CN101963629A - 一种电流检测装置及方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及电学领域，为了解决现有技术中电流检测能耗大、精确度和速度不够高的问题，提供了一种电流检测装置及方法，其中装置包括电流采样单元，用于根据控制信号将被检测电流转变为被检测电压；控制单元，用于根据所述控制信号将所述被检测电压输入到比较器；基准产生单元，用于根据所述控制信号产生基准电压；快速恢复单元，用于根据所述控制信号加快所述基准电压恢复到预设门限值的速度；比较器，用于比较所述恢复到所述预设门限值的基准电压和所述被检测电压，输出比较结果的逻辑信号。本发明的有益效果在于，在电路功耗小的前提下，通过加入快速恢复单元，使得基准电压快速的恢复到预设的门限值，以提高整个电流检测装置的检测速度和准确度。

Description

一种电流检测装置及方法

技术领域

本发明涉及电学领域，特别涉及一种电流检测装置及方法。

背景技术

电流检测电路广泛应用于直流/直流转换(DC/DC)技术中，用作环路控制或者过流保护。

图1为现有技术中电流检测电路的一种方法，开关管M1为DC/DC中的开关管，晶体管M2为与之成比例的匹配管，设开关管M1与晶体管M2的比例为n∶1(M1与M2的比例一般小于1000∶1)。将被检测的电流转为Vsense电压，即Vsense电压等于流过开关管M1的电流IM1乘以开关管M1的导通电阻Ron。然后将Vsense电压与基准电压Vref比较，其中基准电压Vref等于基准电流Iref乘以晶体管M2的导通电阻。

$V_{\mathrm{sense}}=I_{M1}\·R_{\mathrm{onM}1},V_{\mathrm{ref}}=I_{\mathrm{ref}}\·R_{\mathrm{onM}2},\frac{R_{\mathrm{onM}1}}{R_{\mathrm{onM}2}}=\frac{\frac{1}{\mathrm{\μ}{C}_{\mathrm{ox}}{(W/L)}_{M1}(V_{\mathrm{gs}}-V_{\mathrm{th}})}}{\frac{1}{\mathrm{\μ}{C}_{\mathrm{ox}}{(W/L)}_{M2}(V_{\mathrm{gs}}-V_{\mathrm{th}})}}=\frac{{(W/L)}_{M2}}{{(W/L)}_{M1}}=\frac{1}{n}$

Vsense电压随着开关管M1上电流IM1的增大而增大，当Vsense大于等于Vref时，比较器COMP输出一个高电平信号，该高电平控制开关管M1关断。

$V_{\mathrm{sense}}=V_{\mathrm{ref}}\⇒I_{M1}=I_{\mathrm{ref}}\·\frac{R_{\mathrm{onM}2}}{R_{\mathrm{onM}1}}=I_{\mathrm{ref}}\·n$

从上面的式子可以看出，当开关管M1上的电流IM1大于等于基准电流Iref的n倍时，Vsense大于等于Vref，比较器输出一个高电平信号。

该种电流检测方法的好处是，因为开关管M1与晶体管M2匹配，当工艺温度等发生变化时，开关管M1和晶体管M2的导通电阻Ron同向变化，所以M1和M2的Ron比值不变，检测精度较高。

现有技术中，例如美国专利US5917319，描述了一种采样开关管漏源两端电压的电流检测电路，如图2所示，利用两个串联的匹配MOS管(604和606)采样开关管漏源两端的电压，然后串联的匹配MOS管再将采样的电压按照604和606的尺寸比例分压，将分压后的电压与基准电压比较。其中基准电压由一个电流基准612流过一个与开关管相匹配的MOS管608得到，MOS管608一直处于导通状态并工作在线性区。但是上述现有技术为了提高检测精度，用于提供比较门限值的MOS管608一直导通，这样在DC/DC开关不动作的时候，MOS管608仍然导通，导致静态功耗较大，使系统效率下降。

另一个现有技术，美国专利US6479975描述了一种直接采样开关管漏源两端电压的电流检测电路，如图3所示，将开关管104漏源两端电压直接与一个电压基准(Vref)比较，该电源基准由一个电流基准112流过一个与开关管相匹配的MOS管108产生，MOS管108的栅极与开关管的栅极连在一起。当DC/DC开关管关断时，MOS管108也关断。开关管104导通时，MOS管108也导通，提供比较需要的电压基准。上述现有技术为了减小静态功耗，在DC/DC开关不动作的时候，将MOS管108关断，使静态功耗变小，但是因为MOS管108从关断到导通，基准电压从高电平到低电平快速变化，通过提供电流基准的MOS管的寄生电容影响该MOS管的栅极电压，而该MOS管栅极电压的变化会使基准电流变化，该变化的恢复需要一个时间，这就限制了开关管的开关频率。如果将该电路应用于比较快速的DC/DC转换器，系统要求的检测时间较短，则会影响电流检测的精度。

发明内容

本发明实施例提供一种电流检测装置及方法，用于解决现有技术中电流检测能耗大、精确度和速度不够高的问题。

本发明实施例提出了一种电流检测装置，包括：电流采样单元，用于将被检测电流转变为被检测电压；控制单元，用于根据所述控制信号将被检测电压输入到比较器；基准产生单元，用于根据所述控制信号产生基准电压；快速恢复单元，用于根据所述控制信号产生使所述基准电压加快恢复到预设门限值的电流；比较器，用于比较所述恢复到所述预设门限值的基准电压和所述被检测电压，输出比较结果的逻辑信号。

根据本发明实施例所述装置的一个进一步的方面，所述电流采样单元中包括第一开关管M1，被检测电流流过所述第一开关管M1，该第一开关管M1根据控制信号将所述被检测电流转变为被检测电压，并将所述被检测电压输送到所述控制单元。

根据本发明实施例所述装置的再一个进一步的方面，所述控制单元中还包括延迟单元，用于当所述控制信号变化时，延迟一预定时间将所述被检测电压输入到比较器。

根据本发明实施例所述装置的另一个进一步的方面，所述延迟单元，还用于当所述控制信号变化时，将所述控制信号延迟一预定时间；所述控制单元还包括：第二开关管M3，其漏极(或者源极)连接第一开关管M1的漏极，其源极(或者漏极)连接下拉管M4的漏极，其栅极连接所述经过延迟的控制信号，根据所述经过延迟的控制信号关断或者导通，导通时将所述被检测电压输入所述比较器；第一反相器，其输入连接第二开关管M3的栅极，其输出连接下拉管M4的栅极，用于将所述经过延迟的控制信号反相；下拉管M4，其漏极连接M3源极(或者漏极)，其源极接地(或者电源)，用于根据所述反相的控制信号导通或者关断，当导通时，将所述输入到所述比较器的被检测电压下拉到低电平。

根据本发明实施例所述装置的另一个进一步的方面，所述基准产生单元还包括：基准电流单元，用于产生基准电流；一对电流镜像管，用于镜像基准电流；一个与所述第一开关管匹配的匹配晶体管M2，其漏极连接镜像管M6的漏极，其源极接地，其栅极连接所述的控制信号，根据所述的控制信号导通或者关断，关断时，M2阻值无穷大，导通时，提供一个和所述开关管的导通电阻成比例的一个导通电阻；所述电流镜像管镜像所述基准电流，并使该基准电流流过所述匹配晶体管M2产生所述基准电压，并将该基准电压传送到所述比较器。

根据本发明实施例所述装置的另一个进一步的方面，快速恢复单元包括脉冲产生单元，用于根据所述的控制信号产生脉冲信号，所述该快速恢复单元在该脉冲信号的有效时间内产生所述使所述基准电压加快恢复到预设门限值的电流。

根据本发明实施例所述装置的另一个进一步的方面，快速恢复单元还可以包括计时单元，用于根据所述的控制信号产生一预定时间，所述该快速恢复单元在该预定时间内产生所述使所述基准电压加快恢复到预设门限值的电流。

根据本发明实施例所述装置的另一个进一步的方面，所述快速恢复单元还包括：第二反相器，将所述脉冲产生单元产生的脉冲反相，输入到第三开关管M7的栅极；所述第三开关管M7，在所述脉冲信号的有效时间内(或者计时单元产生的预设时间内)控制电流源对所述基准产生单元的电流镜像管的栅极进行充电或者放电；电流源，用于提供充电电流或者放电电流。

根据本发明实施例所述装置的另一个进一步的方面，所述延迟单元和脉冲产生单元，或所述延迟单元和计时单元均在所述控制信号的上升沿或者下降沿使能。

本发明实施例还提供了一种电流检测方法，包括：根据所述控制信号将被检测电流转变为被检测电压；根据所述控制信号将所述被检测电压输入到比较器；根据所述控制信号产生基准电压；根据所述控制信号产生使所述基准电压加快恢复到预设门限值的电流；比较所述达到所述预设门限值的基准电压和所述被检测电压，输出比较结果的逻辑信号。

上述根据所述控制信号将被检测电流转变为被检测电压，根据所述控制信号将所述被检测电压输入到比较器；根据所述控制信号产生基准电压；根据所述控制信号产生使所述基准电压加快恢复到预设门限值的电流，这几个动作都受所述控制信号的控制，并行工作。

根据本发明实施例所述方法的一个进一步的方面，根据所述控制信号将被检测电压输入到比较器中包括，将所述控制信号延迟一预定时间后将所述被检测电压输入到比较器。

根据本发明实施例所述方法的再一个进一步的方面，根据所述控制信号产生使所述基准电压加快恢复到预设门限值的电流中包括，当接收到所述控制信号后，生成一脉冲信号，在该脉冲信号的有效时间内(或在所述预定时间内)产生所述使所述基准电压加快恢复到预设门限值的电流。

本发明实施例可以通过加入快速恢复单元，使得基准电压快速的恢复到预设的门限值，以提高整个电流检测装置的检测速度和准确度。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1所示为现有技术中电流检测电路；

图2所示为现有技术中另一种电流检测电路；

图3所示为现有技术中另一种电流检测电路；

图4所示为本发明实施例一种电流检测装置结构示意图；

图5所示为本发明实施例电流检测装置的进一步结构示意图；

图6所示为本发明实施例电流检测装置的详细结构示意图；

图7a所示为本发明实施例上升沿延迟单元的结构图；

图7b所示为图7a上升沿延迟单元的时序图；

图8所示为本发明实施例中延迟模块的电路图；

图9a所示为本发明实施例的窄脉冲产生模块结构图；

图9b为图9a中窄脉冲产生模块的时序图；

图10所示为本发明实施例另一电流检测装置的结构图；

图11所示为本发明实施例一种电流检测方法的流程图；

图12所示为本发明实施例与现有技术相比较的有益效果图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

如图4所示为本发明实施例一种电流检测装置结构示意图。

包括电流采样单元401，控制单元402，基准产生单元403，快速恢复单元404，比较器405。

电流采样单元401，用于根据控制信号将被检测电流转变为被检测电压。

控制单元402，用于根据所述控制信号将所述被检测电压输入到比较器405。

基准产生单元403，用于根据所述控制信号产生基准电压。

快速恢复单元404，用于根据所述控制信号产生使所述基准电压加快恢复到预设门限值的电流。

比较器405，用于比较所述达到所述预设门限值的基准电压和所述被检测电压，输出比较结果的逻辑信号。

作为本发明的一个实施例，所述控制单元402中还包括延迟单元，用于当所述控制信号变化时，延迟一预定时间将所述被检测电压输入到比较器。

作为本发明的一个实施例，快速恢复单元404还包括脉冲产生单元，用于根据所述的控制信号产生脉冲信号，所述该快速恢复单元404在该脉冲信号的有效时间内产生使所述基准电压加快恢复稳定的电流。其中脉冲信号的有效时间内是指脉冲信号的高有效电平部分或者低有效电平部分。

作为本发明的一个实施例，快速恢复单元404还可以包括计时单元，用于产生一个预设时间，所述该快速恢复单元404在该预设时间内产生使所述基准电压加快恢复稳定的电流。

通过上述的实施例，所述电流检测装置可以在启动检测的时候快速建立基准电压，并且所述基准产生电路不用一直工作，从而减少了整个电流检测装置的功耗。

如图5所示为本发明实施例电流检测装置的进一步结构示意图。

其中控制信号为NGATE；

开关管M1为N型MOS管，用于将被检测电流转变为被检测电压；电感L1与开关管M1串联，被检测电流流过电感和开关管M1。

控制单元100，用于根据所述控制信号导通或者关断所述被检测电压与比较器400的连接。

基准产生单元300，用于根据所述控制信号产生基准电压，并输入到所述比较器400。

快速恢复单元200，用于根据所述控制信号产生加快稳定所述基准电压的电流，并将所述加快稳定基准电压的电流输入所述基准产生单元300。

比较器400，将所述基准电压和所述被检测电压进行比较，并输出比较结果的逻辑信号。

控制信号NGATE连接开关管M1的栅极，NGATE为高电平时，电感L1上的电流流过开关管M1。开关管M1工作在线性区，所以开关管M1漏源两端的电压与电感L1上电流成正比。开关管M1的漏极电压和NGATE信号作为控制单元100的输入信号，控制单元100的输出连接到比较器400的正向输入端。NGATE信号作为基准产生单元300的输入，基准产生单元300产生一个基准电压，送给比较器400的反向输入端。比较器400比较采样得到的开关管M1漏极电压和基准电压。NGATE信号连接快速恢复单元200，该快速恢复单元200的输出连接到基准产生单元300。

在NGATE为低电平时，控制单元100将比较器400的正向端(Vsense)与开关管M1的漏极断开，并把Vsense拉到低电平。基准产生单元300由于所述NGATE为低电平所以关断，不产生基准电压，其输出Vref为高电平参考电源(VDD)，所以比较器400输出为低电平。

在NGATE变为高电平后，控制单元100控制延迟一段时间后，接收所述开关管M1的漏极电压作为被检测电压，并将该被检测电压(Vsense)送到比较器400的正向输入端。上述延迟是通过控制单元100中的一个延迟模块来实现的，该延迟模块仅仅对NGATE的上升沿起延迟作用，对于NGATE的下降沿不起作用。这个延迟模块的作用是：在NGATE变高的最初时刻，开关管M1的漏极电压带有噪声信号，这个时候不做电流检测，通过增加一延迟单元，等漏极电压稳定后再做电流检测。

当NGATE变高后，基准产生单元300开始工作，基准电压(Vref)突然从VDD变化到一个较低的电平，该变化会引起Vref电压的波动，Vref有一个突变到稳定的恢复过程，而Vref的恢复需要一个较长的时间。Vref恢复速度慢，就会影响电流检测的速度和精度，因此需要Vref快速恢复到稳定值。

快速恢复单元200的作用就是加快基准电压Vref恢复到稳定值的速度，用于提高比较器400对电压比较的精度和速度。

比较器400正向输入端接Vsense，反相输入端接Vref，当Vsense的值大于Vref时，比较器的输出端输出为高电平，送给DC/DC中的逻辑控制电路，以表示当前检测的电流达到了设定的门限值，该DC/DC中的逻辑控制电路使NGATE变低，控制开关管M1关断，电感结束充电。

如图6所示为本发明实施例电流检测装置的详细结构示意图。

包括电流采样单元开关管M1，控制单元100，基准产生单元300，快速恢复单元200和比较器400。

所述控制单元100包括一个上升沿延迟单元，一个反相器，一个开关管M3(N型MOS管)，一个下拉晶体管M4(N型MOS管)。开关管M3的漏极(或者为源极)连接开关管M1的漏极，其源极(或者为漏极)连接下拉晶体管M4的漏极，开关管M3的栅极连接所述经过延迟的控制信号；所述反相器输入连接开关管M3的栅极，其输出连接下拉晶体管M4的栅极；所述下拉晶体管M4的漏极连接开关管M3的源极(或者为漏极)，所述下拉晶体管M4的源极接地。

所述基准产生单元300包括一个与开关管M1匹配的匹配晶体管M2(N型MOS管)、电流镜像管对M5和M6(均为P型MOS管)、还有一个基准电流单元，其中基准电流单元用于产生基准电流Iref，M5和M6将Iref镜像并使其流过晶体管M2，在匹配晶体管M2的漏极得到需要的基准电压。其中，所述匹配晶体管M2的漏极连接镜像管M6的漏极，该匹配晶体管M2的源极接地，栅极连接所述的控制信号。

所述快速恢复单元200包括上升沿窄脉冲产生电路，一个反相器，开关管M7(P型MOS管)和电流源I1。

当NGATE为低电平时，N1为低电平，开关管M3关断，N2为高电平，下拉晶体管M4导通，Vsense变为低电平；匹配晶体管M2关断，电流镜像管M6和M5导通，但是没有电流流过电流镜像管M6，Vref为高电平VDD，比较器400输出低电平。

当NGATE变高后，控制单元100延迟一预定时间之后，将开关管M1的漏极电压(Vsense)送到比较器400的正向输入端。该延迟可以通过延迟单元来实现，也可以通过其它计时器来实现，如图7a所示为本发明实施例上升沿延迟单元的结构图，如图7b所示为图7a上升沿延迟单元的时序图，信号s1经过一个延迟模块得到信号s2，然后将s1和s2作为一个二输入与门的输入，二输入与门的输出得到信号s3，信号s3只延迟了s1的上升沿，其下降沿的时刻与s1相同，未作延迟。

上述控制单元100、基准产生单元300与比较器400正、负输入端连接关系在其他实施例中可以颠倒，比较器400最终输出的比较结果信号与上述实施例相反，而后继的逻辑控制电路的判断逻辑和控制逻辑可以与上述实施例相反。

并且，上述实施例NGATE信号的高或低控制所述开关管M1、控制单元100、快速恢复单元200、基准产生单元300导通或者关断，下拉晶体管M 4也可以为上拉晶体管，将Vsense变为高电平，在其他实施例中可以相反，本发明实施例只是说明典型示例，并未能逐一赘述所有可能的组合方式，但是所有符合本发明方案的组合、变化都在本发明的公开范围之内。

如图8所示为本发明实施例中延迟模块的电路图，在两个反相器中间插入一个RC延迟网络，根据电阻电容(RC)的大小决定充放电时间，进而决定延迟时间的大小。同样，本实施例只是实现延迟功能的一个实施例，现有技术中的其它具有上升沿或者下降沿延迟功能的模块都可以应用于本发明实施例中。

在NGATE变为高电平的同时经过延迟后，N1变为高电平，N2变为低电平，开关管M3导通，下拉晶体管M4关断，比较器400的正向输入端电压(Vsense)等于开关管M1漏极的电压。控制单元100中的延迟模块仅仅对NGATE的上升沿起延迟作用，对于NGATE的下降沿不起作用，在NGATE变高的最初时刻，晶体管M1的漏极电压带有噪声信号，这个时候不做电流检测，通过增加一延迟单元，等漏极电压稳定后再做电流检测。

当NGATE变高后，匹配晶体管M2导通，Vref突然从VDD变化到一个较低的电平。由于电流镜像管M6的漏和栅之间有一个寄生电容(通常电流镜像管M6的尺寸较大，所以寄生电容大)，Vref的电压瞬间变低，通过电流镜像管M6的漏极和栅极之间的寄生电容耦合使电流镜像管M6的栅极电压也变低，使流过电流镜像管M6的电流变大，偏离了设定的门限值(即设定的基准电流)。电流镜像管M6的栅极电位通过流过电流镜像管M5的漏极电流与Iref电流的差值缓慢的充电恢复，由于流过电流镜像管M5电流比较小，电流镜像管M6的栅电压恢复的比较慢，导致电流镜像管M6提供的基准电流也恢复较慢(指恢复到设定的门限值)。NGATE变高后，匹配晶体管M2工作在线性区，流过电流镜像管M6的电流乘以匹配晶体管M2的导通电阻等于基准电压(Vref)。因为流过电流镜像管M6的电流有一个突变到稳定的恢复过程，所以Vref电压也有一个突变到稳定的恢复过程。

快速恢复单元200的作用就是加快基准电压恢复到设定门限值的速度，用于提高比较器400比较Vref和Vsense电压的精度和速度。

所述快速恢复单元可以在控制信号NGATE变化的一个短时间内产生一个辅助基准电压Vref恢复到设定门限值的电流，该短时间可以通过计时器等方式实现，也可以通过窄脉冲产生模块实现，其中计时器可以直接与开关管M7相连接，接受控制信号NGATE控制产生一预定时间，开关管M7在该预定时间内导通，如图9a所示为本发明实施例的窄脉冲产生模块结构图，其中的延迟模块可以采用图8中的延迟模块实现，也可以使用现有技术中的其它延迟模块实现，图9b为图9a中窄脉冲产生模块的时序图，信号s1经过一个反相器得到信号s2，再对s2做一个延迟得到信号s3，然后将s1和s3作为一个二输入与门的输入，二输入与门的输出得到信号s4，信号s4的上升沿与s1的上升沿同时刻，s4脉宽的大小由延迟模块决定，作为本发明的另一个实施例，反相器和延迟模块可以调换前后顺序。

在该窄脉冲的时间内产生辅助Vref恢复到设定门限值的电流。例如，在控制信号NGATE的上升沿，上升沿窄脉冲产生模块输出一个窄脉冲，窄脉冲经过反相器反相后控制开关管M7的栅极。该窄脉冲控制开关管M7导通一段时间，在该时间内，电流源I1通过开关管M7对电流镜像管M6的栅极充电，加快电流镜像管M6栅极电位的恢复速度，使流过电流镜像管M6的电流快速恢复到稳态，最终加快基准电压恢复到设定门限值的速度。

如图10所示为本发明实施例另一电流检测装置的结构图。

在本例中与图6所示实施例的不同之处在于，在图6中的开关管由N型MOS管改用为P型MOS管，并且由于MOS管的改变造成控制信号高、低电平控制的反向，因此在控制单元100中的上升沿延迟单元变为下降沿延迟单元，在快速恢复单元200中的上升沿窄脉冲产生单元变为下降沿窄脉冲产生单元，比较器400的正、反向输入端颠倒，正向输入端输入的是基准电压，反向输入端输入的是被检测电压。其中，开关管M7导通一段时间，在该时间内，电流源I1通过开关管M7对电流镜像管M6的栅极放电，加快电流镜像管M6栅极电位的恢复速度，使流过电流镜像管M6的电流快速恢复到稳态，最终加快基准电压恢复到设定门限值的速度。

如图11所示为本发明实施例一种电流检测方法的流程图。

包括步骤1101，根据所述控制信号将被检测电流转变为被检测电压并将其输入到比较器。

步骤1102，根据所述控制信号产生基准电压。

步骤1103，根据所述控制信号产生使所述基准电压加快恢复到预设门限值的电流。

步骤1104，比较所述恢复到所述预设门限值的基准电压和所述被检测电压，输出比较结果的逻辑信号。

上述方法的步骤1101至1104并行进行，并都受所述控制信号控制。

作为本发明的一个实施例，步骤1101中包括，将所述控制信号延迟一预定时间后将所述被检测电压输入到比较器。

作为本发明的一个实施例，步骤1103中包括，当接收到所述控制信号后，生成一脉冲信号(或计时单元开始计时)，在该脉冲信号的有效时间内(或计时单元产生的一预定时间内)产生所述使所述基准电压加快恢复到预设门限值的电流。

通过上述实施例，所述电流检测装置可以在启动检测的时候快速建立基准电压，并且所述基准产生电路不用一直工作，从而减少了整个电流检测装置的功耗。

如图12所示为本发明实施例与现有技术相比较的有益效果图。

如图中所示，应用本发明实施例可以使得Vref更加快速的恢复到设定的门限值。

本发明的有益效果在于，通过加入快速恢复单元，使得基准产生单元产生的基准电压能够更加快速的恢复到设定的门限值，从而加快电流检测的速度和提高电流检测的准确性，并且对现有的电流检测装置改动小，成本低，效果明显。

本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法中的全部或部分流程，可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的程序可存储于一计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，可包括如上述各方法的实施例的流程。其中，所述的存储介质可为磁碟、光盘、只读存储记忆体(Read-On ly Memory，ROM)或随机存储记忆体(Random Access Memory，RAM)等。

以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (11)

1.一种电流检测装置，其特征在于包括：

电流采样单元，用于根据控制信号将被检测电流转变为被检测电压；

控制单元，用于根据所述控制信号将所述被检测电压输入到比较器；

基准产生单元，用于根据所述控制信号产生基准电压；

快速恢复单元，用于根据所述控制信号加快所述基准电压恢复到预设门限值的速度；

比较器，用于比较所述恢复到所述预设门限值的基准电压和所述被检测电压，输出比较结果的逻辑信号。

2.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述电流采样单元包括第一开关管M1，所述被检测电流流过第一开关管M1，该第一开关管M1根据所述控制信号将所述被检测电流转变为所述被检测电压并输送到所述控制单元。

3.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述控制单元中包括：

延迟单元，用于当所述控制信号变化时，将所述控制信号延迟一预定时间；

第二开关管M3，根据所述经过延迟的控制信号来控制第二开关管M3的栅极，使第二开关管M3关断或者导通，导通时将所述被检测电压输入所述比较器。

4.根据权利要求3所述的装置，其特征在于，所述控制单元还包括：

第一反相器，输入连接所述经过延迟的控制信号，输出连接下拉管M4的栅极，用于将所述经过延迟的控制信号反相；

下拉管M4，用于根据所述第一反相器的输出导通或者关断，当导通时，将所述输入到所述比较器的被检测电压下拉到低电平或者上拉到高电平。

5.根据权利要求2所述的装置，其特征在于，所述基准产生单元包括：

基准电流单元，用于产生基准电流；

一对电流镜像管，用于基准电流的镜像；

一个与所述第一开关管匹配的匹配晶体管M2，用于根据所述的控制信号控制匹配晶体管M2的栅极，使匹配晶体管M2导通或者关断，关断时，M2阻值无穷大，导通时，提供一个和所述第一开关管的导通电阻成比例的导通电阻；

所述电流镜像管镜像所述基准电流，并使该基准电流流过所述匹配晶体管M2产生所述基准电压，并将该基准电压传送到所述比较器。

6.根据权利要求5所述的装置，其特征在于，快速恢复单元包括：

脉冲产生单元，用于根据所述的控制信号产生脉冲信号，所述该快速恢复单元在该脉冲信号的有效时间内产生用于加快使所述基准电压恢复到预设门限值的电流；

第二反相器，将所述脉冲产生单元产生的脉冲反相，输入到第三开关管M7的栅极；

所述第三开关管M7，在所述脉冲的有效时间内控制电流源对所述基准产生单元的电流镜像管的栅极进行充电或放电；

电流源，用于提供充电电流或放电电流。

7.根据权利要求5所述的装置，其特征在于，快速恢复单元包括：

计时单元，用于根据所述的控制信号产生一预定时间；

第三开关管M7，在所述计时单元产生的预定时间内控制电流源对所述基准产生单元的电流镜像管的栅极进行充电或放电；

电流源，用于提供充电电流或放电电流。

8.根据权利要求3或6或7所述的装置，其特征在于，所述延迟单元和脉冲产生单元，或所述延迟单元和计时单元均在所述控制信号的上升沿或者下降沿使能。

9.一种电流检测方法，其特征在于包括：

根据所述控制信号将被检测电流转变为被检测电压；

根据所述控制信号将被检测电压输入到比较器；

根据所述控制信号产生基准电压；

根据所述控制信号产生使所述基准电压加快恢复到预设门限值的电流；

比较所述恢复到所述预设门限值的基准电压和所述被检测电压，输出比较结果的逻辑信号。

10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，根据所述控制信号将被检测电压输入到比较器中包括，将所述控制信号延迟一预定时间后将所述被检测电压输入到比较器。

11.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，根据所述控制信号产生使所述基准电压加快恢复到预设门限值的电流中包括，当接收到所述控制信号后，生成一脉冲信号或者一预定时间，在该脉冲信号的有效时间内或者在所述预定时间内产生所述使所述基准电压加快恢复到预设门限值的电流。

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