JP4056451B2 - パワーウインド挟み込み防止装置 - Google Patents

Description

本発明は、車両のパワーウインドによる異物（例えば、人の手指、首、等）の挟み込みを防止するパワーウインド挟み込み防止装置に関する。

車両のウインドガラスを自動開閉する装置は、一般的にパワーウインドと呼ばれ、モーターによるウインドガラスの開閉を行なう。パワーウインドにはウインドガラスによる異物の挟まれを防止する対策としてジャミング・プロテクション（即ち、Jamming Protection）を備えるためにパワーウインド挟み込み防止装置が採用されているが、一般的なパワーウインド挟み込み防止装置では、ウインドガラスの上昇中に異物の挟まれが発生した際、挟まれた異物に掛かる荷重がモーター電流の増加により著しく増大してしまうため、このモーター電流の増加を抑制するようにモーター電流を制限する必要があった。

そこで、上記事情に鑑みて改良されたパワーウインド挟み込み防止装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特開２００２−２９５１２９号公報

この特許文献１で提案されているパワーウインド挟み込み防止装置について添付図面を参照して詳細に説明する。以下の図面の記載において、同一または機能的に類似する部分には同一または類似の符号を付している。

（パワーウインド挟み込み防止装置の概要）
図１２は、特許文献１で提案されているパワーウインド挟み込み防止装置の一例のブロック図である。このパワーウインド挟み込み防止装置は、挟まれ等による異常電流検出回路２と、正転・反転回路を備えたパワーウインドモーター５と、挟み込み判定回路６と、モーター電流制限回路７と、を有している。尚、正転・反転回路を備えたパワーウインドモーター５は、パワーウインドモーターを含んだ正転・反転回路５と考えてもよい。電流検出回路２と、正転・反転回路５と、電流制限回路７の三つの回路は、モーター電流ＩＤの流れる電線１に直列に接続されて電源供給装置ＶＢに接続される。

（挟まれ等による異常電流検出回路２の概要）
電流検出回路２は、モーター電流ＩＤの挟まれ等による異常電流を検出して、信号線９を介して異常電流検出信号を電流制限回路７に出力する。電流検出回路２は、マルチソース電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）またはマルチ抵抗と、電流追随回路３と、スタート回路４と、を有している。

マルチソソースＦＥＴは、メインＦＥＴとリファレンス（Reference）ＦＥＴで構成される。また、マルチ抵抗は、シャント抵抗とリファレンス（Reference）抵抗で構成される。マルチソースＦＥＴまたはマルチ抵抗のカレントセンシングレシオ（ｎ：Current Sensing Ratio）すなわち、例えばメイン抵抗に対するリファレンス抵抗の抵抗成分の比を１を超えて好ましくは１００以上に設定する。モーター電流ＩＤをメインＦＥＴまたはシャント抵抗に流す。そして、ＩＤ＝ｎ＊Ｉrefの条件を満たすリファレンス電流ＩrefがリファレンスＦＥＴまたはリファレンス抵抗に流れるようにリファレンス電流Ｉrefを制御する。

メインＦＥＴまたはシャント抵抗がモーターのハイサイド（High side：モーターに対して電源側)に有る場合には、メインＦＥＴのソース電位またはシャント抵抗のモーター側電位ＶＳＡと、リファレンスＦＥＴのソース電位またはリファレンス抵抗の接地側電位ＶＳＢとは、上記ＩＤ＝ｎ＊Ｉrefの条件を満足するために、ＶＳＡ＝ＶＳＢの条件を満足する必要がある。モーターが正常回転しているとき、ウインドガラスの駆動力の変動によりモーター電流ＩＤが変化するとメインＦＥＴのソース電位等ＶＳＡも変化するが、リファレンス電流Ｉrefを制御してＶＳＡ＝ＶＳＢの条件を維持する。

次に、挟まれ（Jamming）等によって発生する異常電流を検出する方法について説明する。
リファレンス電流Ｉrefを追随速度の異なる２つの電流成分に分ける。リファレンス電流Ｉrefは、追随速度の遅い電流成分Ｉref-ｓと、追随速度の速い成分Ｉref-fとに分けられて流れる。追随速度の遅い電流成分Ｉref-ｓはモーターが正常に回転してぃるときのモーター電流ＩＤの変化には追随するが、挟まれが発生したときのモーター電流ＩＤの急激な変化には追随できないように設定する。一方、追随速度の速い電流成分Ｉref-fは挟まれが発生したときの電流変化のみならず、モーター電流ＩＤの中に含まれる脈動成分にも追随できるように設定する。追随速度の速い電流成分Ｉref-fの追随性を良くすればするほど、追随速度の遅い電流成分Ｉref-sは変化する必要がなくなり安定してくる。このような条件を満足させるため、追随速度の速い電流成分Ｉref-fの追随速度は、追随速度の遅い電流成分Ｉref-sの８００〜１０００倍の速さに設定する。

このように設定すると、半導体スイッチング素子のＯｎ/Ｏｆｆ動作時を除けば追随速度の速い電流成分Ｉref-fはモーター電流ＩＤの変化を正確に反映する。追随速度の速い電流成分Ｉref-fを、リファレンス抵抗より抵抗値の大きい抵抗に流すことによりモーター電流ＩＤの変化を電圧に変換する。この電圧の変換により、モーター電流ＩＤの変化をシャント抵抗またはメインＦＥＴのオン抵抗で電圧に変換して得られる微小変動を増幅した変動が検出できる。

挟まれが発生すると追随速度の速い電流成分Ｉref-fはモーター電流ＩＤに追随して増加するが、追随速度の遅い電流成分Ｉref-sはほとんど変化しない。そのため追随速度の速い電流成分Ｉref‐fの平均値と追随速度の遅い電流成分Ｉref-sの間には差が生じ、（Ｉref-fの平均値）＞（Ｉref-s）の大小関係となる。この大小の差があらかじめ設定した値を超えたら、異常電流検出信号を発生させ、モーターのハイサイド(High side)にあるマルチソースＦＥＴまたはモーターのロウサイド（Low side：接地側）にある電流制限回路７の半導体スイッチング素子（ＦＥＴまたはバイポーラ（Bipolar）トランジスタ）をオフする。

その後、挟み込みが発生している間、マルチソースＦＥＴまたはモーターのロウサイドにある半導体スイッチング素子がＯｎ/Ｏｆｆ動作と連続Ｏｎ動作を繰り返す動作を行なう。このＯｎ/Ｏｆｆ動作と連続Ｏｎ動作を繰り返す動作により、以下に説明するがモーター電流ＩＤの増加を制限することができる。

（電流制限回路７の概要）
電流制限回路７は、異常電流検出信号を入力されて、モーター電流ＩＤが増加していかないように制限する。この制限は、マルチソースＦＥＴまたはモーターのロウサイドにある半導体スイッチング素子がＯｎ/Ｏｆｆ動作と連続Ｏｎ動作を交互に繰り返すことにより行なわれ、このＯｎ/Ｏｆｆ動作と連続Ｏｎ動作を繰り返す動作の信号が信号線１０を介して挟み込み判定回路６に出力される。電流制限回路７は、モーター電流ＩＤをＯｎ/Ｏｆｆすることが可能なＦＥＴ等の半導体スイッチング素子と、この半導体スイッチング素子のＯｎの基準電圧とＯｆｆの基準電圧を生成する基準電圧回路８と、を有している。

モーター電流ＩＤが、Ｏｎ/Ｏｆｆ動作と連続Ｏｎを繰り返す動作に入ると、モーター電流ＩＤは電流制限されて、その平均値は挟まれ発生直前より若干大きい値に維持される。モータートルクはモーター電流に比例するので、これによりモータートルクはウインドガラスの駆動に要するトルクより若干大きいトルクに保持される。このような必要最小限のトルクを確保することで、悪路等によるガラス駆動力の瞬間的変動があっても誤反転しないという条件下での、最小の挟まれ荷重を実現することが可能となる。

（挟み込み判定回路６の概要）
挟み込み判定回路６は、入力したＯｎ/Ｏｆｆ動作と連続Ｏｎ動作を繰り返す動作の信号に基づいて挟み込みか否かを判定する。挟み込みと判定した場合は、信号線１１を介してウインドガラスを開ける旨のウインドダウン信号を正転・反転回路５に出力する。

挟み込みの判定には、挟まれによりモーター回転数が低下するに連れて、半導体スイッチング素子のＯｎ/Ｏｆｆ動作の期間が長くなり、半導体スイッチング素子の連続Ｏｎ動作の期間が短くなることを利用する。例えば、Ｏｎ/Ｏｆｆ動作の期間が一定の長さに達したときに、挟み込みと判定する。挟み込みと判定すると、マルチソースＦＥＴまたは半導体スイッチング素子を遮断して、モーターを停止させ、一定時間経過後、モーター５を反転駆動させる。このことにより、ウインドガラスが開き、挟まれた異物の挟み込みを防止することができる。

（正転・反転回路を備えたパワーウインドモーター５の概要）
正転・反転回路５は、ウインドアップの信号を入力することにより、ウインドガラスを閉める方向にモーターを回転させ、ウインドダウンの信号を入力することにより、ウインドガラスを開ける方向にモーターを回転させる。さらに、信号線１１を介してウインドダウン信号を入力した場合は、ウインドガラスを閉める方向から開ける方向にモーターの回転を反転させる。正転・反転回路５は、Ｈブリッジ回路またはリレ−回路を有している。Ｈブリッジ回路を用いる場合、Ｈブリッジ回路を構成、あるいは接続する４個のＦＥＴを用いる。４個のＦＥＴのうち、ハイサイドのトランジスタを用いて電流検出回路２および電流制限回路７を構成してもよいし、ハイサイドのトランジスタを用いて電流検出回路２を構成し、ロウサイドのトランジスタを用いて電流制限回路７を構成してもよい。

図１３（ａ）〜図１３（ｃ）は、パワーウィンド挟み込み防止装置のブロック図の変形例を示している。すなわち、電流検出回路２は、電源供給装置ＶＢのプラス端子またはマイナス端子と等価なグランドに接続し、正転・反転回路５および電流制限回路７についてはモーター電流ＩＤを流す順番は構わない。具体的には、図１３（ａ）に示されるように電流検出回路２→電流制限回路７→正転・反転回路５と言った順番、図１３（ｂ）に示されるように電流検出回路２→正転・反転回路５→電流制限回路７と言った順番(即ち、図１２に示される順番と同じ順番)、図１３（ｃ）に示されるように正転・反転回路５→電流制限回路７→電流検出回路２といった順番、等でもよく、これらのような順番の違いによりパワーウィンド挟み込み防止装置の作用や効果に大きな違いは生じないものと考えて良い。

図１４は、パワーウィンド挟み込み防止装置の回路図の一例を示している。パワーウィンド挟み込み防止装置における電流検出回路２、電流制限回路７および挟み込み判定回路６の回路構成と回路の動作について、ここで詳細に説明する。

１．電流検出回路２の説明
１―ｌ．電流検出回路２の回路構成
シャント抵抗とリファレンス抵抗を用い、リファレンス電流Ｉrefを２つの追随速度の異なる電流成分Ｉref-sとＩreｆ-fに分けて異常電流を検出する回路について説明する。

図１４の電流検出回路２は、電源供給装置ＶＢのプラス端子に接続するシャント抵抗Ｒ１とリファレンス抵抗Ｒ２０と、その抵抗Ｒ１とＲ２０に接続する電流追随回路３と、電流追随回路３にプラス入力端子とマイナス入力端子が接続し出力端子が電流制限回路７に接続するコンパレータＣＭＰ２と、５Ｖ電源とＣＭＰ２の出力端子間に接続する抵抗Ｒ２５と、を有している。

電流追随回路３は、プラス入力端子がリファレンス抵抗Ｒ２０に接続し、マイナス入力端子がシャント抵抗Ｒ１に接続するコンパレータＣＭＰ１と、ＣＭＰ１の出力端子に接続し、抵抗Ｒ２１と接地するコンデンサＣ１を直列接続して構成される第１の充放電回路と、ＣＭＰ１の出力端子に接続し、抵抗Ｒ２２と接地するコンデンサＣ２を直列接続して構成される第２の充放電回路と、コンデンサＣ１とＣ２の間に接続される抵抗Ｒ２８と、ドレイン端子がＣＭＰ１のプラス入力端子に接続されゲート端子がコンデンサＣ１に接続されるｎＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２１）と、一端ＦＥＴ（Ｔ２１）のソース端子とＣＭＰ２のプラス入力端子に接続し他端が接地する抵抗Ｒ２３とで構成される第１のソースフォロア回路と、ドレイン端子がＣＭＰ１のプラス入力端子に接続されゲート端子がコンデンサＣ２に接続されるｎＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２２）と、アノードがＦＥＴ（Ｔ２２）のソース端子と接続するダイオードＤ２１と、一端がダイオードＤ２１のカソードとＣＭＰ２のマイナス入力端子に接続し他端が接地する抵抗Ｒ２４とで構成される第２のソースフォロア回路と、を有している。

尚、図１４中の抵抗Ｒ２１等に添えられた９１０Ｋは、抵抗Ｒ２１の抵抗値が９１０ＫΩであることを表している。同様に、コンデンサＣ２等に添えられた０．１ｕｆは、コンデンサＣ２の容量が０．１μＦであることを表している。

１―２.電流検出回路２の動作説明
図１４ではシャント抵抗Ｒ１、正転・反転リレー回路５とＯｎ/Ｏｆｆ動作を行なう半導体スイッチング素子（ＦＥＴ）Ｔ１が、モーター電流ＩＤの流れる電線１に対して直列に接続され、電源供給装置（例えば、バッテリ）ＶＢのプラス端子およびマイナス端子に接続されている。正転・反転リレー回路５の正転・反転リレーはトランジスタＴ２およびＴ３により駆動され、正転（アップ（Ｕｐ）動作）ではＴ２がオンし、反転（ダウン（Ｄｏｗｎ）動作）ではＴ３がオンする。マルチ抵抗はシャント抵抗Ｒ１とリファレンス抵抗Ｒ２０で構成される。図１４の回路例ではＲ１の抵抗値は３４ｍΩ、Ｒ２０の抵抗値は５５Ωに設定されている。モーター電流ＩＤはシャント抵抗Ｒｌを流れ、リファレンス電流Ｉrefはリファレンス抵抗Ｒ２０を流れる。抵抗Ｒｌ及びコンデンサＣ２等の抵抗値及び容量を便宜上抵抗Ｒ１等の符号Ｒ１と同じＲ１等と表記する。そこで、Ｒ１＊ＩＤ＝Ｒ２０＊Ｉrefの条件を満足するときの電流比ｎは式１のようになる。

ｎ＝ｍ／Ｉref＝Ｒ２０／Ｒ１＝55／0.034＝1618 …式１
コンパレ−タＣＭＰ１はオぺアンプからなり、ＣＭＰ１のマイナス入力端子にはシャント抵抗Ｒ１のモーター側電位が入力され、ＣＭＰ１のプラス入力端子にはリファレンス抵抗Ｒ２０の接地側電位が入力される。ＣＭＰ１の出力と接地電位レベル（ＧＮＤ）間には抵抗Ｒ２１とコンデンサＣ１を直列接続した第１の充放電回路が接続され、コンデンサＣ１はＣＭＰ１の出力により、抵抗Ｒ２１を介して充放電される。コンデンサＣ１の非接地側はＦＥＴ２１のゲート端子に接続され、ＦＥＴ Ｔ２１のドレイン端子はリファレンス抵抗Ｒ２０に接続され、Ｔ２１のソース端子は抵抗Ｒ２３を通して接地されている。ＦＥＴ Ｔ２１と抵抗Ｒ２３は第１のソースフォロア回路を構成するので、ＦＥＴ Ｔ２１および抵抗Ｒ２３にはコンデンサＣ１の電位に比例した電流が流れる。この電流がリファレンス電流Ｉrefの追随速度の遅い電流成分Ｉref-sになる。一方、コンパレータＣＭＰ１の出力と接地電位レベル（ＧＮＤ）間には抵抗Ｒ２２とコンデンサＣ２を直列接続した第２の充放電回路が接続され、コンデンサＣ２はＣＭＰ１の出力により、抵抗Ｒ２２を介して充放電される。コンデンサＣ２の非接地側はＦＥＴ Ｔ２２のゲート端子に抵抗Ｒ２８を介して接続され、ＦＥＴ Ｔ２２のドレイン端子はリファレンス抵抗Ｒ２０に接続され、Ｔ２２のソース端子はダイオードＤ２１と抵抗Ｒ２４を通して接地されている。ＦＥＴ Ｔ２２とダイオードＤ２１および抵抗Ｒ２４は第２のソースフォロア回路を構成するので、ＦＥＴ Ｔ２２、ダイオードＤ２１、および抵抗Ｒ２４にはコンデンサＣ２の電位に比例した電流が流れる。これがリファレンス電流Ｉrefにおける追随速度の速い電流成分Ｉref-fになる。コンデンサＣ１とＣ２の非接地側は抵抗Ｒ２８で接続され、モーター電流ＩＤが変化しないときはＣ１およびＣ２の電位が等しくなるようなっている。すなわち、コンパレータＣＭＰ１の出力にはコンデンサＣ１、Ｃ２と抵抗Ｒ２１、Ｒ２２からなる２つの充放電回路が並列に接続され、それぞれのコンデンサＣ１、Ｃ２の電位に比例した電流を流す２つのソースフォロア回路がリファレンス抵抗Ｒ２０と接地間に並列接続されることになる。第１の充放電回路の時定数は第２の充放電回路の時定数より大きく設定される。この回路例では第１の充放電回路の時定数は式２のようになり、第２の充放電回路の時定数は式３のようになり、その比は１：８９４となる。

（第１の充放電回路の時定数）=Ｒ21*(Ｒ22＋Ｒ28)/(Ｒ21＋Ｒ22＋Ｒ28)*C1
=910Ｋ*(5.1K＋910K)/(910K＋5.1K＋910K)*μｆ=456ｍｓ …式２
（第２の充放電回路の時定数）=Ｒ22*Ｃ2=5.1K*0.1μｆ=0.51ｍｓ …式３
挟み込みの検出はコンパレータＣＭＰ２で行なう。ＣＭＰ２のプラス入力端子にはＴ２１のソース電位が入力され、マイナス入力端子にはＴ２２のソース電位よりダイオードＤ２１の順方向電圧降下約０．７Ｖだけ低下した電位が入力される。Ｔ２１とＴ２２のゲート〜ソース間電位はほぼ等しいので、Ｄ２１の電圧降下分が挟み込みにより増加する異常電流の検出値となる。挟み込みが発生してＩref-fが増加すると、ＣＭＰ２の出力（電流制限制御信号ＣＰＯＵＴ＿Ｂ）がＨレベルからＬレベルに変化する。そして、電流制限回路７のＮＯＲ１の出力がＨレベルになり、トランジスタＴ３１がオンし、半導体スイッチング素子であるトランジスタＴ１がオフする。このときの挟み込みによる異常電流の検出は次のようにしてなされる。

（ａ）まず、リファレンス電流Ｉrefを図１４のように追随速度の遅い成分Ｉref-sと速い成分Ｉref-fに分けて構成する。モーター電流ＩＤの変化は脈動成分まで含めてＩref-fに現れ、Ｔ２２のソース電位、すなわちＣＭＰ２のマイナス入力端子電圧（Ｖｉｎｓ）に正確に反映される。その結果、Ｉref-s側のＴ２１のソース電位、すなわちＣＭＰ２のプラス入力端子電圧（Ｖｃ）はモーター電流ＩＤの速い変動の影響を受けなくなり、長い期間の平均値のみが反映される。このため挟み込みが発生して電流制限を行なう間はほぼ一定の電位を保ち、理想的な基準電圧を実現することができる。

（ｂ）追随速度の速い成分Ｉref-fにはモーター電流の脈動成分による変動分が含まれている。脈動電流の振幅を△ＩＤ-rip、Ｉref-fの脈動成分を△Ｉref-f-ripとすると△Ｉref-f-rip＝△ＩＤ-rip／ｎとなる。△Ｉref-f-ripにより抵抗Ｒ２４に発生する電圧変動分△Ｖripは、式４のようにＲ２４＝１．５ｋΩ、△ＩＤ-rip＝０．５Ａの場合は、０．４６Ｖとなる。

△Ｖrip＝△Ｉref-f-rip＊Ｒ24
＝△ＩＤ-rip／ｎ＊Ｒ24＝0.5A／1618＊1.5Ｋ＝0.46Ｖ …式４
すなわち、ＣＭＰ２のマイナス入力端子電圧は脈動成分により、振幅±0.23Ｖ（±△Ｖrip／2）で振動している。従ってＩref-fの平均値が0.47Ｖ（＝0.7Ｖ―0.23Ｖ）増加するとＣＭＰ2の出力はＨレベルからＬレベルに反転することになる。

この0.47Ｖをモーター電流ＩＤに換算すると0.51Ａ（＝0.47Ｖ／Ｒ２４＊ｎ＝
0.47Ｖ／1.5Ｋ＊1618）となる。すなわち、図１４の回路例では挟み込みによりモーター電流ＩＤの平均値が0.51Ａ増加するとＣＭＰ２出力はＬレベルとなり、Ｔ３１がオンしＴ１はオフ状態に向かう。

（ｃ）図１５に示すように、ＣＭＰ２の出力がＬレベルに反転する前（時間ｔ１の前）はモーター電流ＩＤが増加しているので、ＣＭＰ１の出力はＨレベルになっている。Ｔ３１がオンするとＴ１のゲートに過充電された電荷が放電する時間だけ遅れてモーター電流ＩＤは減少し始める。この時点でＣＭＰ１の出力はＨ→Ｌレベルに遷移し始めるが、ＣＭＰ１はオペアンプで構成されているので、オペアンプの応答遅れのため、出力がＨからＬに変化するのに遅れ時間が発生する。

ＣＭＰ２の出力がＬレベルに反転してからＣＭＰｌ出力がＨレベルから低下してコンデンサＣ２の電位に等しくなるまでの時間ｔ１の間はＣ２が充電されるので、Ｉref-fは増加し、ＣＭＰ２のマイナス入力端子電圧は増大する。その後、ＣＭＰ１の出力がＣ２電位より低くなるとＣ２は放電され始め、時間ｔ１の間に充電された電荷量が放電し終わるまでの時間ｔ２の後にＣＭＰ２のマイナス入力端子電圧は元の電圧、すなわちＣＭＰ２出力がＨ→Ｌに遷移し始めたときの電圧に戻る。この間プラス入力端子電圧は変化しない。

時間ｔ２を過ぎるとＣＭＰ２出力はＨレベルに反転し、ＦＥＴ Ｔ１はオンする。すなわち、モーター電流ＩＤが増加してＣＭＰ２の出力がＬレベルに反転してから時間ｔ１＋ｔ２の問はＣＭＰ２出力はＬレベルを維持する。Ｃ２の電位がＣＭＰ１の出力のＨレベルとＬレベルの中間にあるとｔ１≒ｔ２の関係となる。時間ｔ１＋ｔ２はＴ１のターンオフ遅れ時間、オペアンプの応答速度およびモーター電流ＩＤの減少速度により決まるが、Ｔ１のターンオフ遅れ時間とオペアンプの応答速度は一定であるので、時間ｔ１＋ｔ２はモーター電流ＩＤの減少速度に依存し、減少速度が遅くなるに連れて長くなる。

ＣＭＰ２出力が再度Ｌ→Ｈになり、Ｔ１がオンするとモーター電流ＩＤが増加し始める。このため、ＣＭＰ１の出力はＬからＨに向かうが、ＣＭＰ１の出力がＣ２の電位より低い間、Ｃ２は放電され続ける。ＣＭＰ２の出力がＨレベルに反転してからＣＭＰ１出力がコンデンサＣ２の電位に等しくなるまでの時間を時間ｔ３とする。ＣＭＰ１の出力がＣ２電位を超えるとＣ２は充電され始める。時間ｔ３に放電した電荷量と同量の電荷が充電されるまでの時間ｔ４を経過するとＣＭＰ２の出力は反転してＬになり、Ｔ１はオフする。すなわち、時間ｔ３＋ｔ４の間はＣＭＰ２の出力がＨレベルを維持する。時間ｔ３＋ｔ４はオペアンプの応答速度およびモーター電流ＩＤの増加速度により決まるが、オペアンプの応答速度は一定であるので時間ｔ１＋ｔ２はモーター電流ＩＤの増加速度に依存し、増加速度が遠くなるに連れて短くなる。

（ｄ）挟み込み検出値の設定にダイオードＤ２１の順方向電圧降下を用いたのはモーター電流ＩＤが変化して、Ｉref-fの平均値が変化しても挟み込み検出値を一定にするためである。しかし、この方法では挟み込み検出値を変更する必要がある場合はダイオードＤ２１の順方向電圧降下を変更できないので、抵抗Ｒ２４の値を調整して行なうことになる。上述の（ｂ）項の説明から判るようにＲ２４の値を大きくすると挟み込み検出値は小さくなり、逆にＲ２４の値を小さくすると挟み込み検出値が大きくなる。

（ｅ）挟み込み検出値の設定をダイオートＤ２１に代えて抵抗を用いて行なうこども可能である。この場合、モーター電流ＩＤが増加するとそれに比例して挟み込み検出値が大きくなる。

２．電流制限回路７の説明
２―１．電流制限回路７の回路構成
図１４の電流制限回路７は、入力端子がＣＭＰ２の出力端子に接続するＮＯＲゲートＮＯＲ１と、出力端子がＮＯＲ１の入力端子に接続するコンパレータＣＭＰ３と、ＣＭＰ３のマイナス入力端子に接続する基準電圧回路８と、ドレイン端子がＣＭＰ３のプラス入力端子に接続し、ソース端子が接地された半導体スイッチング素子Ｔ１と、スイッチング素子Ｔ１のゲート端子に接続された可変抵抗Ｒ３２と、ゲート端子がＮＯＲ１の出力端子に接続し、ドレイン端子が抵抗Ｒ３２に接続し、ソースが接地されたＦＥＴ（Ｔ３１）と、電源供給装置ＶＢのプラス端子とＴ３１のドレイン端子間に接続された抵抗Ｒ３１と、ＣＭＰ３のプラス入力端子と接地間に接続された抵抗Ｒ３３と、ＣＭＰ３の出力端子と５Ｖ電源間に接続された抵抗Ｒ３７と、を有している。

基準電圧回路８は、ＣＭＰ３のマイナス入力端子と電源供給装置ＶＢ間に接続された抵抗Ｒ３５と、ＣＭＰ３のマイナス入力端子と接地間に接続された抵抗Ｒ３６と、ＣＭＰ３のマイナス入力端子に接続された抵抗Ｒ３４と、アノードが抵抗Ｒ３４に接続されたダイオードＤ３１と、ドレイン端子がダイオードＤ３１のカソードに接続し、ソース端子が接地され、ゲート端子がＣＭＰ３の出力端子に接続されたＦＥＴ（Ｔ３２）と、を有している。

２―２．電流制限回路７の動作説明
モーター電流ＩＤ制限は図１４の電流検出回路２と電流制限回路７を組み合わせて行なう。

始めに電流制限回路７の動作について説明する。電流検出回路２のコンパレータＣＭＰ２の出力がＨレベルのときはＮＯＲゲートＮＯＲ１の出力がＬレベルとなり、トランジスタＴ３１はオフとなり、スイッチング素子（トランジスタ）Ｔ１がオンする。Ｔ１がＦＥＴの場合についで説明すると、このときコンパレータＣＭＰ３のプラス入力端子電圧はＴ１のドレイン端子に接続しているので、ほぼ接地電位レベルが入力される。一方、ＣＭＰ３のマイナス入力端子電圧は、Ｒ３４、Ｒ３５、Ｒ３６、ダイオードＤ３１とトランジスタＴ３２で構成される基準電圧回路８で決まり、Ｒ３４＝３．３ＫΩ、Ｒ３５＝１０ＫΩ、Ｒ３６＝２４ＫΩに設定すると電源電圧ＶＢが１２．５Ｖのとき、Ｔ３２がオフであれば８．８２Ｖとなり、Ｔ３２がオンであれば３．０３Ｖになる。いずれにせよ３．０３Ｖ以下には低下しないので、ＣＭＰ３出力はＬレベルとなる。従って、Ｔ３２はオフになっている。挟まれが発生してコンパレータＣＭＰ２の出力がＬレベルになるとＮＯＲ１の出力がＨレベルになり、Ｔ３１がオンし、Ｔ１がオフする。Ｔ１のドレイン電圧ＶＤＳは接地電位レベルから上昇を始める。Ｔ３２がオフになっているので、ＣＭＰ３のマイナス入力端子電圧は８．８２Ｖであり、Ｔ１のドレイン電圧ＶＤＳが８．８２Ｖ以上になるとＣＭＰ３の出力はＨレベルに反転し、ＮＯＲ１の出力がＬレベルになり、Ｔ３１がオフし、Ｔ１がオンする。このとき同時にＴ３２もオンするので、ＣＭＰ３のマイナス入力電圧は３．０３Ｖに低下する。従ってＴ１は一旦オンするとドレイン電圧ＶＤＳが３．０３Ｖ以下に低下するまでオン状態を維持する。Ｔ１のドレイン電圧ＶＤＳが３．０３Ｖ以下になるとＣＭＰ３の出力は再度Ｌレベルになり、Ｔ１がオフし、同時にＴ３２がオフして、ＣＭＰ３のマイナス端子入力は８．８２Ｖに上昇する。Ｔ１のドレイン電圧ＶＤＳが８．８２Ｖを超えるまでＴ１はオフを続ける。これがＯｎ/Ｏｆｆ動作の１周期で、この状態はＣＭＰ２の出力がＬレベルである限り継続する。

●Ｏｎ/Ｏｆｆ動作におけるモーター電流ＩＤの不変性について
次に上記Ｏｎ/Ｏｆｆ動作を行なうとき、Ｏｎ/Ｏｆｆ 動作の１周期ではモーター電流ＩＤがほとんど変化しないことを説明する。図１６にＦＥＴ Ｔ１の負荷線を付加した静特性曲線を示す。挟まれが発生する以前のモーターが正常に回転しているとき、Ｔ１はＡ点で動作している。モーター負荷電流ＩＤが変化すると動作点はオーミック領域の例えばＡ点とＢ点の間で上下する。挟まれが発生するとモーター負荷電流ＩＤは増加し、Ｔ１の動作点は上方に移動して、Ｂに達するとＴｌはオフする。Ｂ点とＡ点の電流差が挟み込み検出値である。Ｔ１がオフするとドレイン〜ソース間電圧ＶＤＳは拡大するが、そのときのＴ１の動作点はＢ点を通る水平線上を右側に向かって移動する。言い換えれば、ドレイン電流ＩＤ（＝モーター負荷電流）はＴ１がオフしたときの値を維持したままＴ１のドレイン〜ソース間電圧ＶＤＳは拡大する。これはＴ１のドレイン〜ソース間電圧ＶＤＳが接地電位レベルと電源電圧の問を移動しているときはＴｌのゲート〜ドレイン間容量がミラー（Miller）効果により、見かけ上大きくなり、ゲート〜ソース間電圧ＶＧＳがほとんど変化しなくなるからである。

●ミラー効果について
図１７は、スイッチング素子Ｔ１の等価回路図である。ゲートドライバーによる充電で、ゲート〜ソース間電圧ＶＧＳが微小電圧△ＶＧＳ上昇したとする。これによりモーター電流ＩＤが△ＩＤ増加し、モーターのインダクタンスＬにより逆起電力Ｅｃ（＝Ｌ＊ｄＩＤ/dt)が発生する。ゲート〜ドレイン間容量ＣＧＤに充電される電荷△Ｑは、式５で表される。

△Ｑ＝ＣＧＤ＊（△ＶＧＳ＋△ＩＤ＊Ｒａ＋Ｅｃ） …式５
ここでＲａは電機子抵抗である。また、ゲート端子から見たＣＧＤの容量Ｃｍは式６で表される。

Ｃｍ=△Ｑ/△ＶＧＳ=ＣＧＤ＊(1+△ＩＤ＊Ｒａ/△ＶＧＳ+Ｅｃ/△ＶＧＳ) …式６
容量Ｃｍが“Miller容量”で、容量ＣＧＤの両端の電圧変化が△ＶＧＳよりはるかに大きいことから生じる見かけ上の容量である。ゲートドライバーがゲート抵抗ＲＧを介してＦＥＴのゲート電荷を充放電するときドライバー側から見える容量はＣＧＤではなくてＣｍとなる。モーターのインダクタンスＬが大きいと容量ＣｍはＣＧＤに比ベ大きな値になり、Ｏｎ/Ｏｆｆ動作時、ゲートドライバーがＴ１のゲートを充放電してもゲート〜ソース間電圧ＶＧＳはほとんど変化しなくなる。但しMiller効果が有効なのはメインＦＥＴ（Ｔ１）のドレイン電位ＶＤＳが接地雷位レベル（ＧＮＤ）と電源電圧（ＶＢ）の間にあって自由に変化できるときだけある。このときＴ１はピンチオフ領域にあるので、Ｔ１の伝達コンダクタンスをＧｍとするとＩＤ＝Ｇｍ＊ＶＧＳが成立する。この式からＶＧＳがほぼ一定となればＩＤも変化せず、ほぼ一定になることが判る。

図１４においてトランジスタＴ３２がオンおよびオフしているときのコンパレータＣＭＰ３のマイナス入力端子電圧を図１６においてそれぞれＶＬおよびＶＨとする。この回路例ではＶＬ＝３．０３Ｖ、ＶＨ＝８．８２Ｖとなる。Ｔ１の動作点が図１６のＢ点を通る水平線上を右側に移動して電圧ＶＨよりドレイン電圧ＶＤＳが大きくなるとＣＭＰ３出力がＨレベルになり、Ｔ１はオンする。実際の回路では回路の遅れによりＶＨを超えてしばらくしてから、オンする。図１６ではＶＤＳが１０Ｖを超えたＣ点でオンし、ＶＤＳは接地電位レベルに向かって低下していく。ＶＤＳが電圧ＶＬより小さくなるとＣＭＰ３の出力はＬレベルになり、Ｔ１は再びオフする。このようにしてＴ１はＣＭＰ２の出力がＬレベルである限り、Ｏｎ/Ｏｆｆ動作を継続する。

●Ｏｎ/Ｏf動作によるＩＤの減少について
次にＯｎ/Ｏf動作を継続している間にドレイン電流ＩＤが徐々に減少することを説明する。Ｏｎ/Ｏｆｆ動作を開始したとき、Ｔ１のドレイン電圧ＶＤＳは基準電圧ＶＬおよびＶＨで規制されるので、Ｔ１の動作点は、図１６のＣ点〜Ｄ点間で振動する。このときのＶＤＳの平均値はＧ点であり、ほぼＣ点〜Ｄ点間の中央になる。Ｇ点はＴ１のＤＣ的動作点である。これに対して線分ＣＤはＡＣ動作曲線となる。図１６において直線ａは、電源供給装置ＶＢが１２．５Ｖの場合のモーターが停止してぃるときのＴ１の負荷直線であり、その勾配は電機子抵抗Ｒａで決まる。直線ｂ〜ｇは直線ａに平行で、それらの横軸上ヘの投影はドレイン電流ＩＤ（＝モーター電流）がモーターに流れたときの電圧降下量を表わすことができる。

まず、挟まれが発生する直前について考察する。このときのＴ１の動作点はＡ点である。モーター逆起電力をEmotor‐A、ドレイン〜ソース間電圧をＶＤＳｏｎとすると、式７が成立する。

ＶＢ＝ＶＤＳｏｎ＋Ｒａ＊ＩＤ＋Emotor‐A …式７
次に、挟まれが発生し、Ｏｎ/Ｏｆｆ動作を開始した直後について考察する。ＩＤはＯｎ/Ｏｆｆ動作に同期して変動するＡＣ成分ＩＤＡとそれ以外のＤＣ的成分ＩＤＤからなる。すなわちＩＤは、ＩＤ＝ＩＤＡ＋ＩＤＤの関係を有する。ＩＤＤが変化するとモーターインダクタンスＬにより逆起電力Eonoffが発生する。その大きさは式８から求まる。

Ｅonoff＝Ｌ＊ｄ（ＩＤＤ）／ｄｔ …式８
Ｏｎ/Ｏｆｆ動作時におけるＴ１のドレイン〜ソース間電圧ＶＤＳの平均値をＶＤＳonoffとすると、これは図１６おけるＧ点に相当する。Ｏｎ/Ｏｆｆ動作１周期の間はモーターの回転数が変化しないと仮定する。一方、ＩＤも変化しないから式９が成立する。
ＶＢ＝ＶＤＳonoff＋Ｒａ＊ＩＤ＋Ｅmotor-A＋Ｅonoff …式９
式７の両辺から式９の両辺を引くことにより、式１０を得ることができる。

０＝ＶＤＳon―ＶＤＳonoff―Ｅonoff
Ｅonoff＝ＶＤＳon―ＶＤＳonoff …式１０
ここで、ＶＤＳonは連続Ｏｎ時のドレイン〜ソース間電圧で約０．３Ｖである。ＶＤＳonoffはＧ点の電圧で、おおよそ６．５Ｖである。これによりＥonoffは式１０より−６．２Ｖのマイナスの値となる。そして、Ｅonoffがマイナスの値になるので、式８よりＩＤＤが減少することがわかる。

●最小の反転荷重の実現(悪路等による誤作動防止)について
ＩＤのＤＣ的成分ＩＤＤがＯｎ/Ｏｆｆ動作を行ないながら動作点Ｇから動作点Ｈに向かって減少すると、Ｉref-fががＩＤＤに追随して減少し、ＩＤＤが図１４のＨ点に達するとＣＭＰ２がＬレベルからＨレベルに反転し、ＦＥＴ Ｔ１の動作点はＨ点からＦ点に移動して、Ｔ１は連続Ｏｎの状態になる。連続Ｏｎ状態になるとＩＤは増加し、Ａ点を経由してＢ点に至り、Ｔ１は再びＯｎ/Ｏｆｆ動作に入る。この間Ｉref-ｓは変化しないから、ＣＭＰ２のプラス入力端子電圧は変化しないので、Ａ点が固定され、それに伴いＢ〜Ｆ点も変化しない。従ってＯｎ/Ｏｆｆ動作と連続Ｏｎの状態を繰り返す間は電流ＩＤの電流値が一定範囲に制限される。

この一定範囲に制限された電流ＩＤの平均値は、電流制限動作に入る直前のＩＤの電流値よりわずかに大きい値に維持される。このことは２つの重要な意味を持つ。

１つ目は、モータートルクは電流に比例するから、モータートルクを一定範囲に制限できることである。これにより、挟み込み荷重を制限することができる。

２つ目は、悪路等を走行して挟み込みが発生しないにも関わらず反転するという誤作動を防止できることである。悪路等を走行中にパワーウインドを動作させたとき、車体の上下動により、ウインドガラスの駆動力が変化し、瞬間的に駆動力が増加して、それに伴いモーター回転数が低下して、ＩＤが増加し、Ｔ１がオフし、電流制限モードに入る可能性がある。しかし、電流制限モードに入ってもその直前のガラス駆動力を維持しているので、上下動による荷重増加が無くなったときモーター回転数を元に回復させ、誤反転を回避することができる。但し、ガラス駆動力はこの間変化しないということが前提となる。そして、この前提は大部分のケースで成立する。以上の特徴により、悪路等による瞬間的駆動力の増加では誤反転を起さないという条件下で最小の反転荷重を実現することができる。

●モーター回転数の低下に伴うＯｎ/Ｏｆｆ動作期間と連続Ｏｎ期間の変化について
次に式７と式９を一般化した場合を考える。挟まれが発生してしばらく経過すると、モーター回転数は低下する。モーター逆起電力はモーター回転数に比例するから、そのときのモーター逆起電力を図１６に示すＥmotor-Bとすると、Ｅmotor-B＜Ｅmotor-Aの関係となる。この低下した回転数すなわちＥmotor-B の大きさの逆起電力で、Ｔ１が連続Ｏｎの状態になるとＩＤの増加スピードは以前と違って速くなり、モーターのインダクタンスＬにより、逆起電力Ｅｏｎが発生する。Ｅｏｎ＝Ｌ＊ｄＩＤ／dtとなる。Ｅonは式７にはなかつたもので、これを用いて式７を書きなおすと式１１のようになる。

ＶＢ＝ＶＤＳon＋Ｒａ＊ＩＤ＋Ｅmotor-B＋Ｅonoff …式１１
式１１に対応するＯｎ/Ｏｆｆ動作の式は連続ＯｎとＯｎ/Ｏｆｆ動作でモーター回転数が変わらないと仮定すると式９のＥmotor-AをＥmotor-Bに置き換えることにより、式１２となる。

ＶＢ＝ＶＤＳonoff＋Ｒａ＊ＩＤ＋Ｅmotor-B＋Ｅonoff …式１２
式１１と式１２から式１３が得られる。

Ｅon−Ｅonoff＝ＶＳＤonoff−ＶＤＳon＝6.5Ｖ―0.3Ｖ＝6.2Ｖ …式１３
Ｅon の符号はプラス、Ｅonoffの符号はマイナスであるから、式１３の意味することは連続Ｏｎ時の逆起電力ＥonとＯｎ/Ｏｆｆ動作時の逆起電力Ｅonoffは符号が反対でその絶対値の和は一定となり、それぞれのＶＤＳの差ＶＤＳonoff−ＶＳＤonに等しいということである。ＶＤＳの差はモーター回転数には関係なく一定である。モーターの回転数が低下するに連れて、Ｅmotor-Bが小さくなるので、Ｅonoffの絶対値は小さくなり、Ｅonの絶対値は大きくなる。すなわち、モーター回転数が低下するとＯｎ/Ｏｆｆ動作時のＩＤの減少速度は低下し、連続Ｏｎ時のＩＤの増加速度は速くなることが判る。

更に、図１６から判るように、Ｏｎ/Ｏｆｆ動作に入った直後（Ｇ点）のＥonoff（図１６のＥonoff-D）より、Ｏｎ/Ｏｆｆ動作を抜け出すとき（Ｈ点）のＥonoff（図１６のＥonoff-C）の方が小さくなる。これはＯｎ/Ｏｆｆ動作期間中に電流の減少率が段々小さくなることを表わしている。また図１６でＥon-Fより、Ｅon-Eの方が小さいことは連続Ｏｎ期間中に電流の増加率が段々小さくなることを表わしている。

●Ｏｎ/Ｏｆｆ動作の周期について
Ｔ３１がオンするとＴ１のゲート電荷はＲ３２を通して放電され、Ｔ１のゲート〜ソース間電圧ＶＧＳが低下し始める。ＩＤ＝Ｇｍ＊ＶＧＳであるから、ＩＤが減少し始める。ＩＤの減少によりモーターのインダクタンスＬによる逆起電力Ｅcが発生し、かつ電機子抵抗Ｒaによる電圧降下もわずかではあるが縮小する。すなわち、モーターの電圧降下が降下分△ＶＭ（＝Ｅc＋Ｒa＊△ＩＤ)だけ縮小する。ここで△ＩＤはＩＤの減少分を表わす。また、逆起電力ＥcはＥc＝Ｌ＊△ＩＤ/△tで求まる。尚、Ｏｎ/Ｏｆｆ動作１周期の間にモーター回転数は変化しないと仮定している。

モーターの電圧降下の縮小分△ＶＭによりＴ１のドレイン電圧ＶＤＳ(ソースが接地されているので、ドレイン〜ソース間電圧に等しい)は上昇し始める。Ｔ１のゲート〜ドレイン間電圧が△ＶＭだけ拡大し、ゲート〜ドレイン間容量ＣＧＤが△ＶＭだけ充電される。この充電によりゲートに電荷が供給されるので、Ｒ３２を通して電荷が放電されてもゲート電荷は減少しない。従って、ゲート〜ソース間電圧ＶＧＳは実質的にほとんど減少しない。これがＭｉｌｌｅｒ効果である。

Ｒ３２を通しての放電が続くとＶＤＳは増加し、基準電圧ＶＨを超えるとＴ３１がオフし、Ｔ１のゲートには電源電圧ＶＢから抵抗Ｒ３１とＲ３２を経由して電流が流れ、ゲートは充電され始める。ゲートの充電によりゲート〜ソース間電圧ＶＧＳが増加し始めるとＩＤが増加し、ゲート電荷放電の場合と同じようにＭｉｌｌｅｒ効果により、ゲート電荷が吸収される。このためゲート〜ソース間電圧ＶＧＳは実質的にほとんど変化しない。すなわち、Ｒ３１とＲ３２を経由して充電される電荷はＭｉｌｌｅｒ効果によりキャンセルされる。ゲートの充電が進むとＶＤＳが低下し、基準電圧ＶＬを下回るとＣＭＰ３出力がＬになり、Ｔ１はオフ状態に入る。

Ｍｉｌｌｅｒ効果によりＴ１のゲートに電荷を供給するまたはキャンセルする電荷量は基準電圧ＶＬとＶＨで決まり、一定量である。この電荷量をゲート回路が充電し、その後放電するに要する時間がＯｎ/Ｏｆｆ動作の1周期になる。ゲートの充電時間は電源電圧とゲート抵抗Ｒ３１＋Ｒ３２で決まり、放電時間はゲート抵抗Ｒ３２で決まる。すなわちＯｎ/Ｏｆｆ動作の周期は基準電圧ＶＬとＶＨ、電源電圧ＶＢ、およびゲート抵抗Ｒ３１とＲ３２により決まる。従って、Ｏｎ/Ｏｆｆ動作の周期はゲート抵抗より具体的には抵抗Ｒ３２を変えることにより変更できる。

３．挟み込み判定回路６の説明
３―１．挟み込み判定回路６の回路構成
図１４の挟み込み判定回路６は、入力端子が電流制限回路７のＣＭＰ３の出力端子に接続され、８０μ秒間カウントしないとリセットする１６パルスカウンタで構成できる。

３―２、挟み込み判定回路６の動作説明
パワーウインド挟み込み防止装置は、電流検出回路２で挟み込みを検知し、電流制限回路７で電流制限してモーター電流ＩＤを一定範囲に保った後、挟み込み判定回路６で挟み込みか否かを判定する。その判定方法について説明する。挟み込みによりモーター回転数が低下してくるとＴ１のＯｎ/Ｏｆｆ動作期間が長くなりＴ１の連続Ｏｎ期間が短くなる。この特性を利用して、挟み込みか否かを判定する。具体的な判定方法は下記の３通りがある。

（ａ）連続Ｏｎ期間とＯｎ/Ｏｆｆ動作期間の比を検出して一定値に達したら挟み込みと判定する。連続Ｏｎ期間、およびＯｎ/Ｏｆｆ期間はＣＭＰ２出力で判る。ＣＭＰ２の出力がＨレベルであれば連続Ｏｎで、ＬレベルであればＯｎ/Ｏｆｆ動作である。従ってＣＭＰ２の出力をアナログ信号として平均化すれば目的とする比を検出できる。

（ｂ）連続Ｏｎ期間またはＯｎ/Ｏｆｆ動作期間を計時して、一定値に達したら挟みと判定する。ＣＭＰ２の出力のＨ期間またはＬ期間を計時して判定する。

（ｃ）Ｏｎ/Ｏｆｆ動作期間内のＯｎ/Ｏｆｆ回数をカウントして、一定値に達したら挟み込みと判定する。図１４に示すように、ＣＭＰ３の出力レベルの立ち上がり回数をカウントし、図１４の例では１６パルスに達すると挟み込みと判定する。このとき連続Ｏｎの期間を含んでカウントしないように、パルスが一定期間途切れたら、カウンタをリセットするようにしている。図１４の例では８０μｓｅｃ間、ＣＭＰ３出力が変化しなとカウンタをリセットする。挟み込みと判定するときの回転数は、挟み込み発生以前の回転数より約６０％低下した状態に設定している。この設定値は悪路等で発生する衝撃的負荷変動による回転数の落ち込みは発生しないレベルの値である。

●挟み込み判定値の設定方法について
挟み込み判定値の設定方法についてまとめると次のようになる。

（ｉ）悪路等で生ずる衝撃的負荷変動によるモーター回転数の落ち込みでは発生しないレベルに判定値を設定する。

（ii）Ｏｎ/Ｏｆｆ動作の継続期間はＴ１のオフ遅れ時間とＣＭＰ１に用いるオペアンプの応答性に依存するので、これらの特性の標準値を前提にして上記判定値に相当するＯｎ/Ｏｆｆ回数を決め、カウンタ値を設定する。

（iii）Ｔ１のオフ遅れ時間とオペアンプ応答性がばらついて判定値を調整する必要があるときはＴ１のゲート直列抵抗を変更してＯｎ/Ｏｆｆ動作の周期を変化させることにより、これらのばらつきに対処する。Ｔ１のオフ遅れ時間とオペアンプの応答性がばらついても、これによりカウンタ値を固定することが可能になる。

●Ｏｎ/Ｏｆｆ動作時におけるモーター回転数の変化について
モーター回転数の低下によりＯｎ/Ｏｆｆ動作期間が長くなり、連続Ｏｎ期間が短くなると説明してきたが、これには仮定があった。すなわち、Ｏｎ/Ｏｆｆ動作１周期でモーター回転数がほとんど変化しないという仮定である。これはＯｎ/Ｏｆｆ動作時でもモーターは一定の力でガラスを押しつづけているという方法で実現させている。Ｏｎ/Ｏｆｆ動作時のモーター端子間電圧はＶＢ−ＶＤＳonoffあるので、モーター出力をＰｍとすると式１４のようになる。

Ｐｍ＝（ＶＢ−ＶＤＳonoff）＊ＩＤ−Ｒa＊ＩＤ２
＝（ＶＢ−ＶＤＳonoff−Ｒa＊ＩＤ２）＊ＩＤ
＝（Ｅmotor−Ｅonoff）＊ＩＤ …式１４
式１４より次のことが判る。

（ｉ）Ｏｎ/Ｏｆｆ動作中、モーターは回転数に関わらずほぼ一定の出力を出している。

（ii）Ｏｎ/Ｏｆｆ動作では連続Ｏｎ時よりＶＤＳonoff＊ＩＤだけ出力が低下する。

すなわち、Ｏｎ/Ｏｆｆ動作中もモーターは一定の出力を出し、ウインドガラスを駆動している。これはウインドガラスを押し続けていることを意味し、モーター回転数は常にウインドガラスの速度とリンクしている。ウインドガラスの動きはゆっくりしているので、Ｏｎ/Ｏｆｆ周期ではほとんど変化しない。従ってＯｎ/Ｏｆｆ１周期ではモーター回転数もほとんど変化しないことになり、仮定は成立する。

上述のパワーウインド挟み込み防止装置においては、次のような問題がある。
エンジンを始動させるスタータの始動時や運転席以外の席のパワーウインドモータロック時などで急激な電源電圧の変動が発生し、そのときにウインドガラスのアップ動作中であった場合には、モーター電流の急増や急減によって挟み込みが発生したと判断してウインドガラスをダウンさせてしまう誤反転を起こす虞がある。

また、挟み込みの判定用として、８０μｓｅｃ間カウントしないとリセットする１６パルスカウンタを用いているが、８０μｓｅｃ間を計測するタイマー機能が１６パルスカウンタ内の発振周波数のばらつきで８０μｓｅｃ一定とはならないことがあり、このばらつきによりウインドガラスのアップ動作中に誤反転を起こしたり、挟み込み荷重が増大したりする虞があった。例えば、図１８の丸枠で囲んだ部分で示すように、１６パルスカウンタが８０μｓｅｃを超えてもリセットしなければ継続してカウントすることになる。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、ウインドガラスによる異物の挟み込みをモーター電流の変化から検出するパワーウインド挟み込み防止装置において、急激な電源電圧の変動による誤動作を防止できるとともに、挟み込み判定時間のばらつきを無くした改良されたパワーウインド挟み込み防止装置を提供することにある。

前述した目的を達成するために、本発明のパワーウインド挟み込み防止装置は、請求項１に記載したように、ウインドガラスによる異物の挟み込みをモーター電流の変化から検出するパワーウインド挟み込み防止装置であって、
パワーウインドモーターに流れるモーター電流を検出する電流検出回路と、前記モーター電流の増加量が所定値を超えた際に前記電流検出回路から出力される電流制限制御信号に従って前記モーター電流を所定の範囲で減少および増加させる電流制限回路と、前記モーター電流の増加から挟まれを判定し、前記パワーウインドモーターを反転させる挟まれ判定回路とを備え、
前記電流検出回路が、前記パワーウインドモーターおよび前記電流制限回路に直列に接続され、電源供給装置より前記モーター電流が流されるシャント抵抗と、当該シャント抵抗のｎ倍の抵抗値を有するリファレンス抵抗と、前記シャント抵抗に掛かる電圧に基づいて、前記リファレンス抵抗に流す前記モーター電流のｎ分の１のリファレンス電流を増加させる電流追随回路とを含むパワーウインド挟み込み防止装置において、
装置各回路を動作させる安定化電源装置にて安定化された直流電圧から前記電源供給装置より供給される電源電圧の変動の立ち上がりを検出するための第１の閾値と電源電圧の変動の立ち下がりを検出するための第２の閾値とを抵抗分圧により生成し、前記電源供給装置より供給される電源電圧が前記第１の閾値以上又は前記第２の閾値以下に変化した場合に信号を出力する電源電圧変動検出回路を備え、
前記出力信号の立ち上がりを検出するとマスク処理を行ない、当該処理後通常の制御に移行させるスタート回路を更に備えていることを特徴とする。

請求項１に記載の発明によれば、電源供給装置の電源電圧が安定化電源装置にて安定化された直流電圧から抵抗分圧により得られる閾値電圧以上変化した際に信号を出力する。そして、この出力信号の立ち上がりを検出するとマスク処理を行なって挟まれ検出を行なわないようにし、その処理後通常の制御に移行する。したがって、急激な電源電圧の変動が生じても誤反転することの無いパワーウインド挟み込み防止装置を提供できる。

以上、説明したように、本発明によれば、電源電圧がＩＣ（集積回路の）駆動用の安定化電源の電圧を分圧して得られる閾値電圧と交わる変化をした際に、電源電圧変動信号であるｆｌｕｃｔ信号を出力し、ｆｌｕｃｔ信号の立ち上がりを検出するマスク処理を行ない、その処理後通常の制御に移行するようにしたので、急激な電源電圧の変動が生じても誤反転することが無くなる。

以下、本発明に係る好適な実施形態を添付図面に基づき詳細に説明する。
図１は本発明に係る第１の実施形態であるパワーウインド挟み込み防止装置を模式的に示す回路図、図２はパワーウインドの動作中における挟まれ発生から図１のパワーウインド挟み込み防止装置により挟まれが検出されるまでに至るモーター電流ＩＤ、第２基準電圧Ｖｉｎｓ、第３基準電圧Ｖｃ、およびコンパレータＣＭＰ２の出力（ＣＰＯＵＴ＿Ｂ）それぞれの推移を示す特性図（タイミングチャート）、図３は電源電圧変動検出回路２０を示す回路図、図４は電源電圧変動検出回路２０の動作を示す波形図、図５は図１のパワーウインド挟み込み防止装置においてスタート回路４ａを制御する起動タイマー１５ａによるスタート処理を示す動作フローチャート、図６は図１のパワーウインド挟み込み防止装置において電源電圧変動時およびパワーウインドモーター５の起動時の電源電圧＋Ｂ、モーター電流ＩＤ、ＦＡＬＬ信号、ＲＩＳＥ信号、および起動タイマー１５ａの出力（ＯＣＲＥＦおよびＦＳ）それぞれの推移を示す特性図（タイミングチャート）、図７は図１のパワーウインド挟み込み防止装置においてスタート回路４ａにおけるパワーウインドモーター５の起動時のモーター電流ＩＤ、第２基準電圧Ｖｉｎｓ、第３基準電圧Ｖｃ、および起動タイマー１５ａの出力（ＯＣＲＥＦおよびＦＳ）それぞれの推移を示す特性図（タイミングチャート）である。

図１に示される本発明のパワーウインド挟み込み防止装置は、図１２のパワーウインド挟み込み防止装置を既に説明したように図１３（ｃ）および図１４の如く変形し且つ電流検出回路２のダイオードＤ２１に代えて抵抗を用いて変形した回路の一例を備える。具体的に、本発明のパワーウインド挟み込み防止装置では、図１４に示す電流検出回路２のシャント抵抗Ｒ１とリファレンス抵抗Ｒ２０がパワーウインドモーター５のロウサイド（即ち、接地側）に配置され、これに応じて電流検出回路２の電流追随回路３の回路構成が変更されており、このような回路に更にスタート回路４ａと電源電圧変動検出回路２０とが追加されている。

図１に示すように、本実施形態のパワーウインド挟み込み防止装置は、正転、反転回路を備えたパワーウインドモーター５に流れるモーター電流ＩＤの増加を検出する電流検出回路２ａと、モーター電流ＩＤの増加量が所定値を超えた際に電流検出回路２ａから出力される電流制限制御信号ＣＰＯＵＴ＿Ｂに従ってモーター電流ＩＤを所定の範囲で減少および増加させる電流制限回路７と、当該電流制限回路７とパワーウインドモーター５とに接続され、モーター電流ＩＤの増加から挟まれを判定してパワーウインドモーター５を反転させる挟まれ判定回路６と、を備えている。尚、パワーウインドモーター５、挟み込み判定回路６ならびに電流制限回路７の構成は図１４のパワーウインド挟み込み防止装置の回路構成と実施的に同じである。

電流検出回路２ａは、パワーウインドモーター５および電流制限回路７に直列に接続され且つ一端が電源供給装置ＶＢのマイナス端子（接地端子；グランド）に接続されてモーター電流ＩＤが流されるシャント抵抗Ｒ１と、該シャント抵抗Ｒ１のｎ倍の抵抗値を有し、一端が電源供給装置ＶＢのマイナス端子に接続されたリファレンス抵抗Ｒ２０と、該リファレンス抵抗Ｒ２０およびシャント抵抗Ｒ１それぞれの他端に接続され、該シャント抵抗Ｒ１に掛かる電圧に基づいて、リファレンス抵抗Ｒ２０に流すリファレンス電流Ｉrefを増減させる電流追随回路１６ａと、該電流追随回路１６ａにプラス入力端子とマイナス入力端子が接続し且つ出力端子が電流制限回路７のＮＯＲ１（図１４参照）に接続するコンパレータ（第２のコンパレータ）ＣＭＰ２と、５Ｖ電源とＣＭＰ２の出力端子間に接続されて電流制限制御信号ＣＰＯＵＴ＿Ｂをプルアップする抵抗Ｒ２５と、電流追随回路１６ａに接続され、パワーウインドモーター５の起動時や電源電圧変動時のモーター電流ＩＤの立ち上がり電流（即ち、突入電流）でＯｎ／Ｏｆｆ動作が行なわれないように突入電流マスク期間を設けるスタート回路４ａと、当該スタート回路４ａに接続され且つウインドガラスの閉めを指示するアップリレー駆動信号（ＵＲＬ）と電源電圧変動検出信号（ｆｌｕｃｔ）のＨ／Ｌレベルの論理和演算を行なうＯＲ回路ＯＲ１の出力端子に接続された起動タイマー（スタート処理制御回路）１５ａと、を有している。なお、起動タイマー１５ａは電流検出回路２ａの一構成要素として設けなくてもよい。

電流追従回路１６ａは、モーター電流ＩＤのｎ分の１となるリファレンス電流の増減を制御するリファレンス電流制御回路を有する。当該リファレンス電流制御回路は、電線１に一端が接続された抵抗Ｒ２４と、当該抵抗Ｒ２４の他端に一端が接続され且つその抵抗Ｒ２４との接続線にＣＭＰ２のプラス入力端子が接続された抵抗Ｒ２７と、当該抵抗Ｒ２７の他方にドレイン端子が接続され且つソース端子がリファレンス抵抗Ｒ２０の他端に接続されるように抵抗Ｒ２７とリファレンス抵抗Ｒ２０との間に設けられたＦＥＴ Ｔ２２と、当該Ｔ２２のソース端子にプラス入力端子が接続され且つ出力端子がＴ２２のゲート端子に接続されたオペアンプＡＭＰ１と、当該オペアンプＡＭＰ１のマイナス入力端子に一端が接続され且つ他端がシャント抵抗Ｒ１の他端に接続された抵抗Ｒ２９と、電線１に一端が接続された抵抗Ｒ２３と、当該抵抗Ｒ２３の他端にエミッタ端子が接続され且つコレクタ端子がＴ２２のソース端子に接続されたＰＮＰ型のバイポーラトランジスタＴ２３と、当該Ｔ２３のエミッタ端子にマイナス入力端子が接続され、出力端子がＴ２３のベース端子に接続され、そしてプラス入力端子がＣＭＰ２のマイナス入力端子に接続されたオペアンプＡＭＰ２と、を含む。

オペアンプＡＭＰ１は、シャント抵抗Ｒ１に流れるモーター電流ＩＤの増減に応じてＴ２２からリファレンス抵抗Ｒ２０にリファレンス電流Ｉrefの電流成分Ｉref-fが流されるように、出力端子からＴ２２のゲート端子に適宜な電圧を印加して制御する。この制御では、モーター電流ＩＤが増加するとＡＭＰ１の入力端子電圧が高くなるので、ＡＭＰ１からＴ２２のゲート端子に印加される電圧が高くなって電流Ｉref-fが多く流され、そして逆にモーター電流ＩＤが減少するとＡＭＰ１の入力端子電圧が低くなるのでＡＭＰ１からＴ２２のゲート端子に印加される電圧が低くなって電流Ｉref-fが少なくなる。尚、ＡＭＰ１のマイナス入力端子とシャント抵抗Ｒ１との間には抵抗Ｒ３０が設けられているが、この抵抗Ｒ３０はＡＭＰ１の入力インピーダンス調整用抵抗であり、設けなくてもよい。抵抗Ｒ３０を設けない場合、シャント抵抗Ｒ１とリファレンス抵抗Ｒ２０それぞれに掛かる電圧が常に等しくなるようにリファレンス電流Ｉrefがリファレンス抵抗Ｒ２０に流されることとなる。

電流追随回路１６ａは、更に、オペアンプＡＭＰ２のプラス入力端子にマイナス入力端子が接続され且つプラス入力端子がＴ２２のドレイン端子（即ち、抵抗Ｒ２７の他端）に接続された第１のコンパレータＣＭＰ１、および充放電回路を有する。当該充放電回路は、一端が電線１に接続され且つ他端がＣＭＰ１のマイナス入力端子に接続されたコンデンサＣ１と、当該コンデンサＣ１と並列接続され、入力側端子が電線１に接続された第１の電流源ＡＳ１と、当該電流源ＡＳ１の出力側端子に接続され且つＣＭＰ１の出力端に接続されて当該ＣＭＰ１の出力に従いＯｎ/Ｏｆｆ動作する半導体スイッチＳＳＷ１と、当該半導体スイッチＳＳＷ１に入力側端子が接続され且つ出力側端子が電源供給装置ＶＢのマイナス端子に接続された第２の電流源ＡＳ２と、を含む。

電流追随回路１６ａでは、Ｔ２２のドレイン端子（即ち、抵抗Ｒ２７の他端）の電位である第１基準電圧Ｖｃ２がコンパレータＣＭＰ１のプラス入力端子に印加される。また、ＣＭＰ２のプラス入力端子に印加される第２基準電圧Ｖｉｎｓは抵抗Ｒ２７の分だけＶｃ２よりも高い電圧値を示す。また、Ｖｃ２の平均値となるように制御されて第３基準電圧ＶｃがコンデンサＣ１の充放電により生成され、ＣＭＰ１のマイナス入力端子ならびにＣＭＰ２のマイナス入力端子に印加される。Ｖｃ２、ＶｉｎｓならびにＶｃは、リファレンス電流Ｉrefがリファレンス電流制御回路を通ることによって生成され、ＶｃとＶｃ２との差はＶｃとＶｉｎｓとの差に比例するようになっている。

オペアンプＡＭＰ２は、リファレンス電流Ｉrefの電流成分Ｉref-ｓの電流値が抵抗Ｒ２３の両端に掛かる電圧（即ち、電線１の電位とＶｃとの差分電圧）を抵抗Ｒ２３の抵抗値で割ったものであるので、その出力端子からＴ２３のベース端子に適宜な電圧を印加して抵抗Ｒ２３に電流Ｉref-ｓが流れるようにＴ２３を制御する。この制御では、モーター電流ＩＤが増加するとＡＭＰ２の入力端子電圧（Ｖｃ）が低くなるのでＡＭＰ２からＴ２３のベース端子に印加される電圧が低くなって電流Ｉref-fが多く流され、そして逆にモーター電流ＩＤが減少するとＡＭＰ２の入力端子電圧（Ｖｃ）が高くなるのでＡＭＰ２からＴ２３のベース端子に印加される電圧が高くなって電流Ｉref-fが少なくなる。

尚、リファレンス抵抗Ｒ２０に流れるリファレンス電流Ｉrefは、抵抗Ｒ２４および抵抗Ｒ２７に流れる電流成分Ｉref-fと抵抗Ｒ２３に流れる電流成分Ｉref-ｓの合計であり、図１４の回路構成の場合と同様にモーター電流ＩＤの数千〜数万分の１に相当する電流であって、モーター電流ＩＤと同様に脈動している。第３基準電圧Ｖｉｎｓは抵抗Ｒ２４と抵抗Ｒ２７との間の電位を示すものであり、このＶｉｎｓから抵抗Ｒ２７により或る値だけ電圧降下した電位がＶｃ２であるので、このＶｃ２もＶｉｎｓと同様に脈動する。但し、ＶｉｎｓとＶｃ２の脈動波形が、モーター電流ＩＤの脈動波形に対して反転されることは言うまでもない。

ＣＭＰ１は、Ｖｃ２の脈動電圧がＶｃ以上になるとＨレベルの信号を出力し、そしてＶｃ以下になるとＬレベルの信号を出力する。このようにＣＭＰ１はＨレベルとＬレベルといった２つの電圧レベルを交互に推移させる信号を出力する。ＣＭＰ１からＨレベルの出力信号を半導体スイッチＳＳＷ１が受けると、回路がオープンされて第１の電流源ＡＳ１からの電流ＩによりコンデンサＣ１が充電される。一方、ＣＭＰ１からＬレベルの出力信号を半導体スイッチＳＳＷ１が受けると、回路がショートされて第２の電流源ＡＳ２からグランドへ前記電流Ｉの２倍の電流２Ｉが流れることにより、第１の電流源ＡＳ１から第２の電流源ＡＳ２へ電流Ｉが流れて、そしてコンデンサＣ１からは電流Ｉが第２の電流源ＡＳ２へ流れて当該コンデンサＣ１が充電させられる。このようにして充放電回路により安定した基準電圧ＶｃがコンデンサＣ１の充放電により生成されＶｉｎｓに追随するように制御される。

図１に示すパワーウインド挟み込み防止装置では、図２に示されるように、ウインドガラスのアップ動作中に挟まれが発生してモーター電流ＩＤが急増すると、モーター電流ＩＤの瞬時値を示すＣＭＰ２のプラス入力端子電圧（即ち第２基準電圧Ｖｉｎｓ）が下がり、コンデンサＣ１の充放電のためのＶｉｎｓの低下に遅れながらもＣＭＰ２のマイナス入力電圧（Ｖｃ）もゆっくりと下がっていく。そしてＶｉｎｓとＶｃとがクロスし（即ち、Ｖｉｎｓの電位がＶｃの電位以下となり）、このクロスしている間ＣＭＰ２の出力（ＣＰＯＵＴ＿Ｂ）がＨレベルからＬレベルへと推移する。そしてＣＰＯＵＴ＿ＢがＬレベルとなったとき、電流制限回路７において半導体スイッチング素子Ｔ１（図１４参照）がＯｎ/Ｏｆｆ制御され、このＯｎ/Ｏｆｆ動作期間内のＯｎ/Ｏｆｆ回数を挟み込み判定回路６が電流制限回路７のＣＭＰ３（図１４参照）の出力レベルの立ち上がり回数を基にカウントし、一定値（例えば、１６パルス）に達したら挟まれと判定する。

スタート回路４ａは第３基準電圧用マスキング回路を備え、当該マスキング回路は、ドレイン端子が電線１に接続されたｎＭＯＳＦＥＴ Ｔ６２０と、当該Ｔ６２０のソース端子にドレイン端子が接続され且つゲート端子がＲ２４とＲ２７との接続線に接続されたｐＭＯＳＦＥＴ Ｔ６２と、当該Ｔ６２のソース端子にアノード端子が接続されたダイオードＤ６２１と、当該Ｄ６２１のカソード端子にアノード端子が接続されたダイオードＤ６２２と、当該Ｄ６２２のカソード端子に一端が接続された抵抗Ｒ３９と、当該抵抗Ｒ３９の他端に一端が接続され且つ該Ｒ３９との接続線にコンデンサＣ１の他端等が接続された抵抗Ｒ４２と、当該抵抗Ｒ４２の他端と電源供給装置ＶＢのマイナス端子との間に接続され且つ起動タイマー１５ａの第１の出力端子に接続されて当該起動タイマー１５ａから出力される第１制御信号ＯＣＲＥＦに従いＯｎ／Ｏｆｆ動作する第１のマスク動作制御用半導体スイッチＳＳＷ２と、一端が電線１に接続され且つ他端がＴ６２０のゲート端子に接続された抵抗Ｒ２８１と、当該Ｒ２８１の他端と電源供給装置ＶＢのマイナス端子との間に接続され且つ起動タイマー１５ａの第２の出力端子に接続されて当該起動タイマー１５ａから出力される第２制御信号ＦＳに従いＯｎ／Ｏｆｆ動作する第２のマスク動作制御用半導体スイッチＳＳＷ３と、を含む。

スタート回路４ａは更に、Ｒ３９とＲ４２との接続線に接続され且つ起動タイマー１５ａの第３の出力端子に接続された第３基準電圧用上限クランプ回路４ｃを含む。当該上限クランプ回路４ｃは、一端が電線１に接続された抵抗Ｒ１２１と、当該抵抗Ｒ１２１の他端にカソード端子が接続され且つアノード端子がＲ３９とＲ４２との接続線に接続されたダイオードＤ１２と、抵抗Ｒ１２１の他端（ダイオードＤ１２のカソード端子）に一端が接続された抵抗Ｒ１２２と、当該Ｒ１２２の他端と電源供給装置ＶＢのマイナス端子との間に接続され且つ起動タイマー１５ａの第３の出力端子に接続されて当該起動タイマー１５ａから出力される第３制御信号ＣＴＩＭＥＲに従いＯｎ／Ｏｆｆ動作するクランプ動作制御用半導体スイッチＳＳＷ４と、を含む。

電源電圧変動検出回路２０は、図３で示されるように、電源供給装置ＶＢより生成されたＩＣ（集積回路の）駆動用の安定化電源であるＶＢ２を分圧して電源電圧変動の立ち上がりを検出するための閾値（第１の閾値）、および立ち下がりを検出するための閾値（第２の閾値）を生成する抵抗Ｒ４４，Ｒ４６，Ｒ４７，Ｒ４９，Ｒ４７２，Ｒ４９１と、電源供給装置ＶＢの＋Ｂ電圧の交流成分を抽出するためのコンデンサＣ４１と抵抗Ｒ４１を直列接続してなる微分回路と、電源電圧変動の立ち上がりを検出するための第１の閾値と電源電圧変動立ち上がり時の＋Ｂ電圧交流成分とを比較し、電源電圧変動立ち上がり時の＋Ｂ電圧交流成分がある場合にＲＩＳＥ信号を出力する第４のコンパレータＣＭＰ４と、電源電圧変動の立ち下がりを検出するための第２の閾値と電源電圧変動立ち下がり時の＋Ｂ電圧交流成分とを比較し、電源電圧変動立ち下がり時の＋Ｂ電圧交流成分がある場合にＦＡＬＬ信号を出力する第６のコンパレータＣＭＰ６と、ＣＭＰ４とＣＭＰ６のＨ／Ｌレベルの論理和演算を行なうＯＲ回路ＯＲ２と、フィルタクロックに従って動作し、ＯＲ２の出力の瞬時変化分を除去するデジタルフィルタＦＩＬと、を含む。

Ｒ４７とＲ４９、Ｒ４４とＲ４６、Ｒ４７１とＲ４９１がそれぞれ直列接続されて、ＩＣ駆動用の安定化電源であるＶＢ２のプラス端子とマイナス端子との間に並列に介挿される。Ｒ４４とＲ４６は同じ値の抵抗であり、電圧ＶＢ２を分圧した電圧Ｖｎを得る。この電圧ＶｎはＣＭＰ４のプラス入力端子に印加されるとともにＣＭＰ６のマイナス入力端子に印加される。Ｒ４７とＲ４９は、抵抗値の大小関係がＲ４９＞Ｒ４７となっており、これらによって分圧生成される電圧Ｖｒ即ち第１の閾値が、Ｒ４４とＲ４６によって分圧生成される電圧Ｖｎよりも高い値となる。この第１の閾値である電圧ＶｒはＣＭＰ４のマイナス入力端子に印加される。Ｒ４７１とＲ４９１は、抵抗値の大小関係がＲ４７１＞Ｒ４９１となっており、これらによって分圧生成される電圧Ｖｆ即ち第２の閾値が、Ｒ４４とＲ４６によって分圧生成される電圧Ｖｎよりも低い値となる。この第２に閾値である電圧ＶｆはＣＭＰ６のプラス入力端子に印加される。ＣＭＰ４のプラス入力端子とＣＭＰ６のマイナス入力端子には、更にＣ４１とＲ４１の微分回路で抽出された電源供給装置ＶＢの＋Ｂ電圧の交流成分が印加される。

ここで、上記の電圧Ｖｎ，Ｖｒ，Ｖｆの大小関係を記号で表わすと以下のようになる。
Ｖｒ＞Ｖｎ＞Ｖｆ

電源電圧変動検出回路２０は以上のように構成されており、図４の波形図で示すように動作する。
図４において、Ｒ４４，Ｒ４６，Ｒ４７，Ｒ４９，Ｒ４７２，Ｒ４９１で分圧生成される電圧Ｖｎ，Ｖｒ，Ｖｆは、Ｖｒ＞Ｖｎ＞Ｖｆの関係になっている。このような電圧環境において、電源供給装置ＶＢの＋Ｂ電圧の変動が起きていないときは、ＣＭＰ４およびＣＭＰ６の出力が共にＬレベルでＯＲ回路ＯＲ２の出力ＶｏｕｔがＬレベルになっている。そして、電源電圧変動が生じた場合で、その立ち上がり時にはＶｎがプラス方向に引き上げられるので（即ち電圧値が上昇するので）、ＣＭＰ４に印加されるＶｎ，Ｖｒの関係がＶｎ＞ＶｒとなってＣＭＰ４の出力が反転してＨレベルとなり、ＯＲ回路ＯＲ２の出力ＶｏｕｔがＨレベルとなる。即ちＲＩＳＥ信号が出力される。尚、この際、ＶｆとＶｎの関係がＶｆ＜Ｖｎとなっているので、ＣＭＰ６の出力には変化がなくＬレベルの状態を維持する。一方、電源電圧変動が起きた場合で、その立ち下がり時には、電圧Ｖｎがマイナス方向に引き下げられるので（即ち電圧値が低下するので）、ＣＭＰ６に印加されるＶｎ，Ｖｆの関係がＶｎ＜ＶｆとなってＣＭＰ６の出力が反転してＨレベルとなり、ＯＲ回路ＯＲ２の出力ＶｏｕｔがＨレベルとなる。即ちＦＡＬＬ信号が出力される。尚、この際ＶｒとＶｎの関係がＶｒ＞Ｖｎとなっているので、ＣＭＰ４の出力には変化がなくＬレベルの状態を維持する。

ＣＭＰ４またはＣＭＰ６から出力された信号（即ち、ＲＩＳＥ信号またはＦＡＬＬ信号）はＯＲ２を介してデジタルフィルタＦＩＬに入力される。ＣＭＰ４とＣＭＰ６から出力される信号にはノイズ等の不要な信号成分が含まれていることから、この不要信号成分がデジタルフィルタＦＩＬにて除去される。そして、デジタルフィルタＦＩＬからはｆｌｕｃｔ信号が出力されてＯＲ１（図１参照）の一方の入力端子に入力される。このように、電源電圧変動検出回路２０は、電源供給装置ＶＢの＋Ｂ電圧がＩＣ（集積回路の）駆動用の安定化電源であるＶＢ２を分圧して得られる閾値電圧と交わる変化をした際に、電源電圧変動信号であるｆｌｕｃｔ信号を出力する。

起動タイマー１５ａは図５に示されるように動作する。即ち、起動タイマー１５ａは、ＨレベルおよびＬレベルといった２つの電圧レベルで推移するＯＲ１の出力信号即ちＵＲＬ（アップリレー駆動信号）またはｆｌｕｃｔ信号（電源電圧変動信号）を監視し、ＵＲＬの立ち上がりエッジを検出した際にはパワーウインドモーター５の起動が指示されたと判定し、ｆｌｕｃｔ信号の立ち上がりエッジを検出した際には電源電圧変動があったと判定する（即ち、ステップＳ１がＹｅｓ）。電線１の電位変動検出は上述した電源電圧変動検出回路２０によって検出される。電源電圧変動が生じたときには例えば図６に示されるように急減な電流（即ち、モーター電流ＩＤ）変化として現れる。以下、図６も参照しながら説明を続ける。ステップＳ１の処理後、次の４つの制御状態(1)〜(4)が番号順に起動タイマー１５ａにより作り出される。

(1)ステップＳ１がＹｅｓになると同時に起動タイマー１５ａは時間カウントを開始すると共に、ＨレベルおよびＬレベルといった２つの電圧レベルでそれぞれ推移する第１制御信号ＯＣＲＥＦ、第２制御信号ＦＳ、および第３制御信号ＣＴＩＭＥＲを全てＨレベルにして出力する（即ち、ステップＳ２）。そして、ＯＣＲＥＦ、ＦＳ、およびＣＴＩＭＥＲの電圧レベルの状態（即ち、Ｈ，Ｈ，Ｈ）は、カウント開始時を始点とした一定時間（予め定められた第１期間）Ｔｍ維持される（即ち、ステップＳ３）。このとき、各半導体スイッチＳＳＷ２，ＳＳＷ３，ＳＳＷ４はＯｎ状態（即ち、回路をショートさせた状態）となる。

(2)当該一定期間Ｔｍ経過したとき、起動タイマー１５ａはＯＣＲＥＦのみをＨレベルからＬレベルに変化させる（即ち、ステップＳ４）。即ち、ＯＣＲＥＦは、カウント開始時点から一定時間ＴｍだけＨレベルで起動タイマー１５ａから出力され、そして当該一定時間Ｔｍ経過したときからＬレベルで起動タイマー１５ａから出力される制御信号である。そしてＯＣＲＥＦ、ＦＳ、およびＣＴＩＭＥＲの電圧レベルの状態（即ち、Ｌ，Ｈ，Ｈ）は、カウント開始時点で始点とした一定時間（予め定められた第２期間）Ｔｓの終了時まで維持される（即ち、ステップＳ５）。よって、この(2)の制御状態は、一定時間Ｔｓから一定時間Ｔｍを差し引いた期間続く。このとき、半導体スイッチＳＳＷ２だけはＯｆｆ状態（即ち、回路をオープンした状態）となり、そして半導体スイッチＳＳＷ３，ＳＳＷ４はＯｎ状態（即ち、回路をショートさせた状態）を継続する。

(3)当該一定時間Ｔｓ経過したとき、起動タイマー１５ａはＦＳをＨレベルからＬレベルに変化させる（即ち、ステップＳ６）。即ち、ＦＳは、カウント開始時点から一定時間ＴｓだけＨレベルで起動するタイマー１５ａから出力され、そして当該一定時間Ｔｓを経過したときからＬレベルで起動タイマー１５ａから出力される制御信号である。そしてＯＣＲＥＦ、ＦＳ、およびＣＴＩＭＥＲの電圧レベルの状態(即ち、Ｌ，Ｌ，Ｈ)は、カウント開始時点を始点とした一定時間（予め定められた第３期間）ｔｍｓの終了時まで維持される（即ち、ステップＳ７）。よって、この(3)の制御状態は、一定時間ｔｍｓから一定時間Ｔｓを差し引いた期間続く。このとき、半導体スイッチＳＳＷ２はＯｆｆ状態（即ち、回路をオープンにした状態）を継続し、半導体スイッチＳＳＷ３はＯｆｆ状態（即ち、回路をオープンした状態）となり、そして半導体スイッチＳＳＷ４だけがＯｎ状態（即ち、回路をショートさせた状態）を継続する。

(4)そして当該一定時間ｔｍｓ経過したとき、起動タイマー１５ａはＣＴＩＭＥＲをＨレベルからＬレベルに変化させる（即ち、ステップＳ８）。即ち、ＣＴＩＭＥＲは、カウント開始時点から一定時間ｔｍｓだけＨレベルで起動タイマー１５ａから出力され、そして当該一定時間ｔｍｓ経過したときからＬレベルで起動タイマー１５ａから出力される制御信号である。そしてＯＣＲＥＦ、ＦＳ、およびＣＴＩＭＥＲの電圧レベルの状態（即ち、Ｌ，Ｌ，Ｌ）は、起動タイマー１５ａが次にパワーウインドモーター５の起動が指示されたと判定するか、または電源電圧変動が生じて電源電圧変動検出回路２０からｆｌｕｃｔ信号が出力されたと判断するまで維持される。この(4)の制御状態になると、半導体スイッチＳＳＷ２，ＳＳＷ３，ＳＳＷ４全てがＯｆｆ状態（即ち、回路をオープンにした状態）となり、スタート処理が終了する。

上述のようなＯＣＲＥＦ、ＦＳ、およびＣＴＩＭＥＲといった制御信号を起動タイマー１５ａから受けてスタート回路４ａは第３基準電圧Ｖｃの電位を変化させる。具体的に、上記(1)の制御状態のとき、マスキング回路において、Ｔ６２０のゲート端子の電位はグランドレベル（即ち、電源供給装置ＶＢのマイナス端子の電位）となるのでＴ６２０はＯｆｆ状態となり、ＶｃはＲ４２によりグランドにプルアップされて電圧降下し、Ｒ４２の抵抗値により決定される所定の下限電圧（勿論０Ｖではない）となる。このとき上限クランプ回路４ｃのＳＳＷ４はＯｎ状態であり、Ｄ１２のカソード端子には、電線１に掛けられている電圧をＲ１２１およびＲ１２２により分圧した値の電圧（例えばＲ１２１とＲ１２２が同じ抵抗値である場合は、それらの分圧値＝電線１に掛けられている電圧の２分の１）が掛かるが、Ｄ１２のアノード端子に掛かる電圧は下限電圧にさせられているＶｃであるため、Ｄ１２には電流が流れず、よって上限クランプ回路４ｃからマスキング回路に対する電気的な働きかけ（作用）はない。それ故、Ｒ１２１およびＲ１２２それぞれの抵抗値は、上記(1)の制御状態のときに、それらによる分圧値が、Ｄ１２のアノード端子電圧の値よりも（Ｄ１２の順方向電圧降下が例えば０．７Ｖであれば）０．７Ｖ以下にならないことは勿論のこと十分高くなるように設定されねばならない。

一方、Ｒ４２の抵抗値は、上記(1)の制御状態のときにＶｃの値がＤ１２のカソード端子電圧の値よりも（Ｄ１２の順方向電圧降下が例えば０．７Ｖであれば）０．７Ｖ高くならないことは勿論のことＶｉｎｓよりも十分低く且つ限りなく０Ｖに近くなるように、設定されなければならない。尚、第３基準電圧マスク期間である一定期間Ｔｍは、パワーウインドモーター（サンプル）を用いて起動時や電源電圧変動時の突入電流が生じる期間を予め測定して当該期間よりも僅かに長くなるような値で起動タイマー１５ａを記憶領域にプリセットされていなければならない。

そして上記(2)の制御状態のとき、Ｔ６２０のゲート端子の電位は上記(1)の制御状態のときと変わらずグランドレベルであるのでＴ６２０はＯｆｆ状態であるが、ＳＳＷ２がＯｆｆ状態となるので、ＶｃがコンデンサＣ１の充電により急速に上昇する。このとき上限クランプ回路４ｃのＳＳＷ４は上記(1)の制御状態のときと同様にＯｎ状態であるが、Ｖｃの値がＤ１２のカソード端子電圧の値よりも（Ｄ１２の順方向電圧降下が例えば０．７Ｖであれば）０．７Ｖ高くならないように設定されているので、Ｄ１２には電流が流れず、よって上記(2)の制御状態においても上限クランプ回路４ｃからマスキング回路に対する電気的な働きかけ（作用）はない。それ故、Ｒ１２１およびＲ１２２それぞれの抵抗値は、上記(2)の制御状態のときに、それらによる分圧値が、Ｄ１２のアノード端子電圧の値よりも（Ｄ１２の順方向電圧降下が例えば０．７Ｖであれば）０．７Ｖ以下にならないように設定されねばならず、また、一定時間Ｔｓから一定時間Ｔｍを差し引いた第３基準電圧復帰許容期間は、コンデンサＣ１の容量（より詳細には、コンデンサＣ１の充電特性）を考慮して、Ｖｃの値がＤ１２のカソード端子電圧の値よりも（Ｄ１２の順方向電圧降下が例えば０．７Ｖであれば）０．７Ｖ高くならない期間に設定されねばならない。

そして上記(3)の制御状態のとき、ＳＳＷ３がＯｆｆ状態となるのでＴ６２０のゲート端子電圧がＲ２８１により電線１にプルアップされてＴ６２０がＯｎ状態となり、またＴ６２のゲート端子にもＶｉｎｓが印加されているのでＴ６２がＯｎ状態となって電流がＤ６２１、Ｄ６２２およびＲ３９を通りＶｃが上昇しようとするが、ＶｃがＤ１２のカソード端子電圧よりも低くとも（Ｄ１２の順方向電圧降下が例えば０．７Ｖであれば）０．７Ｖ高くなるように設定されているので、Ｄ１２に電流が流れ、Ｖｃが上限クランプ電圧となるようにクランプされて一定となる。このＶｃの上限クランプ電圧はＲ１２１およびＲ１２２それぞれの抵抗値を選定することにより設定できる。尚、上記(3)の制御状態のとき、起動タイマー１５ａは、Ｔ２４をＯｆｆ状態にする信号（この場合Ｈレベルの信号）を出力してＶｉｎｓならびにＶｃ２の生成動作が通常状態に戻るようにする。

次に、上記(4)の制御状態になると、ＳＳＷ４がＯｆｆ状態となりＤ１２のカソード端子の電位が電線１の電位と等しくなるので、Ｖｃの上限クランプが解除されて、Ｖｃが上昇していく。

図７に示されるようにパワーウインドモーター５の起動時や電源電圧変動時には突入電流（モーター電流ＩＤ）が生ずるが、上記(1)の制御状態にあるのでＶｃがマスクされて（即ち、下限電圧レベルに維持されて）Ｖｉｎｓとクロスし得ないようにされているため、パワーウインドモーター５の誤反転が回避される。尚、上記(1)の制御状態となったときＶｃが瞬時に下限電圧とならないのはコンデンサＣ１の充放電による遅延のためである。一定時間Ｔｍ終了後の上記(2)の制御状態では、Ｖｃが急激に上昇してＶｉｎｓに近づき始め、そして一定時間Ｔｓ終了後ＶｃはＶｉｎｓに追随する。尚、一定時間Ｔｓ終了後の上記(3)の制御状態では、レギュレータの遊びが無くなり、ウインドガラスに動力を伝えるために必要とする負荷がパワーウインドモーター５に掛かるので再びモーター電流ＩＤが増加するが、Ｖｃが上限クランプ回路４ｃによりクランプされて比較的低い上限クランプ電圧となっており、かつ上記(3)の制御状態においてゆっくりと増加しているモーター電流ＩＤの値ではＡＭＰ１からＴ２２のゲート端子に印加される電圧が上記(1)および(2)の制御状態の期間に引き続き低い状態のままであり（つまり、そのようにＡＭＰ１の閾値が設定されていてＴ２２がＯＦＦし続け）、Ｖｃ２ならびにＶｉｎｓはそれぞれ一定の値に維持されるので、同じく一定の値にクランプされているＶｃとＶｉｎｓとがクロスすることはない。よって、パワーウインドモーター５の誤反転が回避される。尚、一定時間Ｔｓ終了後、換言すれば、上記(3)の制御状態の開始時、Ｖｃが降下して上限クランプ電圧になっているが、このＶｃの電圧降下はＳＳＷ３がＯｆｆ状態となることでＶｃがＲ１２１，Ｒ１２２で分圧されている値まで降下することにより生ずる。前述したように、この上限クランプ電圧はＲ１２１およびＲ１２２それぞれの抵抗値を選定することにより設定できるので、選定された抵抗値に従い電圧降下の大きさも変わる。そして、一定時間ｔｍｓ終了後の上記(4)の制御状態において、Ｖｃは一定量で上昇していき、最終的にはＶｉｎｓに追従する通常状態に戻る。尚、一定時間ｔｍｓから一定時間Ｔｓを差し引いた第３基準電圧クランプ期間は、レギュレータ（サンプル）を用いて当該レギュレータの遊びが無くなった際にモーター電流ＩＤに増加が発生する期間を予め測定して当該期間よりも僅かに長くなるような値で起動タイマー１５ａｎ記憶領域にプリセットされていなければならない。

このように本発明の第１の実施形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置によれば、電源供給装置ＶＢの＋Ｂ電圧がＩＣ（集積回路の）駆動用の安定化電源であるＶＢ２を分圧して得られる閾値電圧と交わる変化をした際に、電源電圧変動信号であるｆｌｕｃｔ信号を出力し、ｆｌｕｃｔ信号の立ち上がりを検出するとマスク処理を行ない、その処理後通常の制御に移行する。したがって、急激な電源電圧変動が生じても誤反転することの無いパワーウインド挟み込み防止装置を提供できる。

次に、図８は本発明に係る第２の実施形態であるパワーウインド挟み込み防止装置を模式的に示す回路図、図９は図８のパワーウインド挟み込み防止装置の挟まれ判定回路６ａを示す回路図、図１０は図９の挟まれ判定回路６ａにより挟まれが検出されるまでに至るアップリレー駆動信号（ＵＲＬ）、コンパレータＣＭＰ２の出力（ＣＰＯＵＴ＿Ｂ）、ＦＥＴ Ｔ１のゲート電圧、コンパレータＣＭＰ３の出力（ＤＵＭＭＹ）、ＦＥＴ Ｔ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓそれぞれの推移を示す特性図（タイミングチャート）、図１１は図９の挟まれ判定回路６ａの挟まれ判定処理を示す動作フローチャートである。なお、図８において図１のパワーウインド挟み込み防止装置と共通する部分には同じ符号を付けている。

図８に示す本実施形態のパワーウインド挟み込み防止装置は、電流制限回路７ａのＦＥＴ Ｔ１のＯｎ／Ｏｆｆ制御を行なうコンパレータＣＭＰ３から出力されるＤＵＭＭＹのＯｎ／Ｏｆｆ回数によって挟まれ検出を行ない、その回数が一定値（例えば１５または３１）に達すると挟まれと判定し、更に挟み込み検知コンパレータＣＭＰ２から出力されるＣＰＯＵＴ＿ＢによってＤＵＭＭＹのＯｎ／Ｏｆｆ回数の計数値をリセットするようにしたものである。電流制限回路７ａは、ＣＭＰ２から出力されるＣＰＯＵＴ＿ＢとコンパレータＣＭＰ３から出力されるＤＵＭＭＹのＨ／Ｌレベルの論理和演算を行なうＯＲ回路ＯＲ３と、ＯＲ３の出力とＵＲＬ（アップリレー駆動信号）のＨ／Ｌレベルの論理積演算を行なうＡＮＤ回路ＡＮＤ１と、ＡＮＤ回路ＡＮＤ１の出力とＤＲＬ（ダウンリレー駆動信号）のＨ／Ｌレベルの論理和演算を行なうＯＲ回路ＯＲ４と、ＵＲＬとＤＲＬのＨ／Ｌレベルの論理和演算を行なうＯＲ回路ＯＲ５と、ＯＲ４の出力Ｈ，ＬによってＯｎ／Ｏｆｆし、パワーウインドモーター５に流されるモーターＩＤを制限するＦＥＴ Ｔ１（半導体スイッチング素子）と、一端が電源供給装置ＶＢのプラス端子に接続され且つ他端がＴ１のドレインに接続される抵抗Ｒ３３と、一端がＴ１のドレインとＲ３３の接続線上に接続される抵抗Ｒ３３０と、一端が電源供給装置ＶＢのプラス端子に接続される抵抗Ｒ３４と、プラス入力端子がＲ３３０の他端に接続され且つマイナス入力端子がＲ３４の他端に接続されたコンパレータＣＭＰ３と、一端がＣＭＰ３のプラス端子に接続されたＲ３５と、一端がＣＭＰ３のプラス端子に接続されたＲ３６と、ドレインがＲ３５の他端に接続され且つソースが電源供給装置ＶＢのマイナス端子に接続されたＦＥＴ Ｔ３３と、ドレインがＲ３６の他端に接続され且つソースが電源供給装置ＶＢのマイナス端子に接続されたＦＥＴ Ｔ３４と、一端がＩＣの電源である安定化電源装置の電圧Ｖｃｃ線路上に接続され且つ他端がＣＭＰ３の出力端子に接続された抵抗Ｒ３７と、第１入力端子がＣＭＰ３の出力端子に接続され、第２入力端子がＴ３４のゲートに接続され、第３入力端子がＯＲ５の出力端子に接続され、さらに出力端子がＴ３３のゲートに接続され、ＣＭＰ３の出力ＤＵＭＭＹとＥＮＡＢＬＥとＯＲ５の出力ＦＣＨＫのＨ／Ｌレベルの論理積演算を行なうＡＮＤ回路ＡＮＤ２と、を含む。

挟まれ検出は、例えば図９で示される挟まれ検出カウンタＣＯＵＮＴ１を含む挟まれ判定回路６ａにて行なわれる。挟まれ検出カウンタＣＯＵＮＴ１は、ＣＰＯＵＴ＿ＢがＬレベルとなると、ＣＭＰ３の出力ＤＵＭＭＹのＯｎ／Ｏｆｆ回数を計数し、その計数値が例えば１５になった時点で挟まれと変定する。また、ＣＯＵＮＴ１のリセットにはＣＰＯＵＴ＿Ｂが用いられ、ＣＰＯＵＴ＿ＢがＬレベルからＨレベルになることでＣＯＵＮＴ１がリセットされる。この場合、挟まれを判定してパワーウインドモーター５を反転させることで、ＣＭＰ２の出力がＬレベルからＨレベルになり、このときにＣＵＯＮＴ１をリセットさせる必要性からＣＯＵＮＴ１のリセット入力端子前段にＮＯＴ１を設けている。ＣＯＵＮＴ１のリセットにＣＰＯＵＴ＿Ｂを用いることで従来必要であった８０μｓｅｃカウンタが不要となり、これによりＩＣの発振周波数のばらつきによる問題が解消し、挟まれ荷重値や通常動作への影響がなくなる。

電流制限回路７ａは図１０のタイムチャートで示されるように動作する。すなわち、ウインドガラスアップ動作中に挟まれが生じると、ＣＭＰ２の出力ＣＰＯＵＴ＿ＢがＨレベルからＬレベルになる。このとき、ＣＭＰ３の出力ＤＵＭＭＹがＬレベルになっているので、ＯＲ３の出力がＨレベルからＬレベルになる。このときＵＲＬはＨレベル状態にあるので、ＡＮＤ１の出力がＨレベルからＬレベルになる。ＡＮＤ１の出力がＬレベルになると、ＤＲＬがＬレベル状態にあるので、ＯＲ４の出力がＨレベルからＬレベルになる。これにより、ＦＥＴ Ｔ１のゲートがＬレベルになりターンオフする。すなわち、挟まれが生じてＣＰＯＵＴ＿ＢがＨレベルからＬレベルになるとＴ１がターンオフする。

ＦＥＴ Ｔ１のターンオフ過程においては、Ｔ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓが基準電圧Ｖ１（即ち、ＣＭＰ３のマイナス入力端子に印加される電圧）である３／４ＶＢまで上昇すると、ＣＭＰ３が反転してＤＵＭＭＹがＬレベルからＨレベルになる。このときの基準電圧Ｖ１はＲ３４とＲ３６とで生成される。ウインドガラスアップ動作中はＯＲ５の出力ＦＣＨＫがＨレベル状態であり、またＡＮＤ２の第２入力端子に印加されるＥＮＡＢＬＥもＨレベル状態であるが、ＤＵＭＭＹがＬレベル状態にあるので、ＡＮＤ２の出力がＬレベル状態でＦＥＴ Ｔ３３がＯｆｆ状態となっている。一方、ＦＥＴ Ｔ３４はＥＮＡＢＬＥがＨレベル状態であるのでＯｎ状態となっている。したがって、ＣＭＰ３のマイナス入力端にはＲ３４とＲ３６とにより分圧された３／４ＶＢの電圧が印加されることになる。

ＣＭＰ３が反転してＤＵＭＭＹがＬレベルからＨレベルになると、ＯＲ３、ＡＮＤ１、ＯＲ４の各出力が順次Ｈレベルとなり、ＦＥＴ Ｔ１がターンオンする。ＤＵＭＭＹがＨレベルに推移することでＡＮＤ２の出力がＨレベルとなってＦＥＴ Ｔ３３がターンオンし、Ｒ３５がＲ３６に並列に接続された状態となる。これにより、ＣＭＰ３のマイナス入力端に印加される基準電圧Ｖ１の値が１／４ＶＢまで低下する。そして、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓが基準電圧Ｖ１である１／４ＶＢまで低下すると、ＣＭＰ３が再び反転してＴ１がターンオフする。この時点で異常信号ＢＰＯＵＴ＿Ｂが解除されていれば、Ｔ１のゲートはＨレベルのまま保持され、Ｏｎ／Ｏｆｆモードから通常モードに復帰する。ＣＰＯＵＴ＿ＢがＬレベルになっている間はＴ１がＯｎ／Ｏｆｆを繰り返すが、このＯｎ／Ｏｆｆ回数が挟まれ検出カウンタＣＯＵＮＴ１によって計数され、その計数値が規定値（１５または３１）に達すると、挟まれ状態と判定し反転処理を行なう。

挟まれ判定は図１１のフローチャートで示されるようにして行なわれる。まずは挟まれ検出カウンタＣＯＵＮＴ１の計数値がクリアされる（即ち、ステップＳＴ１０）。挟まれ検出カウンタＣＯＵＮＴ１の計数値がクリアされると、ＣＰＯＵＴ＿ＢがＬレベルであるかどうかの判定が行なわれ、ＬレベルでなければステップＳＴ１１の処理戻り、ＬレベルであればＤＵＭＭＹの立ち上がりエッジが検出できたかどうかの判定が行なわれる（即ち、ステップＳＴ１２）。ＤＵＭＭＹの立ち上がりエッジが検出されない場合はステップＳＴ１１の処理に戻る。ＤＵＭＭＹの立ち上がりエッジが検出された場合は挟まれ検出カウンタＣＯＵＮＴ１の計数値が１だけカウントアップされる（即ち、ステップＳＴ１３）。そして、計数値が規定値かどうかの判定が行なわれ（即ち、ステップＳＴ１４）、規定値未満であればステップＳＴ１１の処理に戻り、規定値であれば挟まれが生じたとしてｊｕｍがＨレベルになる（即ち、ステップＳＴ１５）。ｊｕｍがＨレベルになると、反転処理が行なわれて挟まれ状態の解除が行なわれる。

このように本発明の第２の実施形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置によれば、挟み込み検知コンパレータＣＭＰ２の出力ＣＰＯＵＴ＿ＢがＨレベルからＬレベルになると、その間、電流制限回路７ａのＦＥＴ Ｔ１のＯｎ／Ｏｆｆ制御を行なうコンパレータＣＭＰ３の出力ＤＵＭＭＹのＯｎ／Ｏｆｆ回数とによって挟まれ検出を行ない、その後ＣＭＰ２の出力ＣＰＯＵＴ＿ＢがＬレベルからＨレベルになると挟まれ検出カウンタＣＯＵＮＴ１をリセットする。したがって、従来回路に必要であった８０μｓｅｃタイマーＩＣが不要となり、当該ＩＣの発振周波数のバラツキによる挟まれ荷重や通常動作への影響の無いパワーウインド挟み込み防止装置を提供できる。

尚、本発明は、前述した実施形態に限定されるものではなく、適宜、変形、改良、等が可能である。その他、前述した実施形態における各構成要素の形態、数、配置個所、等および数値、波形、等は本発明を達成できるものであれば任意であり、限定されない。

本発明に係る第１の実施形態であるパワーウインド挟み込み装置を模式的に示す回路図である。 パワーウインドの動作中における挟まれ発生から図１のパワーウインド挟み込み防止装置により挟まれが検出されるまでに至るモーター電流ＩＤ、第２基準電圧Ｖｉｎｓ、第３基準電圧Ｖｃ、およびコンパレータＣＭＰ２の出力（ＣＰＯＵＴ＿Ｂ）それぞれの推移を示す特性図である。 図１のパワーウインド挟み込み防止装置の電源電圧変動検出回路を示す回路図である。 図３の電源電圧変動検出回路の動作を示す波形図である。 図１のパワーウインド挟み込み防止装置においてスタート回路を制御する起動タイマーによるスタート処理を示す動作フローチャートである。 図１のパワーウインド挟み込み防止装置において電源電圧変動時およびパワーウインドモーターの起動時の電源電圧＋Ｂ、モーター電流ＩＤ、ＦＡＬＬ信号、ＲＩＳＥ信号、および起動タイマー１５ａの出力（ＯＣＲＥＦおよびＦＳ）それぞれの推移を示す特性図である。 図１のパワーウインド挟み込み防止装置においてスタート回路におけるパワーウインドモーターの起動時のモーター電流ＩＤ、第２基準電圧Ｖｉｎｓ、第３基準電圧Ｖｃ、および起動タイマー１５ａの出力（ＯＣＲＥＦおよびＦＳ）それぞれの推移を示す特性図である。 本発明に係る第２の実施形態であるパワーウインド挟み込み防止装置を模式的に示す回路図である。 図８のパワーウインド挟み込み防止装置の挟まれ判定回路を示す回路図である。 図９の挟まれ判定回路により挟まれが検出されるまでに至るアップリレー駆動信号（ＵＲＬ）、コンパレータＣＭＰ２の出力（ＣＰＯＵＴ＿Ｂ）、ＦＥＴ Ｔ１のゲート電圧、コンパレータＣＭＰ３の出力（ＤＵＭＭＹ）、ＦＥＴ Ｔ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓそれぞれの推移を示す特性図である。 図９の挟まれ判定回路の挟まれ判定処理を示す動作フローチャートである。 従来のパワーウインド挟み込み防止装置のブロック図である。 従来のパワーウインド挟み込み防止装置の変形例を説明するためのブロック図である。 従来のパワーウインド挟み込み防止装置の回路図である。 従来のパワーウインド挟み込み防止装置の電流検出回路のＯｎ／Ｏｆｆ動作を説明するための図である。 従来のパワーウインド挟み込み防止装置の電流制限回路の半導体スイッチング素子の動作を説明するための負荷線を付加した静特性図である。 従来のパワーウインド挟み込み防止装置の電流制限回路の半導体スイッチング素子の動作を説明するための等価回路図である。 従来のパワーウインド挟み込み防止装置における挟まれが検出されるまでに至るコンパレータＣＭＰ２の出力（ＣＰＯＵＴ＿Ｂ）、挟まれ判定カウンタそれぞれの推移を示す特性図である。

符号の説明

５：パワーウインドモーター
ＩＤ：モーター電流
２ａ：電流検出回路
４ａ：スタート回路
４ｃ：上限クランプ回路
ＣＰＯＵＴ＿Ｂ：電流制限制御信号
６：挟まれ判定回路
７：電流制限回路
６ａ：挟まれ判定回路
７ａ：電流制限回路
ＶＢ：電源供給装置
Ｒ１：シャント抵抗
Ｒ２０：リファレンス抵抗
１５ａ：起動タイマー
１６ａ：電流追随回路
Ｖｃ２：第１基準電圧
ＣＭＰ１：第１のコンパレータ
Ｖｃ：第２基準電圧
Ｃ１：コンデンサ
ＡＳ１：第１の電流源
ＳＳＷ１：半導体スイッチ
ＡＳ２：第２の電流源
Ｖｉｎｓ：第３基準電圧
ＣＭＰ２：第２のコンパレータ
ＣＭＰ４：第４のコンパレータ
ＣＭＰ６：第６のコンパレータ
ＯＲ２，ＯＲ３，ＯＲ４，ＯＲ５：ＯＲ回路
ＡＮＤ１，ＡＮＤ２：ＡＮＤ回路
Ｔ１，Ｔ３３，Ｔ３４：ＦＥＴ
ＦＩＬ：デジタルフィルタ
Ｃ４１：コンデンサ
Ｒ４１，Ｒ４４，Ｒ４６，Ｒ４７，Ｒ４９，Ｒ４７１，Ｒ４９１：抵抗
ＣＯＵＮＴ１：挟まれ検出カウンタ
ＮＯＴ１：ＮＯＴ回路

Claims (1)

1. ウインドガラスによる異物の挟み込みをモーター電流の変化から検出するパワーウインド挟み込み防止装置であって、
   パワーウインドモーターに流れるモーター電流を検出する電流検出回路と、前記モーター電流の増加量が所定値を超えた際に前記電流検出回路から出力される電流制限制御信号に従って前記モーター電流を所定の範囲で減少および増加させる電流制限回路と、前記モーター電流の増加から挟まれを判定し、前記パワーウインドモーターを反転させる挟まれ判定回路とを備え、
   前記電流検出回路が、前記パワーウインドモーターおよび前記電流制限回路に直列に接続され、電源供給装置より前記モーター電流が流されるシャント抵抗と、当該シャント抵抗のｎ倍の抵抗値を有するリファレンス抵抗と、前記シャント抵抗に掛かる電圧に基づいて、前記リファレンス抵抗に流す前記モーター電流のｎ分の１のリファレンス電流を増加させる電流追随回路とを含むパワーウインド挟み込み防止装置において、
   装置各回路を動作させる安定化電源装置にて安定化された直流電圧から前記電源供給装置より供給される電源電圧の変動の立ち上がりを検出するための第１の閾値と電源電圧の変動の立ち下がりを検出するための第２の閾値とを抵抗分圧により生成し、前記電源供給装置より供給される電源電圧が前記第１の閾値以上又は前記第２の閾値以下に変化した場合に信号を出力する電源電圧変動検出回路を備え、
   前記出力信号の立ち上がりを検出するとマスク処理を行ない、当該処理後通常の制御に移行させるスタート回路を更に備えていることを特徴とするパワーウインド挟み込み防止装置。

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