CN100350734C - 两相电动机中的电流感应 - Google Patents

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Abstract

一种用于通过单一传感器测量两个电动机相位的电流的方法和装置，其中两个相位是由第一和第二组开关来驱动的，在PWM信号的控制下驱动各自的电动机第一和第二相位。第一步骤(100)包括读取每个绕组驱动电流的占空比。接下来的步骤配置(104、110、114、116、118)PWM信号来提供至少一个定时窗，其中驱动至少一个电动机绕组，而不驱动另一绕组，并且提供驱动电动机第一绕组和第二绕组的脉冲宽度调制信号之间的大约一半周期的相对定时偏置。接下来的步骤(90)包括通过配置的PWM信号选通开关。下面的步骤(95)包括通过单一传感器采样所述至少一个绕组的电流。

Description

两相电动机中的电流感应
技术领域
本发明一般涉及两相电力设备(诸如两相电动机)，更具体涉及用于通过单独的电流传感器测量两个电动机相位的每个相位中的电流的改进步骤。
背景技术
两相电动机(诸如永磁同步电动机和感应电动机)可用于许多应用中，用来协助机械系统提供电力。已知使用脉冲宽度调制信号来控制两相电动机中的相绕组电压。脉冲宽度调制信号施加到反相器或一系列开关器件，其中反相器或一系列开关器件连接电动机的相绕组到直流(DC)电源(诸如电池)的正、负接线端。该反相器包括上面一组的四个开关和下面一组的四个开关。
为了充分地控制电动机和最小化转矩脉动(torque ripple)，需要测量流过每个相绕组的电流。每个相位中测量的电流都被提供给控制器，用来生成脉冲宽度调制信号。为了测量电流，已知使用电阻串联每个相绕组。测量每个电阻上的压降来确定每个相位的电流。这类系统的缺点在于需要两个电流传感器，两个相绕组各一个，还需要两个测量电路。这些现有的配置使用霍尔效应传感器或者分流器，这都会很昂贵。而且，霍尔效应传感器由于传感器准确度、放大偏置、增益和线性性、以及温度和老化偏移而具有不同的响应特性，这将会造成生成转矩脉动的两个电流通道之间的失配。而对于分流器或任何其他电流传感器还需要放大级。而且，两相电动机中的公共模式噪声抑制问题没有得到解决。
还已知使用单一电阻来执行测量通过Y型连接的三相电动机的每个相位的电流的功能。单一的电阻位于DC电源和反相器或一系列开关器件之间的DC链路上的电动机绕组外。根据开关的状态和操作的周期，可由单一电阻测量或计算通过相位的电流。具体地说，在Y型连接三相电动机中，流过电动机所有相位的所有电流之和为零，因此通过已知流过一个或两个相位的电流，就可以确定流过剩余相位的电流(除非Y型连接电动机具有接地的中心点或电动机有故障)。但是，这个解决方案并不适用于没有公共绕组连接的两相电动机。
还已知闭合上组开关器件或下组开关器件，由此在需要阻尼或制动时使电动机绕组中的电流一起再循环。制动用来阻尼不想要的机械系统振荡，还用来降低机械系统的速度。例如，机械谐振或失调从机械系统可能反馈到电动机中。其自身不希望的机械谐振不仅不稳定，而且这些谐振会产生电动势(EMF)，可导致电动机中的过量电流。在阻尼模式中，闭合开关允许电流在电动机绕组内循环，以充当制动来对抗机械谐振所引起的任何运动，由此帮助恢复稳定性。但是，电流在该模式中的电动机绕组内的内部循环不能由单一外部电阻所测量，因为该电阻不在载流循环中。因此，电动机绕组内的电流不能被测量，所以也不能被修改或控制。
数字信号处理器(DSP)近来的发展使得允许使用更先进的脉冲宽度调制方案，诸如空间向量脉冲宽度调制(下文称为“SVPWM”)。在3相系统中使用SVPWM的一个显著优点在于，与传统已知的正弦脉冲宽度调制方案相比，它能够提供更多的输出电压。但是，其缺陷在于，SVPWM需要更复杂的机制来产生施加给反相器的PWM信号。通过单个DC链路电流传感器测量全相位电流的主要挑战在于具有这样的情况，其中，在SVPWM操作期间不能对全相位电流进行采样。一种情况是电压空间向量的幅度非常小。另一种情况是电压空间向量落在另一活动向量上。
因此，需要一种改进的技术来使用单一电流传感器监控两相设备中的电流。如果能够提供公共模式噪声抑制，将十分有利。而且，希望该技术不需要任何附加的硬件需求，由此提高可靠性并节约成本。
发明内容
根据本发明第一方面，提供一种用于通过单一传感器为两个电动机相位测量电流的方法，驱动电流到两个相位，通过第一组上、下开关切换来驱动电动机的第一相位，通过第二组上、下开关切换来驱动电动机的第二相位，开关受到多个脉冲宽度调制信号的控制，所述方法包括步骤：读取到各自绕组的每个驱动电流的占空比；配置脉冲宽度调制信号，用以提供至少一个定时窗，其中驱动一个电动机绕组，而同时不驱动另一绕组，并且用以提供驱动电动机第一绕组和第二绕组的脉冲宽度调制信号之间的一半周期的相对定时偏置；使用来自配置步骤的配置的脉冲宽度调制信号来选通第一和第二组开关；在所述至少一个定时窗期间采样所述驱动的绕组的电流。
根据本发明第二方面，提供一种用于通过单一传感器测量两个电动机相位的电流的装置，所述装置包括：脉冲宽度调制控制器；第一组上、下开关，用来驱动电动机第一相位，第一组开关受来自所述脉冲宽度调制控制器的多个脉冲宽度调制信号的控制；第二组上、下开关，用来驱动电动机第二相位，第二组开关受来自所述脉冲宽度调制控制器的多个脉冲宽度调制信号的控制。所述脉冲宽度调制控制器用于选通第一和第二组开关以提供驱动电动机第一绕组和第二绕组的脉冲宽度调制信号之间的一半周期的相对定时偏置，所述控制器配置脉冲宽度调制信号以提供至少一个定时窗，其中，驱动一个电动机绕组，而同时不驱动另一个绕组。所述装置还包括电流传感器，用于在所述至少一个定时窗期间采样所述驱动的绕组的电流。
附图说明
本发明被认为新颖的特征在权利要求书中详细阐述。通过参考后面的描述，并结合附图，可以最好地理解本发明及其目标和优点，在附图中，相似的参考标号标示相同的元素，其中：
图1是根据本发明的系统框图，具有电源、反相器或开关电路、和两相电动机；
图2是反映图1开关的不同可能开关状态的表；
图3是图2的电压空间向量图；
图4是用于两相电动机的现有技术PWM开关机制的图形表示；
图5-10是根据本发明的各种PWM的实施例的图形表示；
图11是根据本发明、用于测量两相电动机的电流的流程图；和
图12是根据本发明的另一PWM实施例的图形表示。
本发明可进行各种修改或出现为另外的形式，这里通过示例附图示出具体实施例并将在此进行详细描述。但是，应该理解，本发明不希望限于这里所公开的特定形式。相反地，本发明希望涵盖落入权利要求书中所述的本发明的宽泛范围内的所有的修改、等价或替换。
具体实施方式
本发明描述一种改进的步骤，用于使用单个外部电流传感器测量流过在系统中两相设备的每个相位的电流。有利的是，不需要任何附加硬件来实现发明。因为传感器位于DC链路电流路径中，不会有任何公共模式噪声抑制问题。两相电动机，诸如永磁同步电动机，可用作电力机械系统的一部分。为了说明和描述的目的，将使用用于汽车用途的两相电动机的步骤应用的例子。两相电动机，诸如永磁同步电动机，可用作汽车中的电力转向系统的一部分。但是，本发明不限于两相电动机，还可适用于不共享公共绕组连接的其他两相设备甚至多相设备，诸如两个DC电动机。
现在参看附图，将解释两相电动机的系统例子的使用。参看图1，显示了系统20，其通常具有电源22、反相器或开关电路24、和电动机26。对于汽车应用，电源22可能是具有正接线端28和负接线端30的汽车DC电池。负接线端30也可以是接地连接。电动机26可以是具有两个不耦合的相绕组W1和W2的电动机，这两个相绕组驱动电动机相位上差90度，当然，也应该认识到，每个绕组可包括多个极点并且也可以驱动电动机在各种不同的角度关系。应该认识到，本发明也可适用于不共享公共连接或神经系统的多个绕组。这样的电动机可包括，例如，永磁同步电动机或感应电动机。
反相器或开关电路24包括四组开关器件，电动机26的每个相绕组的每端各一组。第一组开关器件Sah(开关A高)、Sal(开关A低)能够提供电压Va给第一相绕组W1的一端，第二组开关器件Sbh(开关B高)、Sbl(开关B低)能够提供电压Vb给第一相绕组W1的另一端。则对绕组W1的驱动为Va-Vb或者Vab。类似地，第三组开关器件Sch(开关C高)、Scl(开关C低)能够提供电压Vc给第二相绕组W2的一端，第四组开关器件Sdh(开关D高)、Sdl(开关D低)能够提供电压Vd给第二相绕组W2的另一端。则对绕组W2的驱动为Vc-Vd或者Vcd。相同反相器管腿上的上下器件不被允许同时导通，以防止击穿电流。例如，Sah(开关A高)和Sal(开关A低)从来不会一起导通。典型地，Va和Vc(或者Vb和Vd)的幅度在相应上器件导通时约为V_batt，在相应下器件导通时为0V。因此，Vab和Vcd的幅度约为V_batt或者0伏特。图中显示的Vab和Vcd的幅度就是一个例子。对于两相AC电动机，这两个绕组是由正弦电压驱动的。
每组开关器件都具有上组开关器件Sah、Sbh、Sch、Sdh，连接到电源22的正接线端28，还具有下组开关器件Sal、Sbl、Scl、Sdl，连接到电源22的负接线端30。每个开关器件由PWM控制器34独立地驱动。每组内开关器件的开合允许电动机26的相绕组W1和W2的每端连接到电源22的正接线端28或负接线端30。这允许电压Vab或Vcd分别施加到电动机26的相应相绕组W1或W2。流过每个相绕组W1或W2的电流在图1中由相应的变量i1或i2分别表示。
如下面将更加详细解释的那样，本发明使用SVPWM信号来控制开关器件。PWM控制器34用来产生PWM信号到每个开关器件。控制器34根据电流传感器32所提供的电流测量产生PWM信号。应该认识到，电流传感器32可以与放大器、采样和保持电路、模数转换器等相关联，从而提供模拟或数字信号给指示电动机26的测量相位中的电流的控制器。控制器34可以包括数字处理器和存储器来储存具有控制算法的软件。数字处理器根据软件中实现的控制算法来提供PWM信号。用于本发明的具有数字处理器的合适控制器34可以从摩托罗拉公司获得，例如作为56F83xx系列的一部分。该部分是数字信号处理器(DSP)控制器，包括闪存存储器，用来储存软件。另外，控制器34可包括具有外部存储器(未示出)的DSP处理器。
各种开关器件可用于开关电路24。例如，开关器件可以是电力晶体管，诸如IGBT、电力MOSFET、和双极晶体管。然后将PWM信号施加到电力晶体管的栅极或基极。重要的是，每个开关器件能够通过施加以PWM信号而断开或闭合(或者切断或导通)。开关通常是由PWM信号控制的，但是更重要的是，它们正在产生PWM相位电压给电动机绕组。
为了充分控制电动机26和最小化转矩脉动，需要测量或者知道变量i1和i2的电流。在一个实施例中，单一电流感应器件32位于电源22和开关电路24之间的DC链路之上。特别地，电流感应器件32位于开关电路24的下开关器件Sal、Sbl、Scl、Sdl与电源22的负接线端30之间。电流感应器件32可以是传感器，测量电阻上的压降。电流感应器件32可能能够根据公知方法将测量的压降转换成通过DC链路的电流(表示为i_dc_link)。电流传感器32可以在负轨(rail)上(如所示)或者在正轨上。另外，从传感器32测量的压降可以提供给控制器34，控制器34可以将感应的压降转换成电流。
高和低组开关器件的每个开关器件与另一开关器件互补。例如，可以通过使开关Sah导通、使Sal停止导通而使绕组W1的一端上的电压Va是开启的，或者通过使开关Sah停止导通、使Sal开始导通而使Va是关闭的。电压Vb、Vc和Vd可以以相同方式进行控制。但是，所有电压Va、Vb、Vc和Vd都可以相互独立地进行操作。
对于两相电动机系统，这导致十六种可能的开关状态。图2中所示的表格将这十六种可能的开关状态反映为向量。表中第一列表示第一组开关器件Sah、Sal的状态(开/合)。表中第二列表示第二组开关器件Sbh、Sbl的状态(开/合)。表中第三列表示第三组开关器件Sch、Scl的状态(开/合)。表中第四列表示第四组开关器件Sdh、Sdl的状态(开/合)。第五和第六列反映这十六个向量状态。第七列反映通过DC链路的电流(i_dc_link)与通过相绕组W1和W2的电流i1和i2之间的关系。在这十六种可能的开关状态中，有十二种活动的向量状态，其中电流将流过DC链路，还有四种零状态(0000，1100，0011，1111)，其中很少有或没有电流将流过DC链路并且只登记DC偏置电流。如所看到的，有许多电动机驱动状态，其中绕组W1或W2的各自电流不能在DC链路上测量，而只能是这两个的组合。例如，向量1001包括i1-i2的组合。
本发明使用PWM信号来控制开关器件的状态。通过控制开关器件的状态，可以将所需的相位电压施加到电动机的相绕组W1和W2。
图3显示了用于PWM操作的典型反相器电压空间向量图。反相器图被分为四部分I-IV。当反相器或开关电路驱动电动机时，电压空间向量Vαβ将以与电动机相同的速度旋转。电压空间向量将落入四个部分之一或者落在活动向量之一上。如果电压空间向量落入一个部分中，选择两个相邻的向量。例如，图3示出了部分I内的电压空间向量Vαβ。电压空间向量Vαβ能够用两个相邻的向量V1’和V2’以下面的关系表示：
Vαβ＝V1’+V2’                          (1)
V1’＝V1*(t1/Tp)                           (2)
V2’＝V2*(t2/Tp)                           (3)
在上述关系式中，t1是第一时间周期，其中施用向量V1；t2是第二时间周期，其中施用向量V2；Tp是全脉冲宽度调制周期(通常为五十毫秒)。电压空间向量Vαβ的幅度可以由调制索引描述。
参看图4，显示了自然对称的PWM信号的定时图。每个定时图显示了施加到开关器件以在电动机绕组W1和W2上产生对应于单个脉冲宽度调制周期Tp上电动机两个相位的电压Va、Vb、Vc、Vd的电压脉冲序列。脉冲定时是由工作在不同门限42的简单斜坡信号40驱动的。例如，上升斜坡信号上的Vc门限将去除电压Vc。门限Va、Vb和Vd以这个对称方式类似地工作。在这个例子中，绕组W1在周期中是空闲的，即Vab＝0(Va-Vb＝0)，绕组W2是由周期Tp上的四分之二的正电压Vcd驱动的。
在脉冲宽度调制方案中，脉冲宽度调制信号不是恒定的。相反地，信号在周期的一部分是通的，在另一个部分是关的。在图4中，电压脉冲序列的高状态指示上开关器件Sah、Sbh、Sch、Sdh闭合(对应的下开关器件Sal、Sbl、Scl、Sdl由相应的相反电压脉冲序列(未示出)断开)。电压脉冲序列的低状态指示上开关器件Sah、Sbh、Sch、Sdh断开(对应的下开关器件Sal、Sbl、Scl、Sdl由相应的相反电压脉冲序列(未示出)闭合)。电压脉冲序列的模式是以代表半脉冲宽度周期tp的中心轴对称的。
在图4的底部，显示了对应的向量(来自图2)。在这个例子中，选取任何采样点S1-S4来确定绕组W2中的电流i2(向量0010或1110)，但是不可能独立地找到绕组W1中的电流i1，因为没有向量单独包含i1。事实上，在向量0000和1111期间，没有电流流过DC链路(零向量状态)。但是，在时间周期Tp的一半，施用了活动向量V2。换句话说，在向量0010和1110期间，电流将流过DC链路。如果向量0010或1110的时间周期足够长的话，通过相应绕组的电流可以被测量或采样(S1-S4)。典型地，获得准确采样测量的时间周期约为两毫秒，优选取脉冲宽度的中间。因此，需要大约四毫秒的采样窗。
图5显示了一个对获得包括脉冲序列偏移的i1和i2测量的问题的解决方案。这可以通过在所示的PWM周期期间操作Va和Vb的开关门限来完成。例如，门限Va1用来施加电压Va，门限Va2用来去除电压Va。类似地，门限Vb1用来施加电压Vb，门限Vb2用来去除电压Vb。在此情况中，可以在向量1000期间取采样S1(或者在向量0111期间取采样S3)来确定i1，以及取采样S2或S4来确定i2，如前所述。但是，在这个解决方案中，非常难以管理四个PWM输出和改变门限。
图6和7显示了对消除图5的解决方案内在的问题的进一步的解决方案，其通过使用相位接地方法(图6)然后引入小活动状态(图7)来测量从而实现。相位接地是通过接通对应的下器件来选择零向量合成的向量0000。其优点在于，减少了开关及其内在的开关损耗。此外，降低了绕组之间的任何耦合干扰，并且不需要使用门驱动，具有100％的占空比。如图6所示(并参看图4)，仅有的非零活动向量是Vc。其他向量Va、Vb和Vd是零向量。结果，Va、Vb和Vd是虚地(即，相位接地)，但是对电动机的驱动实质上与图4所示相同。但是，仍旧需要在PWM周期期间改变开关门限。因此，希望将Vc通状态合并为一个(箭头)，其中，可以为斜坡信号维持单一Vc门限，最小化开关量。如前所述，i2可以在S1再次采样，但是i1仍旧不能被采样。
在相位接地之后，一个或多个向量可以人造地引入来测量i2，如图7所示。在此情况中，两个向量引入到图6的0010向量内(在合并Vc通状态之后产生)。这两个引入的向量属于最小的时间周期(例如四毫秒)，足够提供准确测量。如采样S2所示，接通Va(关闭Vb)以驱动通过W1的电流i1，以使采样可以被测量。但是，如图2所示，Va通就将导致1010向量，其不会隔绝i1。但是，可以注意到，1011向量将隔绝i1来测量。因此，Vd可以在采样S2接通。只要Vc通的时间展开使得Vcd(Vc-Vd)的全部的通的时间保持相同，这可以实现。在采样S2期间，电流+i1引入到绕组W1。为了平衡这个输出，以使通过周期维持预期的平均值Vab＝0，等价的-i1电流被引入(如采样S3所示)。在这种情况中，Va开关断开(从向下到向上改变斜指示)，Vb开关接通(也是从向下到向上改变斜指示)，而Vd剩下为接通，得到的0111向量提供绕组W1中的-i1电流。结果，i1＝(S3+S2)/2。只要Vcd接通与图4和6相同的量，这个表示基本上就等价。采样S1或S3可以如前所述用于测量i2。但是，在这个例子中，应该注意，在非常短的时间内有很多采样和开关要做，这会引入绕组和开关问题之间的耦合效应。
因此，在优选实施例中，绕组之间的活动状态和采样被彼此去除。这可以通过提供两个180度分隔的PWM斜坡信号来完成，如图8所示。这个实施例有若干优点。第一，只需要一个W2活动向量，减少了开关损耗。第二，活动状态被很好地分隔，不仅减少潜在绕组耦合，还为活动向量加宽(如电动机驱动所需)提供了空间，而不会干扰，即增加了动态范围。此外，采样点可以保持固定。结果，这个实施例向准确的两相电动机测量提供了单一的电流传感器来满足两相电动机的所有轻度和中度占空比需求。尽管显示了平均值Vab＝0的特殊例子(W1基本上空闲)，应该认识到，如果驱动了W1，这是典型情况，则i1可以仍旧轻易离开i2而测量(如下面的图9所示)，只要W1和W2状态不重叠。在重度负荷需求下，绕组的活动状态可以延伸到PWM周期的大多数或所有占空比，即，到一个或两个绕组的驱动电压可能被迫在大多数或所有PWM周期期间接通，导致活动状态重叠。在此情况下，图8的解决方案可能不能够提供每个绕组的隔绝的电流测量。
图9显示了重负荷下重叠活动状态的两相电动机(一起显示了两个斜坡)。在所示的例子中，驱动W2占大部分占空比。只要W2为采样S2断开足够的时间量(至少四毫秒)，则在向量1000期间可以准确地测量i1，在采样S4期间的任意时间可以测量i2。但是，如果采样S2的周期小于足够量(例如四毫秒)，则不能做出i1的准确测量。但是，甚至在这种重负荷实施例中，本发明提供了一种技术，其中可以确定i1。具体地说，i1+i2的总电流，由于施加的向量1010，可以在采样点S1或S3来测量。由于i2可以在S4确定，则i1可以从i1＝S1-S4或者i1＝(i1+i2)-i2中计算出来。
应该注意到，不希望两个电动机绕组以100％的占空比驱动，因为会发生电动机饱和，PWM系统会不再提供合适的电动机控制。因此，优选的是，电动机控制算法将限制电压输出以保证两个活动电压向量都不能在100％的占空比。具体地说，系统提供了将在少于100％并优选为100％-最小采样窗(即，50毫秒-4毫秒＝46毫秒)来驱动至少一个绕组，这个比例在下文中称为Wmax。最小采样窗在下文称为Wmin。
类似地，当使用PWM信号时如果任何(或两个)采样周期用于活动向量的时间周期非常小或者不存在的话，将可能会出现问题。当用于活动向量的采样周期非常小或者不存在时，系统不能够测量通过电动机中绕组的至少两个相位的电流。图10显示了非常轻度负荷情况，其中绕组之一供电非常短的时间(例如少于4毫秒)，其中可以获得准确采样。在此情况中，可使用某些类似于图7实施例的东西，其中向量之一(0010)被加宽，而通过驱动Vd，引入了人造向量(0001)，以平衡加宽短向量所引起的电流不公平。
对于图10所示的例子，如果假定Vc用于活动状态向量0010的接通时间只有3毫秒的话，则已知不能够获得S3的准确采样。一个解决方案将是把Vc接通时间扩展另一毫秒(箭头)，并施加平衡一毫秒Vd接通时间(如采样S4所示)。但是，非常难以控制PWM系统中的一毫秒脉冲。优选的是，Vd接通时间也是至少4毫秒以便更好控制。这就需要采样S3不仅扩展额外的一毫秒，而是要额外的四毫秒(总共7毫秒)。这不仅提供了更加稳定的操作，而且新的0010和0001向量的出现允许选取至少两个采样(S2、S4)并且对于更加一致的测量结果为电流i2进行平均。
如所能认识到的，对于驱动与W1和W2的活动向量有关的两相位电动机来说有许多可能的情况。因此，本发明考虑到了这些不同的情况。如下面更详细解释的那样，根据特定的情况，PWM信号以特定的方式施加，从而允许足够采样窗(或时间周期)来测量DC链路上传感器上的电流。为了确保有效DC链路电流测量的足够采样窗，识别每种情况，然后由系统的控制器根据所识别的情况对PWM信号做出合适的偏移或修改。
在所有上述实施例中，可以对于零放大校准测量0000向量或零电压向量，并且考虑电阻和放大器温度系数偏移。
通常，参看图11，本发明描述了一种用于由单一传感器测量两相电动机的每个相位中的电流的方法，该电动机由从控制器接收脉冲宽度调制信号的多个开关器件控制。第一步骤80包括提供两个斜坡信号用于脉冲宽度调制控制器以便控制开关。斜坡信号大约占一半相位周期，第一斜坡信号用于控制第一组开关，第二斜坡信号用于控制第二组开关。双斜坡信号确保用于控制一个绕组的脉冲的分布大约是PWM周期的一半，远离另一绕组的脉冲分布。
接下来的步骤90包括使用各自的斜坡信号来选通第一和第二组开关。这导致第一电压脉冲序列Vab和第二电压脉冲序列Vcd，分别与电动机的两个绕组W1和W2相关联。Vab和Vcd脉冲序列提供了驱动第一和第二电动机绕组的脉冲宽度调制信号之间的大约一半周期的相对定时偏置。
接下来的步骤包括为一个脉冲宽度调制周期从电动机驱动控制中读取100脉冲宽度调制信号的调制索引(即，占空比)。换言之，该步骤为第一绕组读取第一驱动信号的第一占空比，为第二绕组读取第二驱动信号的第二占空比。方法随后使用调制索引来确定何时、如何修改电压脉冲序列。第一和第二采样窗是在周期的脉冲序列内定义的可允许选取特定电流测量的时间周期。优选地，在采样窗的中间选取测量采样。为了充分的电流测量，这些窗应该大于最小窗Wmin。为了控制的目的，这些窗中的至少一个应该小于100％-Wmin或Wmax。接下来的步骤包括配置104、110、114、116、118脉冲宽度调制信号的定时以便提供至少一个定时窗，其中驱动至少一个电动机绕组而不驱动另外的绕组，以使单一电流传感器可以在该至少一个定时窗期间采样该至少一个绕组的电流。
在第一实施例104中，当第一和第二采样窗都小于最小采样窗(导致无重叠)102时，人造电压向量被引入，增加Vab和Vcd的采样周期，从而提供足够的采样时间。例如，对于Vab，人造的和相邻的向量1000和0100被引入来提供i1的至少一个采样(如在图8中对Vab演示的)。还有一种情况是Vab不存在(Vab具有零占空比)，人造向量1000增加到现存1000向量，向量0100相邻放置(类似于在图10中对Vcd的演示)。对于Vcd，人造和相邻向量0010和0001向量被引入来增加采样周期，从而提供i2的至少一个采样周期(类似于在图8中对Vab的演示)。还有一种情况是Vcd不存在(Vcd具有零占空比)，人造向量0010增加到现存0010向量，向量0001相邻放置(类似于在图10中对Vcd的演示)。
在第二实施例110中，当两个采样窗都大于Wmin 106，且这两个采样窗都小于Wmax 108时，人造向量需要被引入，因为i1和i2是隔绝的，能够被独立采样。例如，对于Vab，i1可以在向量1000期间采样(如图10中对Vab的演示)，对于Vcd，i2可以在向量0010期间采样(如图8中对Vcd的演示)。
在第三实施例中114，当两个采样窗都大于Wmin 106，且第一采样窗大于Wmax、第二采样窗小于Wmax 108时，不能获得第一采样的电流，但是自身能够获得第二采样的电流。在此情况中，第一采样将包含绕组电流的和，将第二电流从这个和中减去以获得第一电流(如图9中所演示的)。
在第四实施例116中，当第一采样窗小于Wmin，第二采样窗大于Wmin 106，且两个采样窗都小于100％-3*Wmin(下文称为Wmax3)112时，对第一采样窗引入人造向量(例如Vcd)以提供足够采样时间。例如，对于Vcd，人造、延伸(3x)和相邻的向量0010和0001向量可以被引入来增加采样周期，从而为i2提供至少一个采样(如图10所演示的)。对于Vab，人造、延伸(3x)和相邻的向量1000和0100向量可以被引入来增加采样周期，从而为i1提供至少一个采样(如图10对Vcd所演示的)。
在第五实施例118中，当第一采样窗小于Wmin，且第二采样窗大于Wmin 106，至少一个采样窗大于100％-3*Wmin 112时，对第一采样窗引入人造向量(Vcd)以提供足够采样时间。例如，对于Vab小于Wmin，人造和相邻向量1011和0111向量被引入来增加采样周期，从而为i1提供至少一个采样(如图7演示，其中W2-11向量与两个活动W1向量一同引入)。用包含电流和的第二采样减去该采样，以获得i2的采样。如图12所示，i1＝((S1-i2)-(S2-i2))/2，因此i1＝(S1-S2)/2。另外，另一选择是创建子情况，其中W2空向量(11)仅与两个引入的W1向量之一相对准。
在一个优选实施例中，本发明还提供了用于电动机的异常操作的技术。例如，如果绕组之一短路(或者相关开关短路)并且关闭，电动机的切断(breaking)转矩将仅仅来自自由旋转机构、再循环电流。但是，仍旧有可能使用公共分流电流传感器来从其他好的绕组读取电流。此外，希望控制器结合了控制器和电力级之间的延迟补偿。这将提供对这些级之间的传播延迟的补偿。
在上述实施例之一之后，根据确定的占空比，接下来的步骤90包括根据上述所选实施例的修改使用各自的斜坡信号选通第一和第二组开关。最终的步骤95包括在所限定的采样窗中采样至少一个绕组中的电流，以确定两个绕组中的电流，如先前详细描述的。
本发明描述的是一种改进的步骤，用来通过电动机外部的单一电流传感器测量两相设备中的电流。上述步骤根据特定情况修改了现存的PWM操作。步骤包括在非常短周期内监控电动机相位中的电流。应该认识到，除FET之外，可以使用开关器件。但是，在该情况中，增加外部二极管以复制FET体二极管，从而使本发明的操作与具有FET的操作相同。
本发明的上述描述只是示例性的，不想限制本申请的任何授权专利的范围。例如，本讨论使用了两相电动机。本发明还可适用于其他分立的设备、两相设备或者多相设备，其中使用脉冲宽度调制。本发明仅仅受到权利要求书的宽泛范围的限制。

Claims (10)

1.一种用于通过单一传感器为两个电动机相位测量电流的方法，驱动电流到两个相位，通过第一组上、下开关切换来驱动电动机的第一相位，通过第二组上、下开关切换来驱动电动机的第二相位，开关受到多个脉冲宽度调制信号的控制，所述方法包括步骤：
读取到各自绕组的每个驱动电流的占空比；
配置脉冲宽度调制信号，用以提供至少一个定时窗，其中驱动一个电动机绕组，而同时不驱动另一绕组，并且用以提供驱动电动机第一绕组和第二绕组的脉冲宽度调制信号之间的一半周期的相对定时偏置；
使用来自配置步骤的配置的脉冲宽度调制信号来选通第一和第二组开关；和
在所述至少一个定时窗期间采样所述驱动的绕组的电流。
2.如权利要求1所述的方法，其中，在配置步骤中，从至少一个绕组的上组开关的脉冲宽度调制信号中减去到所述至少一个绕组的下开关的脉冲宽度调制信号，以提供电动机绕组的虚拟相位接地。
3.如权利要求1所述的方法，还包括补偿脉冲宽度调制信号的传播延迟的步骤。
4.如权利要求1所述的方法，其中，如果配置步骤在所述周期期间能够只提供一个定时窗来提供一个绕组采样，所述采样步骤包括子步骤：
在所述定时窗期间采样第一绕组电流；
在另一定时窗期间采样两个绕组的组合电流；和
用组合电流减去第一绕组电流，以确定第二绕组电流。
5.如权利要求1所述的方法，其中，配置步骤包括在所述定时窗期间引入第一活动电压向量，其中，只有一个绕组电流可以被测量。
6.如权利要求5所述的方法，其中，配置步骤包括将定时窗的大小增加到三倍以获得更准确的电流采样测量的子步骤。
7.如权利要求5所述的方法，其中，配置步骤包括在所述定时窗期间引入第二活动电压向量，以使在所述定时窗的一个活动电压向量期间可以测量这一个绕组中的正电流，在所述定时窗的另一活动电压向量期间可以测量这一绕组中的负电流。
8.一种用于通过单一传感器测量两个电动机相位的电流的装置，所述装置包括：
脉冲宽度调制控制器；
第一组上、下开关，用来驱动电动机第一相位，第一组开关受来自所述脉冲宽度调制控制器的多个脉冲宽度调制信号的控制；
第二组上、下开关，用来驱动电动机第二相位，第二组开关受来自所述脉冲宽度调制控制器的多个脉冲宽度调制信号的控制，
所述脉冲宽度调制控制器用于选通第一和第二组开关以提供驱动电动机第一绕组和第二绕组的脉冲宽度调制信号之间的一半周期的相对定时偏置，所述控制器配置脉冲宽度调制信号以提供至少一个定时窗，其中，驱动一个电动机绕组，而同时不驱动另一个绕组；和
所述电流传感器，用于在所述至少一个定时窗期间采样所述驱动的绕组的电流。
9.如权利要求8所述的装置，其中，如果所述控制器在电流传感器的周期期间能够只提供一个定时窗以提供一个绕组采样的话，所述电流传感器在所述定时窗期间采样第一绕组电流，在另一定时窗期间采样两个绕组的组合电流，然后所述控制器用组合电流减去第一绕组电流来确定第二绕组电流。
10.如权利要求8所述的装置，其中，所述控制器在所述定时窗期间引入第一活动电压向量，其中只有一个绕组电流可以被采样。
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Families Citing this family (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7414425B2 (en) * 2004-05-10 2008-08-19 Temic Automotive Of North America, Inc. Damping control in a three-phase motor with a single current sensor
JP4589093B2 (ja) * 2004-12-10 2010-12-01 日立オートモティブシステムズ株式会社 同期モータ駆動装置及び方法
EP1883787A4 (en) * 2005-05-25 2013-12-18 Continental Automotive Canada Inc DOUBLE POLMS MAGNETIC STRUCTURE WITH TWO 90 DEGREES PHASE SHIFTED MAGNETS FOR POSITION DETECTION IN ONE PLAYER
US7808201B2 (en) * 2005-06-09 2010-10-05 International Rectifier Corporation Sensorless field oriented controller for two-phase motor
DE102005062759A1 (de) * 2005-12-28 2007-07-05 Robert Bosch Gmbh Verfahren und Vorrichtung zur Strommessung
JP5058554B2 (ja) * 2006-10-16 2012-10-24 株式会社ジェイテクト 電動パワーステアリング装置
DE102006052467A1 (de) * 2006-11-07 2008-05-08 Robert Bosch Gmbh Verfahren und Vorrichtung zur Strommessung in einem insbesondere mehrphasigen Stromnetz
JP5252475B2 (ja) * 2007-11-06 2013-07-31 オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 多相電動機の制御装置
DE102010001241A1 (de) * 2009-04-01 2010-10-07 Robert Bosch Gmbh Elektronisch kommutierter Elektromotor mit einer Notlaufeigenschaft
JP5238596B2 (ja) * 2009-04-27 2013-07-17 株式会社日本自動車部品総合研究所 回転電機の放電量測定装置および放電量測定方法
TWI391685B (zh) * 2009-10-16 2013-04-01 Ind Tech Res Inst 繞線製品檢測機台及其層間短路之檢測方法
JP5372705B2 (ja) 2009-11-04 2013-12-18 株式会社日立産機システム 電力変換装置
DE102010001181A1 (de) * 2010-01-25 2011-07-28 Robert Bosch GmbH, 70469 Verfahren und Vorrichtung zur Strommessung in einem mehrphasigen Stromnetz
DE102011003897A1 (de) * 2011-02-10 2012-08-16 Robert Bosch Gmbh Verfahren und Vorrichtung zur Strommessung
DE102011078155A1 (de) * 2011-06-28 2013-01-03 Robert Bosch Gmbh Verfahren und Vorrichtung zur Messung von Phasenstromangaben und einer Erregerstromangabe in einer elektrisch erregten elektrischen Maschine
JP5435310B2 (ja) * 2011-09-08 2014-03-05 株式会社デンソー 回転電機制御装置、および、これを用いた操舵制御システム
US9160161B2 (en) * 2012-05-04 2015-10-13 Eaton Corporation System and method for ground fault detection and protection in adjustable speed drives
CN103023287B (zh) * 2013-01-14 2014-10-29 黑龙江大学 单相感应电机的独立电源式空间矢量逆变电路调制方法
CN103439657B (zh) * 2013-07-23 2016-05-11 南京康尼机电股份有限公司 交流伺服电机传动参数检测方法及其在故障检测中的应用
US9450520B2 (en) * 2014-12-15 2016-09-20 Analog Devices, Inc. Space vector pulse modulation based motor driver
US9584043B2 (en) * 2015-02-28 2017-02-28 Rockwell Automation Technologies, Inc. Inverter phase current reconstruction apparatus and methods
JP6641794B2 (ja) * 2015-08-28 2020-02-05 株式会社リコー モータ駆動装置、モータ制御装置、搬送装置及びモータ駆動方法
DE102016204854A1 (de) * 2016-03-23 2017-09-28 Zf Friedrichshafen Ag Ermittlung eines Kurzschlussstroms in den Phasen einer mittels eines Wechselrichters angesteuerten E-Maschine
DE102017205385A1 (de) * 2017-03-30 2018-10-04 Zf Friedrichshafen Ag Verfahren zum Kalibrieren eines Umrichters für eine elektrische Maschine, Steuergerät und Steuermodul
DE102019217747A1 (de) * 2019-11-18 2021-05-20 Rolls-Royce Deutschland Ltd & Co Kg Ermitteln eines Inverterkurzschlusses zwischen zwei Phasen
KR20210153366A (ko) * 2020-06-10 2021-12-17 엘지전자 주식회사 2상 모터 어셈블리

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6433560A (en) * 1987-07-29 1989-02-03 Toray Silicone Co Fluidity improver for positively chargeable resin powder
CN2075400U (zh) * 1990-08-16 1991-04-17 中国科学院三环新材料研究开发公司 无位置传感器式两相无刷电动机
US5321342A (en) * 1991-05-28 1994-06-14 Kruse David L Two-phase brushless DC motor controller
US5559417A (en) * 1992-12-02 1996-09-24 Alliedsignal Inc. Electronically commutated two-axis gyro control system
JPH08317687A (ja) * 1995-05-19 1996-11-29 Nippon Densan Corp モータの駆動回路
CN1142708A (zh) * 1995-05-26 1997-02-12 菲利浦电子有限公司 向两相异步电动机供电的电路装置
CN1168564A (zh) * 1996-04-25 1997-12-24 美蓓亚株式会社 两相单极驱动无电刷直流电动机

Family Cites Families (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3526007C2 (de) * 1984-07-20 1999-11-11 Papst Licensing Gmbh & Co Kg Schaltungsanordnung zum Ansteuern eines kollektorlosen, an ein Gleichstromnetz angeschlossenen Gleichsstrommotors
JPH0824435B2 (ja) 1985-03-07 1996-03-06 日本ビクター株式会社 直流ブラシレスモ−タ
IT1222824B (it) * 1987-10-05 1990-09-12 Sgs Microelettrica Spa Circuito di controllo di commutazione di corrente in carichi induttivi multipli,a singolo sensore di corrente,particolarmente per avvolgimenti di motori a passo
US5216347A (en) * 1991-03-29 1993-06-01 Sgs-Thomson Microelectronics, Inc. Stepper motor control system
JPH05316795A (ja) 1992-05-13 1993-11-26 Hitachi Ltd ２相モータの電流検出法
US5274317A (en) 1992-11-12 1993-12-28 General Motors Corp. Single sensor current control of a multiple phase AC machine
JP3354633B2 (ja) * 1993-06-25 2002-12-09 富士通テン株式会社 ステッピングモータ駆動装置
DE4339553C1 (de) 1993-11-19 1995-06-22 Sgs Thomson Microelectronics Treiberschaltung für einen Schrittmotor
DE69530208D1 (de) * 1995-10-31 2003-05-08 Cons Ric Microelettronica Rückgewinnung der Laufzeitverzögerung in einer Pulsbreitenmodulatorschaltung
US5719519A (en) 1995-11-20 1998-02-17 Motorola, Inc. Circuit and method for reconstructing a phase current
JPH10191696A (ja) * 1996-12-26 1998-07-21 Toshiba Corp ステッピングモータ駆動装置
US5877608A (en) * 1997-11-21 1999-03-02 Philips Electronics North America Corporation Current regulated multiphase motor driver with a common current sense element
JPH11289797A (ja) 1998-04-02 1999-10-19 Canon Inc ２相ステッピングモーターの駆動方法
DE19836129A1 (de) * 1998-08-10 2000-02-24 Siemens Ag Schaltungsanordnung zum Generieren einer virtuellen Masse als gemeinsames Bezugspotential für eine Abgassonde in einem Kraftfahrzeug
GB9920988D0 (en) 1999-09-07 1999-11-10 Trw Lucas Varity Electric Motor control
US6586898B2 (en) * 2001-05-01 2003-07-01 Magnon Engineering, Inc. Systems and methods of electric motor control
US6735537B2 (en) 2002-03-15 2004-05-11 Motorola, Inc. Procedure for measuring the current in each phase of a three-phase device via single current sensor
DE602004025315D1 (de) * 2003-09-24 2010-03-18 Japan Servo Schrittmotorantrieb
US7023171B2 (en) * 2003-11-12 2006-04-04 Ut-Battelle Llc Integrated inverter for driving multiple electric machines
US7193388B1 (en) * 2006-02-02 2007-03-20 Emerson Electric Co. Offset PWM signals for multiphase motor

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6433560A (en) * 1987-07-29 1989-02-03 Toray Silicone Co Fluidity improver for positively chargeable resin powder
CN2075400U (zh) * 1990-08-16 1991-04-17 中国科学院三环新材料研究开发公司 无位置传感器式两相无刷电动机
US5321342A (en) * 1991-05-28 1994-06-14 Kruse David L Two-phase brushless DC motor controller
US5559417A (en) * 1992-12-02 1996-09-24 Alliedsignal Inc. Electronically commutated two-axis gyro control system
JPH08317687A (ja) * 1995-05-19 1996-11-29 Nippon Densan Corp モータの駆動回路
CN1142708A (zh) * 1995-05-26 1997-02-12 菲利浦电子有限公司 向两相异步电动机供电的电路装置
CN1168564A (zh) * 1996-04-25 1997-12-24 美蓓亚株式会社 两相单极驱动无电刷直流电动机

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US7239168B2 (en) 2007-07-03

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