4在接收到输入信号后，可以对输入信号进行相位补偿后生成至少一个待处理信号，并将待处理信号发送至第一信号放大支路a、第二信号放大支路b。具体地，耦合器4可以将输入信号按照预设的功分比和相位关系划分为至少一个待处理信号。例如，耦合器4可以将输入信号划分为功率相同、相位差为90度的两个待处理信号。其中，耦合器4可以通过威尔金森耦合器、微带耦合器、定向耦合器、功率分配器、合路器等实现，例如3dB Coup l er(3dec i be lCoup l er，3dB耦合器)。
在本实施例中，以信号放大装置包括一个耦合器为例进行说明，但本发明实施例对信号放大装置包括耦合器的数量不做限制，也就是说，信号放大装置可以包括多个耦合器。例如，信号放大装置包括第一耦合器和第二耦合器，其中，第一耦合器与输入阻抗变换网络2、第二功率放大器5的输入端连接，第二耦合器与输出阻抗变换网络3、第二功率放大器5的输出端连接。通过第一耦合器将输入信号划分为功率相同、相位差为90度的两个待处理信号，然后将两个待处理信号分别发送至第一信号放大支路a、第二信号放大支路b，进而第一信号放大支路a、第二信号放大支路b对接收到的待处理信号进行功率放大输出第一功率放大信号和第二功率放大信号，然后第二耦合器根据第一功率放大信号和第二功率放大信号进行相位补偿并生成输出信号。
可选的，耦合器4还可以对输入信号进行幅度补偿、信号合并等。
可选的，信号放大装置还可以包括信号输入端，用于提供输入信号。其中，信号输入端可以通过单模基站(例如5G单模基站)、三模基站(例如3G/4G/5G三模基站)等实现。
在本实施例中，第一信号放大支路a连接在耦合器4和负载6之间。第二信号放大支路b连接在耦合器4和负载6之间。其中，第一信号放大支路a、第二信号放大支路b并联，且第一信号放大支路a、第二信号放大支路b用于对接收到的待处理信号进行功率放大，并输出对应的功率放大信号。
在本实施例中，输出阻抗变换网络3连接在第一功率放大器1的输出端1b和负载6之间，用于对第一功率放大器1的输出阻抗进行阻抗变换。
在一个可选的实施方式中，输出阻抗变换网络3包括微带传输线网络。其中，所述微带传输线网络可以通过四分之一阻抗变换器(例如四分之一波长传输线、可调试长度的延迟线(De l ay L i ne,DL))、支节匹配器(例如微带支节匹配网络)等实现。
在另一个可选的实施方式中，输出阻抗变换网络3包括集总参数网络。其中，所述集总参数网络可以通过高通T型网络、低通T型网络、高通π型网络、低通π型网络、T型电感网络等实现。
可选的，输出阻抗变换网络3可以按照预先设定的阻抗变换比例对输出阻抗进行阻抗变换，所述阻抗变换比例例如2倍或2倍以上。其中，阻抗变换比例可以由信号放大装置自动设定，也可以由用户根据需求设定。
在本实施例中，第一功率放大器1的输入端连接到输入阻抗变换网络2，第一功率放大器1的输出端连接到输出阻抗变换网络3。第二功率放大器5的输入端连接到耦合器4，第二功率放大器5的输出端连接到负载6。其中，第一功率放大器1、第二功率放大器5用于对接收到的信号进行功率放大。进一步地，第一功率放大器1可以为主功率放大器(Ma i nAmp l i f i er，MAmp)，第二功率放大器5可以为辅助功率放大器。
在一个可选的实施方式中，如果输入信号的功率低于阈值，则第一功率放大器1进入工作状态，第二功率放大器5未进入工作状态。也就是说，如果输入信号的功率低于阈值，耦合器4对输入信号进行相位补偿生成一个待处理信号，由第一信号放大支路a中第一功率放大器1对所述待处理信号进行功率放大。
在另一个可选的实施方式中，如果输入信号的功率大于等于阈值，则第一功率放大器1和第二功率放大器5进入工作状态。也就是说，如果输入信号的功率大于等于阈值，耦合器4对输入信号进行相位补偿生成两个待处理信号，并分别发送至第一信号放大支路a中第一功率放大器1、第二信号放大支路b中第二功率放大器5，由第一功率放大器1、第二功率放大器5分别对接收到的待处理信号进行功率放大，输出对应的功率放大信号。在如下的描述中，以输入信号的功率低于阈值，也即耦合器4对输入信号进行相位补偿生成一个待处理信号为例进行说明。
可选的，第一功率放大器1偏置为AB类，第二功率放大器5偏置为C类。
在本实施例中，以第一功率放大器1可以为主功率放大器，第二功率放大器5可以为辅助功率放大器为例进行说明，但本发明对第一功率放大器1和第二功率放大器5的类型不做限制，例如第一功率放大器1可以为辅助功率放大器，第二功率放大器5可以为主功率放大器。进一步地，本发明实施例以信号放大装置包括两个信号放大支路，也即第一信号放大支路a和第二信号放大支路b为例进行说明，但本发明实施例对信号放大装置包括信号放大支路的数量不做限制，信号放大装置还可以包括三个或三个以上信号放大支路。更进一步地，本发明实施例以一个信号放大支路中功率放大器的输入端设置输入阻抗变换网络，输出端设置输出阻抗变换网络，其他支路未设置输入阻抗变换网络、输出阻抗变换网络为例进行说明，但本发明实施例对其他支路设置阻抗变换网络、输出阻抗变换网络的情况不做限制，也就是说，其他支路中的功率放大器的输入端也可以设置输入阻抗变换网络，输出端也可以设置输出阻抗变换网络。例如，可以在第二信号放大支路b中第二功率放大器5的输入端设置输入阻抗变换网络2，并在第二功率放大器5的输出端设置输出阻抗变换网络3。由此，使得信号放大装置架构简单容易实现，并且可以提高信号放大装置的适用性。
可选的，第一功率放大器1、第二功率放大器5可以包括功放管，所述功放管用于对信号进行放大。所述功放管可以通过LDMOS(l atera l l y-d i ffused meta l-ox i desemi conductor，横向双扩散金属氧化物半导体场效应管)、GaN射频功率晶体管等实现。
在本实施例中，第一功率放大器1的电路图可以参考图2。
图2是本发明实施例中第一功率放大器的电路图。如图2所示，本实施例的第一功率放大器包括栅源电容Cgs11、源漏电容Cds11和栅漏电容Cgd11。进一步地，在图2中，Vs11表征待处理信号的电压(也即第一功率放大器1的输入电压节点Vs11)。VL11表征输出的功率放大信号的电压(也即第一功率放大器1的输出电压节点VL11)。S11表征功放管的源极节点，G11表征功放管的栅极节点，D11表征功放管的漏极节点。Zs11表征第一功率放大器1的输入阻抗的等效电阻(也即输入阻抗Zs11)，ZL11表征第一功率放大器1的输出阻抗的等效电阻(也即输出阻抗ZL11)。Gm11表征器件跨导。
在本实施例中，栅源电容Cgs11连接在栅极节点G11和源极节点S11之间。源漏电容Cds11连接在漏极节点D11和源极节点S11之间。源漏电容Cds11连接在源极节点S11和漏极节点D11之间。其中，栅源电容Cgs11与源漏电容Cds11并联。进一步地，栅源电容Cgs11、源漏电容Cds11和栅漏电容Cgd11与输出阻抗的等效电阻ZL11成正相关。
在本实施例中，输入阻抗的等效电阻Zs11连接在栅极节点G11和输入电压节点Vs11之间。输出阻抗的等效电阻ZL11连接在输出电压节点VL11与源极节点S11之间。进一步地，本实施例的第一功率放大器1的等效电路图可以参考图3。
图3是本发明实施例中第一功率放大器的等效电路图。如图3所示，本实施例的第一功率放大器的等效电路包括电容Cg12和电容Cd12。进一步地，在图2中，Vs12表征待处理信号的电压，也即图2示出的实施例中第一功率放大器1的输入电压节点Vs11。VL12表征输出的功率放大信号的电压，也即图2示出的实施例中第一功率放大器1的输出电压节点VL11。S12表征功放管的源极节点，也即图2示出的实施例中源极节点S11。G12表征功放管的栅极节点，也即图2示出的实施例中栅极节点G11。D12表征功放管的漏极节点，也即图2示出的实施例中漏极节点D11。Zs12表征第一功率放大器1的输入阻抗的等效电阻，也即图2示出的实施例中输入阻抗的等效电阻Zs11。ZL12表征第一功率放大器1的输出阻抗的等效电阻，也即图2示出的实施例中输出阻抗的等效电阻ZL11。Gm12表征器件跨导，也即图2示出的实施例中器件跨导Gm11。
在本实施例中，电容Cg12连接在栅极节点G12和源极节点S12之间。电容Cd12连接在漏极节点D12和源极节点S12之间。其中，电容Cg12的值可以近似为栅源电容Cgs11。也就是说，栅源电容Cgs11定义了输入阻抗Zs11，电容Cg12为栅源电容Cgs11的等效电容。进一步地，电容Cd12的值可以近似为源漏电容Cds11的值。也就是说，电容Cd12为电容Cds11的等效电容。
在本实施例中，为了使得第一功率放大器1输出的功率放大信号具有较高的线性度，第一功率放大器1需要工作在距离峰值功率有一定回退量(PAR)的较低功率区域，这导致第一功率放大器1效率较低。为了提高第一功率放大器1效率，本实施例通过输出阻抗变换网络3对功率放大器1的输出阻抗ZL11进行阻抗变换。也就是说，对输出阻抗进行动态调控，以使得第一功率放大器1工作在较低功率区域时，提高输出阻抗ZL11，进而使得第一功率放大器1提前达到饱和电压，从而提升第一功率放大器1在回退功率区域的工作效率。例如，输出阻抗变换网络3可以根据待处理信号的中心频率，通过具有与所述待处理信号的中心频率适配长度的延迟线对输出阻抗ZL11进行阻抗变换。由此，可以提高第一功率放大器1效率。
在本实施例中，根据图1、图2和图3，由于输出阻抗变换网络3需要对功率放大器1的输出阻抗ZL11进行阻抗变换使得输出阻抗ZL11动态变化，而栅源电容Cgs11和源漏电容Cds11与输出阻抗ZL11成正相关，由此，输出阻抗ZL11动态变化导致电容栅源电容Cgs11(也即电容Cg12)的变化，也即输入阻抗Zs11根据输出阻抗ZL11的变化而变化。进一步地，根据米勒效应，输出电压VL12的相位特性与栅源电容Cgs11的等效电容Cg12相关，因此等效电容Cg12的变化导致功率放大器1的相位失真逐步恶化，进而导致误码率的增加以及对相邻无线频道的干扰。在如下的描述中，输入阻抗也即功率放大器1的输入阻抗Zs11，输出阻抗也即输入阻抗也即功率放大器1的输出阻抗ZL11。
在本实施例中，由于现有技术中预失真技术是在功率放大器对输入信号放大之前进行预失真处理，无法根据第一功率放大器的输出阻抗的变化情况对输入阻抗进行阻抗变换，导致相位失真进一步恶化。针对这种情况，本发明实施例通过在信号放大装置的第一信号放大支路中设置输入阻抗变换网络。在输出阻抗变换网络对第一功率放大器的输入阻抗进行阻抗变换时，通过输入阻抗变换网络根据第一功率放大器的输出阻抗的变换信息对第一功率放大器的输入阻抗进行阻抗变换，以实现功率放大器高效工作的同时，抑制功率放大器的相位失真，以提高功率放大器的线性度，且信号放大装置架构简单容易实现，适用性较高。
在本实施例中，输入阻抗变换网络2的一端连接到第一功率放大器1的输入端1a，输入阻抗变换网络2的另一端连接到耦合器4。输入阻抗变换网络2用于根据第一功率放大器1的输出阻抗的变换信息对第一功率放大器的输入阻抗进行阻抗变换。
在一个可选的实施方式中，信号放大装置还包括控制器，所述控制器与输入阻抗变换网络2、输出阻抗变换网络3连接。由此，在输出阻抗变换网络3对第一功率放大器1的输出阻抗进行阻抗变换时，控制器可以实时获取输出阻抗的变换信息，并根据输出阻抗的变换信息生成阻抗变换信号。进而控制器向输入阻抗变换网络2发送所述阻抗变换信号，以使得输入阻抗变换网络2根据所述阻抗变换信号对第一功率放大器1的输出阻抗进行阻抗变换，以抑制相位失真。其中，所述控制器可以设置于输入阻抗变换网络2以内。也就是说，阻抗变换网络2可以通过控制器实时获取输出阻抗变换信息直接对输入阻抗进行阻抗变换。所述控制器也可以设置于信号放大装置中、输入阻抗变换网络2以外，本实施例对此不做限制。进一步地，所述控制器可以通过MCU(Microcontro l l er Un it，微控制单元)、PLC(Programmab l e Logic Contro l l er，可编程逻辑控制器)、FPGA(Fie l d－Programmab l e Gate Array，现场可编程门阵列)、单片机等来实现。
在另一个可选的实施方式中，信号放大装置还包括控制电路，所述控制电路与输入阻抗变换网络2、输出阻抗变换网络3连接。由此，在输出阻抗变换网络3对第一功率放大器1的输出阻抗进行阻抗变换时，控制电路可以根据功率放大器1的输出阻抗的变化情况向输入阻抗变换网络2发送阻抗变换信号，则输入阻抗变换网络2接收到所述阻抗变换信号后，根据所述阻抗变换信号对第一功率放大器1的输出阻抗进行阻抗变换。所述阻抗变换信号基于第一功率放大器1的输出阻抗的变换信息生成。对应的，所述控制电路可以设置于输入阻抗变换网络2以内，所述控制电路也可以设置于信号放大装置中、输入阻抗变换网络2以外，本实施例对此不做限制。其中，所述控制电路可以通过DSP(D i gita l S i gna lProcessor，信号处理器)、AS I C(App l i cat i on Spec i f i c I ntegrated Ci rcuit，专用集成电路)等来实现。
可选的，在如下的描述中，以信号放大装置包括所述控制器，阻抗变换信号可以为偏置电压信号为例进行说明。
在一个可选的实施方式中，输入阻抗变换网络2包括多个第一匹配电路和至少一个受控开关，各所述第一匹配电路具有不同的驻波比。其中，所述受控开关在接收到阻抗变换信号(也即偏置电压信号)后导通，使得所述受控开关与对应的一个第一匹配电路连接，以实现对输入阻抗进行阻抗变换。在如下的描述中，以输入阻抗变换网络2包括多个受控开关和多个第一匹配电路为例进行说明。具体地，输入阻抗变换网络2的电路图可以参考图4。
图4是本发明实施例中输入阻抗变换网络的电路图。如图4所示，本实施例的输入阻抗变换网络包括多个受控开关和多个第一匹配电路。其中，多个受控开关包括21a和21b，多个第一匹配电路包括22a、22b、22c和22d。进一步地，第一匹配电路22a、22b、22c和22d具有不同的驻波比。
在本实施例中，受控开关可以通过单刀多掷开关、多刀多掷开关等实现。
在本实施例中，受控开关21a与耦合器4连接，受控开关21b与第一功率放大器1的输入端连接。受控开关21a和21b在接收到阻抗变换信号(也即偏置电压信号)后导通，使得受控开关21a和21b与第一匹配电路22a、22b、22c和22d中对应的一个第一匹配电路连接，以实现对输入阻抗进行阻抗变换，进而抑制相位失真。进一步地，第一匹配电路的电路图可以参考图5。
图5是本发明实施例中第一匹配电路的电路图。如图5所示，本实施例的第一匹配电路包括集总元件和微带匹配电路。其中，集总元件与微带匹配电路连接。
在本实施例中，集总元件可以通过预设阻值的电阻、预设电容值的电容等实现。微带匹配电路可以通过传输线(例如特性阻抗为50Ω的传输线)等实现。
在本实施例中，各第一匹配电路具有不同的驻波比，所述驻波比表征传输线波腹电压与波谷电压幅度之比。由此，可以通过设定具有不同特性阻抗的传输线和/或集总元件使得各第一匹配电路具有不同的驻波比，进而通过具有不同驻波比的第一匹配电路可以对输入阻抗进行阻抗变换。其中，所述驻波比可以由用户根据需求设定，例如，可以设置八个第一匹配电路，且各第一匹配电路的驻波比分别为1、2、3、4、5、6、7、8。
可选的，输出阻抗变换网络3可以按照预先设定的阻抗变换比例对输出阻抗进行阻抗变换，所述阻抗变换比例例如2倍或2倍以上。其中，阻抗变换比例可以由信号放大装置自动设定，也可以由用户根据需求设定。
在本实施例中，控制器可以根据当前输出阻抗的变换信息以及预先设置的阻抗变换对应关系生成阻抗变换信号，所述阻抗变换对应关系用于表征输出阻抗变换信息与输入阻抗的对应关系。由此，受控开关21a和21b在接收到阻抗变换信号后即可根据阻抗变换信号与第一匹配电路22a、22b、22c和22d中对应的一个第一匹配电路连接进行阻抗变换。
在本实施例中，可以将待处理信号依次输入预先设定的多个具有不同驻波比的第一匹配电路，以确定输出阻抗变换信息与输入阻抗的对应关系。
举例来说，如果第一功率放大器1的输出阻抗变换信息表征当前输出阻抗变换为最大增益下(也即最高效率下)的输出阻抗为ZL，则可以根据输出阻抗为ZL对应的设置第一匹配电路22a的输入阻抗为ZS,OPT，第一匹配电路22b的输入阻抗为2ZS,OPT，第一匹配电路22c的输入阻抗为4ZS,OPT，第一匹配电路22d的输入阻抗为4ZS,OPT。其中，ZS,OPT为第一功率放大器1在最大增益下的最佳输入阻抗，也就是说，第一匹配电路22a的驻波比为1，表征源阻抗ZS,OPT(也即输入阻抗ZS,OPT)与输出阻抗ZL适配。对应地，第一匹配电路22b的驻波比为2，表征源阻抗2ZS,OPT与输出阻抗ZL失配。第一匹配电路22c的驻波比为4，表征源阻抗4ZS,OPT与输出阻抗ZL失配。第一匹配电路22d的驻波比为8，表征源阻抗8ZS,OPT与输出阻抗ZL失配。由此，可以将待处理信号依次输入具有不同驻波比的第一匹配电路22a、22b、22c和22d对输入阻抗进行阻抗变换，以实现源阻抗(也即输入阻抗)失配，进而通过第一功率放大器1进行功率放大，从而得到对应的功率放大信号，所述对应的功率放大信号包括第一功率放大信号、第二功率放大信号、第三功率放大信号和第四功率放大信号。进一步地，通过控制器中单片机对各功率放大信号进行采集，得到各功率放大信号相位失真的示意图可以参考图6。
图6是本发明实施例中功率放大信号相位失真的示意图。如图6所示，第一功率放大信号为待处理信号通过第一匹配电路22a对输入阻抗进行阻抗变换后进行功率放大后的信号。第二功率放大信号为待处理信号通过第一匹配电路22b对输入阻抗进行阻抗变换后进行功率放大后的信号。第三功率放大信号为待处理信号通过第一匹配电路22c对输入阻抗进行阻抗变换后进行功率放大后的信号。第四功率放大信号为待处理信号通过第一匹配电路22d对输入阻抗进行阻抗变换后进行功率放大后的信号。
在本实施例中，当第一功率放大器输出的的归一化输出功率为0dB时，第一功率放大信号对应的相位失真为48度。第二功率放大信号对应的相位失真为10度，第二功率放大信号相比于第一功率放大信号的相位失真减小了大约40度(也即减小了38度)。第三功率放大信号对应的相位失真为4度，第三功率放大信号相比于第一功率放大信号的相位失真减小了44度。第四功率放大信号对应的相位失真为1度，第四功率放大信号相比于第一功率放大信号的相位失真减小了47度。由此，当输出阻抗为ZL时，控制器可以向受控开关21a和21b发送阻抗变换信号，受控开关21a和21b在接收到阻抗变换信号后即可根据阻抗变换信号与第一匹配电路22d连接，通过第一匹配电路22d对输入阻抗进行阻抗变换，使得第一功率放大器1的输入阻抗为4ZS,OPT，然后第一功率放大器1对待处理信号进行功率放大。进一步地，根据图6，在源阻抗(也即输入阻抗)失配的情况下，源阻抗失配程度越大，抑制相位失真AM-PM的效果越好。同时，在存在较小的源阻抗失配的情况下(也即通过驻波比为2的第一匹配电路22b对输入阻抗进行阻抗变换)，抑制相位失真AM-PM的效果较为明显，并且对第一功率放大器1的增益效果影响较小。因此，也可以根据用户需求，在增益损失较小的前提下，通过第一匹配电路22b对输入阻抗进行阻抗变换，本发明对此不做限制。由此，可以在对功率放大器的输出阻抗进行调控时对应的调控输入阻抗，以实现功率放大器高效工作的同时，抑制功率放大器的相位失真，以提高功率放大器的线性度，且信号放大装置架构简单容易实现，适用性较高。
可选的，在通过输入阻抗变换网络2对输入阻抗进行阻抗变换后，可以通过调节第一功率放大器1、第二功率放大器5的静态偏置栅压，进一步优化信号放大装置的相位失真AM-PM和幅度失真AM-AM。
在另一个可选的实施方式中，输入阻抗变换网络2包括至少一个第二匹配电路和至少一个变容二极管，所述变容二极管与所述第二匹配电路连接。其中，所述变容二极管在接收到控制器发送的阻抗变换信号后，根据所述阻抗变换信号进行阻抗变换。在如下的描述中，以输入阻抗变换网络2包括多个第二匹配电路和多个变容二极管为例进行说明。具体地，输入阻抗变换网络2的电路图可以参考图7。
图7是本发明实施例中输入阻抗变换网络的电路图。如图7所示，本实施例的输入阻抗变换网络包括多个第二匹配电路和多个变容二极管。其中，多个第二匹配电路包括23a、23b和23c。多个变容二极管包括24a和24b。其中，第二匹配电路23a的一端连接到耦合器4，另一端连接到变容二极管24a。变容二极管24a连接在第二匹配电路23a和第二匹配电路23b之间。第二匹配电路23b连接在变容二极管24a和变容二极管24b之间。变容二极管24b连接在第二匹配电路23b和第二匹配电路23c之间。第二匹配电路23c一端连接到变容二极管24b，另一端连接到第一功率放大器1的输入端。
在本实施例中，变容二极管(Varactor D i odes，VD)可以通过塑料封装变容二极管、金属封装变容二极管等实现。第二匹配电路可以通过微带匹配电路(例如特性阻抗为50Ω的传输线)等实现。
在本实施例中，控制器可以根据当前输出阻抗的变换信息以及预先设置的阻抗变换对应关系生成阻抗变换信号，所述阻抗变换对应关系用于表征输出阻抗变换信息与输入阻抗的对应关系。由此，变容二极管24a和24b在接收到阻抗变换信号后即可根据所述阻抗变换信号对输入阻抗进行阻抗变换。具体地，可以先设定第一功率放大器1的输出阻抗，进而通过变容二极管24a和24b预先设定多个输入阻抗，然后将待处理信号依次输入具有不用输入阻抗的第一功率放大器1，以得到具有不同相位失真的功率放大信号，进而可以根据相位失真最小的功率放大信号确定输出阻抗变换信息与输入阻抗的对应关系。例如，如果第一功率放大器1的输出阻抗变换信息表征当前输出阻抗变换为最大增益下(也即最高效率下)的输出阻抗为ZL，则可以通过变容二极管24a和24b设定输入阻抗变换网络2的输入阻抗分别为ZS,OPT、2ZS,OPT、4ZS,OPT和8ZS,OPT。进而将待处理信号依次输入输入阻抗为ZS,OPT、2ZS,OPT、4ZS,OPT和8ZS,OPT的第一功率放大器1，以得到具有不同相位失真的功率放大信号，进而可以根据相位失真最小的功率放大信号确定输出阻抗变换信息与输入阻抗的对应关系，具体的实施方式与图4所示的实施例类似，本发明在此不再赘述。由此，可以在对功率放大器的输出阻抗进行调控时对应的调控输入阻抗，以实现功率放大器高效工作的同时，抑制功率放大器的相位失真，以提高功率放大器的线性度。
本发明实施例通过在信号放大装置的第一信号放大支路中设置输入阻抗变换网络和输出阻抗变换网络，通过输出阻抗变换网络对第一功率放大器的输出阻抗进行阻抗变换，然后输入阻抗变换网络根据输出阻抗的变换信息对第一功率放大器的输入阻抗进行阻抗变换。由此，可以在对功率放大器的输出阻抗进行调控时对应的调控输入阻抗，以实现功率放大器高效工作的同时，抑制功率放大器的相位失真，以提高功率放大器的线性度，且信号放大装置架构简单容易实现，适用性较高。
应理解，本申请实施例中的线圈模组同样可应用于电能接收线圈，也可实现在保证充电速度和充电自由度的同时，降低损耗，提高无线充电效率的功能。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种信号放大装置，其特征在于，所述信号放大装置包括第一信号放大支路，所述第一信号放大支路包括：
第一功率放大器，被配置为对接收到的信号进行功率放大；
输出阻抗变换网络，与所述第一功率放大器的输出端连接，被配置对所述第一功率放大器的输出阻抗进行阻抗变换；以及
输入阻抗变换网络，与所述第一功率放大器的输入端连接，被配置为根据所述第一功率放大器的输出阻抗的变换信息对所述第一功率放大器的输入阻抗进行阻抗变换。
2.根据权利要求1所述的信号放大装置，其特征在于，所述输入阻抗变换网络被配置为受控于接收到的阻抗变换信号，对所述输入阻抗进行阻抗变换，所述阻抗变换信号基于所述第一功率放大器的输出阻抗的变换信息生成。
3.根据权利要求1所述的信号放大装置，其特征在于，所述信号放大装置还包括：
控制器，与所述输入阻抗变换网络连接，被配置为根据所述输出阻抗的变换信息生成阻抗变换信号；
其中，所述输入阻抗变换网络被配置为根据所述阻抗变换信号对所述输入阻抗进行阻抗变换。
4.根据权利要求2或3所述的信号放大装置，其特征在于，所述输入阻抗变换网络包括：
多个第一匹配电路，各所述第一匹配电路具有不同的驻波比；以及
至少一个受控开关，被配置为受控于所述阻抗变换信号导通，以使得对应的所述第一匹配电路导通，实现对所述输入阻抗进行阻抗变换。
5.根据权利要求3所述的信号放大装置，其特征在于，所述控制器还被配置为根据当前输出阻抗的变换信息以及预先设置的阻抗变换对应关系生成所述阻抗变换信号，所述阻抗变换对应关系用于表征输出阻抗变换信息与输入阻抗的对应关系。
6.根据权利要求2或3所述的信号放大装置，其特征在于，所述输入阻抗变换网络包括：
至少一个第二匹配电路；以及
至少一个变容二极管，与所述第二匹配电路连接。
7.根据权利要求6所述的信号放大装置，其特征在于，所述变容二极管被配置为根据所述阻抗变换信号对所述输入阻抗进行阻抗变换。
8.根据权利要求4所述的信号放大装置，其特征在于，所述第一匹配电路包括：
集总元件；以及
微带匹配电路，与所述集总元件连接。
9.根据权利要求1所述的信号放大装置，其特征在于，所述输出阻抗变换网络包括：
微带传输线网络；或者
集总参数网络。
10.根据权利要求1所述的信号放大装置，其特征在于，所述信号放大装置还包括：
第二信号放大支路，所述第二信号放大支路包括第二功率放大器，被配置为对接收到的信号进行功率放大；
耦合器，被配置为对输入信号进行相位补偿以生成至少一个待处理信号，以分别传输至所述第一信号放大支路、所述第二信号放大支路；
其中，所述第一信号放大支路与所述第二信号放大支路并联，所述第一信号放大支路、所述第二信号放大支路被配置为对接收到的待处理信号进行功率放大，输出对应的功率放大信号。
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