CN100364198C - 移动部件的挤压保护设备 - Google Patents

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Abstract

当电机电流(ID)检测到由挤压引起的异常电流后，电机电流执行一种ON/OFF操作和持续ON操作交替的操作，因此电机电流(ID)的增加被限制了。此时，根据ON/OFF操作和持续ON操作执行了挤压判决。当挤压被判定时，电机电流(ID)被停止，并且电机反转。

Description

移动部件的挤压保护设备
技术领域
本发明涉及一种用于防止由直流电机驱动的移动部件对人的手指或类似体产生的挤压的设备。更具体的，本发明涉及一种用于在无错误情况下快速检测由这种挤压而在电机中产生的异常电流的设备。
背景技术
车辆的玻璃窗被称为电动窗，它们可以被电机自动的打开/关闭。在这种自动打开/关闭中，提供了一种用于防止对外部物体，如手、脖子或类似体的挤压(挤压保护)的对策。
对被挤压的外部物体所施加的压力应该被限制为最大值100N。但是存在施加在外物上的压力超过特定值100N的情况。特别是在对外物的挤压发生在电动窗刚开始升起的时候会出现此问题。也就是说，对外物施加的压力并不是在任何情况下都会保持在某个特定值之下。
发明内容
研究发现当有力施加于外物上时，电机电流ID会增加。由于电机电流ID的增加，压力才增加。因此，本发明控制电机电流ID以限制电机电流ID的增加，从而避免了挤压发生时压力过大，即减小了挤压负载。
根据本发明的实施例，一种用于由电机5驱动的移动部件的挤压保护设备——其中的电机5由一个电源单元VB提供电机电流ID而可以向相反的方向转动——根据本发明的实施例，其具有一个可以连接于电源单元VB一个正端子或负端子的电流检测电路2，被设置以传导电机电流ID并检测电机电流ID的增加，以及一个限流电路7，被设置以传导电机电流ID，并在电机电流ID超过某个预定值时，在某个预定范围内减小和增加电机电流ID。挤压开始后电机电流ID比挤压开始前电机电流ID的均值要高出一个预定值。
附图说明
图1是一个根据本发明的第一实施例的挤压保护设备的方框图。
图2(a)至2(c)是对根据本发明的第一实施例的挤压保护设备的修改实例进行解释的方框图。
图3是一个根据第一实施例的挤压保护设备的电路图。
图4(a)至4(c)是对根据第一实施例的挤压保护设备的电流检测电路2的ON/OFF操作进行解释的曲线图。
图5是一个根据第一实施例的挤压保护设备的限流电路7的半导体开关元件T1的压力线的静态特性曲线。
图6是根据第一实施例的挤压保护设备的限流电路7的半导体开关元件T1的一个等价电流图。
图7是一个根据本发明的第二实施例的挤压保护设备的方框图。
图8是一个根据本发明的第三实施例的挤压保护设备的方框图。
图9是一个根据本发明的第四实施例的挤压保护设备的方框图。
图10是一个根据第四实施例的一个修改实例1的挤压保护设备的方框图。
图11是一个根据第四实施例的一个修改实例2的挤压保护设备的方框图。
图12是一个根据本发明的第五实施例的挤压保护设备的方框图。
图13是一个根据本发明的第六实施例的挤压保护设备的方框图。
图14(a)至图17(b)显示了表示根据操作验证实例1的挤压保护设备的电流检测电路2的后续操作的信号波形。
图18(a)至图18(b)显示了表示根据操作验证实例2的挤压保护设备的电流检测电路2的后续操作的信号波形。
图19(a)至图19(b)显示了表示根据操作验证实例3的挤压保护设备的电流检测电路2的后续操作的信号波形。
图20(a)至图29(b)显示了表示根据操作验证实例4的挤压保护设备的限流电路7的ON/OFF操作的信号波形。
图30(a)至图30(b)显示了表示根据操作验证实例5的挤压保护设备的电流检测电路2的后续操作的信号波形。
图31至图34(b)显示了表示根据操作验证实例6的挤压保护设备的限流电路7的ON/OFF操作的信号波形。
图35显示了根据操作验证实例7，在挤压保护设备的电动窗刚开始上升而发生挤压时的信号波形。
具体实施方式
下面将参考附图对本发明的各种实施例进行描述。应该注意，相同或类似的参考数字被用于所有图中的相同或类似的部分或元件，并且忽略或简化对相同或类似部分或元件的描述。
(第一实施例)
(挤压保护设备概述)
如图1所示，根据本发明的第一实施例的电动窗挤压保护设备具有一个检测由挤压引起的异常电流的异常电流检测电路2，一个配有正向/反向转动电路的电动窗电机5，一个判断挤压的挤压判决电路6，和一个限制电机电流ID的电机电流限制电路7。由正向/反向转动电路供给的电动窗电机5可以被认为是一个具有电机M的正向/反向转动电路。三个电流检测电路2、正向/反向转动电路5和限流电路7串联于线1上，电机电流ID流动于其中以与电源单元(电池)VB相连。异常电流检测电路2具有一个电流跟随电路3和一个起动电路4。异常电流检测电路2向限流电路7输出一个异常电流检测信号9。限流电路7具有一个参考电压电路8。限流电路7向挤压判决电路6输出一个ON/OFF操作信号10。挤压判决电路6向正向/反向转动电路5输出一个WINDOW-DOWN信号。正向/反向转动电路5输入一个WINDOW-UP信号和一个WINDOW-DOWN信号。根据这些WINDOW-UP信号和WINDOW-DOWN信号，正向/反向转动电路5转换正向/反向转动电路5中的一个上开关和一个下开关。
如图2(a)和2(b)所示，异常电流检测电路2可以连接于电源单元VB的正端子。或如图2(c)所示，异常电流检测电路2可以连接于与电源单元VB的负端子等价的地端子。电机电流ID在正向/反向转动电路5和限流电路7中流过的顺序是无关紧要的。特别地，电机电流ID的流动顺序如图2(a)所示可以是从异常电流检测电路2到限流电路7，从限流电路7到挤压判决电路6。电机电流ID的流动顺序可以是图1所示的相同顺序，也就是，如图2(b)所示从异常电流检测电路2到正向/反向转动电路5，从正向/反向转动电路5到限流电路7。电机电流ID的流动顺序可以是从正向/反向转动电路5到限流电路7，从限流电路7到异常电流检测电路2，与图2(c)所示类似。
(异常电流检测电路2概述)
异常电流检测电路2检测由于挤压而在电机电流ID中形成的异常电流。如图3所示，异常电流检测电路2通过信号线9输出异常电流检测信号9(限流电路7的检测结果)。异常电流检测电路2具有一个电阻器组R1和R20或一个源场效应晶体管FET组。异常电流检测电路2包括如图9所示的电流跟随电路3和起动电路4。为了方便，信号线9上传输的异常电流检测信号9也被指示为9，也就是与信号线9的参考数字9相同。其它信号同样对待。
同样如图3所示，电阻器组R1和R20由一个分流电阻R1和一个参考电阻R20组成。电阻器组的电流传感率，n，是参考电阻R20的阻抗和分流电阻R1的阻抗的比值。将电流传感率n的值设置为大于1，最好是100或更大。图3中，电流传感率n被设置为1618。电机电流ID在R1中流过。对参考电流Iref进行控制以使得参考电流Iref满足参考电阻R20中的电流条件(ID＝n×Iref)。
在分流电阻R1连接于电机5的高端(电机5的电源端)的情况下，需要使得分流电阻R1的电机M端的电压VSA和参考电阻R20的地端电压VSB满足条件VSA＝VSB，以满足条件ID＝n×Iref。当电机M正常转动时，如果电机电流ID由于移动窗口玻璃的驱动力的波动而变化时，尽管VSA(如分流电阻R1的电源)也发生变化，控制参考电流Iref来保持条件VSA＝VSB。
接下来将解释由挤压而引起的异常电流的检测方法。参考电流Iref被分成两个跟随速度不同的电流分量。参考电流Iref被分成一个具有低跟随速度的慢跟随电流Iref-s和一个具有高跟随速度的快跟随电流Iref-f。另一方面，快跟随电流Iref-f被设置以使得快跟随电流Iref-f不仅可以跟随挤压发生时电流的变化，而且可以跟随电机电流ID中的变化电流分量。快跟随电流Iref-f跟随的越多，慢跟随电流Iref-s就越恒定。为了达到这个条件，快跟随电流Iref-f的跟随速度被设置为慢跟随电流Iref-s的跟随速度的800到1000倍。
快跟随电流Iref-f正确的反映了电机电流ID的变化，除去半导体开关元件T1的ON/OFF操作时间。通过使快跟随电流Iref-f流过电阻R24(其阻抗值大于参考电阻R20)，电机电流ID中的变化将被转化为电压的变化。利用这种电压转化，通过分流电阻R1将电机电流ID中的变化转化成为电压可以检测出放大后的细微变化。
当挤压发生时，尽管快跟随电流Iref-f跟随电机电流ID而增加，但慢跟随电流Iref-s几乎不变。结果，在快跟随电流Iref-f和慢跟随电流Iref-s的均值之间产生了一个差值，Iref-f的均值大于Iref-s的均值。当快跟随电流Iref-f和慢跟随电流Iref-s的均值之间的差值超过了某个预设值时，将产生异常电流检测信号9。半导体开关元件(FET或二极管)T1关闭。
(限流电路7概述)
限流电路7包括可以打开和关闭电机电流ID的半导体开关元件T1。限流电路7包括参考电压电路8，它可以产生用于打开半导体开关元件T1的高参考电压VH和用于关闭半导体开关元件T1的低参考电压VL。限流电路7输入异常电流检测信号9以限制电机电流ID，而使得挤压发生时电机电流ID不增加。对电机电流ID的限制是通过半导体开关元件T1交替重复ON/OFF操作和持续的ON操作。通过信号线10将ON/OFF操作信号10输出给挤压判决电路6。ON/OFF操作信号10是与半导体开关元件T1的开和关定时相同步信号。
当电机电流ID开始重复ON/OFF操作和持续ON操作时，电机电流ID的当前值就被完全控制，以使得当前电机电流ID的均值保持在比挤压刚开始之前的电机电流ID的值稍大。因此，电机的扭矩保持在比驱动窗口玻璃所需的扭矩稍大的量级上。电机M确保驱动窗口玻璃所必需的最小扭矩。此情况下的挤压压力是在错误的反相转动并没有发生的情况下(甚至当由于在粗糙的和崎岖不平的道路上行驶所引起的窗口玻璃驱动力发生瞬时变化时)的最小挤压压力。
(挤压判决电路6概述)
挤压判决电路6根据输入的ON/OFF操作信号10来确定挤压是否已发生。当确定出发生了挤压，WINDOW-DOWN信号11(即窗口应该打开)通过信号线11输出给电机5。
使用半导体开关元件T1的ON/OFF操作的时间或持续ON操作的时间来确定挤压。因为由挤压而引起电机的转动速度下降，ON/OFF操作的时间将变长并且持续ON操作的时间将变短。例如，当ON/OFF操作的时间达到了某个预定值时，则判断挤压发生了。当确定出挤压发生时，半导体开关元件T1被关闭以停止电机5。在预定长度的时间过去后，驱动电机5反向转动。这样，窗口玻璃被打开而对外物的挤压可以减轻。
(具有正向/反相转向电路的电动窗电机5概述)
WINDOW-UP信号被输入给电动窗电机5，以使得电机5在电动窗关闭的方向上转动，WINDOW-DOWN信号被输入，以使得电机5在电动窗打开的方向上转动。另外，在WINDOW-DOWN信号通过信号线11输入时，电机5的转动从电动窗关闭的方向转向电动窗打开的方向。电机5具有一个继电电路。
下面将对根据图3的第一实施例的挤压保护设备中的电流检测电路2、限流电路7和挤压判决电路6的电路构成和电路操作进行详细描述。
1.电流检测电路2的详细解释
1-1.电流检测电路2的电路构成
执行ON/OFF操作的分流电阻R1、电机5和半导体开关元件T1串联在电机电流ID所流过的电线1上。分流电阻R1连接在电源单元VB的正端子上。半导体开关元件T1连接在作为电源单元VB的负端子的地端子上。
如图3所示，电流检测电路2包括均与电源单元VB的正端子相连的分流电阻R1和参考电阻R20。电流跟随电路3连接于电阻R1和R20。对于第二比较器CMP2，正输入端子和负输入端子连接于电流跟随电路3。第二比较器CMP2的输出端子连接到限流电路7。第二比较器CMP2将异常电流检测信号9输出给限流电路7。电阻25连接在一个5V电源和第二比较器CMP2的输出端子之间。
电流跟随电路3具有一个第一比较器CMP1。第一比较器CMP1的正输入端子连接于参考电阻20。第一比较器CMP1的负输入端子连接于分流电阻R1。电流跟随电路3具有一个慢跟随电路41和42和一个快跟随电路43和44。慢跟随电路41和42具有一个慢充电放电电路41和一个慢源极跟随器电路42。快跟随电路43和44具有一个快充电放电电路43和一个快源极跟随器电路44。
慢充电放电电路41与第一比较器CMP1的输出端子相连。电阻R21和接地电容C1串联连接以构成慢充电放电电路41。快充电放电电路43与CMP1的输出端子相连。电阻R22和接地电容C2串联连接以构成快充电放电电路43。电阻R28连接于电容C1和C2之间。
慢源极跟随器电路42具有一个n型金属氧化半导体(MOS)场效应管(FET)T21和电阻R23。FET T21的漏极连接于第一比较器CMP1的正输入端子。FET T21的栅极连接到电容C1。电阻R23的一端连接于FET T21的源极和第二比较器CMP2的正输入端子。电阻R23的另一端连接于地。
快源极跟随器电路44包括一个n型MOSFET T22、一个二极管D21和一个电阻R24。FET T22的漏极连接于第一比较器CMP1的正输入端子。FET T22的栅极连接于电容C2。二极管D21的阳极连接于FET T22的源极。电阻R24的一端连接于二极管D21的阴极和第二比较器CMP2的负输入端子。电阻R24的另一端连接于地。附属于电阻R21的910KΩ以及图3中类似的表示电阻R21的阻抗值为910KΩ。类似地，附属于电容C2的0.1uf及类似的表示电容C2的电容量为0.10uf。类似的表示方法应用于其它图中。
1-2.电流检测电路2的操作的详细解释
如图3所示，电机5的正向/反向转向中继由晶体管T2和T3来驱动。在电动窗处于向上操作中而向上运动的正向转动情况下，晶体管T2是导通的。在电动窗处于向下操作中而向下运动的反向转动情况下，晶体管T3是导通的。在图3中的实例电路中，分流电阻R1的阻抗值被设置为34mΩ，参考电阻R20的阻抗值被设置为55Ω。电机电流ID流过分流电阻R1，参考电流Iref流过参考电阻R20。分流电阻R1、电容C2的电阻值和电容值及类似的表示为R1及类似的，也就是为了方便用与电阻R1的参考数字R1及类似的。这里，在条件R1×ID＝R20×Iref下，电流传感率n等于电流比率ID/Iref，如等式1所示。
n＝ID/Iref＝R20/R1＝55/0.034＝1618    ...(1)
比较器CMP1由一个运算放大器组成。电容C1通过电阻R21由CMP1的输出信号来充电/放电。慢跟随电流Iref-s与电容C1的电势成正比。
另一方面，电容C2通过电阻R22由CMP1的输出信号来充电/放电。快跟随电流Iref-f与电容C2的电势成正比。因为电容C1和C2的非接地端子通过电阻R28相连，当电机电流ID没有变化时，C1和C2的电势是相等的。慢充电放电电路41的时间常数大于快充电放电电路43的时间常数。在图3中，慢充电放电电路41的时间常数由等式2来表达。快充电放电电路43的时间常数由等式3来表达。慢充电放电电路41的时间常数和快充电放电电路43的时间常数的比值是894比1(894∶1)。
(慢充电放电电路41的时间常数)
＝R21×(R22+R28)/(R21+R22+R28)×C1
＝910KΩ×(5.1KΩ+910KΩ)/(910KΩ+5.1KΩ+910KΩ)×1μF＝456ms  ...(2)
(快充电放电电路43的时间常数)
＝R22×C2＝5.1KΩ×0.1μF＝0.51ms    ...(3)
挤压的检测在第二比较器CMP2中执行。T21的源极电压输入给CMP2的正输入端子，来自T22的源极电压的低0.7V(与二极管D21的正向压降相对应)的电压被输入给CMP2的负输入端子。因为T21和T22的栅-源电压是近似相等的，D21的正向压降被用作挤压检测电压，以检测由挤压引起的异常电流。当有挤压发生而引起Iref-f增加时，CMP2的输出由高电平变成低电平。限流电路7的异或输出NOR1变成高电平，晶体管T31导通，半导体开关元件T1关闭。对由挤压引起的异常电流的检测以如下方式执行。
(a)首先，参考电流Iref分为慢跟随电流Iref-s和快跟随电流Iref-f，如图3所示。电机电流ID的变化出现在快跟随电流Iref-f中，甚至包括一个脉冲分量。电机电流ID中的变化被正确的反映在T22的源极电压中，也就是在CMP2的负输入端子电压中。结果，Iref-s端的T21的源极电压，也就是CMP2的正输入端子的电压，并没有受电机电流ID中的快波动所影响。只是电机电流ID在一个长时间段内的均值反映在T21的源极电压中。因此，T21的源极电压保持在一个比较恒定的电压上，即使在挤压发生后执行了限流。T21的源极电压是一个理想的参考电压。
(b)快跟随电流Iref-f包括一个由电机电流ID中的脉冲分量引起的变化量。当脉冲分量的幅度记作ΔID-rip，Iref-f中的脉冲分量记作ΔIref-f-rip时，给出：ΔIref-f-rip＝ΔID-rip/n。其中如等式4所示当R24＝1.5KΩ及ΔID-rip＝0.5A时，由ΔIref-f-rip在电阻R24中产生的电流波动部分ΔVrip变成0.46V。
ΔVrip＝ΔIref-f-rip×R24
＝ΔID-rip/n×R24＝0.5A/1618×1.5KΩ＝0.46V  ...(4)
也就是，CMP2的负输入电压由于脉冲分量，而在幅度+/-0.23V(+/-ΔVrip/2)中波动。因此，当Iref-f的均值增加0.47V(＝0.7V-0.23V)时，CMP2的输出由高电平变成低电平。
当将这个0.47转换成电机电流ID，它成为0.51A(＝0.47V/R24×n＝0.47V/1.5K×1618)。也就是，在图3的例子电路中，电机电流ID的均值由于挤压增加0.51A。CMP2输出变成低电平。FET T31导通，T1进入OFF状态。
(c)如图4(a)至4(c)所示，因为电机电流ID在CMP2的输出变成低电平之前(t1时刻之前)一直增加，CMP1的输出处于高电平。当FET T31导通时，电机电流ID开始减小，只延时一段时间，在此时间内半导体开关元件T1的栅极中的过量电荷放电。此时，CMP1的输出开始由高电平向低电平转变。CMP1由一个运算放大器(OP AMP)组成。由于OP AMP的延时响应，在由高电平向低电平转化过程中产生了一个延时。
时间t1是一段从CMP1的输出开始下降的时刻到CMP1的输出低于电容C2的电压水平的时刻之间的时间。C2在时间t1中被充电。Iref-f增加。CMP2的负输出端子的电压增加。时间t2是一段从t1时刻之后当CMP1的输出低于C2的电压  C2开始放电的时刻，直到C2将在时间t1内充电的电荷总量放电完毕时的时间。时间t2之后，CMP2的负输入端子电压恢复成原始电压，也就是，CMP2的输出开始从低电平转换成高电平时的电压。在此时间段内，正输入端子电压不变。
时间t2过去后，CMP2的输出变成高电平，并且FET T1导通。也就是，在时间t1+t2内，在CMP2的输出变成低电平后CMP2的输出保持在低电平。当C2的电压处于CMP1的输出的高电平和低电平之间的中间点上时，给定关系t1近似等于t2。时间t1+t2由T1的关闭延时时间、OP AMP的响应速度及电机电流ID的下降适度来决定，并且由于T1的关闭延时时间和OP AMP的响应速度是恒定的，所以时间t1+t2取决于电机电流ID的下降速度，并且在下降速度变慢时而变长。
当CMP2的输出再次由低电平变成高电平并且T1导通时，电机电流ID开始增加。因此，尽管CMP1的输出从低电平走到高电平，当CMP1的输出低于C2的电压时，C2保持放电。从CMP2的输出变成高电平到CMP1的输出变得与电容C2的电压相同的一段时间被表示为t3。当CMP1的输出超过C2的电压时，C2开始被充电。时间t4是一段在其中进行充电的时间，充电的电荷总量与t3时间内放电的电荷总量相等。时间t4之后，CMP2的输出变成低电平，并且T1关闭。也就是，在时间t3+t4中CMP2的输出保持为高电平。而时间t3+t4由OP AMP的响应速度和电机电流ID的增加速度来决定，因为OP AMP的响应速度是恒定的，所以时间t3+t4由电机电流ID的增加速度决定，且随着增加速度的变快而变短
(d)二极管D21的正向压降被用来设置挤压检测参考值以使挤压检测电压为常量——尽管电机电流ID变化，结果使Iref-f的均值发生变化。但是，在此方法中，因为在需要改变挤压检测电压的情况下二极管D21的正向压降不能改变，所以要调节电阻R24的值。如上述部分(b)所解释的，当电阻R24的值被设大时，挤压检测电压将变小，相反，当电阻R24的值被设小时，挤压检测电压将变大。可以使用一个电阻来代替二极管D21以设置挤压检测参考电压。在此情况下，挤压检测电压与电机电流ID的增加成正比而变大。
2.限流电路7的详细解释
2-1.限流电路7的电路结构
图3的限流电路7具有NOR1、第三比较器CMP3、参考电压电路8和半导体开关元件T1。NOR1的输入端子连接于CMP2的输出端子。第三比较器CMP3的输出端子连接于NOR1的输入端子。参考电压电路8连接于CMP3的负输入端子。半导体开关元件T1的漏极连接于CMP3的正输入端子。半导体开关元件T1的源极接地。可变电阻R32连接于半导体开关元件T1的栅极。FET T31的栅极连接于NOR1的输出端子。FET T31的漏极连接于电阻R32。FETT31的源极接地。电阻R31连接于电源单元VB的正端子和T31的漏极之间。电阻R33连接于CMP3的正输入端子和地之间。电阻R37连接于CMP3的输出端子和5V电源之间。
参考电压电路8具有一个电阻R35、一个电阻R36、一个电阻R34、一个二极管D31和一个FET T32。电阻R35连接于CMP3的负输入端子和电源单元VB的正端子之间。电阻R36连接于CMP3的负输入端子和地之间。电阻R34连接于CMP3的负输入端子。二极管D31的阳极连接于电阻R34。FET T32的漏极连接于二极管D31的阴极。FET T32的源极接地。FET T32的栅极连接于CMP3的输出端子。
2-2.限流电路7的操作的解释
对电机电流ID的限制是由图3中的电流检测电路2和限流电路7联合来实现的。当电流检测电路2的比较器CMP2的输出处于高电平时，NOR1的输入为低电平。晶体管T31关闭。半导体开关元件T1导通。下面将对半导体开关元件T1是FET的情况进行解释。比较器CMP3的正输入端子电压连接于半导体开关元件T1的漏极。一个近似为地电平的电压输入给比较器CMP3的正输入端子电压。
CMP3的负输入端子电压取决于参考电压电路8。设置R34＝3.3KΩ，R35＝10KΩ，R36＝24KΩ。当电源单元VB为12.5V时，如果T32关闭，CMP3的负输入端子电压为8.82V。如果T32导通，CMP3的负输入端子电压为3.03V。在任何情况下，因为CMP3的负输入端子电压都不低于3.03V，所以CMP3的输出为低电平。结果，T32关闭。
当挤压出现时，比较器CMP2的输出变成低电平。NOR1的输出变成高电平。T31导通。T1关闭。T1的漏极电压VDS开始从地电平增加。因为T32是关闭的，CMP3的负输入端子电压为8.82V。当T1的漏极电压VDS达到8.82V或更高时，CMP3的输出变为高电平。NOR1的输出变成低电平。T31关闭。T1导通。同时，T32导通。CMP3的负输入电压降低为3.03V。因此，当T1一旦导通，T1将保持ON状态，直到漏极电压VDS降低为3.03V或更低。
当T1的漏极电压VDS降低为3.03V或更低时，CMP3的输出再次变成低电平。T1关闭。同时，T32关闭。CMP3的负输入端子增加到8.82V。T1保持OFF状态直到T1的漏极电压VDS超过8.82V。
这是一个ON/OFF操作的循环。只要CMP2的输出保持为低电平，ON/OFF操作状态将继续下去。
2-2-1.ON/OFF操作中电机电流ID的恒定性
下面将解释当ON/OFF操作执行时，电机电流ID在一个ON/OFF操作循环中几乎不变。当挤压发生前电机正常转动时，T1运行在图5的工作点A上。当电机电流ID变化时，工作点A上升和下降，例如，在欧姆区域的工作点A和工作点B之间。当挤压发生时，电机电流ID增加。T1的工作点A向上运动。当T1的工作点到电点B时，T1关闭。点B和点A之间的电路差异为挤压检测参考值。在T1关闭的过程中，T1的漏极-源极电压VDS增加。在T1的漏极-源极电压VDS增加的过程中，T1的工作点水平向右移动通过点B。换句话说，当T1的漏极-源极电压VDS增加时，漏极电流ID(电机电流)保持在T1关闭时的电流值。这是因为T1的漏极-源极电压VDS在地电平和电源电压VB之间变动时的米勒效应使得T1的栅极-漏极电容量表面上变大了。并且，还因为栅极-源极电压VGS几乎不变。
2-2-2.米勒效应
图6是半导体开关元件T1的等效电流图。假定，在栅极驱动电路为T1的栅极进行充电的过程中，栅极-源极电压VGS只增加一个非常小的量ΔVGS。这样，电机电流ID增加ΔID，并且由电机的电感L产生一个反电动势Ec(＝L×dID/dt)。栅极-漏极电容CGD中充入的电荷ΔQ由等式5来表示。
ΔQ＝CGD×(ΔVGS+ΔID×Ra+Ec)    ...(5)
其中，Ra为转子阻抗。由栅极端子看到的CGD的电容Cm由等式6来表示。
Cm＝ΔQ/ΔVGS＝CGD×(1+ΔID×Ra/ΔVGS+Ec/ΔVGS)  ...(6)
电容Cm是“米勒电容”，表面上是由电容CGD两端的电压变化远大于ΔVGS而产生的电容。当栅极驱动电路通过栅极电阻RG而对FET的栅极电荷进行充电和放电时，从驱动电路端看到的电容是Cm而不是CGD。当电机的电感L很大时，电容Cm变成为一个比CGD大的值。在ON/OFF操作时，即使在栅极驱动电路在T1的栅极中充电和放电的时候，栅极-源极电压VGS也几乎不变。但是，只有当T1的漏极电压VDS可以处于地电平(GND)和电源电压(VB)之间并且可以自由变化时，米勒效应才起作用。此时，因为T1处于一个夹断区，所以ID＝Gm×VGS，其中Gm为T1的传输电导。从此等式中可以知道当VGS几乎为常量时，ID不发生变化并且也几乎是常量。
晶体管T32导通和关闭时，比较器CMP3的负输入端子电压分别由图5中的低参考电压VL和高参考电压VH来表示。从图3的电路中可知，低参考电压VL为3.03V，高参考电压VH为8.82V。当T1的工作点沿水平方向向右移动通过图5的点B而使漏极电压VDS超过高参考电压VH时，CMP3的输出变成高电平。T1导通。在实际电路中，由于电路的延时，在工作点超过VH之后一段时间内T1才导通。图5中，T1在点C(VDS超过10V)导通。VDS向着地电平方向下降。当VDS低于低参考电压VL时，CMP3的输出变成低电平。T1再次关闭。这样，只要CMP2的输出为低电平，T1就继续着ON/OFF操作。
2.2.3由于ON/OFF操作而导致ID的减小
下面解释当ON/OFF操作持续时，漏极电流ID逐渐减小。当ON/OFF操作开始时，T1的漏极电压VDS由参考电压VL和VH来控制。T1的工作点在图5中的点C和点D之间摆动。此时VDS的均值对应于点G。点G基本上对应于点C和点D的中点。点G是T1的直流工作点。相反，线段CD是交流工作线。图5中，直线是T1的负载线。当电机5停止时，VB为12.5V。负载线a的斜率由转子阻抗Ra确定。负载线b到g与负载线a平行。负载线b到g的横坐标VDS表示由于电机电流ID电压幅度在电机5中的下降。
首先，考虑挤压刚发生前的情况。此时T1的工作电为点A。其中电机反电动势为Emotor-A，漏极-源极电压为VDSon，等式7有效。
VB＝VDSon+Ra×ID+Emotor-a  ...(7)
接下来，考虑挤压刚发生后的情况，其中ON/OFF操作刚开始。ID包括一个随ON/OFF操作同步波动的交流成份IDA和一个对应于IDA之外的直流成份IDD。也就是，ID具有关系ID＝IDA+IDD。当IDD变化时，电机电感L产生反电动势Eonoff。Eonoff的幅度由等式8得到。
Eonoff＝L×d(IDD)/dt  ...(8)
其中T1的漏极-源极电压VDS在ON/OFF操作中的均值为VDSonoff，VDSonoff对应于图5中点G的VDS。假设，电机5的转速在一个ON/OFF操作周期内不变。因为ID也不变，所以等式9有效。
VB＝VDSonoff+Ra×ID+Emotor-A+Eonoff  ...(9)
等式9的两端减去等式7的两端可以得到等式10。
0＝VDSon-VDSonoff-Eonoff
Eonoff＝VDSon-VDSonoff  ...(10)
这里，VDSon为持续ON时间内漏极-源极电压，近似为0.3V。VDSonoff为点G的电压，近似为6.5V。这样，由等式10，Eonoff成为一个负值，-6.2V。因为Eonoff成为一个负值，由等式8可知IDD下降。
2-2-4.反相转动前最小压力的实现(防止由于在粗糙和崎岖不平的道路上行驶而引起的故障)
执行ON/OFF操作时，ID的直流成份IDD从工作点G向工作点H下降。Iref-f随IDD下降。当IDD到达点H，CMP2由低电平反转到高电平。T1的工作点由电H移到点F。T1持续执行ON。在持续ON的过程中，ID通过点A增加到点B，T1又开始ON/OFF操作。因为Iref-s并不变化，CMP2的正输入端子电压也不变。点A是固定，并在由于这个固定，点B到点F都不变。结果，当ON/OFF操作和持续ON状态交替重复时，电流ID的电流值被限制在一个预定区域。
限制在此预定区域内的电流ID的均值被保持为一个比限流操作模式刚开始前的情况下的ID的电流值稍高的值。这在两个方面有重要意义。
第一，因为电机扭矩与电流成比例，所以电机扭矩可以被限制在预定区域内。这样，可以限制挤压压力。
第二，可以防止由于在粗糙和崎岖不平的道路上行驶(实际的挤压并没有发生)而发生的电动窗的倒转中可能的故障。当在租糙和崎岖不平的道路上行驶中操作电动窗时，由于车身的垂直运动，电动窗的驱动力会发生变化。电动窗的驱动力会立刻增加，并且随着这个增加电机速度减小。ID增加。T1关闭。其中限流操作模式有可能开始。但是，即使限流操作模式开始了，模式刚刚开始时电动窗的驱动力仍保持不变。当由车体的垂直运动引起的压力消失时，电机速度可以恢复为原始速度。可以避免错误的倒转。但是，有一个前提就是电动窗的驱动力不变。此前提在大多数情况下都是有效的。通过上面描述的特性，可以根据由在粗糙和崎岖不平的道路上行驶引起的即时驱动力增加而不出现错误倒转的条件下，实现反相转动前的电动窗的驱动力的最小压力。
2-2-5.电机速度减小情况下的ON/OFF操作时间和持续ON时间的变化
下面将归纳等式7和等式9。当挤压发生后过了一段时间后，电机速度减小。因为电机的反电动势与电机的速度成比例，其中如图5所示那个时刻的电机反电动势为Emotor-B，Emotor-B小于Emotor-A。当T1在转速下降中变成持续ON时，也就是在反电动势的量值为Emotor-B的过程中，ID的增速变得比挤压发生前大，因此由电机5的电感L生成了反电动势Eon。给定Eon＝L×dID/dt。Eon并不存在于等式7中，使用它重写等式7得到等式11。
VB＝BDSon+Ra×ID+Emotor-B+Eon  ...(11)
其中假定电机速度在持续ON和ON/OFF操作中不变，根据对应等式11的ON/OFF操作的等式9，通过将等式9的Emotor-A替换为Emotor-B，得到等式12。通过等式11和等式12得到等式13。
VB＝VDSonoff+Ra×ID+Emotor-B+Eonoff  ...(12)
Eon-Eonoff＝VDSonoff-VDSon＝6.5V-0.3V＝6.2V  ...(13)
因为Eon的符号为正，而Eonoff的符号为负，所以等式13意味着持续ON时间的反电动势Eon的符号与ON/OFF操作时间的反电动势Eonoff的符号相反，并且两者的绝对值的和为定值。也就是，绝对值的和等于VDSonoff和VDSon的差值(VDSonoff-VDSon)。无论电机速度如何VDSonoff和VDSon的差值均为定值。当电机速度减小时，Emotor-B减小。Eonoff的绝对值变小。Eon的绝对值变大。也就是，当电机速度减小时，ON/OFF操作时间内的ID减小率减小。持续ON时间内的ID的增速变大。
并且，如图5所示，当脱离ON/OFF操作时处于点H的Eonoff-C比刚开始ON/OFF操作时处于点G的Eonoff-D小。这表明电机电流ID的减小率在ON/OFF操作过程中逐渐减小。图5中Eon-E小于Eon-F表明电机电流ID的增加率在持续ON过程中逐渐减小。
2-2-6.ON/OFF操作周期
当T31导通时，T1的栅极电荷通过R32放电，T1的栅极-源极电压VGS开始减小。因为ID＝Gm×VGS，ID开始减小。由于ID的减小，由电机5的电感L生成了反电动势Ec，同时尽管压降很小由转子阻抗Ra产生的压降减小。电机5的压降仅减小ΔVM(＝Ec+Ra×ΔID)。ΔID代表ID的减小量。由Ec＝L×ΔID/Δt得到反电动势Ec。假定在一个ON/OFF操作周期内电机速度不变。
T1的漏极电压VDS(等于漏极-源极电压，因为源极是接地的)开始增加ΔVM(电机5的压降减小值)。T1的栅极-漏极电压只增加ΔVM。栅极-漏极电容CGD被充电以使栅极-漏极电压只升高ΔVM。通过这个充电因为向栅极提供了电荷，即使当电荷通过R32放电时，栅极电荷并不减少。结果，栅极-源极电压VGS几乎没有本质上的降低。这就是米勒效应。
随着通过R32的放电的继续，VDS增加。当它超过了参考电压VH时，T31关闭。电流通过电阻R31和R32从电源单元VB流入T1的栅极。T1的栅极开始充电。当通过栅极的充电，栅极电压VGS开始增加时，ID增加。栅极电荷被米勒效应吸收，这与栅极放电的情况类似。这样，栅极-源极电压VGS几乎本质上不变。也就是，通过R31和R32的电荷充电被米勒效应取消了。随着栅极充电的进行，VDS减小。当它下降到参考电压VL以下时，CMP3的输出变低。T1开始OFF状态。
由米勒效应向T1的栅极提供和取消的电荷量由参考电压VL和VH决定，并且为常量。用于对栅极进行这个电荷量的充电及随后的放电的时间对应于一个ON/OFF操作周期。栅极的充电时间由电源电压VB和栅极电阻R31+R32来决定，放电时间由栅极电阻R32决定。也就是，ON/OFF操作的周期由参考电压VL和VH、电源电压VB、和栅极电阻R31和R32来决定。因此，ON/OFF操作的周期可以通过改变栅极电阻来改变，更具体地，改变电阻R32。
3.挤压判决电路6的解释
3-1.挤压判决电路6的电路结构
图3的挤压判决电路6包括一个16脉冲计数器，此计数器的输入端子连接于限流电路7的CMP3的输出端子，并且当它不计数达80μs时就会被复位。
3-2.挤压判决电路6的操作的解释
在挤压保护设备中，首先挤压是由电流检测电路2检测到的。然后，由限流电路7执行限流以使电机电流ID维持在一个预定区间内。最后，由挤压判决电路6确定挤压是否发生。下面解释此判决方法。当电机速度由挤压而减小时，T1的ON/OFF操作时间被延长，并T1的持续ON时间被缩短。利用此特性来确定挤压是否发生。有下面三种特定的判决方法。
(a)检测持续ON时间与ON/OFF操作时间的比值，当比值到达某个预定值时，判定挤压发生了。持续ON时间和ON/OFF操作时间在CMP2的输出上测量。CMP2的输出为高电平意味着持续ON，低电平意味着ON/OFF操作。这样，CMP2的输出被平均为一个模拟信号以可以测量目标比值。
(b)测量持续ON或ON/OFF操作的时间，当时间到达某个预定值时，判定挤压发生了。测量CMP2输出的高电平或低电平的时间来做出判断。
(c)在ON/OFF操作的计数过程中ON状态或OFF状态的次数，当数目达到某个预定值时，判定挤压发生了。如图3所示，计数CMP3的输出的上升到高电平的次数，当次数到达了16次脉冲，判定挤压发生了。计数器并不计数ON状态(包括持续ON时间)，当脉冲在一段预定时间内被中断时，计数器6被复位。在图3中，如果CMP3的输出在80μs没有变化，则计数器6被复位。判断挤压的转速准则设置为挤压发生前的转速下降大约60％。此转速准则是一个由在粗糙和崎岖不平的道路上产生的振动压力引起的转速下降不会出现的水平值。
3-2-1.设置挤压判决的预定值
下面是一个为挤压判决设置预定值的方法的概要。
(i)挤压判决的预定值被设置在一个不会由于在粗糙和崎岖不平的道路上行驶所产生的振动波动引起的电机转速下降而出现的水平。
(ii)因为ON/OFF操作时间依赖于T1的OFF延迟时间及CMP1中使用的OP AMP的响应时间，假定这些特性为正常值，对应于上述预定值的ON/OFF时间的数量被确定以设置计数器6输出一个信号所需要的脉冲数目。
(iii)当需要控制用于挤压判决的预定值时，因为T1的OFF的延迟时间及OP AMP的响应时间变化很大，则改变栅极串联阻抗R32来改变ON/OFF操作的周期。这样，即使T1的OFF的延迟时间及OP AMP的响应时间变化很大，固定计数器6用于输出信号的脉冲的数目也成为可能。固定计数器6用于输出信号的脉冲的数目在电路由IC芯片制成的情况下特别方便。
3-2-2.在ON/OFF操作时间内改变电机速度
由于电机速度减小，ON/OFF操作时间被延长，而持续ON时间被缩短。假设电机速度在一个ON/OFF操作周期内几乎不变。这通过如下事实——电机5即使在ON/OFF操作时间内也通过一个常力来压住电动窗——来保证。由于ON/OFF操作中的电机端子间的电压为VB减去VDSonoff(VB-VDSonoff)，给出等式14，其中电机输出为Pm。
Pm＝(VB-VDSonoff)×ID-Ra×ID2
＝(VB-VDSonoff-Ra×ID)×ID
＝(Emotor-Eonoff)×ID      ...(14)
从等式14中易知：
(i)电机输出一个近似常量的输出，而不管在ON/OFF操作时间内的转速。
(ii)在ON/OFF操作中，与持续ON中相比电机输出仅仅下降VDSonoff×ID。
也就是，即使在ON/OFF操作中电机也输出一个常量输出，并且驱动电动窗。这意味着，电机5保持对电动窗的压力，并且电机速度持续保持与电动窗的速度相联系。因为电动窗的移动很慢，它几乎不在一个ON/OFF操作周期内变化。这样，在一个ON/OFF周期内电机速度同样几乎不变化，所以假设有效。
如上所述，提供挤压保护设备是可能的，其中电机电流可以被限制，以在无错误的情况下快速的确定对外物的挤压。
(第二实施例)
在根据如图7所示的第二实施例的挤压保护设备中，电流跟随电路13与图3中的第一实施例中的电流跟随电路3不同。在电流跟随电路13中，快充电放电电路43和电阻R28被从电流跟随电路3中移去了，由于这些变化，电阻R21的阻抗值被改变以保持起动电路45的时间常数。
这些变化导致了一种结果，那就是图3的快充电放电电路43的时间常数变为零，快跟随电流Iref-f的跟随速度变成无限大。这样，尽管第二实施例的挤压保护设备的操作基本上与图3的第一实施例的挤压保护设备相同，但电流跟随电路13的操作还可以部分按如下解释。
快充电放电电路43被移开，流入快源极跟随器电路44的快跟随电流Iref-f的变化总为包括ON/OFF操作时间的电机电流ID的变化的1/n，并且电阻R24两端之间生成的电压变化对应于分流电阻R1两端之间生成的电压变化，如等式15所示，其中ΔIref-f和ΔID分别为Iref-f和ID的变化。
ΔIref-f×R24/(ΔID×R1)＝R24/(n×R1)
＝1.5KΩ/(1618×0.034Ω)＝27.3  ...(15)
也就是通过放大(放大27.3)产生的电压变化，与电机电流ID的变化成比例的分流电阻R1的电压变化，在电阻R24的两端产生了，通过包括R21和C1的积分电路对这个电压变化进行平均得到的电压在R23的两端产生了。分别产生的电压由CMP2在操作中进行比较。
(第三实施例)
在根据如图8所示的第三实施例的挤压保护设备中，电流跟随电路14与根据图7的第二实施例的挤压保护设备的电流跟随电路13相比有所不同。如下在这些电路中有两点不同。
(a)T21的漏极直接连接于电源单元VB而不是参考电阻R20。
(b)加入与CMP1的正输入端子相连的电阻R26，及漏极连接于电阻R26、源极接地、栅极连接于CMP2的输出端子的晶体管T23。
(第三实施例的挤压保护设备的操作)
电机电流ID通过分流电阻R1进行转化。因为CMP1是受控的，所以它的正输入端子电压和负输入端子电压一直保持相等，流入参考电阻R20的参考电流Iref与ID成比例，因此给出Iref×n＝ID。因此，电机电流ID只变化ΔID时Iref的幅度变化ΔIref，给出ΔIref×n＝ΔID。
当挤压未发生时，因为晶体管T23是导通的，Iref的电流成份Iref-2通过R26和T23流动。也就是给定Iref＝Iref-f+Iref-2。因为Iref-2不发生变化，Iref的变化ΔIref全部由Iref-f来反映，因此由等式16表示的电压变化ΔVR24在Iref-f流过的电阻R24中生成。
ΔVR24＝ΔIref×R24＝(ΔID/n)×R34    ...(16)
当计算与在分流电阻R1中生成的电压变化ΔVR1(＝ΔID×R1)相关的比率时，很明显分流电阻R1两端的电压变化被放大了27.3倍，而在电阻R24的两端之间产生，如等式17所示。
ΔVR24/ΔVR1＝(R24/R1)/n
＝(1.5KΩ/34mΩ)/1618＝27.3  ...(17)
尽管通过二极管D21的正向压降及CMP1的输出与R24未接地端的电压之间的T22的栅极-源极电压的综合作用产生了电压变化，因为此电压变化可以被认为是一个定值，所以CMP1的输出变化等于R24的未接地端的电压变化。因此，电容C1的未接地端电压的变化幅度，对应于通过时间常数R21×C1对R24的未接地端电压的变化幅度进行平均得到的结果，ΔVR24。电容C1的未接地端电压由晶体管T21的源极来反映，也就是CMP2的正输入端子，除了在直流电压上的不同。另一方面，R24的未接地端电压被输入给CMP2的负输入端。但是0.7V的直流电压变化(二极管D21的正向压降的幅度)被加在正输入端子和负输入端子之间。
当上述情况被重新组合时，ID的变化幅度，ΔID，被分流电阻R1转化成一个电压而成为ΔVR1。ΔVR1被乘以27.3而成为ΔVR24，并被加入CMP2的负输入端子。此时的电流-电压转化率(ΔVR24/ΔID)由等式18来表示。
ΔVR24/ΔID＝27.3 ×R1×ΔID/ΔID
＝27.3×34mΩ＝928mV/A   ...(18)
ΔVR24的均值被加到CMP2的正输入端子上，0.7V的直流压差被加在它的正输入端子和负输入端子之间。
电机电流ID中包含一个脉冲电流成份。其中脉冲电流的总幅度为0.5A，ΔVR24中包含928mV×0.5A＝464mV的电压波动幅度。也就是，因为在一端幅度上有+/-232mV的波动，当0.7V-0.232V＝0.468V的电压增加产生时，CMP2的输出从高电平变成低电平。也就是，0.468V成为挤压判决电压。当0.468V被转化成ID时，其变成0.5A(＝0.468V/R24×n)。当ID增加0.5A时，CMP2的输出反转。
当CMP2的输出变成低电平时，晶体管T23关闭，电流Iref-2消失。此时因为ID没有变化，参考电压Iref不变。因此，Iref-f增加Iref-2消失的幅度。因此，R24的压降增加，CMP2的负输入端子电压增加。其增加率为Iref-2×R24。当CMP2的输入变成低电平时，ON/OFF操作开始，并且ID减小。当由ID的减小引起的Iref幅度减小超过Iref-2时，CMP2再次变成高电平，并且ID处于持续ON并开始增加。当CMP2的输出变成高电平时，T23导通，Iref-2流过，对应Iref-f减小的幅度，并且CMP2的负端子电压只下降Iref-2×R24。当由ID的增加引起的Iref的幅度增加超过Iref-2时，CMP2变成低电平。当CMP2的输出变成低电平时，因为FET T1具有一个OFF延时，ID在此延时过程中增加。因此，ID不得不减小一个幅度，此幅度不仅包括Iref-2而且包括CMP2处于低电平的过程中由于延时ID增加的幅度。
ON/OFF操作和持续ON操作在其中进行重复的电机电流ID的限流过程中的电机电流ID的最大值，成为一个通过将挤压判决值0.5A(0.468V)加到在挤压前ID的均值上而得到的值。最小电流值由Iref-2的幅度来决定。这样，限流操作时间内的ID均值可以通过控制Iref-2的值来随意设置。
上面是图8的电路的操作，其不同于图3的电路的方面被总结如下。
(i)图3的Iref-f并不是ID本身的确切变化。ΔIref-f×n并不等于ΔID。电阻R22两端产生的压差表明ID和Iref之间有一个差距。因此，由ΔIref-f在电阻R24上产生的压降ΔVR24并没有确切的表示ΔID。它可能比ΔID大或小。也就是，ΔVR24的幅度变得比与ΔID相对应的幅度大。因此，挤压判决值本质上变小了，ON/OFF操作很容易开始。这意味着由在粗糙和崎岖不平的道路上行驶引起的振动压力变化带来的故障出现的情况或类似的增加了。
另一方面，在图8中，ΔVR24正确的表示了ΔID，这样不会产生由于距离ΔID的差距产生的影响。
(ii)在图3的电路中，在ON/OFF操作时间内，CMP1的输出的波动变大，因此高电平和低电平处发生饱和。CMP2的负输入端子电压距离ΔID的差距变大，并且CMP2负输入端子电压与ID的变化不再相同。因为即使在负输入端子电压可以与正输入端子电压相比较且被控制时，CMP2的正输入端子电压也不变并且ΔID并不对应于CMP2的负输入端子电压的变化，所以当电机速度在限流操作中开始减小时ID逐渐增加。
另一方面，在图8中，因为电机电流中的变化由CMP2的负端子电压来反映，限流操作中的电机电流ID的峰值保持为定值。
(iii)在图3中，ON/OFF操作时间由T1的OFF延时、CMP1的响应延时和电机速度来决定。这之中，CMP1的响应延时时间的影响是很大的。如图8所示，尽管使用Iref-2来控制是可能的，即使Iref-2＝0A也有足够的ON/OFF操作时间。如果使用Iref-2，则ON/OFF操作时间变得太长，这在控制的观点来看是不可取的。也就是，ON/OFF操作时间不能从外面来控制。但是，在图7的方法中，Iref-f的跟随速度变成了无穷大，使用Iref-2来控制成为可能。
另一方面，在图8中，尽管与图3的环境相同，T1的延时和电机速度成为确定ON/OFF操作时间的主要因素，CMP1的响应延时并不影响它。进一步，通过使用Iref-2，ON/OFF操作时间可以被控制以使之成为实质上的任意值。当Iref-2增加时，ON/OFF操作时间变长，这样可以减小ID的最小值。因为，在限流时间内，ID的最大值被保持恒定并且最小值是可控的，限流时的ID的平均电流值可以被设置为所期望的值。
(iv)在图3和图7中，作为Iref一部分的Iref-s在与C1的电压相连的情况下流动。当随着挤压发生ID增加时，尽管C1的电势很少增加，它也不为零。Iref-s对应于C1的电势的增加幅度而增加，并且只增加那么大的幅度，即Iref-f减少的增加幅度。也就是，检测灵敏度只对那个幅度是迟钝的。另一方面，在图8中，尽管C1的电势的增加与挤压同时发生，因为C1的增加与Iref不相关，所以Iref-f的增加并不被C1的增加所抑制。这样，由C1的电势增加引起的检测灵敏度的下降消失了，并且可以实现更正确的控制。
如上面所述事实可知，作为挤压保护的控制系统，图8的电路优于图3的电路。
(第四实施例)
在根据如图9所示的第四实施例的挤压保护设备中，与根据图3的第一实施例的挤压保护设备相比，电流检测电路2有所不同。在图9中简化或忽略了对限流电路7、电机5和挤压判决电路6的叙述。如下在电流检测电路2中有两点不同。
(a)电流跟随电路16不同于电流跟随电路3。在电流跟随电路16中，电流跟随电路3上增加了一个连接于CMP1的正输入端子的电阻R29、一个漏极连接于电阻R29、源极接地、栅极连接于开始定时器15的输出端子的晶体管T24、和一个正极连接于电容C1及负极连接于电容C2的二极管D22。
(b)增加的是开始定时器15，它的输入端子连接于WINDOW-UP(UP)的输入端子，和一个连接于开始定时器15的输出端子和电流跟随电路16的起动电路4。
起动电路4包括一个栅极连接于开始定时器15及源极接地的n型MOS FET T42、一个连接于T42的漏极的电阻R43、栅极连接于电阻R43及源极连接于电源单元VB的正端子的p型MOS FETT41、一个连接于T41的栅极和源极之间的电阻R41、一个连接于T41的漏极的电阻R42、和一个正极连接于电阻R42及负极连接于T21的栅极的二极管D41。
(第四实施例的挤压保护设备的操作)
提供了一个突发(rush)电流屏蔽周期，以使得当电机由WINDOW-UP(UP)或WINDOW-DOWN(DOWN)信号触发时，不会因电机开始电流ID的上升而执行ON/OFF操作。以安全设备的观点来看，最好是在电机5启动后马上执行挤压保护功能。在一个使用脉冲传感器的方法中，因为脉冲的分辨率很低，并且需要时间来使脉冲变得稳定，所以很难在电机刚启动时就执行挤压保护函数。因为在第四实施例的电流检测方法中响应非常快，所以可能在电机刚启动时就执行挤压保护函数，因此，可以将一种比脉冲传感器发优越的功能作为安全设备而实现。
(突发电流屏蔽周期内电机5的转动)
当生成WINDOW-UP信号或WINDOW-DOWN信号后，开始定时器15被执行，电流检测电路2中的晶体管T24导通，并且突发参考电流Iref-1只在突发电流屏蔽周期内流动。突发参考电流Iref-1的幅度由电源单元VB和电阻R29来确定。起动电路4的T42导通，并且T41导通。这样，电容C1和C2被几乎充值到由R42和R22所确定的电压。Iref-1被设置以使将全部参考电流乘以n而得到值大于作为电机电流ID的突发电流。也就是，Iref-1被设置以使得等式19有效。
(作为ID的最大突发电流)＜n×(Iref-s+Iref-f+Iref-1)    ...(19)
这样，因为在突发电流屏蔽周期内CMP1的输出成为低电平，充电电流以下面的顺序流动，从电源单元VB流入晶体管T41，再流入电阻R42，流入二极管D41，流入电容C1和二极管D22，流入电容C2和电阻R22，流入CMP1的输出，流入地。电容C1和C2的电压由等式20和等式21表示。
(C1电压)
＝(VB-2×0.7(V)-(CMP1output))×R22/(R42+R22)+0.7(V)+(CMPloutput)...(20)
(C2电压)
＝(VB-2×0.7(V)-(CMP1output))×R22/(R42+R22)+(CMPloutput)...(20)
二极管的正向压降被设置为0.7V。电源单元VB为12.5V，CMP输出的低电平为2V，R42为3KΩ，R22为5.1KΩ。这样给定C1电压为8.3V及C2电压为7.7V。当突发电流屏蔽周期结束并且开始定时器15停止时，T43和T41关闭。此时如果电机电流下降使得CMP1的输出保持为低电平，C1和C2的电荷按如下顺序放电，从二极管D22到电阻R22，然后到CMP1的输出，以使得立即开始跟随操作。因此，在此阶段，当挤压发生时，立刻就被检测到以使电机5可以被停止。
(当WINDOW-UP信号被输入后电机5不再转动)
在此情况中，因为当开始定时器15停止时作为电机电流ID的电机锁定电流开始流动，CMP1的输出变成高电平，并且C2的电势通过电阻R22被瞬时充电为CMP1输出的高电平。因为C1通过一个很长的时间常数充电，C1的电势几乎不升高。因此，CMP2的负输入端子电压变得比正输入端子电压要高，并且CMP2的输出变成低电平。T1执行ON/OFF操作。持续ON并不开始。这样挤压判决被立刻执行，因此反转操作被执行。
即使在生成了WINDOW-UP信号后电机转动时，在开始定时器15停止时CMP1的输出为高电平的情况下，ON/OFF操作也会立即开始。当ON/OFF操作和持续ON继续时，如果电机电流ID开始下降，一个标准操作开始以使电机继续转动。如果由于挤压电机电流ID增加，挤压判决被执行以使电机反向运转。需要将R41和R22设置为当挤压没有发生时不出现反转的阻抗值。
(第四实施例的第一修改)
在根据如图10所示的第四实施例的第一修改的挤压保护设备中，电流检测电路2不同于根据图7的第二实施例的挤压保护设备的电流检测电路2。在电流检测电路2中有如下两点不同。
(a)电流跟随电路17不同于电流跟随电路13。在电流跟随电路17中，电流跟随电路13增加的是连接于CMP1的正输入端子的电阻R29、漏极连接于电阻R29及源极接地及栅极连接于开始定时器15的输出端子的晶体管T24、一个正极连接于电容C1的二极管D22、和一个连接于二极管D22的负极和CMP1的输出端子之间的电阻R28。
(b)增加的是输入端子连接于WINDOW-UP(UP)的输入端子的开始定时器15，和连接于开始定时器15的输出端子以及电流跟随电路17的起动电路4。
这样，图10的电路可以实现与图7的电路类似的功能，类似于在与图7的电路相关的起动之后实现挤压保护功能的图9的电路。
(第四实施例的第二修改)
在根据如图11所示的第四实施例的第二修改的挤压保护设备中，电流检测电路2不同于根据图8的第三实施例的挤压保护设备的电流检测电路2。在电流检测电路2中有如下两点不同。
(a)电流跟随电路18不同于电流跟随电路14。在电流跟随电路18中，电流跟随电路14增加的是连接于CMP1的正输入端子的电阻R29、漏极连接于电阻R29及源极接地及栅极连接于开始定时器15的输出端子的晶体管T24、一个正极连接于电容C1的二极管D22、和一个连接于二极管D22的负极和CMP1的输出端子之间的电阻R28。
(b)增加的是输入端子连接于WINDOW-UP(UP)的输入端子的开始定时器15，和接于开始定时器15的输出端子以及电流跟随电路18的起动电路4。
这样，图11可以实现与图8类似的功能，类似于在与图8相关的起动之后实现挤压保护功能的图9。
(第五实施例)
在根据如图12所示的第五实施例的挤压保护设备中，电流检测电路2不同于根据图3的第一实施例的挤压保护设备的电流检测电路2。在电流检测电路2中有如下两点不同。
电阻R1被去掉了，代替R1，主FET T4的漏极和源极端子连在了一起。同样，电阻R20被去掉了，代替R20，参考FET T5的漏极和源极连在了一起。提供了输出端子连接于T4和T5的栅极的驱动电路19。T4和T5由n型MOS FET组成。电流检测电路2具有一个源FET组来代替电阻器组。源FET组由一个主FET T4和一个参考FET T5组成。对于源FET组的传感率(n)，参考FET T5的源极-漏极的导通阻抗与主FET T4的源极-漏极的导通阻抗的比值n，被设置为一个大于1最好是100或更大的值，与电阻器组类似。电机电流ID流入主FET T4。参考电流Iref被控制以使得满足条件ID＝n×Iref的参考电流Iref流入FET T5。
在主FET T4被放置在电机5的高端的情况下，需要主FET T4的源极电势VSA和参考FET T5的源极电势VSB满足条件，VSA＝VSB，以达到条件ID＝n×Iref。当电机正常转动时，如果电机电流因电动窗的驱动力的波动而变化时，主FET的源极电势VSA也变化。通过控制参考电流Iref，以维持条件VSA＝VSB。
下面，在一种对由挤压产生的异常电流的检测方法中，与图3类似，参考电流Iref被分成两个跟随速度不同的电流成份。快跟随电流Iref-f正确的反映了电机电流ID的变化。通过将快跟随电流Iref-f引入阻抗值大于参考FET T5的导通阻抗的电阻R24，电机电流ID的变化被转化为一个电压。通过这个电压变换，可以检测到通过对小波动进行放大而得到的波动，其中的小波动是通过利用主FET T4的导通阻抗而将电机电流ID的变化转化成电压而得到的。
当挤压发生时，尽管快跟随电流Iref-f随电机电流ID而增加，但慢跟随电流Iref-s几乎不变。这样，在快跟随电流Iref-f和慢跟随电流Iref-s的均值之间产生了一个差值，产生了一个定量关系，Iref-f的均值大于Iref-s的均值。当这个定量差值超过了一个预置值时，将产生异常电流检测信号9。结果，通过这个信号9，处于电机5的高端的源FET T4和T5组或者处于电机M的低端(地端)的限流电路7的半导体开关元件T1(FET或二极管)关闭。
此后，当挤压发生时，源FET组(T4和T5)或半导体开关元件T1重复ON/OFF操作和持续ON操作。通过重复ON/OFF操作和持续ON操作，电机电流ID的增加可以被限制。电流检测电路2的功能与图3的电阻器组的电路相同。
(第六实施例)
在根据如图13所示的第六实施例的挤压保护设备中，电机22不同于根据图12的第五实施例的电机5。WINDOW-UP操作与图12的相同。WINDOW-DOWN的操作通过使用晶体管T6和T7来执行。
正向/反向转动电路22通过输入WINDOW-UP信号而使电机向窗口关闭的方向转动，通过输入WINDOW-DOWN信号而使电机向窗口打开的方向转动。并且，在WINDOW-DOWN信号通过信号线11输入的情况下，正向/反向转动电路5反转电机M的转向从窗口关闭的方向变成窗口打开的方向。正向/反向转动电路22构成一个H-桥电路。此H-桥电路具有四个FET(T1、T4、T6和T7)。电流检测电路2和限流电路7可以通过将T4放置在四个FET(T1、T4、T6和T7)的高端来构成。还可能是，电流检测电路2通过将晶体管T4放置在高端来构成，限流电路7通过将晶体管T1放置在低端来构成。
功能与图12的电路相同。
(第一验证实例)
在第一验证实例中，如图3和图9所示的根据第四实施例的电动窗挤压保护设备的电流检测电路2的电流跟随电路16的跟随操作将通过测量而解释。这里的电源电压为12.5V。
图14(a)显示了在根据第四实施例的电动窗挤压保护设备中的电动窗开始上升的情况下的信号波形。水平轴表示时间，其上刻度的每一格对应50ms。竖轴表示电机电流ID、CMP1的输出端电压、电容C1和C2的电压。图中竖轴的单位显示在电机电流ID的右侧(2A/div，6A)，其它的类似。(2A/div，6A)的意思是一格对应2A，总共八格中的第四格的电流为6A。类似地，CMP1的输出端电压表示为(2V/div，6V)，一格对应2V，总共八格中的第四格的电压为6V。在后面的图表中类似，竖轴以相同的符号系统来表示。
图14(b)是一个图14(a)的第二格及其周围在时间轴上扩大5倍后的图。同样图15(a)、(b还是图14(a)的第二格及其周围在时间轴上扩大10倍和50倍后的图。图16(a)、(b)是图14(a)的第三格及其周围在时间轴上扩大10倍和50倍后的图。图17(a)、(b)是图14(a)中超过第十格的第十一格的周围部分在时间轴上扩大10倍和50倍后的图。
从这些图中可知，在开始时，是40ms的突发电流屏蔽周期，之后C1和C2立刻跟随ID。当ID下降时，C1大于C2。电势差，C1减C2，产生于电阻R28的两端。电阻R28阻止了C1和C2的电势的分离。
特别地，如图16(a)、(b)所示，ID的波动与C2的波动相符得很好。另一方面，可知当跟随ID向右倾斜时C1平滑地变化，这可以在图中整体观察。
(第二验证实例)
在第二验证实例中，如图3和图9所示的根据第四实施例的挤压保护设备的电流检测电路2的电流跟随电路16的跟随操作将通过测量而解释。其中有一个修改，二极管D21被忽略了。电源电压VB为12.5V。
图18(a)、(b)显示了电动窗开始上升时的信号波形。水平轴表示时间，其上刻度的每一格对应200ms。竖轴表示电机电流ID、CMP1的输出端电压(OUT)、电容C1和C2的电压。
从这些图中可知，C1不能立刻跟随ID的波形。但是，C1的波形加上C2的波形形成了Iref波形，一旦突发电流屏蔽周期(40ms)结束，Iref波形就跟随ID的波形。CMP1的输出达不到高电平或低电平。但是，它意味着C2不能跟随ID的所有变化只是因为不能跟随CMP1输出的摆动幅度。CMP1的输出幅度的量级由由C2表示的ID和Iref之间的差距的量级相对应。
(第三验证实例)
在第三验证实例中，如图3和图9所示的根据第四实施例的挤压保护设备的电流检测电路2的电流跟随电路16的跟随操作将通过测量而解释。也就是，测量条件与第一实例的相同。
图19(a)显示了挤压发生的情况下的信号波形。图19(b)显示了从图19(a)的波形中删除了CMP1的输出(CMP1OUT)的波形。水平轴表示时间，其上刻度的每一格对应200ms。竖轴表示电机电流ID、CMP1的输出端电压(OUT)、电容C1和C2的电压。
从这些图中可知，一旦突发电流屏蔽周期(40ms)结束，C1和C2立刻开始跟随操作。C2的波形看起来与C1的波形相符。
挤压被检测到，ID及类似的在时间横轴上的第九格上被关闭。在挤压发生到ID及类似的被关闭之间的时间内，C1的电势几乎不变。认为形成了一个符合要求的评估电势。
(第四验证实例4)
在第四验证实例中，如图3和图9所示的根据第四实施例的挤压保护设备的限流电路7的半导体开关元件T1的ON/OFF操作和持续ON将通过测量而解释。这里的电源电压VB为12.5V。
图20(a)、(b)是图20表示部分在图19(a)的时间轴上扩大200倍的曲线图。图21是其表示部分在图19(a)的时间轴上扩大200倍的曲线图。图22是其表示部分在图19(a)的时间轴上扩大200倍的曲线图。图23是其表示部分在图19(a)的时间轴上扩大200倍的曲线图。图24(a)、(b)是其表示部分在图19(a)的时间轴上扩大200倍的曲线图。图25至图29(a)、(b)是其表示部分在图19(a)的时间轴上扩大后的曲线图。也就是，图20显示了T1关闭(由挤压判决引起)的时刻前200ms内产生的波形。图21显示了那个时刻之前100ms内产生的波形。图22显示了那个时刻之前80ms内产生的波形。图23显示了那个时刻之前40ms内产生的波形。图24显示了那个时刻之前20ms内产生的波形。图25、26显示了T1关闭时产生的波形。图27显示了那个时刻之前500μs内产生的波形。图28显示了那个时刻之前400μs内产生的波形。图29显示了那个时刻之前250μs内产生的波形。
在图20中，挤压并未发生。可知CMP2负输入的波形与图20(b)的ID的波形符合得很好。CMP2的正输入是平坦和光滑的，为一个常量。因此，可知跟随操作被执行了。CMP2的负输入被设置得被CMP2的正输入低。
在图21中，挤压发生了。CMP2负输入的电势增加，并且逼近并不波动的CMP2的正输入电势。
在图22中，同样是挤压发生了。出现了一种与并不波动的CMP2的正输入电势有关的情况，CMP2的负输入电势增加，并且超过了CMP2的正输入电势。这种量值倒转在一个窄间隔内连续出现两次。通过此量值倒转，T1的ON/OFF操作发生了，并且CMP1的输出大幅度摆动。
在图23中，同样是挤压发生了。在频繁的固定的间隔内出现了一种与并不波动的CMP2的正输入电势有关的情况，CMP2的负输入电势进一步增加，并且超过了CMP2的正输入电势。通过此量值倒转，T1的ON/OFF操作发生了，并且在相同的间隔内CMP1的输出大幅度摆动。关于CMP2的负输入对ID波形的跟随特性，可以观察到图4中所解释的相位差距。
在图24中，挤压发生了。图24(b)显示了图24(a)的时间横轴扩大10倍后的曲线图。对于并不波动的CMP2的正输入电势，CMP2的负输入电势进一步增加，因此可以观察到图4所解释的趋势。ID波形的细锯齿型波型区域是ON/OFF操作时间，被这个区域夹在中间的上升波形区域是持续ON操作时间。挤压判决电路6在锯齿型波型区域中计算锯齿的数目。数目是13、10、7，并且如果这些中的任何一个低于16(判别条件)的话，并不作出挤压判决。
在图25和图26中，同样是挤压发生了，并且至少作出了挤压判决。图26(a)、(b)显示了图25的时间横轴扩大10倍后曲线图。对于并不波动的CMP2的正输入电势，CMP2的负输入电势进一步增加，因此可以观察到图4所解释的趋势。尽管CMP2的负输入电势不变，与ON/OFF操作开始相比，ID正在增加。挤压判决电路6在锯齿型波型区域中计算锯齿的数目。数目是16和16，所有的这些都达到了16(判别条件)，由第一个计数16来作出挤压判决。
通过使用图27，详细地解释了图4中解释的趋势。CMP1OUT从高电平摆动到低电平然后就饱和了。这样，C2并不通过T1的关闭延时跟随ID的变化。即使当CMP2的负输入超过CMP2的正输入时，由于T1的关闭延时T1也不会立即关闭。关闭延时由升高至电压电压VB并且在持续ON过程中饱和的T1的栅极-源极电压决定。关闭延时就是在其间栅极-源极电压从电压电压VB下降到T1的门限电压的时间。另一方面，T1导通不需要延时，因为ON/OFF操作中的栅极-源极电压与持续ON中的栅极-源极电压相比几乎不变。
CMP2的负输入大于CMP2的正输入的时间(图4中的t1+t2)由T1的关闭延时、CMP1的响应时间和ID的下降率决定。CMP2的正输入大于CMP2的负输入的时间(t3+t4)由CMP1的响应时间和ID的增加率决定。
参考图28和图29，其中解释了图5中显示的趋势。图5的低参考电压VL(＝3.03V)和高参考电压VH(＝8.82V)可以参考图29而观察到。参考电压是CMP3的负输入端子电压。参考电压波形和T1的漏极电压(FET漏极)波形的交叉点，如图29(b)中所示的，决定了CMP3的输出的反转定时。FET漏极的波形是尖头信号(overshoot)。
(第五验证实例)
在第五验证实例中，第四实施例的图11中显示的修改实例2的挤压保护设备的电流检测电路2的电流跟随电路18的跟随操作将通过测量而解释。此处的电源电压VB为12.5V。
图30(a)显示了在第四实施例的第二验证实例的挤压保护设备中执行跟随操作的情况下的波形。出于比较的目的，图30(b)显示了在根据第四实施例的挤压保护设备中执行跟随操作的情况下的波形。横轴表示时间，其上刻度的每一格对应1ms。比较是通过在同一电动窗上，同一窗玻璃位置上，没有挤压的相同定时上获取数据而进行的。当比较是关于CMP2的负输入作出的时，可知图30(a)中波动比图30(b)中的那些要小，以及它是与CMP2的正输入独立的。因为它与CMP2的正输入独立，可认为它更加抗由驱动力的瞬时波动引起的故障。图30(a)中CMP2的负输入的波形与ID的波形更符合。
(第六验证实例)
在第六验证实例中，第四实施例的图8和图11中显示的修改实例2的挤压保护设备的限流电路7的半导体开关元件T1的ON/OFF操作和持续ON将通过度量而解释。此处的电源电压VB为12.5V。
在作为图31的右端的时刻，挤压被判决出。图32(a)、(b)是其表示的部分在图31的时间横轴上放大20倍后的曲线图。图33(a)、(b)是其表示的部分在图31的时间横轴上放大200倍后的曲线图。图34(a)、(b)是其表示的部分在图31的时间横轴上放大20倍后的曲线图。ON/OFF操作时间由T1的关闭延迟时间和电阻R32决定。可以观察出相对于并不波动的CMP2的正输入电势，CMP2的负输入电势逐渐增加，以及FET的漏极电压开始振动。与图4中解释的趋势不同，ID的增加和下降的时间与CMP2的负输入的增加和下降时间相符合。与ON/OFF操作的开始相比，即使CMP2的正输入并不变，ID也增加。挤压判决电路6在锯齿型波型区域中计算锯齿的数目。数目是18和18，这些都达到了16(判别条件)。挤压判决已经由第一个计数16作出。
(第七验证实例)
在第七验证实例中，第四实施例的图8和图11中显示的修改实例2的挤压保护设备的挤压保护操作将通过测量而解释。此处的电源电压VB为14.5V。图35电动窗刚开始上升时挤压发生的情况下的信号波形。图35的水平横轴表示时间，其上刻度的每一格对应100ms。竖轴表示电机电流ID，施加于被挤压的外物上的压力，FETT1的漏极电压和CMP2的正输入电压。施加于被挤压的外物上的压力被限制为大概98N，作为最大值。
该主题申请要求2001年4月2日在巴黎会议上申请的，申请号为2001-103860的在先日本专利申请的利益，该申请的全部内容在此引入作为参考。
本领域技术人员在获得当前公开的启示后，在不脱离其中的范围的情况下，可能做出各种修改。

Claims (14)

1.一种用于由电机(5)驱动的移动部件的挤压保护设备，其中电机(5)可以向反方向转动以及通过电源单元(VB)被提供电机电流(ID)，所述挤压保护设备包括：
一个连接于电源单元(VB)的正端子的电流检测电路(2)，被设置为传导电机电流(ID)以及检测电机电流(ID)的增加或降低；以及
一个限流电路(7)，包括
半导体开关元件(T1)，其中所述电机电流(ID)通过所述半导体开关元件(T1)ON/OFF操作而减小、以及通过所述半导体开关元件(T1)连续的ON操作而增加；
参考电压电路(8)，被设置以产生一个高参考电压(VH)和一个低参考电压(VL)，其中低参考电压(VL)大于地电平但是低于所述高参考电压(VH)，所述高参考电压(VH)小于所述电源电压(VB)，
第三比较器(CMP3)，被设置以比较半导体开关元件(T1)上的压降和所述高参考电压(VH)和低参考电压(VL)之一，其中所述ON/OFF操作包括，当半导体开关元件(T1)上的压降小于所述低参考电压(VL)时关闭半导体开关元件(T1)、以及当半导体开关元件(T1)上的压降大于所述高参考电压(VH)时打开半导体开关元件(T1)，以及
其中当所述电流检测电路(2)检测到所述电机电流(ID)的增加时，所述限流电路(7)关于所述参考电压电路(8)和第三比较器(CMP3)实施ON/OFF操作，以及当所述电流检测电路(2)检测到所述电机电流(ID)的降低时，实施连续的ON操作，从而在所述限流操作中所述电机电流(ID)的平均值被限制为一个大于所述挤压之前的电机电流(ID)值的恒定值。
2.如权利要求1所述的挤压保护设备，其中所述电流检测电路(2)包括：
一个具有一个主电阻的主元件(R1，T4)，被设置以传导电机电流(ID)，一个具有一个参考电阻的参考元件(R20，T5)，被设置以传导参考电流(Iref)，所述参考电阻等于主电阻的n倍，从而所述参考元件(R20，T5)传导参考电流(Iref)并且将参考电流(Iref)恒定地设置为电机电流(ID)的n分之一
一个电流跟随电路(3)，耦合到所述主元件(R1，T4)以及参考元件(R20，T5)，包括：
慢跟随电路(41和42)，被设置为传导慢跟随电流(Iref-s)，该慢跟随电路(41和42)的时间常数比从挤压发生到电机(5)开始反向转动的时间段要长，
快跟随电路(43和44)，被设置为传导快跟随电流(Iref-f)，快跟随电路(43和44)的时间常数比慢跟随电路(41和42)的要小，
第二比较器(CMP2)，被配置为比较所述快跟随电流(Iref-f)的增加或减少与所述慢跟随电流(Iref-s)的增加或减少，
其中所述快跟随电流(Iref-f)等于所述参考电流(Iref)和慢跟随电流(Iref-s)之间的差值，
其中慢跟随电路(41和42)和快跟随电路(43和44)彼此并连。
3.如权利要求2所述的挤压保护设备，
其中电流跟随电路(3)包括
第一比较器(CMP1)，被设置以检测主元件(R1，T4)两端的压降和参考元件(R20，T5)两端的压降之间的差，
慢跟随电路(41和42)包括
慢充电放电电路(41)，其耦合到第一比较器(CMP1)的输出和地，所述慢充电放电电路(41)包括耦合到第一比较器(CMP1)的输出的第一电阻(R21)、以及串联耦合到第一电阻(R21)和地的第一电容(C1)，以及
慢源极跟随器电路(42)，其包括一个第一场效应晶体管(T21)和一个耦合到第一场效应晶体管(T21)的源极的第三电阻(R23)，所述第一场效应晶体管(T21)的漏极被耦合到所述参考元件(R20，T5)，栅极被耦合到所述第一电容(C1)，
其中所述第一场效应晶体管(T21)被配置为传导所述慢跟随电流(Iref-s)，以及所述慢跟随电路将第一电容(C1)的电势转换为慢跟随电流(Iref-s)，以及
快跟随电路(43和44)包括
快充电放电电路(43)，其耦合到第一比较器(CMP1)的输出和地，还并联耦合到慢充电放电电路(41)，所述快充电放电电路(43)包括耦合到第一比较器(CMP1)的输出的第二电阻(R22)、和串联耦合到第二电阻(R22)和地的第二电容(C2)，
快源极跟随器电路(44)，其包括一个第二场效应晶体管(T22)和通过二极管(D21)连接到第二场效应晶体管(T22)的源极的第四电阻(R24)，所述第二场效应晶体管(T22)的漏极被耦合到所述参考元件(R20，T5)，栅极被耦合到所述第二电容(C2)，
其中所述快充电放电电路(43)具有小于慢充电放电电路(41)的慢时间常数的快时间常数，以及
其中第二场效应晶体管(T22)被设置以传导快跟随电流(Iref-f)，以及所述快跟随电路(43和44)将第二电容(C2)的电势转换为快跟随电流(Iref-f)，以及
其中所述第二比较器(CMP2)比较第一场效应晶体管(T21)的第一源极电势和所述二极管(D21)的阴极电势，从而所述第二比较器(CMP2)检测所述电机电流(ID)的增加或降低。
4.如权利要求2所述的挤压保护设备，
其中所述电流跟随电路(13)包括
第一比较器(CMP1)，被配置为检测所述主元件(R1，T4)两端的压降和所述参考元件(R20，T5)两端的压降之间的差，
其中所述慢跟随电路(42和45)，包括
慢充电放电电路(45)，耦合到第一比较器(CMP1)的输出和地，所述慢充电放电电路(45)包括一个耦合到第一比较器(CMP1)的输出的第一电阻(R21)、以及一个串联耦合到第一电阻(R21)和地的第一电容(C1)，
慢源极跟随器电路(42)，包括第一场效应晶体管(T21)，所述第一场效应晶体管(T21)的漏极被耦合到所述参考元件(R20，T5)，栅极被耦合到所述第一电容(C1)，以及包括被耦合到所述第一场效应晶体管(T21)的源极的第三电阻(R23)，
其中所述第一场效应晶体管(T21)被设置为传导所述慢跟随电流(Iref-s)以及所述慢跟随电路将第一电容(C1)的电势转换为所述慢跟随电流(Iref-s)，以及
所述快跟随电路(44)，包括，
快源极跟随器电路(44)，其包括一个第二场效应晶体管(T22)，其中第二场效应晶体管(T22)的漏极被耦合到所述参考元件(R20，T5)，第二场效应晶体管(T22)的栅极被耦合到第一比较器(CMP1)的输出，以及包括通过二极管(D21)被耦合到所述第二场效应晶体管(T22)的源极的第四电阻(R24)，
其中所述快源极跟随器电路(44)和第四电阻(R24)被设置为传导所述快跟随电流(Iref-f)，以及
其中所述第二比较器(CMP2)比较第一场效应晶体管(T21)的第一源极电势和所述二极管(D21)的阴极电势，从而所述第二比较器(CMP2)检测所述电机电流(ID)的增加或降低。
5.如权利要求2所述的挤压保护设备，
其中所述电流跟随电路(14)包括
第一比较器(CMP1)，被配置为检测所述主元件(R1，T4)两端的压降和所述参考元件(R20，T5)两端的压降之间的差，
其中所述慢跟随电路(42和45)，包括
慢充电放电电路(45)，耦合到第一比较器(CMP1)的输出和地，所述慢充电放电电路(45)包括一个耦合到第一比较器(CMP1)的输出的第一电阻(R21)、以及一个串联耦合到第一电阻(R21)和地的第一电容(C1)，
慢源极跟随器电路(42)，包括第一场效应晶体管(T21)，所述第一场效应晶体管(T21)的漏极被耦合到电源(VB)，栅极被耦合到所述第一电容(C1)，以及包括被耦合到所述第一场效应晶体管(T21)的源极的第三电阻(R23)，
其中所述第一场效应晶体管(T21)被设置为传导所述慢跟随电流(Iref-s)以及所述慢跟随电路将第一电容(C1)的电势转换为所述慢跟随电流(Iref-s)，以及
所述快跟随电路(44)，包括，
快源极跟随器电路(44)，其包括一个第二场效应晶体管(T22)，其中第二场效应晶体管(T22)的漏极被耦合到所述参考元件(R20，T5)，第二场效应晶体管(T22)的栅极被耦合到第一比较器(CMP1)的输出，以及包括通过二极管(D21)被耦合到所述第二场效应晶体管(T22)的源极的第四电阻(R24)，其中所述快源极跟随器电路(44)和第四电阻(R24)被设置为传导所述快跟随电流(Iref-f)，以及
其中所述第二比较器(CMP2)比较第一场效应晶体管(T21)的第一源极电势和所述二极管(D21)的阴极电势，从而所述第二比较器(CMP2)检测所述电机电流(ID)的增加或降低。
6.如权利要求1所述的挤压保护设备，其中ON/OFF操作的时间段依赖于半导体开关元件(T1)的关闭延迟时间和在所述ON/OFF操作期间的电机电流(ID)的下降率，连续的ON操作的时间段依赖于连续的ON操作期间的电机电流(ID)的增长率。
7.如权利要求1所述的挤压保护设备，其中限流电路(7)被配置为使电机(M)在ON/OFF操作过程中生成一个电机输出，从而在移动部件上施加一个驱动力以维持所述移动部件的相同速度，这提高了从短时过载中恢复的能力，所述短时过载是在无故障的情况下在粗糙的道路上行驶引起的。
8.如权利要求1所述的挤压保护设备，其中包括一个挤压确定电路(6)，其通过检测ON/OFF操作时间段和连续的ON操作时间段的比值，或者，测量ON/OFF操作时间段或连续的ON操作时间段，来确定是否出现挤压事件。
9.如权利要求8所述的挤压保护设备，其中所述挤压确定电路(6)是通过计数所述ON/OFF操作期间的ON状态或OFF状态的次数来测量所述ON/OFF操作的时间段。
10.如权利要求9所述的挤压保护设备，其中半导体开关元件(T1)是一个场效应晶体管，所述限流电路(7)包括一个可变电阻(R32)，该可变电阻(R32)被串联耦合到所述半导体开关元件(T1)的栅极以调节所述ON/OFF操作的时间段。
11.如权利要求1所述的挤压保护设备，包括一个挤压确定电路(6)，其通过检测电机(M)的转速下降以及确定电机(M)的所述转速下降是否比无挤压的瞬时变化时电机(M)转速的可能下降要大，来确定是否出现挤压事件。
12.如权利要求3-5之一所述的挤压保护设备，其中所述电流检测电路(2)包括
开始计时器(15)，用于启动突发电流屏蔽周期，
起动电路(4)，被设置在所述突发电流屏蔽周期给所述第一电容器(C1)充电，以及
其中第一电容(C1)通过第一比较器(CMP1)的输出被放电直到第一比较器(CMP1)的正输入端子和负输入端子之间的电压差变为零，如果在突发电流屏蔽周期后第一比较器(CMP1)的输出是低电平。
13.如权利要求3-5之一所述的挤压保护设备，其中所述电流检测路(2)包括
开始计时器(15)，用于启动突发电流屏蔽周期，
起动电路(4)，被设置在所述突发电流屏蔽周期给所述第一电容器(C1)充电，以及
其中如果电机(M)因为挤压而不能转动则所述电机(M)的ON/OFF操作在突发电流屏蔽周期结束时开始。
14.如权利要求5所述的挤压保护设备，其中
电机电流(ID)在半导体开关元件(T1)的ON/OFF操作中的减小等于半导体开关元件(T1)的连续的ON操作中流入参考元件(R20)的参考电流(Iref)的一部分(Iref-2)。
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