JP3909847B2 - パワーウィンド駆動制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、車両のパワーウィンドによる異物（例えば、人の手指、首、等）の挟み込みを防止するパワーウィンド挟み込み防止装置に関する。

車両のウィンドガラスを自動開閉する装置は、一般的にパワーウィンドと呼ばれ、モーターによるウィンドガラスの開閉を行う。パワーウィンドにはウィンドガラスによる異物の挟まれを防止する対策としてジャミング・プロテクション（即ち、Jamming Protection）を備えるパワーウィンド挟み込み防止装置が採用されているが、一般的なパワーウィンド挟み込み防止装置では、ウィンドガラスの上昇中に異物の挟まれが発生した際、挟まれた異物に掛かる荷重がモーター電流の増加により著しく増大してしまうため、このモーター電流の増加を抑制するようにモーター電流を制限する必要があった。

そこで、上記事情に鑑みて改良されたパワーウィンド挟み込み防止装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００２−２９５１２９号公報

この特許文献１で提案されているパワーウィンド挟み込み防止装置について添付図面を参照して詳細に説明する。以下の図面の記載において、同一または機能的に類似する部分には同一または類似の符号を付している。

（パワーウィンド挟み込み防止装置の概要）
図５は、特許文献１で提案されているパワーウィンド挟み込み防止装置の一例のブロック図である。このパワーウィンド挟み込み防止装置は、挟まれ等による異常電流検出回路２と、正転・反転回路を備えたパワーウィンドモーター５と、挟み込み判定回路６と、モーター電流制限回路７と、を有している。尚、正転・反転回路を備えたパワーウィンドモーター５は、パワーウィンドモーターを含んだ正転・反転回路５と考えてもよい。電流検出回路２と、正転・反転回路５と、電流制限回路７の三つの回路は、モーター電流ＩＤの流れる電線１に直列に接続されて電源供給装置ＶＢに接続される。

（挟まれ等による異常電流検出回路２の概要）
電流検出回路２は、モーター電流ＩＤの挟まれ等による異常電流を検出して、信号線９を介して異常電流検出信号を電流制限回路７に出力する。電流検出回路２は、マルチソース電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）またはマルチ抵抗と、電流追随回路３と、スタート回路４と、を有している。

マルチソソースＦＥＴは、メインＦＥＴとリファレンス（Reference）ＦＥＴで構成される。また、マルチ抵抗は、シャント抵抗とリファレンス（Reference）抵抗で構成される。マルチソースＦＥＴまたはマルチ抵抗のカレントセンシングレシオ（ｎ：Current Sensing Ratio）すなわち、例えばメイン抵抗に対するリファレンス抵抗の抵抗成分の比を１を超えて好ましくは１００以上に設定する。モーター電流ＩＤをメインＦＥＴまたはシャント抵抗に流す。そして、ＩＤ＝ｎ＊Ｉrefの条件を満たすリファレンス電流ＩrefがリファレンスＦＥＴまたはリファレンス抵抗に流れるようにリファレンス電流Ｉrefを制御する。

メインＦＥＴまたはシャント抵抗がモーターのハイサイド（High side：モーターに対して電源側)に有る場合には、メインＦＥＴのソース電位またはシャント抵抗のモーター側電位ＶＳＡと、リファレンスＦＥＴのソース電位またはリファレンス抵抗の接地側電位ＶＳＢとは、上記ＩＤ＝ｎ＊Ｉrefの条件を満足するために、ＶＳＡ＝ＶＳＢの条件を満足する必要がある。モーターが正常回転しているとき、ウィンドガラスの駆動力の変動によりモーター電流ＩＤが変化するとメインＦＥＴのソース電位等ＶＳＡも変化するが、リファレンス電流Ｉrefを制御してＶＳＡ＝ＶＳＢの条件を維持する。

次に、挟まれ（Jamming）等によって発生する異常電流を検出する方法について説明する。

リファレンス電流Ｉrefを追随速度の異なる２つの電流成分に分ける。リファレンス電流Ｉrefは、追随速度の遅い電流成分Ｉref-ｓと、追随速度の速い成分Ｉref-fとに分けられて流れる。追随速度の遅い電流成分Ｉref-ｓはモーターが正常に回転してぃるときのモーター電流ＩＤの変化には追随するが、挟まれが発生したときのモーター電流ＩＤの急激な変化には追随できないように設定する。一方、追随速度の速い電流成分Ｉref-fは挟まれが発生したときの電流変化のみならず、モーター電流ＩＤの中に含まれる脈動成分にも追随できるように設定する。追随速度の速い電流成分Ｉref-fの追随性を良くすればするほど、追随速度の遅い電流成分Ｉref-sは変化する必要がなくなり安定してくる。このような条件を満足させるため、追随速度の速い電流成分Ｉref-fの追随速度は、追随速度の遅い電流成分Ｉref-sの８００〜１０００倍の速さに設定する。

このように設定すると、半導体スイッチング素子のＯｎ/Ｏｆｆ動作時を除けば追随速度の速い電流成分Ｉref-fはモーター電流ＩＤの変化を正確に反映する。追随速度の速い電流成分Ｉref-fを、リファレンス抵抗より抵抗値の大きい抵抗に流すことによりモーター電流ＩＤの変化を電圧に変換する。この電圧の変換により、モーター電流ＩＤの変化をシャント抵抗またはメインＦＥＴのオン抵抗で電圧に変換して得られる微小変動を増幅した変動が検出できる。

挟まれが発生すると追随速度の速い電流成分Ｉref-fはモーター電流ＩＤに追随して増加するが、追随速度の遅い電流成分Ｉref-sはほとんど変化しない。そのため追随速度の速い電流成分Ｉref‐fの平均値と追随速度の遅い電流成分Ｉref-sの間には差が生じ、（Ｉref-fの平均値）＞（Ｉref-s）の大小関係となる。この大小の差があらかじめ設定した値を超えたら、異常電流検出信号を発生させ、モーターのハイサイド(High side)にあるマルチソースＦＥＴまたはモーターのロウサイド（Low side：接地側）にある電流制限回路７の半導体スイッチング素子（ＦＥＴまたはバイポーラ（Bipolar）トランジスタ）をオフする。

その後、挟み込みが発生している間、マルチソースＦＥＴまたはモーターのロウサイドにある半導体スイッチング素子がＯｎ/Ｏｆｆ動作と連続Ｏｎ動作を繰り返す動作を行なう。このＯｎ/Ｏｆｆ動作と連続Ｏｎ動作を繰り返す動作により、以下に説明するがモーター電流ＩＤの増加を制限することができる。

（電流制限回路７の概要）
電流制限回路７は、異常電流検出信号を入力されて、モーター電流ＩＤが増加していかないように制限する。この制限は、マルチソースＦＥＴまたはモーターのロウサイドにある半導体スイッチング素子がＯｎ/Ｏｆｆ動作と連続Ｏｎ動作を交互に繰り返すことにより行なわれ、このＯｎ/Ｏｆｆ動作と連続Ｏｎ動作を繰り返す動作の信号が信号線１０を介して挟み込み判定回路６に出力される。電流制限回路７は、モーター電流ＩＤをＯｎ/Ｏｆｆすることが可能なＦＥＴ等の半導体スイッチング素子と、この半導体スイッチング素子のＯｎの基準電圧とＯｆｆの基準電圧を生成する基準電圧回路８と、を有している。

モーター電流ＩＤが、Ｏｎ/Ｏｆｆ動作と連続Ｏｎを繰り返す動作に入ると、モーター電流ＩＤは電流制限されて、その平均値は挟まれ発生直前より若干大きい値に維持される。モータートルクはモーター電流に比例するので、これによりモータートルクはウィンドガラスの駆動に要するトルクより若干大きいトルクに保持される。このような必要最小限のトルクを確保することで、悪路等によるガラス駆動力の瞬間的変動があっても誤反転しないという条件下での、最小の挟まれ荷重を実現することが可能となる。

（挟み込み判定回路６の概要）
挟み込み判定回路６は、入力したＯｎ/Ｏｆｆ動作と連続Ｏｎ動作を繰り返す動作の信号に基づいて挟み込みか否かを判定する。挟み込みと判定した場合は、信号線１１を介してウィンドガラスを開ける旨のウィンドダウン信号を正転・反転回路５に出力する。

挟み込みの判定には、挟まれによりモーター回転数が低下するに連れて、半導体スイッチング素子のＯｎ/Ｏｆｆ動作の期間が長くなり、半導体スイッチング素子の連続Ｏｎ動作の期間が短くなることを利用する。例えば、Ｏｎ/Ｏｆｆ動作の期間が一定の長さに達したときに、挟み込みと判定する。挟み込みと判定すると、マルチソースＦＥＴまたは半導体スイッチング素子を遮断して、モーターを停止させ、一定時間経過後、モーター５を反転駆動させる。このことにより、ウィンドガラスが開き、挟まれた異物の挟み込みを防止することができる。

（正転・反転回路を備えたパワーウィンドモーター５の概要）
正転・反転回路５は、ウィンドアップの信号を入力することにより、ウィンドガラスを閉める方向にモーターを回転させ、ウィンドダウンの信号を入力することにより、ウィンドガラスを開ける方向にモーターを回転させる。さらに、信号線１１を介してウィンドダウン信号を入力した場合は、ウィンドガラスを閉める方向から開ける方向にモーターの回転を反転させる。正転・反転回路５は、Ｈブリッジ回路またはリレ−回路を有している。Ｈブリッジ回路を用いる場合、Ｈブリッジ回路を構成、あるいは接続する４個のＦＥＴを用いる。４個のＦＥＴのうちハイサイドのトランジスタを用いて電流検出回路２および電流制限回路７を構成してもよいし、ハイサイドのトランジスタを用いて電流検出回路２を構成し、ロウサイドのトランジスタを用いて電流制限回路７を構成してもよい。

図６（ａ）〜図６（ｃ）は、パワーウィンド挟み込み防止装置のブロック図の変形例を示している。すなわち、電流検出回路２は、電源供給装置ＶＢのプラス端子またはマイナス端子と等価なグランドに接続し、正転・反転回路５および電流制限回路７についてはモーター電流ＩＤを流す順番は構わない。具体的には、図６（ａ）に示されるように電流検出回路２→電流制限回路７→正転・反転回路５と言った順番、図６（ｂ）に示されるように電流検出回路２→正転・反転回路５→電流制限回路７と言った順番(即ち、図４に示される順番と同じ順番)、図６（ｃ）に示されるように正転・反転回路５→電流制限回路７→電流検出回路２といった順番、等でもよく、これらのような順番の違いによりパワーウィンド挟み込み防止装置の作用や効果に大きな違いは生じないものと考えて良い。

図７は、パワーウィンド挟み込み防止装置の回路図の一例を示している。パワーウィンド挟み込み防止装置における電流検出回路２、電流制限回路７および挟み込み判定回路６の回路構成と回路の動作について、ここで詳細に説明する。
１．電流検出回路２の説明
１―ｌ．電流検出回路２の回路構成
シャント抵抗とリファレンス抵抗を用い、リファレンス電流Ｉrefを２つの追随速度の異なる電流成分Ｉref-sとＩreｆ-fに分けて異常電流を検出する回路について説明する。

図７の電流検出回路２は、電源供給装置ＶＢのプラス端子に接続するシャント抵抗Ｒ１とリファレンス抵抗Ｒ２０と、その抵抗Ｒ１とＲ２０に接続する電流追随回路３と、電流追随回路３にプラス入力端子とマイナス入力端子が接続し出力端子が電流制限回路７に接続するコンパレータＣＭＰ２と、５Ｖ電源とＣＭＰ２の出力端子間に接続する抵抗Ｒ２５と、を有している。

電流追随回路３は、プラス入力端子がリファレンス抵抗Ｒ２０に接続し、マイナス入力端子がシャント抵抗Ｒ１に接続するコンパレータＣＭＰ１と、ＣＭＰ１の出力端子に接続し、抵抗Ｒ２１と接地するコンデンサＣ１を直列接続して構成される第１の充放電回路と、ＣＭＰ１の出力端子に接続し、抵抗Ｒ２２と接地するコンデンサＣ２を直列接続して構成される第２の充放電回路と、コンデンサＣ１とＣ２の間に接続される抵抗Ｒ２８と、ドレイン端子がＣＭＰ１のプラス入力端子に接続されゲート端子がコンデンサＣ１に接続されるｎＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２１）と、一端ＦＥＴ（Ｔ２１）のソース端子とＣＭＰ２のプラス入力端子に接続し他端が接地する抵抗Ｒ２３とで構成される第１のソースフォロア回路と、ドレイン端子がＣＭＰ１のプラス入力端子に接続されゲート端子がコンデンサＣ２に接続されるｎＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２２）と、アノードがＦＥＴ（Ｔ２２）のソース端子と接続するダイオードＤ２１と、一端がダイオードＤ２１のカソードとＣＭＰ２のマイナス入力端子に接続し他端が接地する抵抗Ｒ２４とで構成される第２のソースフォロア回路と、を有している。

尚、図７中の抵抗Ｒ２１等に添えられた９１０Ｋは、抵抗Ｒ２１の抵抗値が９１０ＫΩであることを表している。同様に、コンデンサＣ２等に添えられた０．１ｕｆは、コンデンサＣ２の容量が０．１μＦであることを表している。
１―２.電流検出回路２の動作説明
図７ではシャント抵抗Ｒ１、正転・反転リレー回路５とＯｎ/Ｏｆｆ動作を行なう半導体スイッチング素子（ＦＥＴ）Ｔ１が、モーター電流ＩＤの流れる電線１に対して直列に接続され、電源供給装置（例えば、バッテリ）ＶＢのプラス端子およびマイナス端子に接続されている。正転・反転リレー回路５の正転・反転リレーはトランジスタＴ２およびＴ３により駆動され、正転（アップ（Ｕｐ）動作）ではＴ２がオンし、反転（ダウン（Ｄｏｗｎ）動作）ではＴ３がオンする。マルチ抵抗はシャント抵抗Ｒ１とリファレンス抵抗Ｒ２０で構成される。図７の回路例ではＲ１の抵抗値は３４ｍΩ、Ｒ２０の抵抗値は５５Ωに設定されている。モーター電流ＩＤはシャント抵抗Ｒｌを流れ、リファレンス電流Ｉrefはリファレンス抵抗Ｒ２０を流れる。抵抗Ｒｌ及びコンデンサＣ２等の抵抗値及び容量を便宜上抵抗Ｒ１等の符号Ｒ１と同じＲ１等と表記する。そこで、Ｒ１＊ＩＤ＝Ｒ２０＊Ｉrefの条件を満足するときの電流比ｎは式１のようになる。

ｎ＝ｍ／Ｉref＝Ｒ２０／Ｒ１＝55／0.034＝1618 …式１
コンパレ−タＣＭＰ１はオぺアンプからなり、ＣＭＰ１のマイナス入力端子にはシャント抵抗Ｒ１のモーター側電位が入力され、ＣＭＰ１のプラス入力端子にはリファレンス抵抗Ｒ２０の接地側電位が入力される。ＣＭＰ１の出力と接地電位レベル（ＧＮＤ）間には抵抗Ｒ２１とコンデンサＣ１を直列接続した第１の充放電回路が接続され、コンデンサＣ１はＣＭＰ１の出力により、抵抗Ｒ２１を介して充放電される。コンデンサＣ１の非接地側はＦＥＴ２１のゲート端子に接続され、ＦＥＴ Ｔ２１のドレイン端子はリファレンス抵抗Ｒ２０に接続され、Ｔ２１のソース端子は抵抗Ｒ２３を通して接地されている。ＦＥＴ Ｔ２１と抵抗Ｒ２３は第１のソースフォロア回路を構成するので、ＦＥＴ Ｔ２１および抵抗Ｒ２３にはコンデンサＣ１の電位に比例した電流が流れる。この電流がリファレンス電流Ｉrefの追随速度の遅い電流成分Ｉref-sになる。一方、コンパレータＣＭＰ１の出力と接地電位レベル（ＧＮＤ）間には抵抗Ｒ２２とコンデンサＣ２を直列接続した第２の充放電回路が接続され、コンデンサＣ２はＣＭＰ１の出力により、抵抗Ｒ２２を介して充放電される。コンデンサＣ２の非接地側はＦＥＴ Ｔ２２のゲート端子に抵抗Ｒ２８を介して接続され、ＦＥＴ Ｔ２２のトレイン端子はリファレンス抵抗Ｒ２０に接続され、Ｔ２２のソース端子はダイオードＤ２１と抵抗Ｒ２４を通して接地されている。ＦＥＴ Ｔ２２とダイオードＤ２１および抵抗Ｒ２４は第２のソースフォロア回路を構成するので、ＦＥＴ Ｔ２２、ダイオードＤ２１、および抵抗Ｒ２４にはコンデンサＣ２の電位に比例した電流が流れる。これがリファレンス電流Ｉrefにおける追随速度の速い電流成分Ｉref-fになる。コンデンサＣ１とＣ２の非接地側は抵抗Ｒ２８で接続され、モーター電流ＩＤが変化しないときはＣ１およびＣ２の電位が等しくなるようなっている。すなわち、コンパレータＣＭＰ１の出力にはコンデンサＣ１、Ｃ２と抵抗Ｒ２１、Ｒ２２からなる２つの充放電回路が並列に接続され、それぞれのコンデンサＣ１、Ｃ２の電位に比例した電流を流す２つのソースフォロア回路がリファレンス抵抗Ｒ２０と接地間に並列接続されることになる。第１の充放電回路の時定数は第２の充放電回路の時定数より大きく設定される。この回路例では第１の充放電回路の時定数は式２のようになり、第２の充放電回路の時定数は式３のようになり、その比は１：８９４となる。

（第１の充放電回路の時定数）=Ｒ21*(Ｒ22＋Ｒ28)/(Ｒ21＋Ｒ22＋Ｒ28)*C1
=910Ｋ*(5.1K＋910K)/(910K＋5.1K＋910K)*μｆ=456ｍｓ …式２
（第２の充放電回路の時定数）=Ｒ22*Ｃ2=5.1K*0.1μｆ=0.51ｍｓ …式３
挟み込みの検出はコンパレータＣＭＰ２で行う。ＣＭＰ２のプラス入力端子にはＴ２１のソース電位が入力され、マイナス入力端子にはＴ２２のソース電位よりダイオードＤ２１の順方向電圧降下約０．７Ｖだけ低下した電位が入力される。Ｔ２１とＴ２２のゲート〜ソース間電位はほぼ等しいので、Ｄ２１の電圧降下分が挟み込みにより増加する異常電流の検出値となる。挟み込みが発生してＩref-fが増加すると、ＣＭＰ２の出力（電流制限制御信号ＣＰＯＵＴ＿Ｂ）がＨレベルからＬレベルに変化する。そして、電流制限回路７のＮＯＲ１の出力がＨレベルになり、トランジスタＴ３１がオンし、半導体スイッチング素子であるトランジスタＴ１がオフする。このときの挟み込みによる異常電流の検出は次のようにしてなされる。

（ａ）まず、リファレンス電流Ｉrefを図７のように追随速度の遅い成分Ｉref-sと速い成分Ｉref-fに分けて構成する。、モーター電流ＩＤの変化は脈動成分まで含めてＩref-fに現れ、Ｔ２２のソース電位、すなわちＣＭＰ２のマイナス入力端子電圧（Ｖｉｎｓ）に正確に反映される。その結果、Ｉref-s側のＴ２１のソース電位、すなわちＣＭＰ２のプラス入力端子電圧（Ｖｃ）はモーター電流ＩＤの速い変動の影響を受けなくなり、長い期間の平均値のみが反映される。このため挟み込みが発生して電流制限を行なう間はほぼ一定の電位を保ち、理想的な基準電圧を実現することができる。

（ｂ）追随速度の速い成分Ｉref-fにはモーター電流の脈動成分による変動分が含まれている。脈動電流の振幅を△ＩＤ-rip、Ｉref-fの脈動成分を△Ｉref-f-ripとすると△Ｉref-f-rip＝△ＩＤ-rip／ｎとなる。△Ｉref-f-ripにより抵抗Ｒ２４に発生する電圧変動分△Ｖripは、式４のようにＲ２４＝１．５ｋΩ、△ＩＤ-rip＝０．５Ａの場合は、０．４６Ｖとなる。

△Ｖrip＝△Ｉref-f-rip＊Ｒ24
＝△ＩＤ-rip／ｎ＊Ｒ24＝0.5A／1618＊1.5Ｋ＝0.46Ｖ …式４
すなわち、ＣＭＰ２のマイナス入力端子電圧は脈動成分により、振幅±0.23Ｖ（±△Ｖrip／2）で振動している。従ってＩref-fの平均値が0.47Ｖ（＝0.7Ｖ―0.23Ｖ）増加するとＣＭＰ2の出力はＨレベルからＬレベルに反転することになる。

この0.47Ｖをモーター電流ＩＤに換算すると0.51Ａ（＝0.47Ｖ／Ｒ２４＊ｎ＝
0.47Ｖ／1.5Ｋ＊1618）となる。すなわち、図７の回路例では挟み込みによりモーター電流ＩＤの平均値が0.51Ａ増加するとＣＭＰ２出力はＬレぺルとなり、Ｔ３１がオンしＴ１はオフ状態に向かう。

（ｃ）図８に示すように、ＣＭＰ２の出力がＬレベルに反転する前（時間ｔ１の前）はモーター電流ＩＤが増加しているので、ＣＭＰ１の出力はＨレベルになつている。Ｔ３１がオンするとＴ１のゲートに過充電された電荷が放電する時間だけ遅れてモーター電流ＩＤは減少し始める。この時点でＣＭＰ１の出力はＨ→Ｌレベルに遷移し始めるが、ＣＭＰ１はオぺアンプで構成されているので、オペアンプの応答遅れのため、出力がＨからＬに変化するのに遅れ時間が発生する。

ＣＭＰ２の出力がＬレベルに反転してからＣＭＰｌ出力がＨレベルから低下してコンデンサＣ２の電位に等しくなるまでの時間ｔ１の間はＣ２が充電されるので、Ｉref-fは増加し、ＣＭＰ２のマイナス入力端子電圧は増大する。その後、ＣＭＰ１の出力がＣ２電位より低くなるとＣ２は放電され始め、時間ｔ１の間に充電された電荷量が放電し終わるまでの時間ｔ２の後にＣＭＰ２のマイナス入力端子電圧は元の電圧、すなわちＣＭＰ２出力がＨ→Ｌに遷移し始めたときの電圧に戻る。この間プラス入力端子電圧は変化しない。

時間ｔ２を過ぎるとＣＭＰ２出力はＨレベルに反転し、ＦＥＴ Ｔ１はオンする。すなわち、モーター電流ＩＤが増加してＣＭＰ２の出力がＬレベルに反転してから時間ｔ１＋ｔ２の問はＣＭＰ２出力はＬレベルを維持する。Ｃ２の電位がＣＭＰ１の出力のＨレベルとＬレベルの中間にあるとｔ１≒ｔ２の関係となる。時間ｔ１＋ｔ２はＴ１のターンオフ遅れ時間、オぺアンプの応答速度およびモーター電流ＩＤの減少速度により決まるが、Ｔ１のターンオフ遅れ時間とオペアンプの応答速度は一定であるので、時間ｔ１＋ｔ２はモーター電流ＩＤの減少速度に依存し、減少速度が遅くなるに連れて長くなる。

ＣＭＰ２出力が再度Ｌ→Ｈになり、Ｔ１がオンするとモーター電流ＩＤが増加し始める。このため、ＣＭＰ１の出力はＬからＨに向かうが、ＣＭＰ１の出力がＣ２の電位より低い間、Ｃ２は放電され続ける。ＣＭＰ２の出力がＨレベルに反転してからＣＭＰ１出力がコンデンサＣ２の電位に等しくなるまでの時間を時間ｔ３とする。ＣＭＰ１の出力がＣ２電位を超えるとＣ２は充電され始める。時間ｔ３に放電した電荷量と同量の電荷が充電されるまでの時間ｔ４を経過するとＣＭＰ２の出力は反転してＬになり、Ｔ１はオフする。すなわち、時間ｔ３＋ｔ４の間はＣＭＰ２の出力がＨレベルを維持する。時間ｔ３＋ｔ４はオペアンプの応答速度およぴモーター電流ＩＤの増加速度により決まるが、オペアンプの応答速度は一定であるので時間ｔ１＋ｔ２はモーター電流ＩＤの増加速度に依存し、増加速度が遠くなるに連れて短くなる。

（ｄ）挟み込み検出値の設定にダイオードＤ２１の順方向電圧降下を用いたのはモーター電流ＩＤが変化して、Ｉref-fの平均値が変化しても挟み込み検出値を一定にするためである。しかし、この方法では挟み込み検出値を変更する必要がある場合はダイオードＤ２１の順方向電圧降下を変更できないので、抵抗Ｒ２４の値を調整して行なうことになる。上述の（ｂ）項の説明から判るようにＲ２４の値を大きくすると挟み込み検出値は小さくなり、逆にＲ２４の値を小さくすると挟み込み検出値が大きくなる。

（ｅ）挟み込み検出値の設定をダイオートＤ２１に代えて抵抗を用いて行なうこども可能である。この場合、モーター電流ＩＤが増加するとそれに比例して挟み込み検出値が大きくなる。

２．電流制限回路７の説明
２―１．電流制限回路７の回路構成
図７の電流制限回路７は、入力端子がＣＭＰ２の出力端子に接続するＮＯＲゲートＮＯＲ１と、出力端子がＮＯＲ１の入力端子に接続するコンパレータＣＭＰ３と、ＣＭＰ３のマイナス入力端子に接続する基準電圧回路８と、ドレイン端子がＣＭＰ３のプラス入力端子に接続し、ソース端子が接地された半導体スイッチング素子Ｔ１と、スイッチング素子Ｔ１のゲート端子に接続された可変抵抗Ｒ３２と、ゲート端子がＮＯＲ１の出力端子に接続し、ドレイン端子が抵抗Ｒ３２に接続し、ソースが接地されたＦＥＴ（Ｔ３１）と、電源供給装置ＶＢのプラス端子とＴ３１のトレイン端子間に接続された抵抗Ｒ３１と、ＣＭＰ３のプラス入力端子と接地間に接続された抵抗Ｒ３３と、ＣＭＰ３の出力端子と５Ｖ電源間に接続された抵抗Ｒ３７と、を有している。

基準電圧回路８は、ＣＭＰ３のマイナス入力端子と電源供給装置ＶＢ間に接続された抵抗Ｒ３５と、ＣＭＰ３のマイナス入力端子と接地間に接続された抵抗Ｒ３６と、ＣＭＰ３のマイナス入力端子に接続された抵抗Ｒ３４と、アノードが抵抗Ｒ３４に接続されたダイオードＤ３１と、ドレイン端子がダイオードＤ３１のカソードに接続し、ソース端子が接地され、ゲート端子がＣＭＰ３の出力端子に接続されたＦＥＴ（Ｔ３２）と、を有している。

２―２．電流制限回路７の動作説明
モーター電流ＩＤ制限は図７の電流検出回路２と電流制限回路７を組み合わせて行なう。

始めに電流制限回路７の動作について説明する。電流検出回路２のコンパレータＣＭＰ２の出力がＨレベルのときはＮＯＲゲートＮＯＲ１の出力がＬレベルとなり、トランジスタＴ３１はオフとなり、スイッチング素子（トランジスタ）Ｔ１がオンする。Ｔ１がＦＥＴの場合についで説明すると、このときコンパレータＣＭＰ３のプラス入力端子電圧はＴ１のドレイン端子に接続しているので、ほぼ接地電位レペルが入力される。一方、ＣＭＰ３のマイナス入力端子電圧は、Ｒ３４、Ｒ３５、Ｒ３６、ダイオードＤ３１とトランジスタＴ３２で構成される基準電圧回路８で決まり、Ｒ３４＝３．３ＫΩ、Ｒ３５＝１０ＫΩ、Ｒ３６＝２４ＫΩに設定すると電源電圧ＶＢが１２．５Ｖのとき、Ｔ３２がオフであれば８．８２Ｖとなり、Ｔ３２がオンであれば３．０３Ｖになる。いずれにせよ３．０３Ｖ以下には低下しないので、ＣＭＰ３出力はＬレベルとなる。従って、Ｔ３２はオフになっている。挟まれが発生してコンパレータＣＭＰ２の出力がＬレべルになるとＮＯＲ１の出力がＨレベルになり、Ｔ３１がオンし、Ｔ１がオフする。Ｔ１のドレイン電圧ＶＤＳは接地電位レベルから上昇を始める。Ｔ３２がオフになっているので、ＣＭＰ３のマイナス入力端子電圧は８．８２Ｖであり、Ｔ１のドレイン電圧ＶＤＳが８．８２Ｖ以上になるとＣＭＰ３の出力はＨレベルに反転し、ＮＯＲ１の出力がＬレベルになり、Ｔ３１がオフし、Ｔ１がオンする。このとき同時にＴ３２もオンするので、ＣＭＰ３のマイナス入力電圧は３．０３Ｖに低下する。従ってＴ１は一旦オンするとドレイン電圧ＶＤＳが３．０３Ｖ以下に低下するまでオン状態を維持する。Ｔ１のドレイン電圧ＶＤＳが３．０３Ｖ以下になるとＣＭＰ３の出力は再度Ｌレベルになり、Ｔ１がオフし、同時にＴ３２がオフして、ＣＭＰ３のマイナス端子入力は８．８２Ｖに上昇する。Ｔ１のドレイン電圧ＶＤＳが８．８２Ｖを超えるまでＴ１はオフを続ける。これがＯｎ/Ｏｆｆ動作の１周期で、この状態はＣＭＰ２の出力がＬレベルである限り継続する。
●Ｏｎ/Ｏｆｆ動作におけるモーター電流ＩＤの不変性について
次に上記Ｏｎ/Ｏｆｆ動作を行なうとき、Ｏｎ/Ｏｆｆ 動作の１周期ではモーター電流ＩＤがほとんど変化しないことを説明する。図９にＦＥＴ Ｔ１の負荷線を付加した静特性曲線を示す。挟まれが発生する以前のモーターが正常に回転しているとき、Ｔ１はＡ点で動作している。モーター負荷電流ＩＤが変化すると動作点はオーミック領域の例えばＡ点とＢ点の間で上下する。挟まれが発生するとモーター負荷電流ＩＤは増加し、Ｔ１の動作点は上方に移動して、Ｂに達するとＴｌはオフする。Ｂ点とＡ点の電流差が挟み込み検出値である。Ｔ１がオフするとドレイン〜ソース間電圧ＶＤＳは拡大するが、そのときのＴ１の動作点はＢ点を通る水平線上を右側に向かって移動する。言い換えれぱ、ドレイン電流ＩＤ（＝モーター負荷電流）はＴ１がオフしたときの値を維持したままＴ１のドレイン〜ソース間電圧ＶＤＳは拡大する。これはＴ１のドレイン〜ソース間電圧ＶＤＳが接地電位レベルと電源電圧の問を移動しているときはＴｌのゲート〜ドレイン間容量がミラー（Miller）効果により、見かけ上大きくなり、ゲート〜ソース間電圧ＶＧＳがほとんど変化しなくなるからである。
●ミラー効果について
図１０は、スイッチング素子Ｔ１の等価回路図である。ゲートドライバーによる充電で、ゲート〜ソース間電圧ＶＧＳが微小電圧△ＶＧＳ上昇したとする。これによりモーター電流ＩＤが△ＩＤ増加し、モーターのインダクタンスＬにより逆起電力Ｅｃ（＝Ｌ＊ｄＩＤ/dt)が発生する。ゲート〜ドレイン間容量ＣＧＤに充電される電荷△Ｑは、式５で表される。

△Ｑ＝ＣＧＤ＊（△ＶＧＳ＋△ＩＤ＊Ｒａ＋Ｅｃ） …式５
ここでＲａは電機子抵抗である。また、ゲート端子から見たＣＧＤの容量Ｃｍは式６で表される。

Ｃｍ=△Ｑ/△ＶＧＳ=ＣＧＤ＊(1+△ＩＤ＊Ｒａ/△ＶＧＳ+Ｅｃ/△ＶＧＳ) …式６
容量Ｃｍが“Miller容量”で、容量ＣＧＤの両端の電圧変化が△ＶＧＳよりはるかに大きいことから生じる見かけ上の容量である。ゲートドライバーがゲート抵抗ＲＧを介してＦＥＴのゲート電荷を充放電するときドライバー側から見える容量はＣＧＤではなくてＣｍとなる。モーターのインダクタンスＬが大きいと容量ＣｍはＣＧＤに比ベて大きな値になり、Ｏｎ/Ｏｆｆ動作時、ゲートドライバーがＴ１のゲートを充放電してもゲート〜ソース間電圧ＶＧＳはほとんど変化しなくなる。但しMiller効果が有効なのはメインＦＥＴ（Ｔ１）のドレイン電位ＶＤＳが接地雷位レベル（ＧＮＤ）と電源電圧（ＶＢ）の間にあって自由に変化できるときだけある。このときＴ１はピンチオフ領域にあるので、Ｔ１の伝達コンダクタンスをＧｍとするとＩＤ＝Ｇｍ＊ＶＧＳが成立する。この式からＶＧＳがほぼ一定となればＩＤも変化せず、ほぼ一定になることが判る。

図７においてトランジスタＴ３２がオンおよびオフしているときのコンパレータＣＭＰ３のマイナス入力端子電圧を図９においてそれぞれＶＬおよびＶＨとする。この回路例ではＶＬ＝３．０３Ｖ、ＶＨ＝８．８２Ｖとなる。Ｔ１の動作点が図７のＢ点を通る水平線上を右側に移動して電圧ＶＨよりドレイン電圧ＶＤＳが大きくなるとＣＭＰ３出力がＨレベルになり、Ｔ１はオンする。実際の回路では回路の遅れによりＶＨを超えてしぱらくしてから、オンする。図９ではＶＤＳが１０Ｖを超えたＣ点でオンし、ＶＤＳは接地電位レベルに向かって低下していく。ＶＤＳが電圧ＶＬよりさくなるとＣＭＰ３の出力はＬレベルになり、Ｔ１は再びオフする。このようにしてＴ１はＣＭＰ２の出力がＬレベルである限り、Ｏｎ/Ｏｆｆ動作を継続する。
●Ｏｎ/Ｏf動作によるＩＤの減少について
次にＯｎ/Ｏf動作を継続している間にドレイン電流ＩＤが徐々に減少することを説明する。Ｏｎ/Ｏｆｆ動作を開始したとき、Ｔ１のドレイン電圧ＶＤＳは基準電圧ＶＬおよびＶＨで規制されるので、Ｔ１の動作点は、図９のＣ点〜Ｄ点間で振動する。このときのＶＤＳの平均値はＧ点であり、ほぼＣ点〜Ｄ点間の中央になる。Ｇ点はＴ１のＤＣ的動作点である。これに対して線分ＣＤはＡＣ動作曲線となる。図９において直線ａは、電源供給装置ＶＢが１２．５Ｖの場合のモーターが停止してぃるときのＴ１の負荷直線であり、その勾配は電機子抵抗Ｒａで決まる。直線ｂ〜ｇは直線ａに平行で、それらの横軸上ヘの投影はドレイン電流ＩＤ（＝モーター電流）がモーターに流れたときの電圧降下量を表わすことができる。

まず、挟まれが発生する直前について考察する。このときのＴ１の動作点はＡ点である。モーター逆起電力をEmotor‐A、ドレイン〜ソース間電圧をＶＤＳｏｎとすると、式７が成立する。

ＶＢ＝ＶＤＳｏｎ＋Ｒａ＊ＩＤ＋Emotor‐A …式７
次に、挟まれが発生し、Ｏｎ/Ｏｆｆ動作を開始した直後について考察する。ＩＤはＯｎ/Ｏｆｆ動作に同期して変動するＡＣ成分ＩＤＡとそれ以外のＤＣ的成分ＩＤＤからなる。すなわちＩＤは、ＩＤ＝ＩＤＡ＋ＩＤＤの関係を有する。ＩＤＤが変化するとモーターインダクタンスＬにより逆起電力Eonoffが発生する。その大きさは式８からもとまる。

Ｅonoff＝Ｌ＊ｄ（ＩＤＤ）／ｄｔ …式８
Ｏｎ/Ｏｆｆ動作時におけるＴ１のドレイン〜ソース間電圧ＶＤＳの平均値をＶＤＳonoffとすると、これは図９おけるＧ点に相当する。Ｏｎ/Ｏｆｆ動作１周期の間はモーターの回転数が変化しないと仮定する。一方、ＩＤも変化しないから式９が成立する。
ＶＢ＝ＶＤＳonoff＋Ｒａ＊ＩＤ＋Ｅmotor-A＋Ｅonoff …式９
式７の両辺から式９の両辺を引くことにより、式１０を得ることができる。

０＝ＶＤＳon―ＶＤＳonoff―Ｅonoff
Ｅonoff＝ＶＤＳon―ＶＤＳonoff …式１０
ここで、ＶＤＳonは連続Ｏｎ時のトレイン〜ソース間電圧で約０．３Ｖである。ＶＤＳonoffはＧ点の電圧で、おおよそ６．５Ｖである。これによりＥonoffは式１０より−６．２Ｖのマイナスの値となる。そして、Ｅonoffがマイナスの値になるので、式８よりＩＤＤが減少することがわかる。
●最小の反転荷重の実現(悪路等による誤作動防止)について
ＩＤのＤＣ的成分ＩＤＤがＯｎ/Ｏｆｆ動作を行ないながら動作点Ｇから動作点Ｈに向かって減少すると、Ｉref-fががＩＤＤに追随して減少し、ＩＤＤが図９のＨ点に達するとＣＭＰ２がＬレベルからＨレベルに反転し、ＦＥＴ Ｔ１の動作点はＨ点からＦ点に移動して、Ｔ１は連続Ｏｎの状態になる。連続Ｏｎ状態になるとＩＤは増加し、Ａ点を経由してＢ点に至り、Ｔ１は再びＯｎ/Ｏｆｆ動作に入る。この間Ｉref-ｓは変化しないから、ＣＭＰ２のプラス入力端子電圧は変化しないので、Ａ点が固定され、それに伴いＢ〜Ｆ点も変化しない。従ってＯｎ/Ｏｆｆ動作と連続Ｏｎの状態を繰り返す間は電流ＩＤの電流値が一定範囲に制限される。

この一定範囲に制限された電流ＩＤの平均値は、電流制限動作に入る直前のＩＤの電流値よりわずかに大きい値に維持される。このことは２つの重要な意味を持つ。

１つ目は、モータートルクは電流に比例するから、モータートルクを一定範囲に制限できることである。これにより、挟み込み荷重を制限することができる。

２つ目は、悪路等を走行して挟み込みが発生しないにも関わらず反転するという誤作動を防止できることである。悪路等を走行中にパワーウィンドを動作させたとき、車体の上下動により、ウィンドガラスの駆動力が変化し、瞬間的に駆動力が増加して、それに伴いモーター回転数が低下して、ＩＤが増加し、Ｔ１がオフし、電流制限モードに入る可能性がある。しかし、電流制限モードに入ってもその直前のガラス駆動力を維持しているので、上下動による荷重増加が無くなったときモーター回転数を元に回復させ、誤反転を回避することができる。但し、ガラス駆動力はこの間変化しないということが前提となる。そして、この前提は大部分のケースで成立する。以上の特徴により、悪路等による瞬間的駆動力の増加では誤反転を起さないという条件下で最小の反転荷重を実現することができる。
●モーター回転数の低下に伴うＯｎ/Ｏｆｆ動作期間と連続Ｏｎ期間の変化について
次に式７と式９を一般化した場合を考える。挟まれが発生してしばらく経過すると、モーター回転数は低下する。モーター逆起電力はモーター回転数に比例するから、そのときのモーター逆起電力を図９に示すＥmotor-Bとすると、Ｅmotor-B＜Ｅmotor-Aの関係となる。この低下した回転数すなわちＥmotor-B の大きさの逆起電力で、Ｔ１が連続Ｏｎの状態になるとＩＤの増加スピードは以前と違って速くなり、モーターのインダクタンスＬにより、逆起電力Ｅｏｎが発生する。Ｅｏｎ＝Ｌ＊ｄＩＤ／dtとなる。Ｅonは式７にはなかつたもので、これを用いて式７を書きなおすと式１１のようになる。

ＶＢ＝ＶＤＳon＋Ｒａ＊ＩＤ＋Ｅmotor-B＋Ｅonoff …式１１
式１１に対応するＯｎ/Ｏｆｆ動作の式は連続ＯｎとＯｎ/Ｏｆｆ動作でモーター回転数が変わらないと仮定すると式９のＥmotor-AをＥmotor-Bに置き換えることにより、式１２となる。

ＶＢ＝ＶＤＳonoff＋Ｒａ＊ＩＤ＋Ｅmotor-B＋Ｅonoff …式１２
式１１と式１２から式１３が得られる。

Ｅon−Ｅonoff＝ＶＳＤonoff−ＶＤＳon＝6.5Ｖ―0.3Ｖ＝6.2Ｖ …式１３
Ｅon の符号はプラス、Ｅonoffの符号はマイナスであるから、式１３の意味することは連続Ｏｎ時の逆起電力ＥonとＯｎ/Ｏｆｆ動作時の逆起電力Ｅonoffは符号が反対でその絶対値の和は一定となり、それぞれのＶＤＳの差ＶＤＳonoff−ＶＳＤonに等しいということである。ＶＤＳの差はモーター回転数には関係なく一定である。モーターの回転数が低下するに連れて、Ｅmotor-Bが小さくなるので、Ｅonoffの絶対値は小さくなり、Ｅonの絶対値は大きくなる。すなわち、モーター回転数が低下するとＯｎ/Ｏｆｆ動作時のＩＤの減少速度は低下し、連続Ｏｎ時のＩＤの増加速度は速くなることが判る。

更に、図９から判るように、Ｏｎ/Ｏｆｆ動作に入った直後（Ｇ点）のＥonoff（図９のＥonoff-D）より、Ｏｎ/Ｏｆｆ動作を抜け出すとき（Ｈ点）のＥonoff（図９のＥonoff-C）の方が小さくなる。これはＯｎ/Ｏｆｆ動作期間中に電流の減少率が段々小さくなることを表わしている。また図９でＥon-Fより、Ｅon-Eの方が小さいことは連続Ｏｎ期間中に電流の増加率が段々小さくなることを表わしている。
●Ｏｎ/Ｏｆｆ動作の周期について
Ｔ３１がオンするとＴ１のゲート電荷はＲ３２を通して放電され、Ｔ１のゲート〜ソース間電圧ＶＧＳが低下し始める。ＩＤ＝Ｇｍ＊ＶＧＳであるから、ＩＤが減少し始める。ＩＤの減少によりモーターのインダクタンスＬによる逆起電力Ｅcが発生し、かつ電機子抵抗Ｒaによる電圧降下もわずかではあるが縮小する。すなわち、モーターの電圧降下が降下分△ＶＭ（＝Ｅc＋Ｒa＊△ＩＤ)だけ縮小する。ここで△ＩＤはＩＤの減少分を表わす。また、逆起電力ＥcはＥc＝Ｌ＊△ＩＤ/△tで求まる。尚、Ｏｎ/Ｏｆｆ動作１周期の間にモーター回転数は変化しないと仮定している。

モーターの電圧降下の縮小分△ＶＭによりＴ１のドレイン電圧ＶＤＳ(ソースが接地されているので、ドレイン〜ソース間電圧に等しい)は上昇し始める。Ｔ１のゲート〜ドレイン間電圧が△ＶＭだけ拡大し、ゲート〜ドレイン間容量ＣＧＤが△ＶＭだけ充電される。この充電によりゲートに電荷が供給されるので、Ｒ３２を通して電荷が放電されてもゲート電荷は減少しない。従って、ゲート〜ソース間電圧ＶＧＳは実質的にほとんど減少しない。これがＭiller効果である。

Ｒ３２を通しての放電が続くとＶＤＳは増加し、基準電圧ＶＨを超えるとＴ３１がオフし、Ｔ１のゲートには電源電圧ＶＢから抵抗Ｒ３１とＲ３２を経由して電流が流れ、ゲートは充電され始める。ゲートの充電によりゲート〜ソース間電圧ＶＧＳが増加し始めるとＩＤが増加し、ゲート電荷放電の場合と同じようにＭiller効果により、ゲート電荷が吸収される。このためゲート〜ソース間電圧ＶＧＳは実質的にほとんど変化しない。すなわち、Ｒ３１とＲ３２を経由して充電される電荷はＭiller効果によりキャンセルされる。ゲートの充電が進むとＶＤＳが低下し、基準電圧ＶＬを下回るとＣＭＰ３出力がＬになり、Ｔ１はオフ状態に入る。

Ｍiller効果によりＴ１のゲートに電荷を供給するまたはキャンセルする電荷量は基準電圧ＶＬとＶＨで決まり、一定量である。この電荷量をゲート回路が充電し、その後放電するに要する時間がＯｎ/Ｏｆｆ動作の1周期になる。ゲートの充電時間は電源電圧とゲート抵抗Ｒ３１＋Ｒ３２で決まり、放電時間はゲート抵抗Ｒ３２で決まる。すなわちＯｎ/Ｏｆｆ動作の周期は基準電圧ＶＬとＶＨ、電源電圧ＶＢ、およびゲート抵抗Ｒ３１とＲ３２により決まる。従って、Ｏｎ/Ｏｆｆ動作の周期はゲート抵抗より具体的には抵抗Ｒ３２を変えることにより変更できる。

３．挟み込み判定回路６の説明
３―１．挟み込み判定回路６の回路構成
図７の挟み込み判定回路６は、入力端子が電流制限回路７のＣＭＰ３の出力端子に接続され、８０μ秒間カウントしないとリセットする１６パルスカウンタで構成できる。

３―２、挟み込み判定回路６の動作説明
パワーウィンド挟み込み防止装置は、電流検出回路2で挟み込みを検知し、電流制限回路７で電流制限してモーター電流ＩＤを一定範囲に保つた後、挟み込み判定回路６で挟み込みか否かを判定する。その判定方法について説明する。挟み込みによりモーター回転数が低下してくるとＴ１のＯｎ/Ｏｆｆ動作期間が長くなりＴ１の連続Ｏｎ期間が短くなる。この特性を利用して、挟み込みか否かを判定する。具体的な判定方法は下記の３通りがある。

（ａ）連続Ｏｎ期間とＯｎ/Ｏｆｆ動作期間の比を検出して一定値に達したら挟み込みと判定する。連続Ｏｎ期間、およぴＯｎ/Ｏｆｆ期間はＣＭＰ２出力で判る。ＣＭＰ２の出力がＨレベルであれば連続Ｏｎで、ＬレベルであればＯｎ/Ｏｆｆ動作である。従ってＣＭＰ２の出力をアナログ信号として平均化すれば目的とする比を検出できる。

（ｂ）連続Ｏｎ期間またはＯｎ/Ｏｆｆ動作期間を計時して、一定値に達したら挟みと判定する。ＣＭＰ２の出力のＨ期間またはＬ期間を計時して判定する。

（ｃ）Ｏｎ/Ｏｆｆ動作期間内のＯｎ/Ｏｆｆ回数をカウントして、一定値に達したら挟み込みと判定する。図７に示すように、ＣＭＰ３の出力レベルの立ち上がり回数をカウントし、図７の例では１６パルスに達すると挟み込みと判定する。このとき連続Ｏｎの期間を含んでカウントしないように、パルスが一定期間途切れたら、カウンタをリセットするようにしている。図７の例では８０μｓ間、ＣＭＰ３出力が変化しなとカウンタをリセットする。挟み込みと判定するときの回転数は、挟み込み発生以前の回転数より約６０％低下した状態に設定している。この設定値は悪路等で発生する衝撃的負荷変動による回転数の落ち込みは発生しないレベルの値である。
●挟み込み判定値の設定方法について
挟み込み判定値の設定方法についてまとめると次のようになる。

（ｉ）悪路等で生ずる衝撃的負荷変動によるモーター回転数の落ち込みでは発生しないレベルに判定値を設定する。

（ii）Ｏｎ/Ｏｆｆ動作の継続期間はＴ１のオフ遅れ時間とＣＭＰ１に用いるオペアンプの応答性に依存するので、これらの特性の標準値を前提にして上記判定値に相当するＯｎ/Ｏｆｆ回数を決め、カウンタ値を設定する。

（iii）Ｔ１のオフ遅れ時間とオペアンプ応答性がばらついて判定値を調整する必要があるときはＴ１のゲート直列抵抗を変更してＯｎ/Ｏｆｆ動作の周期を変化させることにより、これらのばらつきに対処する。Ｔ１のオフ遅れ時間とオペアンプの応答性がばらついても、これによりカウンタ値を固定することが可能になる。
●Ｏｎ/Ｏｆｆ動作時におけるモーター回転数の変化について
モーター回転数の低下によりＯｎ/Ｏｆｆ動作期間が長くなり、連続Ｏｎ期間が短くなると説明してきたが、これには仮定があった。すなわち、Ｏｎ/Ｏｆｆ動作１周期でモーター回転数がほとんど変化しないという仮定である。これはＯｎ/Ｏｆｆ動作時でもモーターは一定の力でガラスを押しつづけているという方法で実現させている。Ｏｎ/Ｏｆｆ動作時のモーター端子間電圧はＶＢ−ＶＤＳonoffあるので、モーター出力をＰｍとすると式１４のようになる。

Ｐｍ＝（ＶＢ−ＶＤＳonoff）＊ＩＤ−Ｒa＊ＩＤ２
＝（ＶＢ−ＶＤＳonoff−Ｒa＊ＩＤ２）＊ＩＤ
＝（Ｅmotor−Ｅonoff）＊ＩＤ …式１４
式１４より次のことが判る。

（ｉ）Ｏｎ/Ｏｆｆ動作中、モーターは回転数に関わらずほぼ一定の出力を出している。

（ii）Ｏｎ/Ｏｆｆ動作では連続Ｏｎ時よりＶＤＳonoff＊ＩＤだけ出力が低下する。

すなわち、Ｏｎ/Ｏｆｆ動作中もモーターは一定の出力を出し、ウィンドガラスを駆動している。これはウィンドガラスを押し続けていることを意味し、モーター回転数は常にウィンドガラスの速度とリンクしている。ウィンドガラスの動きはゆっくりしているので、Ｏｎ/Ｏｆｆ周期ではほとんど変化しない。従ってＯｎ/Ｏｆｆ１周期ではモーター回転数もほとんど変化しないことになり、仮定は成立する。

上述のパワーウィンド挟み込み防止装置ならびに特許文献１に開示されている他の実施形態および変形例によれば、異物の挟まれを誤認無く迅速に判定してモーター電流を制限できるが、パワーウィンド挟み込み防止装置としては、特に、低温時や経年変化等によりフリクションが増大してウィンドガラスに重い負荷が常に掛けられるような状態での異物の挟まれ検出性能が向上すると更に好ましい。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、ウィンドガラスによる異物の挟み込みをモーター電流の変化から検出するパワーウィンド挟み込み防止装置において、異物の挟まれからモーター電流に生じる異常電流を誤認無く迅速に検出してモーター電流を制限する改良されたパワーウィンド挟み込み防止装置を提供することにある。

前述した目的を達成するために、本発明のパワーウィンド挟み込み防止装置は、請求項１に記載したように、ウィンドガラスによる異物の挟み込みをモーター電流の変化から検出するパワーウィンド挟み込み防止装置であって、
パワーウィンドモーターに流れるモーター電流の増加を検出する電流検出回路と、前記モーター電流の増加量が所定値を超えた際に前記電流検出回路から出力される電流制限制御信号に従って前記モーター電流を所定の範囲で減少および増加させる電流制限回路と、前記モーター電流の増加から挟まれを判定し、前記パワーウィンドモーターを反転させる挟まれ判定回路と、を備え、
前記電流検出回路が、前記パワーウィンドモーターおよび前記電流制限回路に直列に接続され且つ一端が電源供給装置の接地端子に接続されて前記モーター電流が流されるシャント抵抗と、当該シャント抵抗のｎ倍の抵抗値を有し、一端が前記電源供給装置の接地端子に接続されたリファレンス抵抗と、当該リファレンス抵抗の他端に接続され且つ前記シャント抵抗の他端に接続されて前記シャント抵抗と前記リファレンス抵抗それぞれに掛かる電圧が常に等しくなるように追随電流を前記リファレンス抵抗に流す電流追随回路と、を含む、
パワーウィンド挟み込み防止装置において、
前記電流追随回路が、前記リファレンス抵抗に流す追随電流を前記モーター電流のｎ分の１となるように制御する追随電流制御回路と、当該追随電流制御回路により生成され且つ前記モーター電流の脈動成分を含む第１基準電圧が一方の端子に印加される第１のコンパレータと、当該第１のコンパレータの他方の入力端子と前記電源供給装置のプラス端子との間に接続され、前記第１基準電圧の平均値を示す第２基準電圧を充放電により生成して前記第１のコンパレータの他方の入力端子に印加するコンデンサと、該コンデンサに並列接続された該コンデンサの充電を行なうための第１の電流源、当該第１の電流源に接続されて前記第１のコンパレータの出力に従いＯｎ／Ｏｆｆ動作する第１の半導体スイッチ、および当該第１の半導体スイッチを介して前記第１の電流源に接続され且つ前記第１の半導体スイッチと前記電源供給装置の接地端子との間に接続された前記コンデンサの放電を行なうための第２の電流源、を有する充放電回路と、を含み、
前記電流検出回路は、前記追随電流制御回路により生成され且つ前記第１基準電圧よりも高い所定の電圧値を示す第３基準電圧が一方の入力端子に印加され、前記第２基準電圧が他方の入力端子に印加され、そして前記電流制限制御信号を出力端子から出力する第２のコンパレータを更に備え、そして、
前記第１基準電圧が前記追随電流制御回路の能動素子の電圧入力範囲を示す比較電圧以下となり且つその状態が一定時間継続した場合に前記シャント抵抗と前記リファレンス抵抗からなる前記電流検出回路の比を大きくしてモーター電流検出範囲を拡張するモーター電流検出範囲拡張回路を更に備えていることを特徴とする。

請求項１に記載の発明によれば、モーター電流検出範囲拡張回路が、低温時や経年変化等によりフリクションが増大してウィンドガラスに重い負荷が常に掛けられるような状態や電源供給装置ＶＢの出力電圧が低下している状態になってモーター電流ＩＤが通常時よりも多く流れ、第１基準電圧が追随電流制御回路の能動素子の電圧入力範囲を示す比較電圧以下となり且つその状態が一定時間継続した場合に、シャント抵抗とリファレンス抵抗からなる電流検出回路の比を大きくしてモーター電流検出範囲を拡張するので、低温低電圧時でも確実に挟まれ検出を行なえる。

また、請求項２に記載のパワーウィンド挟み込み防止装置は、請求項１に記載のパワーウィンド挟み込み防止装置において、前記追随電流制御回路は、ドレイン端子の電位を前記第１基準電圧とし且つソース端子が前記リファレンス抵抗の他端に接続される電界効果トランジスタと、一方の入力端子が前記電界効果トランジスタのソース端子に接続され且つ出力端子が前記電界効果トランジスタのゲート端子に接続されたオペアンプと、当該オペアンプの他方の入力端子に一端が接続され且つ他端が前記シャント抵抗の他端に接続された第１の抵抗とを備え、
前記モーター電流検出範囲拡張回路は、一端が前記オペアンプの他端に接続された第２の抵抗と、当該第２の抵抗の他端と前記電源供給装置の接地端子との間に介挿された第２の半導体スイッチと、一方の入力端に前記第１基準電圧が印加され且つ他方の入力端に前記追随電流制御回路の前記オペアンプを含む能動素子の電圧入力範囲を示す比較電圧が印加された第３のコンパレータと、入力側端子が前記第３のコンパレータの出力端に接続され、前記第３のコンパレータの瞬間的な出力変化を取り除くデジタルフィルタと、入力側端子が前記デジタルフィルタの出力側端子に接続され、前記第１基準電圧が一定時間前記比較電圧以下となることで前記デジタルフィルタから出力される前記第３のコンパレータの出力をラッチして前記第２の半導体スイッチをＯｎするラッチとを備え、前記第２の半導体スイッチをＯｎすることで前記第２の抵抗を前記追随電流制御回路に追加し、前記電流検出回路の比を大きくして挟まれ検出可能範囲を拡張することを特徴とする。

請求項２に記載の発明によれば、モーター電流検出範囲拡張回路が、第１基準電圧が一定時間比較電圧以下となると、追随電流制御回路に第２の抵抗を介挿してシャント抵抗とリファレンス抵抗からなる電流検出回路の比を大きくする。これにより、モーター電流検出範囲が拡張されて、低温時や低電圧時でも確実に挟まれ検出が可能となる。

以上、説明したように、本発明によれば、フリクションの増大によりウィンドガラスに重い負荷が掛けられたり電源電圧が低下したりしてモーター電流が大きくなって、追随電流制御回路の能動素子の電圧入力範囲を示す比較電圧以下となり且つその状態が一定時間継続した場合にシャント抵抗とリファレンス抵抗からなる電流検出回路の比を大きくしてモーター電流検出範囲を拡張するようにしたので、挟まれ検出を確実に行なうことができる。

以下、本発明に係る好適な実施形態を添付図面に基づき詳細に説明する。

図１は本発明に係る一実施形態であるパワーウィンド挟み込み防止装置を模式的に示す回路図である。

図１に示す本実施形態のパワーウィンド挟み込み防止装置は、図５のパワーウィンド挟み込み防止装置を既に説明したように図６（ｃ）の如く変形し且つ電流検出回路２のダイオードＤ２１に代えて抵抗を用いて変形した回路の一例を備える。具体的に、本発明のパワーウィンド挟み込み防止装置では、先の図７に示した電流検出回路２のシャント抵抗Ｒ１とリファレンス抵抗Ｒ２０をパワーウィンドモーター５のロウサイド側（即ち、接地側）に配置し、これに応じて電流検出回路２の電流追随回路３の回路構成が変更されており、このような回路に更にモーター電流検出範囲拡張回路が追加されている。このモーター電流検出範囲拡張回路の詳細については後述する。

図１に示すように、本実施形態のパワーウィンド挟み込み防止装置は、正転、反転回路を備えたパワーウィンドモーター５に流れるモーター電流ＩＤの増加を検出する電流検出回路２ａと、モーター電流ＩＤの増加量が所定値を超えた際に電流検出回路２ａから出力される電流制限制御信号ＣＰＯＵＴ＿Ｂに従ってモーター電流ＩＤを所定の範囲で減少および増加させる電流制限回路７と、当該電流制限回路７とパワーウィンドモーター５とに接続され、モーター電流ＩＤの増加から挟まれを判定してパワーウィンドモーター５を反転させる挟まれ判定回路６と、を備えている。尚、パワーウィンドモーター５、挟み込み判定回路６ならびに電流制限回路７の構成は図７のパワーウィンド挟み込み防止装置の回路構成と実施的に同じである。

電流検出回路２ａは、パワーウィンドモーター５および電流制限回路７に直列に接続され且つ一端が電源供給装置ＶＢのマイナス端子（接地端子；グランド）に接続されてモーター電流ＩＤが流されるシャント抵抗Ｒ１と、該シャント抵抗Ｒ１のｎ倍の抵抗値を有し、一端が電源供給装置ＶＢのマイナス端子に接続されたリファレンス抵抗Ｒ２０と、該リファレンス抵抗Ｒ２０の他端に接続され且つシャント抵抗Ｒ１の他端に接続されてシャント抵抗Ｒ１とリファレンス抵抗Ｒ２０それぞれに掛かる電圧が常に等しくなるように追従電流をリファレンス抵抗Ｒ２０に流す電流追随回路３ａと、電流追随回路３ａにプラス入力端子とマイナス入力端子が接続し且つ出力端子が電流制限回路７のＮＯＲ１（図７参照）に接続するコンパレータ（第２のコンパレータ）ＣＭＰ２と、５Ｖ電源とＣＭＰ２の出力端子間に接続されて電流制限制御信号ＣＰＯＵＴ＿Ｂをプルアップする抵抗Ｒ２５と、を有している。

電流追随回路３ａは、リファレンス抵抗Ｒ２０に流す追従電流をモーター電流ＩＤのｎ分の１となるように制御する（即ち、シャント抵抗Ｒ１とリファレンス抵抗Ｒ２０それぞれに掛かる電圧が常に等しくなるように追従電流をリファレンス抵抗Ｒ２０に流す）追従電流制限回路を有する。当該追従電流制御回路は、電線１に一端が接続された抵抗Ｒ２４と、当該抵抗Ｒ２４の他端に一端が接続され且つその抵抗Ｒ２４との接続線にＣＭＰ２のプラス入力端が接続された抵抗Ｒ２７と、当該抵抗Ｒ２７の他方にドレイン端子が接続され且つソース端子がリファレンス抵抗Ｒ２０の他端に接続されるように抵抗Ｒ２７とリファレンス抵抗Ｒ２０との間に設けられたＦＥＴ Ｔ２２と、当該Ｔ２２のソース端子にプラス入力端子が接続され且つ出力端子がＴ２２のゲート端子に接続されたオペアンプＡＭＰ１と、当該オペアンプＡＭＰ１のマイナス入力端子に一端が接続され且つ他端がシャント抵抗Ｒ１の他端に接続された抵抗Ｒ２９と、電線１に一端が接続された抵抗Ｒ２３と、当該抵抗Ｒ２３の他端にエミッタ端子が接続され且つコレクタ端子がＴ２２のソース端子に接続されたＰＮＰ型のバイポーラトランジスタＴ２３と、当該Ｔ２３のエミッタ端子にマイナス入力端子が接続され、出力端子がＴ２３のベース端子に接続され、そしてプラス入力端子がＣＭＰ２のマイナス入力端子に接続されたオペアンプＡＭＰ２と、を含む。

オペアンプＡＭＰ１は、シャント抵抗Ｒ１に流れるモーター電流ＩＤの増減に応じてＴ２２からリファレンス抵抗Ｒ２０に電流Ｉref-fが流されるように、出力端子からＴ２２のゲート端子に適宜な電圧を印加して制御する。この制御では、モーター電流ＩＤが増加するとＡＭＰ１の入力端子電圧が高くなるので、ＡＭＰ１からＴ２２のゲート端子に印加される電圧が高くなって電流Ｉref-fが多く流され、そして逆にモーター電流ＩＤが減少するとＡＭＰ１の入力端子電圧が低くなるのでＡＭＰ１からＴ２２のゲート端子に印加される電圧が低くなって電流Ｉref-fが少なくなる。

電流追随回路３ａは、更に、オペアンプＡＭＰ２のプラス入力端子にマイナス入力端子が接続され且つプラス入力端子がＴ２２のドレイン端子（即ち、抵抗Ｒ２７の他端）に接続されたコンパレータ（第１のコンパレータ）ＣＭＰ１、および充放電回路を有する。当該充放電回路は、一端が電線１に接続され且つ他端がＣＭＰ１のマイナス入力端子に接続されたコンデンサＣ１と、当該コンデンサＣ１と並列接続され、入力側端子が電線１に接続された第１の電流源ＡＳ１と、当該電流源ＡＳ１の出力側端子に接続され、ＣＭＰ１の出力に従いＯｎ/Ｏｆｆ動作する半導体スイッチＳＳＷ１と、当該半導体スイッチＳＳＷ１に入力側端子が接続され且つ出力側端子が電源供給装置ＶＢのマイナス端子に接続された第２の電流源ＡＳ２と、を含む。

電流追随回路３ａでは、Ｔ２２のドレイン端子（即ち、抵抗Ｒ２７の他端）の電位である第１基準電圧Ｖｃ２がコンパレータＣＭＰ１のプラス入力端子に印加される。また、第１基準電圧Ｖｃ２の平均値となるように制御されて第２基準電圧ＶｃがコンデンサＣ１の充放電により生成され、ＣＭＰ１のマイナス入力端子ならびにＣＭＰ２のマイナス入力端子に印加される。また、ＣＭＰ２のプラス入力端子に印加される第３基準電圧Ｖｉｎｓは抵抗Ｒ２７の分だけＶｃ２よりも高い電圧値を示す。

オペアンプＡＭＰ２は、電流Ｉref-ｓの電流値が抵抗Ｒ２３の両端に掛かる電圧（即ち、電線１の電位とＶｃとの差分電圧）を抵抗Ｒ２３の抵抗値で割ったものであるので、その出力端からＴ２３のベース端子に適宜な電圧を印加して抵抗Ｒ２３に電流Ｉref-ｓが流れるようにＴ２３を制御する。この制御では、モーター電流ＩＤが増加するとＡＭＰ２の入力端子電圧（Ｖｃ）が低くなるのでＡＭＰ２からＴ２３のベース端子に印加される電圧が低くなって電流Ｉref-fが多く流され、そして逆にモーター電流ＩＤが減少するとＡＭＰ２の入力端子電圧（Ｖｃ）が高くなるのでＡＭＰ２からＴ２３のベース端子に印加される電圧が高くなって電流Ｉref-fが少なくなる。

リファレンス抵抗Ｒ２０に流れるリファレンス抵抗Ｉrefは、抵抗Ｒ２４および抵抗Ｒ２７に流れる電流Ｉref-fと抵抗Ｒ２３に流れる電流Ｉref-ｓの合計であり、図７の回路構成の場合と同様にモーター電流ＩＤの数千〜数万分の１に相当する電流であって、モーター電流ＩＤと同様に脈動している。第３基準電圧Ｖｉｎｓは抵抗Ｒ２４と抵抗Ｒ２７との間の電位を示すものであり、このＶｉｎｓから抵抗Ｒ２７により或る値だけ電圧降下した電位がＶｃ２であるので、このＶｃ２もＶｉｎｓと同様に脈動する。

図１に示すパワーウィンド挟み込み防止装置では、挟まれが発生してモーター電流ＩＤが急増すると、モーター電流ＩＤの瞬時値を示すＣＭＰ２のプラス入力端子電圧（即ち第３基準電圧Ｖｉｎｓ）と、コンデンサＣ１の充放電により生成されるＣＭＰ２のマイナス入力電圧（Ｖｃ）とがクロスし、このクロスしている間ＣＭＰ２の出力（ＣＰＯＵＴ＿Ｂ）がＨレベルからＬレベルへと推移する。そしてＣＰＯＵＴ＿ＢがＬレベルとなったとき、電流制限回路７において半導体スイッチング素子Ｔ１（図７参照）がＯｎ/Ｏｆｆ制御され、このＯｎ/Ｏｆｆ動作期間内のＯｎ/Ｏｆｆ回数を挟み込み判定回路６が電流制限回路７のＣＭＰ３（図７参照）の出力レベルの立ち上がり回数を基にカウントし、一定値（例えば、１６パルス）に達したら挟まれと判定する。

ところで、図１のパワーウィンド挟み込み防止装置では、特に低温時や経年変化等によりフリクションが増大してウィンドガラスに重い負荷が常に掛けられるような状態や電源供給装置ＶＢの出力電圧が低下している状態ではモーター電流ＩＤが常に大きくなるので、回路内の信号電圧が低下した状態となり、ＡＭＰ１やＣＭＰ１の電圧入力範囲以下となって、これらの出力が不安定になる。シャント抵抗Ｒ１とリファレンス抵抗Ｒ２０からなる電流検出検出回路の比（例えばＲ２０が２０ｍΩ、Ｒ１が３００Ωである場合、２０ｍΩ／３００Ω＝１／１５０００）が固定しているので、回路内の信号電圧が低下すると、モーター電流ＩＤが増加した場合に制御できる範囲が制限されることになる。

それ故、本発明のパワーウィンド挟み込み防止装置にはモーター電流検出範囲拡張回路３ｂが設けられており、当該モーター電流検出範囲拡張回路３ｂ、一端がＡＭＰ１のマイナス入力端子に接続されたモーター電流検出範囲拡張抵抗Ｒ２２０（第２の抵抗）と、当該抵抗Ｒ２２０の他端にドレイン端子が接続され且つ電源供給装置の接地端子にソース端子が接続されたＦＥＴ Ｔ６０（第２の半導体スイッチ）と、プラス入力端子に第１基準電圧Ｖｃ２が印加され且つマイナス入力端子に追随電流制御回路のＡＭＰ１およびＣＭＰ１等の電圧入力範囲以上であることを示す比較電圧Ｖｃｍｐが印加されたコンパレータＣＭＰ５（第３のコンパレータ）と、一端が電源供給装置のプラス端子に接続され且つ他端がコンパレータＣＭＰ５の出力端に接続された抵抗Ｒ２２１と、反転入力側端子がコンパレータＣＭＰ５の出力端に接続され、コンパレータＣＭＰ５の出力の瞬間的な変化分を取り除くデジタルフィルタＦＩＬと、入力側端子がデジタルフィルタＦＩＬの出力側端子に接続され、第１基準電圧Ｖｃ２が一定時間比較電圧Ｖｃｍｐ以下になることでデジタルフィルタＦＩＬから出力されるコンパレータＣＭＰ５の出力をラッチしてＴ６０をＯｎするラッチＬＡＴとを備えており、Ｔ６０をＯｎすることで抵抗Ｒ２２０を追随電流制御回路に追加し、シャント抵抗Ｒ１とリファレンス抵抗Ｒ２０とからなる電流検出回路の比を大きくして挟まれ検出可能範囲を拡張する。

ラッチＬＡＴには、図２に示すように例えばＤ型のＦＦ(フリップフロップ)が用いられ、このＤ型ＦＦはクロック信号（この場合、デジタルフィルタＦＩＬの出力）の立ち上がりでＤ信号の値（この場合、５Ｖ）を記憶しＱ端子より出力する。ラッチ状態の解除にはリセット入力端子にリセット信号（この図ではＵＲＬ信号）を入力することで行なえる。デジタルフィルタＦＩＬは、その出力がアクティブＬｏｗであるので、このデジタルフィルタＦＩＬの出力端とラッチＬＡＴのクロック信号入力端との間にはインバータＩＮＶが介挿されている。

デジタルフィルタＦＩＬは所謂ローパスフィルタであり、第１基準電圧Ｖｃ２が短時間で比較電圧Ｖｃｍｐ以下になることによるＣＭＰ５の出力の瞬間的な変化分を取り除くために用いられる。すなわち、例えば図３に示すように第１基準電圧Ｖｃ２が比較的短い期間（期間Ｔ１）で比較電圧Ｖｃｍｐ以下になる場合にはＣＭＰ５の出力の変化が瞬間的となるのでデジタルフィルタＦＩＬの出力がＬレベルとはならず、期間Ｔ２で示すような比較的長い期間で第１基準電圧Ｖｃ２が比較電圧Ｖｃｍｐ以下になる場合にはデジタルフィルタＦＩＬの出力がＬレベルとなる。そして、デジタルフィルタＦＩＬの出力がＬレベルになるタイミングでインバータＩＮＶの出力がＨレベルになり、ラッチＬＡＴのＱ出力がＨレベルになる。

このようなモーター電流検出範囲拡張回路３ｂの動作を図４ではモーター電流ＩＤ、第２基準電圧Ｖｃ、第３基準電圧Ｖｉｎｓ、コンパレータＣＭＰ５の出力（ＳＡＤ＿Ｂ）、およびラッチＬＡＴの出力（ＧＳＥＬ）の関係を用いて示している。この場合、ＡＭＰ１やＣＭＰ１等の電圧入力範囲の下限を２．５Ｖとし、この電圧が比較電圧ＶｃｍｐとしてＣＭＰ５のマイナス入力端子に印加される。

第１基準電圧Ｖｃ２はモーター電流ＩＤの脈動成分を含んでいるので、モーター電流ＩＤが変化していないときはＶｃ＝Ｖｃ２となり、モーター電流ＩＤが増加しているときはＶｃ＞Ｖｃ２ｃ、モーター電流ＩＤが減少しているときはＶｃ＜Ｖｃ２となる。第２基準電圧Ｖｃと第１基準電圧Ｖｃ２の差はＶｃとＶｉｎｓ（Ｖｃ２よりＲ２７の電圧効果分高い電圧）の差に比例する。

挟まれが生じてモーター電流ＩＤが増加しＶｃ２が２．５Ｖ以下となった際に、ＣＭＰ５から出力されるＬレベルの信号ＳＡＤ＿Ｂに従い、デジタルフィルタＦＩＬの出力がＬレベルとなり、そのタイミングでインバータＩＮＶの出力がＨレベルとなってラッチＬＡＴにて保持される。ラッチＬＡＴのＨレベル出力（ＧＥＳＬ）がＴ６０のゲートに印加されてＴ６０がＯｎし、これにより追随電流制御回路にモーター電流検出範囲拡張抵抗Ｒ２２０が介挿されて、シャント抵抗Ｒ１とリファレンス抵抗Ｒ２０とからなる電流検出回路の比が大きくなる。これにより、ＡＭＰ１の増幅率が下がり、それに従って第３基準電圧Ｖｉｎｓの電圧変動幅が減少し、挟まれ制御をできる状態となる。すなわち、低温時や経年変化等によりフリクションが増大してウィンドガラスに重い負荷が常に掛けられるような状態や電源供給装置ＶＢの出力電圧が低下している状態になっても、挟まれ検出可能範囲を広げることで、挟まれ検出不能を回避できる。

尚、本発明は、前述した実施形態に限定されるものではなく、適宜、変形、改良、等が可能である。その他、前述した実施形態における各構成要素の形態、数、配置個所、等および数値、波形、等は本発明を達成できるものであれば任意であり、限定されない。

本発明に係る一実施形態であるパワーウィンド挟み込み装置を模式的に示す回路図である。 図１のパワーウィンド挟み込み防止装置のモーター電流検出範囲拡張回路のデジタルフィルタとラッチとの接続関係を示すブロック図である。 図１のパワーウィンド挟み込み防止装置のモーター電流検出範囲拡張回路のデジタルフィルタとラッチの動作を説明するための波形図である。 図１のパワーウィンド挟み込み防止装置におけるモーター電流検出範囲拡張動作を説明するための波形図である。 従来のパワーウィンド挟み込み防止装置のブロック図である。 従来のパワーウィンド挟み込み防止装置の変形例を説明するためのブロック図である。 従来のパワーウィンド挟み込み防止装置の回路図である。 従来のパワーウィンド挟み込み防止装置の電流検出回路のＯｎｏｆｆ動作を説明するための図である。 従来のパワーウィンド挟み込み防止装置の電流制限回路の半導体スイッチング素子の動作を説明するための負荷線を付加した静特性図である。 従来のパワーウィンド挟み込み防止装置の電流制限回路の半導体スイッチング素子の動作を説明するための等価回路図である。

符号の説明

５： パワーウィンドモーター
ＩＤ： モーター電流
２ａ： 電流検出回路
ＣＰＯＵＴ＿Ｂ： 電流制限制御信号
７： 電流制限回路
６：挟まれ判定回路
ＶＢ： 電源供給装置
Ｒ１： シャント抵抗
Ｒ２０： リファレンス抵抗
３ａ： 電流追随回路
３ｂ： モーター電流検出範囲拡張回路
Ｖｃ２： 第１基準電圧
ＣＭＰ１： 第１のコンパレータ
Ｖｃ： 第２基準電圧
Ｃ１： コンデンサ
ＡＳ１： 第１の電流源
ＳＳＷ１： 半導体スイッチ
ＡＳ２： 第２の電流源
Ｖｉｎｓ： 第３基準電圧
ＣＭＰ２： 第２のコンパレータ
Ｒ２２０： モーター電流検出範囲拡張抵抗
Ｔ６０： ＦＥＴ
ＣＭＰ６： 第３のコンパレータ
Ｖｃｍｐ： 比較電圧
ＦＩＬ： デジタルフィルタ
ＬＡＴ： ラッチ

Claims (2)

1. ウィンドガラスによる異物の挟み込みをモーター電流の変化から検出するパワーウィンド挟み込み防止装置であって、
   パワーウィンドモーターに流れるモーター電流の増加を検出する電流検出回路と、前記モーター電流の増加量が所定値を超えた際に前記電流検出回路から出力される電流制限制御信号に従って前記モーター電流を所定の範囲で減少および増加させる電流制限回路と、前記モーター電流の増加から挟まれを判定し、前記パワーウィンドモーターを反転させる挟まれ判定回路と、を備え、
   前記電流検出回路が、前記パワーウィンドモーターおよび前記電流制限回路に直列に接続され且つ一端が電源供給装置の接地端子に接続されて前記モーター電流が流されるシャント抵抗と、当該シャント抵抗のｎ倍の抵抗値を有し、一端が前記電源供給装置の接地端子に接続されたリファレンス抵抗と、当該リファレンス抵抗の他端に接続され且つ前記シャント抵抗の他端に接続されて前記シャント抵抗と前記リファレンス抵抗それぞれに掛かる電圧が常に等しくなるように追随電流を前記リファレンス抵抗に流す電流追随回路と、を含む、
   パワーウィンド挟み込み防止装置において、
   前記電流追随回路が、前記リファレンス抵抗に流す追随電流を前記モーター電流のｎ分の１となるように制御する追随電流制御回路と、当該追随電流制御回路により生成され且つ前記モーター電流の脈動成分を含む第１基準電圧が一方の端子に印加される第１のコンパレータと、当該第１のコンパレータの他方の入力端子と前記電源供給装置のプラス端子との間に接続され、前記第１基準電圧の平均値を示す第２基準電圧を充放電により生成して前記第１のコンパレータの他方の入力端子に印加するコンデンサと、該コンデンサに並列接続された該コンデンサの充電を行なうための第１の電流源、当該第１の電流源に接続されて前記第１のコンパレータの出力に従いＯｎ／Ｏｆｆ動作する第１の半導体スイッチ、および当該第１の半導体スイッチを介して前記第１の電流源に接続され且つ前記第１の半導体スイッチと前記電源供給装置の接地端子との間に接続された前記コンデンサの放電を行なうための第２の電流源、を有する充放電回路と、を含み、
   前記電流検出回路は、前記追随電流制御回路により生成され且つ前記第１基準電圧よりも高い所定の電圧値を示す第３基準電圧が一方の入力端子に印加され、前記第２基準電圧が他方の入力端子に印加され、そして前記電流制限制御信号を出力端子から出力する第２のコンパレータを更に備え、そして、
   前記第１基準電圧が前記追随電流制御回路の能動素子の電圧入力範囲を示す比較電圧以下となり且つその状態が一定時間継続した場合に前記シャント抵抗と前記リファレンス抵抗からなる前記電流検出回路の比を大きくしてモーター電流検出範囲を拡張するモーター電流検出範囲拡張回路を更に備えていることを特徴とするパワーウィンド挟み込み防止装置。
2. 前記追随電流制御回路は、ドレイン端子の電位を前記第１基準電圧とし且つソース端子が前記リファレンス抵抗の他端に接続される電界効果トランジスタと、一方の入力端子が前記電界効果トランジスタのソース端子に接続され且つ出力端子が前記電界効果トランジスタのゲート端子に接続されたオペアンプと、当該オペアンプの他方の入力端子に一端が接続され且つ他端が前記シャント抵抗の他端に接続された第１の抵抗とを備え、
   前記モーター電流検出範囲拡張回路は、一端が前記オペアンプの他端に接続された第２の抵抗と、当該第２の抵抗の他端と前記電源供給装置の接地端子との間に介挿された第２の半導体スイッチと、一方の入力端に前記第１基準電圧が印加され且つ他方の入力端に前記追随電流制御回路の前記オペアンプを含む能動素子の電圧入力範囲を示す比較電圧が印加された第３のコンパレータと、入力側端子が前記第３のコンパレータの出力端に接続され、前記第３のコンパレータの瞬間的な出力変化を取り除くデジタルフィルタと、入力側端子が前記デジタルフィルタの出力側端子に接続され、前記第１基準電圧が一定時間前記比較電圧以下となることで前記デジタルフィルタから出力される前記第３のコンパレータの出力をラッチして前記第２の半導体スイッチをＯｎするラッチとを備え、前記第２の半導体スイッチをＯｎすることで前記第２の抵抗を前記追随電流制御回路に追加し、前記電流検出回路の比を大きくして挟まれ検出可能範囲を拡張することを特徴とする請求項１に記載のパワーウィンド挟み込み防止装置。

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