CN105598560A

CN105598560A - 一种通过采集反电动势调节送丝速度的控制方法

Info

Publication number: CN105598560A
Application number: CN201610102401.7A
Authority: CN
Inventors: 钟金广
Original assignee: Shenzhen Megmeet Electrical Co Ltd
Current assignee: Shenzhen Megmeet Electrical Co Ltd
Priority date: 2016-02-24
Filing date: 2016-02-24
Publication date: 2016-05-25

Abstract

本发明公开了一种通过采集反电动势调节送丝速度的控制方法，送丝机控制电路包括电压采样电路和电机供电电路，电机供电电路的开关管对电机提供脉冲电源，电压采样电路采集电机电枢反电动势的数值，作为电机转速的反馈数据提供给电机供电电路的控制芯片；电压采样电路包括电压采样选通电路，在开关管供电的单周期中反电动势平稳时段，控制芯片选通电压采样选通电路，获取电机电枢反电动势的数值。本发明能够获取准确的电机电枢反电动势的数值，提高送丝机的控制精度。

Description

一种通过采集反电动势调节送丝速度的控制方法

[技术领域]

本发明涉及焊机的送丝速度调节，尤其涉及一种通过采集反电动势调节送丝速度的控制方法。

[背景技术]

现有的通过反电动势控制送丝机的方案主要有两种。

1、通过晶闸管的相控整流方案：通过二极管选通供能时刻和反电动势时刻，再通过硬件环路控制控制电机转速。缺点是，通过相控整流控制器控制频率是工频频率，频率是100HZ，动态性能不好，同时由于其控制时间很长，由于开关频率是100HZ，其控制频率是低于100HZ的，当采用转动惯量很小的电机，系统必然产生震荡。

2、直接通过恒压模式进行控制，忽略动态电阻和动态电感产生的压降，将电机电压作为反电动势电压进行速度控制；通过控制电机源电压以达到控制电机速度的目的，但是在负载大，电机平均电流大，电机线缆很长的情况下，其动态电阻和动态电感是不能忽略的，这样就产生很大的速度误差，同时在大负载动态变化过程中，不能真实知道电机运行速，在控制上必然出现不协调现象，控制精度不高。

[发明内容]

本发明要解决的技术问题是提供一种控制精度高的、通过采集反电动势调节送丝速度的控制方法。

为了解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是，一种通过采集反电动势调节送丝速度的控制方法，送丝机控制电路包括电压采样电路和电机供电电路，电机供电电路的开关管对电机提供脉冲电源，电压采样电路采集电机电枢反电动势的数值，作为电机转速的反馈数据提供给电机供电电路的控制芯片；电压采样电路包括电压采样选通电路，在开关管供电的单周期中反电动势平稳时段T4，控制芯片选通电压采样选通电路，获取电机电枢反电动势的数值。

以上所述的控制方法，所述的单周期包括开关管开通时段T1、感性负载恢复时段T2、输出震荡时段T3、所述的反电动势平稳时段T4和开关管管开通延时时段T5，开关管关断时刻经过感性负载恢复时段T2和输出震荡时段T3后，为反电动势平稳时段T4的开始时刻；反电动势平稳时段T4的结束时刻经过开关管管开通延时时段T5为开关管开通时刻。

以上所述的控制方法，输出震荡时段T3的时长和开关管管开通延时时段T5的时长都是设定的的固定值；感性负载恢复时段T2的时长ΔT2通过下式得到：

{ΔT}_{2} = \frac{I_{m a x} * (L_{1} + L_{M})}{E_{a} + 1}

其中，Imax是开关管关断时刻的电流值，L1为线缆电感，LM为电机的电感，Ea为上一周期采样到的反电动势。

本发明的控制方法能够获取准确的电机电枢反电动势的数值，提高送丝机的控制精度。

[附图说明]

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

图1是本发明实施例送丝机控制电路的原理框图。

图2是本发明实施例单周期内的电压电流波形示意图。

图3是本发明实施例控制方法的流程图。

[具体实施方式]

如图1所示，AC36V交流电源经过整流桥变成46V直流电源，再经过电机的驱动MOS管Q1给电机M提供脉冲电源。电机驱动MOS管Q1在开通的时候提供电机能量，驱动MOS管Q1在关断的时候为采样电机反电动势电路提供信息源。电机制动MOS管Q2是为电机在刹车的时候为电机提供一个快速泄放通路。

电机电流的采样是通过采样电阻R得到，采样电机电流的目的有三个：1)：作为电机的电流环控制。2)用于电机的过流保护。3)用于反电动势采样的选通芯片提供选通时刻的判断。

例如，在驱动MOS管Q1关断时候，其电机电流也会达到本周期的最大值，此最大值被电机控制芯片采样到，同时其电流上升斜率也能被控制芯片计算出来。此时就知道了系统的大概电感量，再通过采样到的电机峰值电流，可以得到其电感恢复时间。此时间为反电动势采样的选通时刻提供一个非常有效的基准。

电机电压采样主要是采样电源给电机的供电电压实时值和反电动势值。

隔离放大电路和MOS管驱动电路是为了驱动功率MOS管和解决不共地的问题。

如图2所示，上图的电压波形显示电机的母线电压，T1时段是MOS管开通时段，向电机供电，此时段MOS管处于开通状态；T2时段是电机感性负载恢复时段，其驱动MOS管处于关闭状态，所以电流保持原来的电流流向，其电压反向，其反向电压为刹车MOS管的体二级管正向压降；T3时段是MOS管输出震荡时段，T3时段产生原因是电感和输出寄生电容谐振时段，时间长短主要取决于输出电感的大少和输出负载大小；T4时段反电动势平稳时段，对T4时段的选取和其采样准确性非常重要；T5时段是MOS管开通延时时段，它造成的采样段震荡。由母线电压各部分形成的原因和功能可以知道，其T4时段是反电动势采样所需要的，而且不能把其他时段的电压值带入采样值，如果时段片区分不对，或者不能保证T4时段的反电动势的数值不能正确进入DSP控制芯片，其控制的电机速度必然出现差错。

图2中T1时间段为电机的驱动MOS开通时间段，在此时间段中，电源对电机供能，电流满足如下的公式

U i n (t) = (L_{1} + L_{M}) * \frac{d i}{d t} + (R_{1} + R_{M}) * i + E_{a}

(公式1)

在公式1中，Uin是电源输入电压，L1为线缆电感(系统输出线缆长度和盘曲度带来的电感量，与线缆长度和线缆盘曲度有关)；LM为电机本身电感，R1为线缆阻抗，RM为电机本身的动态阻抗(其阻值由电机本身特性决定)。i为电机电流，Ea为电机的反电动势。

由公式1可以看出，在反电动势Ea(电动势Ea在上一周期的T4时间段的反电动势采样得到)、RM值(R1值为线缆阻抗，其具体值可以通过电机线缆长度和截面积得到，同时其值在整个系统中占比比较小，可以忽略)，di/dt(通过在对此时的采样得到)，Lm(电机的固有参数，由厂家提供)、Uin(可以通过在T1时间段的电源电压采样得到)确定的情况下，可以计算出L1的大小。为计算T2时间提供重要的参数。

T2时间段为电机电流反相恢复时间段，T2开始之初为电机驱动MOS管Q1关断时段，此时系统不给电机提供能量，但是电流不能突变，其电流处于续流状态，电流通过电机的制动MOS管Q2的体二极管续流，此时测出来的电压就是二级管的导通电压，管压降约为1.2v左右，此时系统满足公式：

(L_{1} + L_{M}) * \frac{d i}{d t} + (R_{1} + R_{M}) * i = E_{a} + 1

(公式2)

在知道驱动MOS管Q1关断的初始值Imax、电流终值I约等于0、上一周期Ea(电机是一个慢系统，其两个周期的Ea变化值非常小，同时系统频率比较高，可以近似认为上一周期的Ea约等于此时的Ea)、系统固有参数Rm和LM后，解微分方程可以得到电机电流续流时间T2,此时间长度就是T2时段的长度。

对于快速变化的电流，其R1+RM占比例很少，可以忽略，公式2可以再次简化为：

(L_{1} + L_{M}) * \frac{d i}{d t} = E_{a} + 1

解此微分方程可以得到下式：

{ΔT}_{2} = \frac{(I_{m a x} - I_{0}) * (L_{1} + L_{M})}{E_{a} + 1}

由于I₀≈0,公式可以再次简化为：

{ΔT}_{2} = \frac{I_{m a x} * (L_{1} + L_{M})}{E_{a} + 1}

(公式3)

其中，ΔT₂为T2时段的长度。

T3时间段，由于系统不可能是一个理想系统，其必然存在寄生电容，从而系统会发生RLC振荡，此RLC振荡时间比较难计算出来，将通过试验得到的T3的时长扩大一倍(乘以2)作为在本技术方案中T3时间段的时长。

经过T3时间段后，系统已经稳定。在T4时间段，满足如下公式：

(R₁+R_M+R_C)*i＝E_a

其中，Rc为采样电阻R的阻值，其电阻值远大于R1+Rm，可以认为，通过上面的公式可以看出其反电动势值大约为R_C*i＝E_a

从而采样到反电动势。

T5是一个通过实验获得的固定的时间段，在此时间段要消除电机驱动MOS管Q1开通带来的干扰和选通开关延时的问题。

图2是单周期内的电压电流波形示意图：首先电压采样电路接在电机输入线上，其电压波形如图2中的上图所示。经过采样电路分成三部分输出、1)整个过程的平均电压，用于系统的过压保护；2)T1时段平均电压，用于计算系统感量；3)电机峰值电流，通过电机峰值电流和系统感量得到系统续流恢复时间T2，经过T2+T3时段后开通选通开关，采样到T4时段的电压为电机的反电动势电压。

在此时间点上开通选通电路，使得T4时段能进入采样保持电路中。(此时段就是最真实的电机反电动势)。在T5时段(系统固定值)前关断选通电路，真实的电机反电动势还是在采样保持电路中，电机的反电动势可以被真实地采样到。

本发明就是通过采样到T1时刻电流的峰值大小再结合系统输出电感和寄生电容的最大值计算其T2时刻的反向恢复时间和T3震荡时间最大值，由于系统的输出电感和寄生电容范围容易确定(可以知道其在各种情况的最大值)，其峰值电流又通过采样得到。其趋势是电流越大，其震荡时间约长，反向恢复时间越长，知道其时间片后，通过DSP发送开通和关断信号就可以把代表真实反电动势时间片T4的值通过选通芯片采样。作为当前的实际速度值。同时采样T1时刻的电流值，作为短路保护采样值，其保护值取决于系统需要，而其周期平均值也作为电流环的采样。当其他条件不变，T1时刻电流很大时候，通过公式3可知，选择T4起始端时刻要后移，以确保才到T4段的值为真实的电机反电动势值。

Claims

1.一种通过采集反电动势调节送丝速度的控制方法，送丝机控制电路包括电压采样电路和电机供电电路，电机供电电路的开关管对电机提供脉冲电源，电压采样电路采集电机电枢反电动势的数值，作为电机转速的反馈数据提供给电机供电电路的控制芯片，其特征在于，电压采样电路包括电压采样选通电路，在开关管供电的单周期中反电动势平稳时段，控制芯片选通电压采样选通电路，获取电机电枢反电动势的数值。

2.根据权利要求1所述的通过采集反电动势调节送丝速度的控制方法，其特征在于，所述的单周期包括开关管开通时段T1、感性负载恢复时段T2、输出震荡时段T3、所述的反电动势平稳时段T4和开关管管开通延时时段T5，开关管关断时刻经过感性负载恢复时段T2和输出震荡时段T3后，为反电动势平稳时段T4的开始时刻；反电动势平稳时段T4的结束时刻经过开关管管开通延时时段T5为开关管开通时刻。

3.根据权利要求1所述的通过采集反电动势调节送丝速度的控制方法，其特征在于，输出震荡时段T3的时长和开关管管开通延时时段T5的时长都是设定的的固定值；感性负载恢复时段T2的时长ΔT2通过下式得到：

{ΔT}_{2} = \frac{I_{m a x} * (L_{1} + L_{M})}{E_{a} + 1}