JP7002620B1 - 電力変換装置および電力変換システム - Google Patents
電力変換装置および電力変換システム Download PDFInfo
- Publication number
- JP7002620B1 JP7002620B1 JP2020178574A JP2020178574A JP7002620B1 JP 7002620 B1 JP7002620 B1 JP 7002620B1 JP 2020178574 A JP2020178574 A JP 2020178574A JP 2020178574 A JP2020178574 A JP 2020178574A JP 7002620 B1 JP7002620 B1 JP 7002620B1
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- circuit
- switching element
- control means
- power conversion
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
【課題】装置の小型化のために、インバータおよびコンバータ等の電力変換装置における、高応答と高い絶縁を両立した電圧検出が必要であった。【解決手段】スイッチング素子を備えた電圧変換回路およびコンデンサを有する主回路部、前記主回路部の前記コンデンサの電圧を検出する電圧センサ、および前記電圧センサによって検出された電圧値に基づいて前記スイッチング素子の動作を制御する制御手段を備えた電力変換装置において、前記電圧センサは、高電位を低電位に変換する分圧回路と、前記分圧回路に接続され前記分圧回路の出力に応じたデジタル信号を絶縁して出力する絶縁回路と、前記絶縁回路から出力されたデジタル値をアナログ値に変換するフィルタ回路とを備え、前記制御手段は、前記フィルタ回路から出力されたアナログ値を取得してデジタル値に変換する変換器を備えていることを特徴とする。【選択図】図４
Description
本願は、電力変換装置および電力変換システムに関するものである。
電力変換装置は、バッテリなどの直流電源の直流電力を交流電力に変換してモータの駆動に使われる一方、モータによって発電された交流電力を直流電力に変換してバッテリなどの直流電源に供給することに使われる。
電力変換装置において、昇圧電圧制御を高速化することによって、電力変換装置に組み込まれているコンデンサの小型化が見込まれることから、高応答制御（応答性の高い制御）を実現するために、高精度で高応答な電圧センサが必要とされている。一方で、バッテリの高電圧化に伴い電力変換を行う主回路部（高圧側）と制御部（低圧側）との間に高い絶縁性を確保する必要がある。また、電圧センサも高い絶縁性を備える必要がある。
電力変換装置において、昇圧電圧制御を高速化することによって、電力変換装置に組み込まれているコンデンサの小型化が見込まれることから、高応答制御（応答性の高い制御）を実現するために、高精度で高応答な電圧センサが必要とされている。一方で、バッテリの高電圧化に伴い電力変換を行う主回路部（高圧側）と制御部（低圧側）との間に高い絶縁性を確保する必要がある。また、電圧センサも高い絶縁性を備える必要がある。
このため、電力変換装置の電圧センサとして、絶縁を確保しながら、電圧検出精度を向上させることが行われている。例えば、特許文献１に示されている電圧検出装置（電圧センサ）では、主回路部（高圧側）において検出した電圧に関する情報を制御部側（低圧側）に伝える構成として、検出した電圧値を分圧する分圧回路と、分圧回路によって分圧された電圧値を処理する処理回路とを備え、処理回路において、分圧回路からの電圧値に応じたデジタル値に変換し、変換されたデジタル値を、絶縁回路を通して絶縁して出力するようにしている。
しかしながら、上記特許文献１に示された電力変換装置では、制御部（例えばマイコン）に入力される信号がデジタル信号であることから、デジタル信号を高周波化していくと、高応答が実現しても、制御部のデジタル信号の取得分解能の限界によって取得する電圧情報の精度が低下するという問題が発生する。
本願は、上記の問題を解決するためになされたものであり、コンデンサの小型化を可能とする高応答性と、高絶縁性とを実現する電圧センサを備えた電力変換装置を提供することを目的とするものである。
本願は、上記の問題を解決するためになされたものであり、コンデンサの小型化を可能とする高応答性と、高絶縁性とを実現する電圧センサを備えた電力変換装置を提供することを目的とするものである。
本願に開示される電力変換装置は、スイッチング素子を備えた電圧変換回路およびコンデンサを有する主回路部、前記主回路部の前記コンデンサの電圧を検出する電圧センサ、および前記電圧センサによって検出された電圧値に基づいて前記スイッチング素子の動作を制御する制御手段を備えた電力変換装置において、前記電圧センサは、高電位を低電位に変換する分圧回路と、前記分圧回路に接続され前記分圧回路の出力に応じたデジタル信号を絶縁して出力する絶縁回路と、前記絶縁回路から出力されたデジタル値をアナログ値に変換するフィルタ回路とを備え、前記制御手段は、前記フィルタ回路から出力されたアナログ値を取得してデジタル値に変換する変換器を備え、前記制御手段の前記変換器がアナログ値を取得するタイミングは、前記スイッチング素子の駆動周期に同期し、前記絶縁回路が出力するデジタル信号の周波数は前記スイッチング素子の駆動周波数よりも高いことを特徴とするものである。
本願に開示される電力変換装置によれば、デジタル出力をアナログ化された電圧情報を取得してデジタル変換することによって、高応答性と高絶縁性とを実現できる。
実施の形態１．
実施の形態１に係る電力変換装置について図面を参照して説明する。図１は、バッテリ１と負荷２との間に電力変換装置３が接続された電源システムの構成を示している。すなわち、電力変換装置３は、入力側の端子にバッテリ１が接続され、出力側の端子に負荷２が接続されたＤＣ／ＤＣコンバータ であって、バッテリ１の電圧を負荷２の電圧に昇圧して電力を供給するように構成されている。
実施の形態１に係る電力変換装置について図面を参照して説明する。図１は、バッテリ１と負荷２との間に電力変換装置３が接続された電源システムの構成を示している。すなわち、電力変換装置３は、入力側の端子にバッテリ１が接続され、出力側の端子に負荷２が接続されたＤＣ／ＤＣコンバータ であって、バッテリ１の電圧を負荷２の電圧に昇圧して電力を供給するように構成されている。
電力変換装置３は、電力変換を行う主回路部３０と、主回路部３０を制御する制御手段３５に分かれている。主回路部３０には、リアクトル３１、第１の電圧変換回路３２、電流センサ３４、制御手段３５、第１の平滑コンデンサ３６（Ｃ２）、第２の平滑コンデンサ３７（Ｃ１）、第１の電圧センサ３９、および第２の電圧センサ３８を備えている。
リアクトル３１は、第１の端子と第２の端子を備え、第１の端子がバッテリ１の高電位側の端子に接続されている。制御手段３５は、第１の電圧変換回路３２を制御し、第１の電圧センサ３９は、第１の平滑コンデンサ３６（Ｃ２）に印加される電圧Ｖ２を検出し、第２の電圧センサ３８は、第２の平滑コンデンサ３７（Ｃ１）に印加される電圧Ｖ１を検出する。
リアクトル３１は、第１の端子と第２の端子を備え、第１の端子がバッテリ１の高電位側の端子に接続されている。制御手段３５は、第１の電圧変換回路３２を制御し、第１の電圧センサ３９は、第１の平滑コンデンサ３６（Ｃ２）に印加される電圧Ｖ２を検出し、第２の電圧センサ３８は、第２の平滑コンデンサ３７（Ｃ１）に印加される電圧Ｖ１を検出する。
第１の電圧変換回路３２は、第１のスイッチング素子３２ａと第２のスイッチング素子３２ｂとが第１の接続部３２ｃにおいて直列に接続された構成となっており、負荷２に並列に接続されている。すなわち、第１のスイッチング素子３２ａは、一方の端子がバッテリ１の低電位側の端子に接続され、第２のスイッチング素子３２ｂは、負荷２の高電位側の端子に接続され、第１の接続部３２ｃは、リアクトル３１の第２の端子に接続されている。第１のスイッチング素子３２ａおよび第２のスイッチング素子３２ｂにはそれぞれ並列にダイオードが設けられている。
第１の平滑コンデンサ３６（Ｃ２）は負荷２に対して並列に接続され、第２の平滑コンデンサ３７（Ｃ１）はバッテリ１に対して並列に接続されている。
電流センサ３４はリアクトル３１と第１の接続部３２ｃの間に配置し、リアクトル３１に流れる電流値ＩＬを検出する。
第１の電圧センサ３９で検出された電圧情報Ｖ２＿ａｎａｌｏｇ、第２の電圧センサ３８で検出された電圧情報Ｖ１＿ＰＷＭ、電流センサ３４で検出された電流値ＩＬ＿ｓｅｎはそれぞれ制御手段３５に入力される。
電流センサ３４はリアクトル３１と第１の接続部３２ｃの間に配置し、リアクトル３１に流れる電流値ＩＬを検出する。
第１の電圧センサ３９で検出された電圧情報Ｖ２＿ａｎａｌｏｇ、第２の電圧センサ３８で検出された電圧情報Ｖ１＿ＰＷＭ、電流センサ３４で検出された電流値ＩＬ＿ｓｅｎはそれぞれ制御手段３５に入力される。
図１に示した電源システムは、例えば電動化車両に実装され、バッテリ１はリチウムイオンバッテリなどの高電圧（１００Ｖ以上）が使用される。一方で、制御手段３５は補機用電源である鉛バッテリ（１００Ｖ未満）で駆動され、車両ユーザが接触可能な場所に搭載される。バッテリ１と電力変換装置３と負荷２を含む高圧側（第１の基準電位３ａ）と鉛バッテリおよび制御手段３５を含む低圧側（第２の基準電位３ｂ）は車両ユーザの感電防止の観点で絶縁される。したがって、高圧側と低圧側を繋ぐ第１の電圧センサ３９、第２の電圧センサ３８、電流センサ３４、第１のスイッチング素子３２ａ、第２のスイッチング素子３２ｂを駆動するゲート駆動信号は全て高圧側（第１の基準電位３ａ）と低圧側（第２の基準電位３ｂ）を絶縁するように構成される。例えば電流センサ３４の場合、ホール効果を利用した電流検出を行うように構成されている。
なお、制御手段３５は、ハードウエアの一例を図２に示すように、プロセッサ１００と記憶装置１０１から構成される。記憶装置は図示していないが、ランダムアクセスメモリ等の揮発性記憶装置と、フラッシュメモリ等の不揮発性の補助記憶装置とを備えている。また、フラッシュメモリの代わりにハードディスクの補助記憶装置を備えてもよい。プロセッサ１００は、記憶装置１０１から入力されたプログラムを実行する。この場合、補助記憶装置から揮発性記憶装置を介してプロセッサ１００にプログラムが入力される。また、プロセッサ１００は、演算結果等のデータを記憶装置１０１の揮発性記憶装置に出力してもよいし、揮発性記憶装置を介して補助記憶装置にデータを保存してもよい。
次に、電力変換装置３の動作波形を図３Ａおよび図３Ｂに示す。図３Ａは、デューティ比が０．５以下、つまり昇圧比が２倍以下における波形を示し、図３Ｂはデューティ比が０．５以上、つまり昇圧比が２倍以上における波形を示している。一番上は、第１のスイッチング素子３２ａおよび第２のスイッチング素子３２ｂの駆動周波数を制御するために制御手段３５で設定されている駆動キャリア（搬送波）を示し、２番目が第１のスイッチング素子３２ａのゲート駆動信号Ｇａｔｅ＿ＳＬ、３番目が第２のスイッチング素子３２ｂのゲート駆動信号Ｇａｔｅ＿ＳＨ、４番目がリアクトル３１に流れる電流値ＩＬ、５番目が第１の平滑コンデンサ３６（Ｃ２）に流れる電流値Ｉｃ２、６番目が第１の平滑コンデンサ３６（Ｃ２）に印加される電圧Ｖ２を示している。
この図に示すように、電力変換装置３の第１のスイッチング素子３２ａおよび第２のスイッチング素子３２ｂは制御手段３５で生成されたゲート駆動信号で制御され、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御により、第１のスイッチング素子３２ａおよび第２のスイッチング素子３２ｂを、それぞれＯＮ／ＯＦＦ制御（開閉動作）するゲート駆動信号（Ｇａｔｅ＿ＳＬ、Ｇａｔｅ＿ＳＨ）を生成し、負荷に印加される電圧Ｖ２を制御している。
ここで、駆動キャリアは三角波であり、三角波の山から次の山までの間、または谷から次の谷までの１周期はスイッチング素子の駆動周波数分の１（Ｔｓｗ＝１／ｆｓｗ、ｆｓｗ：駆動周波数）となる。直列接続された第１のスイッチング素子３２ａと第２のスイッチング素子３２ｂが同時にオンしないようなスイッチングパターンとしている。電力変換装置３のＤＣ／ＤＣコンバータにおけるデューティ比は、１周期におけるＧａｔｅ＿ＳＬのＯＮ時間比率（Ｄｕｔｙ＝Ｔｏｎ＿Ｌ／Ｔｓｗ）で定義され、一般的に昇圧電圧は次に示す式（１）によって求められる。
Ｖ２＝１／（１－Ｄｕｔｙ）×Ｖ１ （１）
Ｖ２＝１／（１－Ｄｕｔｙ）×Ｖ１ （１）
図３Ａおよび図３Ｂに示すように、いずれも第１のスイッチング素子３２ａのゲート駆動信号Ｇａｔｅ＿ＳＬがＯＮの際にリアクトル電流が増加し、第１のスイッチング素子３２ａのゲート駆動信号Ｇａｔｅ＿ＳＬがＯＦＦの際にリアクトル電流が第１の平滑コンデンサ３６（Ｃ２）に充電され、駆動キャリア１周期毎に繰り返されるリプル電圧Ｖ２ｒｉｐを含んだ電圧波形となる。第１の平滑コンデンサ３６（Ｃ２）に印加される電圧Ｖ２は、第１のスイッチング素子３２ａのゲート駆動信号Ｇａｔｅ＿ＳＬがＯＮしている間の中間地点と第１のスイッチング素子３２ａのゲート駆動信号Ｇａｔｅ＿ＳＬがＯＦＦしている間の中間地点でＶ２電圧の平均値Ｖ２ａｖｅ付近を通過する。第１のスイッチング素子３２ａのゲート駆動信号Ｇａｔｅ＿ＳＬのＯＮおよびＯＦＦの中間地点は駆動キャリアの山と谷のタイミングと等価である。
ここで、制御手段３５にＡＤ変換器を有する場合、ＡＤ変換器の取得周波数をｆａｄとし、スイッチング周波数をｆｓｗとすると、取得周波数とスイッチング周波数の関係を次の式（２）のように設定する。
ｆａｄ≧ｆｓｗ （２）
このように設定することによって、ＡＤ変換器によってアナログの電圧情報をデジタル信号に変換することによって生じる遅れ要素をスイッチング周期以下に抑えることができる。
ｆａｄ≧ｆｓｗ （２）
このように設定することによって、ＡＤ変換器によってアナログの電圧情報をデジタル信号に変換することによって生じる遅れ要素をスイッチング周期以下に抑えることができる。
次に、第１の電圧センサ３９および第２の電圧センサ３８の構成について図４に基づいて説明する。
まず第１の電圧センサ３９は、分圧回路３９１、絶縁回路３９２及びフィルタ回路３９３を備え、分圧回路３９１は、第１の平滑コンデンサ３６（Ｃ２）に印加された電圧Ｖ２を分圧して低い電圧Ｖ２＿Ｌｏｗを出力するように構成され、絶縁回路３９２は、高圧側（第１の基準電位３ａ）と低圧側（第２の基準電位３ｂ）を絶縁し、入力値であるＶ２＿Ｌｏｗに応じたデューティ比でＰＷＭ波形Ｖ２＿ＰＷＭを出力するように構成され、フィルタ回路３９３は、デジタル信号であるＰＷＭ波形Ｖ２＿ＰＷＭが入力され、アナログ信号であるＶ２＿ａｎａｌｏｇに変換するように構成されている。
まず第１の電圧センサ３９は、分圧回路３９１、絶縁回路３９２及びフィルタ回路３９３を備え、分圧回路３９１は、第１の平滑コンデンサ３６（Ｃ２）に印加された電圧Ｖ２を分圧して低い電圧Ｖ２＿Ｌｏｗを出力するように構成され、絶縁回路３９２は、高圧側（第１の基準電位３ａ）と低圧側（第２の基準電位３ｂ）を絶縁し、入力値であるＶ２＿Ｌｏｗに応じたデューティ比でＰＷＭ波形Ｖ２＿ＰＷＭを出力するように構成され、フィルタ回路３９３は、デジタル信号であるＰＷＭ波形Ｖ２＿ＰＷＭが入力され、アナログ信号であるＶ２＿ａｎａｌｏｇに変換するように構成されている。
フィルタ回路３９３から出力されたアナログ信号Ｖ２＿ａｎａｌｏｇは制御手段３５に入力され、制御手段３５が有するＡＤ変換器３９４で駆動キャリアの山または谷またはその両方のタイミングで値を取得し、制御手段３５内のＶ２電圧検出信号としてＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧制御に使用される。ここで絶縁回路３９２のＰＷＭ波形の周波数ｆｐｗｍ（Ｖ２）と駆動キャリアの周波数ｆｓｗの関係は次に示す式（３）とする。
ｆｐｗｍ（Ｖ２）＞ｆｓｗ （３）
ｆｐｗｍ（Ｖ２）＞ｆｓｗ （３）
このように第１の電圧センサ３９の絶縁回路３９２のＰＭＷ波形の周波数を駆動周波数よりも高く（例えば１０倍以上に）設定することで、図３Ａまたは図３Ｂにおける電圧Ｖ２の情報を制御手段３５まで伝搬する過程で絶縁回路３９２においてデジタル信号に変換する（離散化する）際に、Ｖ２ｒｉｐの情報およびＶ２ａｖｅと駆動キャリアの関係を維持したまま伝搬することが可能である。したがって、ＡＤ変換器３９４で取得したＶ２電圧情報は高い精度で図２におけるＶ２ａｖｅに相当する値となり、このＶ２電圧情報を用いてフィードバック制御を行うことで、高応答制御を実現することができる。
次に第２の電圧センサ３８は、分圧回路３８１と絶縁回路３８２とを備え、分圧回路３８１は第２の平滑コンデンサ３７（Ｃ１）に印加された電圧Ｖ１を分圧して低い電圧Ｖ１＿Ｌｏｗを出力し、絶縁回路３８２は高圧側（第１の基準電位３ａ）と低圧側（第２の基準電位３ｂ）を絶縁し、入力値であるＶ１＿Ｌｏｗに応じたデューティ比でＰＷＭ波形Ｖ１＿ＰＷＭを出力するように構成されている。
第２の電圧センサ３８の絶縁回路３８２から出力されたデジタル信号Ｖ１＿ＰＷＭは、制御手段３５に入力され、制御手段３５が有するエッジ検出器３８４で立ち上がりと立ち下がりエッジを検出して、Ｖ１＿ＰＷＭのデューティ比を演算し、マイコン内のＶ１電圧検出信号としてＤＣ／ＤＣコンバータの制御に使用される。制御手段３５（マイコン）のエッジ検出器３８４はエッジ検出の分解能（Ｔｅｄｇ）があり、Ｖ１電圧検出精度を確保するために絶縁回路３８２のＰＷＭ波形の周波数は次に示す式（４）とする。
ｆｐｗｍ（Ｖ１）＜＜１／Ｔｅｄｇ （４）
ｆｐｗｍ（Ｖ１）＜＜１／Ｔｅｄｇ （４）
次に、第１の電圧センサ３９の絶縁回路３９２の入出力信号の変換図の一例を図５に示す。この考え方の前提となる回路条件は、以下のとおりである。
絶縁回路３９２の高圧側入力電圧範囲 ：０～５Ｖ
Ｖ２電圧検出範囲 ：０～１０００Ｖ
絶縁回路３９２の通常時のデューティ比の出力範囲 ：１０～９０％
分圧回路３９１で入力値Ｖ２（０～１０００Ｖ）を出力値Ｖ２＿Ｌｏｗ（１～４Ｖ）に変換する。
絶縁回路３９２の高圧側入力電圧範囲 ：０～５Ｖ
Ｖ２電圧検出範囲 ：０～１０００Ｖ
絶縁回路３９２の通常時のデューティ比の出力範囲 ：１０～９０％
分圧回路３９１で入力値Ｖ２（０～１０００Ｖ）を出力値Ｖ２＿Ｌｏｗ（１～４Ｖ）に変換する。
第１の電圧センサ３９の絶縁回路３９２ではＶ２＿Ｌｏｗに応じたデューティ比のＶ２＿ＰＷＭを出力する。
この時、第１の電圧センサ３９の分圧回路３９１で天絡または地絡等の異常が発生した場合は、Ｖ２＿Ｌｏｗに０Ｖまたは５Ｖが入力されるため、Ｖ２＿ＰＷＭのデューティ比は０％または１００％となり、Ｖ２＿ａｎａｌｏｇをＡＤ変換器３９４で取得した値が上限または下限の値に張り付きとなるため、ＡＤ変換器３９４でＶ２電圧情報を取得後に高圧側の回路の異常を検出することが可能になる。そして、分圧回路３９１において天絡または地絡の電圧値が検出できない故障が発生した場合には、予め定めたデューティ比の値を出力する。
この時、第１の電圧センサ３９の分圧回路３９１で天絡または地絡等の異常が発生した場合は、Ｖ２＿Ｌｏｗに０Ｖまたは５Ｖが入力されるため、Ｖ２＿ＰＷＭのデューティ比は０％または１００％となり、Ｖ２＿ａｎａｌｏｇをＡＤ変換器３９４で取得した値が上限または下限の値に張り付きとなるため、ＡＤ変換器３９４でＶ２電圧情報を取得後に高圧側の回路の異常を検出することが可能になる。そして、分圧回路３９１において天絡または地絡の電圧値が検出できない故障が発生した場合には、予め定めたデューティ比の値を出力する。
第２の電圧センサ３８の絶縁回路３８２も同様の変換を行い、高圧側の異常が発生した場合はＶ１＿ＰＷＭが０％または１００％となりエッジが検出されないため、エッジ検出器３８４でＶ１電圧情報を取得後に高圧側の回路の異常を検出することが可能になる。
ここで、第１の電圧センサ３９の絶縁回路３９２は高圧側（第１の基準電位３ａ）と低圧側（第２の基準電位３ｂ）を絶縁する機能を有し、それぞれの基準電位における電源が必要となる。絶縁回路３９２の低圧側（第２の基準電位３ｂ）の電源を制御手段３５のＡＤ変換器３９４の基準電源と同じとすることで、Ｖ２＿ａｎａｌｏｇをＡＤ変換器３９４で取得する際に電源による誤差が相殺されるため電圧取得精度を高くすることが可能である。 例として、ＡＤ変換器３９４の基準電源と絶縁回路３９２の低圧側電源の電位差が１％の場合、電圧取得値に約１％の誤差の増加となるため、電圧取得値に要求される精度を考慮した電位差以下にする必要がある。
ここで、第１の電圧センサ３９の絶縁回路３９２は高圧側（第１の基準電位３ａ）と低圧側（第２の基準電位３ｂ）を絶縁する機能を有し、それぞれの基準電位における電源が必要となる。絶縁回路３９２の低圧側（第２の基準電位３ｂ）の電源を制御手段３５のＡＤ変換器３９４の基準電源と同じとすることで、Ｖ２＿ａｎａｌｏｇをＡＤ変換器３９４で取得する際に電源による誤差が相殺されるため電圧取得精度を高くすることが可能である。 例として、ＡＤ変換器３９４の基準電源と絶縁回路３９２の低圧側電源の電位差が１％の場合、電圧取得値に約１％の誤差の増加となるため、電圧取得値に要求される精度を考慮した電位差以下にする必要がある。
次に、フィルタ回路３９３の構成について説明する。図６はフィルタ回路３９３の一例の回路図である。第１の抵抗器３９３１と第１のコンデンサ３９３２で構成される第１フィルタ回路、第２の抵抗器３９３３と第２のコンデンサ３９３４で構成される第２フィルタ回路、第３の抵抗器３９３５と第３のコンデンサ３９３６で構成される第３フィルタ回路の計３段のローパスフィルタ回路構成し、第１の電圧センサ３９の絶縁回路３９２からの出力Ｖ２に応じたデューティ比のＶ２＿ＰＷＭを入力し、絶縁回路３９２のＰＷＭ周波数成分を除去したアナログ値Ｖ２＿ａｎａｌｏｇを出力する。この時、ローパスフィルタ回路のカットオフ周波数ｆｌｐｆは、次に示す式（５）のように、駆動キャリアの周波数ｆｓｗよりも高く設定する。
ｆｐｗｍ（Ｖ２）＞ｆｌｐｆ＞ｆｓｗ （５）
ｆｐｗｍ（Ｖ２）＞ｆｌｐｆ＞ｆｓｗ （５）
上式のようにローパスフィルタ回路のカットオフ周波数ｆｌｐｆを設定することで、図３Ａおよび図３Ｂに示したコンデンサ電圧Ｖ２の電圧情報Ｖ２ｒｉｐの変動および駆動キャリアとＶ２ａｖｅの位置関係を維持したまま、ｆｐｗｍ周波数成分のみを除去してＶ２＿ａｎａｌｏｇを出力することが可能となる。 また図６のように高次ローパスフィルタ回路の構成（フィルタ回路を複数直列に接続）にすることで、ｆｐｗｍ（Ｖ２）とｆｓｗの値が近い場合にも、必要なＶ２電圧情報をフィルタ回路３９３で減衰させることがない。
ここまでの説明では、分圧回路、絶縁回路およびフィルタ回路を別機能ブロックとして説明してきたが、例えばいずれか２つ以上の機能を統合して一つの電子部品に実装した集積回路（ＩＣ）で構成されていても良い。
ここまでの説明では、分圧回路、絶縁回路およびフィルタ回路を別機能ブロックとして説明してきたが、例えばいずれか２つ以上の機能を統合して一つの電子部品に実装した集積回路（ＩＣ）で構成されていても良い。
上述の説明では、第１の平滑コンデンサの電圧Ｖ２がＤＣ／ＤＣコンバータのフィードバック制御の制御対象であり、また第１の平滑コンデンサ３６（Ｃ２）に印加される電圧Ｖ２が駆動周波数に依存したリプル成分Ｖ２ｒｉｐを持つことから、分圧回路３９１→絶縁回路３９２→フィルタ回路３９３を介してＡＤ変換器３９４で駆動周波数に同期して取得する説明をしてきたが、第２の平滑コンデンサ３７（Ｃ１）に印加される電圧Ｖ１も同様の構成で電圧情報を取得しても良い。
また、実施の形態１ではＤＣ／ＤＣコンバータに関して説明してきたが、電力変換装置３は直流を交流に変換して電動機を駆動するようなインバータ回路でも良く、平滑コンデンサに印加される電圧はインバータ回路の直流入力電圧でも良い。
また、実施の形態１ではＤＣ／ＤＣコンバータに関して説明してきたが、電力変換装置３は直流を交流に変換して電動機を駆動するようなインバータ回路でも良く、平滑コンデンサに印加される電圧はインバータ回路の直流入力電圧でも良い。
また、ＡＤ変換器３９４で電圧情報を取得するタイミングは、ゲートＯＮ期間とゲートＯＦＦ期間の中心で説明してきたが、負荷２の負荷量が小さいか第１の平滑コンデンサ３６の静電容量が大きく電圧リプルが小さい場合には、必ずしもこの期間の中心である必要はない。またリプルが大きい場合も駆動キャリアの山取得値と谷取得値とを平均化することで、取得した電圧情報を、リプルを含む電圧の平均値に近づけることが可能で、ゲートＯＮ期間とゲートＯＦＦ期間との中心と同じ効果を得ることが可能である。
スイッチング素子のターンオン期間（ゲートＯＦＦからＯＮへの遷移期間）およびターンオフ期間（ゲートＯＮからＯＦＦへの遷移期間）は、スイッチングサージによるノイズあるいは電圧振動の影響を受け易いため、電圧情報を取得するタイミングは、少なくともターンオンまたはターンオフ期間を避けたタイミングに設定する。
スイッチング素子のターンオン期間（ゲートＯＦＦからＯＮへの遷移期間）およびターンオフ期間（ゲートＯＮからＯＦＦへの遷移期間）は、スイッチングサージによるノイズあるいは電圧振動の影響を受け易いため、電圧情報を取得するタイミングは、少なくともターンオンまたはターンオフ期間を避けたタイミングに設定する。
電力変換装置３は、例えば電動化車両に搭載される発電用モータまたは駆動用モータを制御するためのインバータの入力電圧を制御するＤＣ／ＤＣコンバータであることを想定して説明してきた。電動化車両とは例えばハイブリッド自動車、電気自動車、あるいはプラグインハイブリッド自動車等の電気エネルギーで走行可能な自動車を指し、それらの電動化車両のモータは、凍結路でのスリップ、急加速・急減速、モータロック等でトルクまたは回転数が急変することが考えられる。この場合、通常は、ＤＣ／ＤＣコンバータは所望の電圧に制御しているが、負荷電力が急変するため、ＤＣ／ＤＣコンバータの応答速度が遅い場合は、第２の平滑コンデンサ３７の電圧Ｖ２が急変する可能性がある。
このように電圧Ｖ２が急変した場合は、インバータ制御性の悪化あるいは電圧Ｖ２の過電圧を検出してＤＣ／ＤＣコンバータが停止するといった事象が発生するため、コンデンサの静電容量を増加させる等の対策をとるが、電力変換装置が大型化するという課題がある。
本願は、このような課題についても対応することができる。すなわち、電力変換システムとして本願の電力変換装置組み込むことによって、ＤＣ／ＤＣコンバータの直流電圧の制御速度を、インバータの負荷の変化による直流電圧の変化速度よりも速くすることによって、負荷変動に対する電圧Ｖ２の変動を抑える事が可能であり、電圧制御の高速化を実現することができる。
本願は、このような課題についても対応することができる。すなわち、電力変換システムとして本願の電力変換装置組み込むことによって、ＤＣ／ＤＣコンバータの直流電圧の制御速度を、インバータの負荷の変化による直流電圧の変化速度よりも速くすることによって、負荷変動に対する電圧Ｖ２の変動を抑える事が可能であり、電圧制御の高速化を実現することができる。
実施の形態２．
実施の形態２に係る電力変換装置３について図面を参照して説明する。図７は、電力変換装置３とその周辺回路であるバッテリ１と負荷２を示す回路図であり、図８は、実施の形態２における電力変換装置３（マルチレベル型昇圧コンバータ回路）の動作モードを示す回路図であって、図９は、図７のスイッチング素子の駆動キャリア、ゲート駆動信号およびリアクトル電流、コンデンサ電流、コンデンサ電圧示す波形図であり、図１０は、図７の第１の電圧センサ３９および第２の電圧センサ３８および第３の電圧センサ３５２の構成を示す回路図（ブロック図）である。
実施の形態２に係る電力変換装置３について図面を参照して説明する。図７は、電力変換装置３とその周辺回路であるバッテリ１と負荷２を示す回路図であり、図８は、実施の形態２における電力変換装置３（マルチレベル型昇圧コンバータ回路）の動作モードを示す回路図であって、図９は、図７のスイッチング素子の駆動キャリア、ゲート駆動信号およびリアクトル電流、コンデンサ電流、コンデンサ電圧示す波形図であり、図１０は、図７の第１の電圧センサ３９および第２の電圧センサ３８および第３の電圧センサ３５２の構成を示す回路図（ブロック図）である。
図７に示すように、電力変換装置３は入力側の端子にバッテリ１を出力側の端子に負荷２が接続されたＤＣ／ＤＣコンバータである。実施の形態１と異なる部分は、ＤＣ／ＤＣコンバータが、充放電コンデンサ３５１（Ｃ０）を備えたマルチレベルコンバータである点である。
実施の形態２では、実施の形態１と異なる点に着目して説明する。
電力変換装置３は、 リアクトル３１と、第２の電圧変換回路３３と、電流センサ３４と、第２の電圧変換回路３３を制御する制御手段３５と、第１の平滑コンデンサ３６（Ｃ２）と、第１の平滑コンデンサ３６（Ｃ２）に印加される電圧Ｖ２を検出する第１の電圧センサ３９と、第２の平滑コンデンサ３７（Ｃ１）と、第２の平滑コンデンサ３７（Ｃ１）に印加される電圧Ｖ１を検出する第２の電圧センサ３８と、充放電コンデンサ３５１（Ｃ０）と、充放電コンデンサ３５１（Ｃ０）に印加される電圧Ｖ０を検出する第３の電圧センサ３５２とを備えている。
実施の形態２では、実施の形態１と異なる点に着目して説明する。
電力変換装置３は、 リアクトル３１と、第２の電圧変換回路３３と、電流センサ３４と、第２の電圧変換回路３３を制御する制御手段３５と、第１の平滑コンデンサ３６（Ｃ２）と、第１の平滑コンデンサ３６（Ｃ２）に印加される電圧Ｖ２を検出する第１の電圧センサ３９と、第２の平滑コンデンサ３７（Ｃ１）と、第２の平滑コンデンサ３７（Ｃ１）に印加される電圧Ｖ１を検出する第２の電圧センサ３８と、充放電コンデンサ３５１（Ｃ０）と、充放電コンデンサ３５１（Ｃ０）に印加される電圧Ｖ０を検出する第３の電圧センサ３５２とを備えている。
リアクトル３１は、第１の端子と第２の端子を備え、第１の端子がバッテリ１の高電位側の端子に接続されている。
第２の電圧変換回路３３は、負荷２に並列に接続されている。第２の電圧変換回路３３は、第１のスイッチング素子３３ａ（Ｓ１）と第２のスイッチング素子３３ｂ（Ｓ２）と第３のスイッチング素子３３ｃ（Ｓ３）と第４のスイッチング素子３３ｄ（Ｓ４）とが直列に接続され、第１のスイッチング素子３３ａと第２のスイッチング素子３３ｂとの接続点を第１の接続部３３ｆとし、第２のスイッチング素子３３ｂと第３のスイッチング素子３３ｃとの接続点を第２の接続部３３ｅとし、第３のスイッチング素子３３ｃと第４のスイッチング素子３３ｄとの接続点を第３の接続部３３ｇとして構成されている。
第２の電圧変換回路３３は、負荷２に並列に接続されている。第２の電圧変換回路３３は、第１のスイッチング素子３３ａ（Ｓ１）と第２のスイッチング素子３３ｂ（Ｓ２）と第３のスイッチング素子３３ｃ（Ｓ３）と第４のスイッチング素子３３ｄ（Ｓ４）とが直列に接続され、第１のスイッチング素子３３ａと第２のスイッチング素子３３ｂとの接続点を第１の接続部３３ｆとし、第２のスイッチング素子３３ｂと第３のスイッチング素子３３ｃとの接続点を第２の接続部３３ｅとし、第３のスイッチング素子３３ｃと第４のスイッチング素子３３ｄとの接続点を第３の接続部３３ｇとして構成されている。
第１のスイッチング素子３３ａの端子は、バッテリ１の低電位側の端子に接続され、第４のスイッチング素子３３ｄの端子は、負荷２の高電位側の端子に接続されている。
第２の接続部３３ｅは、リアクトル３１の第２の端子に接続されている。第１から第４のスイッチング素子３３ａ、３３ｂ、３３ｃ、３３ｄはそれぞれ並列にダイオードを有している。
第１の平滑コンデンサ３６（Ｃ２）は負荷２と並列に接続され、第２の平滑コンデンサ３７（Ｃ１）はバッテリ１と並列に接続され、充放電コンデンサ３５１は第１の接続部３３ｆと第３の接続部３３ｇに接続されている。
第２の接続部３３ｅは、リアクトル３１の第２の端子に接続されている。第１から第４のスイッチング素子３３ａ、３３ｂ、３３ｃ、３３ｄはそれぞれ並列にダイオードを有している。
第１の平滑コンデンサ３６（Ｃ２）は負荷２と並列に接続され、第２の平滑コンデンサ３７（Ｃ１）はバッテリ１と並列に接続され、充放電コンデンサ３５１は第１の接続部３３ｆと第３の接続部３３ｇに接続されている。
電流センサ３４は、リアクトル３１と第１の接続部３３ｆの間に配置され、リアクトル３１に流れる電流値ＩＬを検出している。
第１の電圧センサ３９で検出された電圧情報Ｖ２＿ａｎａｌｏｇ、第２の電圧センサ３８で検出された電圧情報Ｖ１＿ＰＷＭ、第３の電圧センサ３５２で検出された電圧情報Ｖ０＿ａｎａｌｏｇ、電流センサ３４で検出された電流値ＩＬ＿ｓｅｎはそれぞれ制御手段３５に入力される。
第１の電圧センサ３９で検出された電圧情報Ｖ２＿ａｎａｌｏｇ、第２の電圧センサ３８で検出された電圧情報Ｖ１＿ＰＷＭ、第３の電圧センサ３５２で検出された電圧情報Ｖ０＿ａｎａｌｏｇ、電流センサ３４で検出された電流値ＩＬ＿ｓｅｎはそれぞれ制御手段３５に入力される。
次に、図７に示した第２の電圧変換回路３３の動作モードについて、図８（ａ）～（ｄ）を使用して説明する。
図８（ａ）～（ｄ）では、第１のスイッチング素子３３ａをＳ１、第２のスイッチング素子３３ｂをＳ２、第３のスイッチング素子３３ｃをＳ３、第４のスイッチング素子３３ｄをＳ４として表示している。
図８（ａ）～（ｄ）に示すように、第１～第４のスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４の開閉パターンである動作モードは、モード１～モード４の４つがある。バッテリ１から負荷２に電力を供給する場合の力行動作と、負荷２からバッテリ１に電力を供給する場合の回生動作ではスイッチング素子を通るか並列のダイオードを通るかの違いがあるが、破線で記載した電流経路は同じのため、ここでは力行動作に限定した説明を行う。
図８（ａ）～（ｄ）では、第１のスイッチング素子３３ａをＳ１、第２のスイッチング素子３３ｂをＳ２、第３のスイッチング素子３３ｃをＳ３、第４のスイッチング素子３３ｄをＳ４として表示している。
図８（ａ）～（ｄ）に示すように、第１～第４のスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４の開閉パターンである動作モードは、モード１～モード４の４つがある。バッテリ１から負荷２に電力を供給する場合の力行動作と、負荷２からバッテリ１に電力を供給する場合の回生動作ではスイッチング素子を通るか並列のダイオードを通るかの違いがあるが、破線で記載した電流経路は同じのため、ここでは力行動作に限定した説明を行う。
モード１では、図８（ａ）に示すように、第１のスイッチング素子Ｓ１と第３のスイッチング素子Ｓ３とがオンとされ、第２のスイッチング素子Ｓ２と第４のスイッチング素子Ｓ４とがオフとされる。図に電流経路を点線で示すように、第１のスイッチング素子Ｓ１と、第３のスイッチング素子Ｓ３の並列のダイオードＤ３とを電流が流れ、充放電コンデンサ３５１（Ｃ０）にエネルギーを蓄積する状態となる。
モード２では、図８（ｂ）に示すように、第１のスイッチング素子Ｓ１と第３のスイッチング素子Ｓ３とがオフとされ、第２のスイッチング素子Ｓ２と第４のスイッチング素子Ｓ４とがオンとされる。この操作によって、第２のスイッチング素子Ｓ２と第４のスイッチング素子と並列のダイオードＤ４とを電流が流れ、充放電コンデンサ３５１（Ｃ０）のエネルギーを放出する状態となる。
モード２では、図８（ｂ）に示すように、第１のスイッチング素子Ｓ１と第３のスイッチング素子Ｓ３とがオフとされ、第２のスイッチング素子Ｓ２と第４のスイッチング素子Ｓ４とがオンとされる。この操作によって、第２のスイッチング素子Ｓ２と第４のスイッチング素子と並列のダイオードＤ４とを電流が流れ、充放電コンデンサ３５１（Ｃ０）のエネルギーを放出する状態となる。
モード３では、図８（ｃ）に示すように、第１のスイッチング素子Ｓ１と第２のスイッチング素子Ｓ２とがオフとされ、第３のスイッチング素子Ｓ３と第４のスイッチング素子Ｓ４とがオンとされる。この操作によって、第３のスイッチング素子と並列のダイオードＤ３と第４のスイッチング素子と並列のダイオードＤ４とを電流が流れ、リアクトル３１のエネルギーを放出する状態となる。
モード４では、図８（ｄ）に示すように、第１のスイッチング素子Ｓ１と第２のスイッチング素子Ｓ２とがオンとされ、第３のスイッチング素子Ｓ３と第４のスイッチング素子Ｓ４とがオフとされる。この操作によって、第１のスイッチング素子Ｓ１と第２のスイッチング素子Ｓ２とを電流が流れ、リアクトル３１にエネルギーを蓄積する状態となる。
モード４では、図８（ｄ）に示すように、第１のスイッチング素子Ｓ１と第２のスイッチング素子Ｓ２とがオンとされ、第３のスイッチング素子Ｓ３と第４のスイッチング素子Ｓ４とがオフとされる。この操作によって、第１のスイッチング素子Ｓ１と第２のスイッチング素子Ｓ２とを電流が流れ、リアクトル３１にエネルギーを蓄積する状態となる。
これらの動作モードの時間比率を適宜調整することにより、負荷２に印加される電圧Ｖ２を制御し、かつリアクトル３１に印加される電圧を小さくするために充放電コンデンサ３５１（Ｃ０）に印加される電圧Ｖ０をＶ２の半分に制御することが可能となる。
次に、電力変換装置３における動作波形を図９に示す。電力変換装置３の第１～第４のスイッチング素子３３ａ、３３ｂ、３３ｃ、３３ｄは、制御手段３５で生成されたゲート駆動信号（Ｇａｔｅ＿Ｓ１、Ｇａｔｅ＿Ｓ２、Ｇａｔｅ＿Ｓ３、Ｇａｔｅ＿Ｓ４）によって制御され、負荷２に印加される電圧Ｖ２と充放電コンデンサ３５１に印加される電圧Ｖ０が制御される。
次に、電力変換装置３における動作波形を図９に示す。電力変換装置３の第１～第４のスイッチング素子３３ａ、３３ｂ、３３ｃ、３３ｄは、制御手段３５で生成されたゲート駆動信号（Ｇａｔｅ＿Ｓ１、Ｇａｔｅ＿Ｓ２、Ｇａｔｅ＿Ｓ３、Ｇａｔｅ＿Ｓ４）によって制御され、負荷２に印加される電圧Ｖ２と充放電コンデンサ３５１に印加される電圧Ｖ０が制御される。
次に、電力変換装置３の動作波形を図９Ａおよび図９Ｂに示す。図９Ａおよび図９Ｂにおいて、動作波形の上段から説明する。１番上は、制御手段３５にて設定される駆動キャリア（搬送波）を表している。Ｇａｔｅ＿Ｓ１は第１のスイッチング素子３３ａのゲート駆動信号、Ｇａｔｅ＿Ｓ２は第２のスイッチング素子３３ｂのゲート駆動信号、Ｇａｔｅ＿Ｓ３は第３のスイッチング素子３３ｃのゲート駆動信号、Ｇａｔｅ＿Ｓ４は第４のスイッチング素子３３ｄのゲート駆動信号、電流値ＩＬはリアクトル３１に流れる電流値、電流Ｉｃ０は充放電コンデンサ３５１に流れる電流値、電圧Ｖ０は充放電コンデンサ３５１に印加される電圧値、電流Ｉｃ２は第１の平滑コンデンサ３６に流れる電流値、電圧Ｖ２は第１の平滑コンデンサに印加される電圧値を表している。
第１のスイッチング素子３３ａ（Ｓ１）と第４のスイッチング素子３３ｄ（Ｓ４）、第２のスイッチング素子３３ｂ（Ｓ２）と第３のスイッチング素子３３ｃ（Ｓ３）は同時にオンしないようなゲート駆動信号とし、第１のスイッチング素子３３ａ（Ｓ１）と第２のスイッチング素子３３ｂ（Ｓ２）はオン時間が等価で駆動キャリアの半周期分だけ位相をずらせたスイッチングパターンに設定されている。
図９Ａは、デューティ比が０．５以下、つまり昇圧比が２倍以下における波形を示し、モード１→モード３→モード２→モード３を繰り返す。図９Ｂは、デューティ比が０．５以上、つまり昇圧比が２倍以上における波形を示し、モード１→モード４→モード２→モード４を繰り返す。
図９Ａは、デューティ比が０．５以下、つまり昇圧比が２倍以下における波形を示し、モード１→モード３→モード２→モード３を繰り返す。図９Ｂは、デューティ比が０．５以上、つまり昇圧比が２倍以上における波形を示し、モード１→モード４→モード２→モード４を繰り返す。
いずれもモード１では充放電コンデンサ３５１（Ｃ０）のみが充電され、モード２では充放電コンデンサ３５１（Ｃ０）が放電され第１の平滑コンデンサ３６（Ｃ２）が充電され、モード３では第１の平滑コンデンサ３６（Ｃ２）が充電される。
この実施の形態２では、実施の形態１と同様に、充放電コンデンサ３５１（Ｃ０）に印加される電圧Ｖ０，第１の平滑コンデンサ３６（Ｃ２）に印加される電圧Ｖ２は、駆動キャリア１周期毎に繰り返されるリプル電圧を含んだ電圧波形となる。
電圧Ｖ０、Ｖ２は、共にＧａｔｅ＿Ｓ１がＯＮしている間の中間点とＧａｔｅ＿Ｓ１がＯＦＦしている間の中間点で平均値Ｖ２ａｖｅ、Ｖ０ａｖｅ付近を通過する。なお、Ｇａｔｅ＿Ｓ１のＯＮおよびＯＦＦの中間点は駆動キャリアの山と谷のタイミングと等価である。
この実施の形態２では、実施の形態１と同様に、充放電コンデンサ３５１（Ｃ０）に印加される電圧Ｖ０，第１の平滑コンデンサ３６（Ｃ２）に印加される電圧Ｖ２は、駆動キャリア１周期毎に繰り返されるリプル電圧を含んだ電圧波形となる。
電圧Ｖ０、Ｖ２は、共にＧａｔｅ＿Ｓ１がＯＮしている間の中間点とＧａｔｅ＿Ｓ１がＯＦＦしている間の中間点で平均値Ｖ２ａｖｅ、Ｖ０ａｖｅ付近を通過する。なお、Ｇａｔｅ＿Ｓ１のＯＮおよびＯＦＦの中間点は駆動キャリアの山と谷のタイミングと等価である。
次に、実施の形態２における第１の電圧センサ３９および第２の電圧センサ３８の構成について図１０に基づいて説明する。
まず第１の電圧センサ３９および第２の電圧センサ３８は、実施の形態１と同じ構成である。第３の電圧センサ３５２は、分圧回路３５２１、絶縁回路３５２２、フィルタ回路３５２３を備え、電圧Ｖ０は電圧Ｖ２と同様にマルチレベルコンバータのフィードバック制御の制御対象であり、また駆動周波数に依存したリプル成分Ｖ０ｒｉｐを持つことから、分圧回路３５２１→絶縁回路３５２２→フィルタ回路３５２３を介してＡＤ変換器３５２４で駆動周波数に同期して電圧情報を取得する構成とする。
まず第１の電圧センサ３９および第２の電圧センサ３８は、実施の形態１と同じ構成である。第３の電圧センサ３５２は、分圧回路３５２１、絶縁回路３５２２、フィルタ回路３５２３を備え、電圧Ｖ０は電圧Ｖ２と同様にマルチレベルコンバータのフィードバック制御の制御対象であり、また駆動周波数に依存したリプル成分Ｖ０ｒｉｐを持つことから、分圧回路３５２１→絶縁回路３５２２→フィルタ回路３５２３を介してＡＤ変換器３５２４で駆動周波数に同期して電圧情報を取得する構成とする。
本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
１ バッテリ、２ 負荷、３ 電力変換装置、３０ 主回路部、３１ リアクトル、３２ 第１の電圧変換回路、３３ 第２の電圧変換回路、３４ 電流センサ、３５ 制御手段、３６ 第１の平滑コンデンサ、３７ 第２の平滑コンデンサ、３８ 第２の電圧センサ、３９ 第１の電圧センサ、１００ プロセッサ、１０１ 記憶装置、３５１ 充放電コンデンサ、３５２ 第３の電圧センサ、３８１ 分圧回路、３８２ 絶縁回路、３８４ エッジ検出器、３９１ 分圧回路、３９２ 絶縁回路、３９３ フィルタ回路、３９４ ＡＤ変換器、３５２１ 分圧回路、３５２２ 絶縁回路、３５２３ フィルタ回路、３５２４ ＡＤ変換器
Claims (8)
- スイッチング素子を備えた電圧変換回路およびコンデンサを有する主回路部、前記主回路部の前記コンデンサの電圧を検出する電圧センサ、および前記電圧センサによって検出された電圧値に基づいて前記スイッチング素子の動作を制御する制御手段を備えた電力変換装置において、前記電圧センサは、高電位を低電位に変換する分圧回路と、前記分圧回路に接続され前記分圧回路の出力に応じたデジタル信号を絶縁して出力する絶縁回路と、前記絶縁回路から出力されたデジタル値をアナログ値に変換するフィルタ回路とを備え、前記制御手段は、前記フィルタ回路から出力されたアナログ値を取得してデジタル値に変換する変換器を備え、前記制御手段の前記変換器がアナログ値を取得するタイミングは、前記スイッチング素子の駆動周期に同期し、前記絶縁回路が出力するデジタル信号の周波数は前記スイッチング素子の駆動周波数よりも高いことを特徴とする電力変換装置。
- スイッチング素子を備えた電圧変換回路およびコンデンサを有する主回路部、前記主回路部の前記コンデンサの電圧を検出する電圧センサ、および前記電圧センサによって検出された電圧値に基づいて前記スイッチング素子の動作を制御する制御手段を備えた電力変換装置において、前記電圧センサは、高電位を低電位に変換する分圧回路と、前記分圧回路に接続され前記分圧回路の出力に応じたデジタル信号を絶縁して出力する絶縁回路と、前記絶縁回路から出力されたデジタル値をアナログ値に変換するフィルタ回路とを備え、前記制御手段は、前記フィルタ回路から出力されたアナログ値を取得してデジタル値に変換する変換器を備え、前記フィルタ回路は、抵抗器とコンデンサで構成されたローパスフィルタ回路であり、前記絶縁回路が出力するデジタル信号の周波数は、前記ローパスフィルタ回路のカットオフ周波数よりも高く、前記カットオフ周波数は、前記スイッチング素子の駆動周波数よりも高いことを特徴とする電力変換装置。
- 前記ローパスフィルタ回路は、複数段直列に構成された高次ローパスフィルタ回路であることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
- スイッチング素子を備えた電圧変換回路およびコンデンサを有する主回路部、前記主回路部の前記コンデンサの電圧を検出する電圧センサ、および前記電圧センサによって検出された電圧値に基づいて前記スイッチング素子の動作を制御する制御手段を備えた電力変換装置において、前記電圧センサは、高電位を低電位に変換する分圧回路と、前記分圧回路に接続され前記分圧回路の出力に応じたデジタル信号を絶縁して出力する絶縁回路と、前記絶縁回路から出力されたデジタル値をアナログ値に変換するフィルタ回路とを備え、前記制御手段は、前記フィルタ回路から出力されたアナログ値を取得してデジタル値に変換する変換器を備え、前記スイッチング素子は、ＰＷＭ制御で駆動され、前記制御手段の前記変換器がアナログ値を取得するタイミングが、前記スイッチング素子のターンオン期間またはターンオフ期間を避けて設定されていることを特徴とする電力変換装置。
- 前記変換器がアナログ値を取得するタイミングが、前記スイッチング素子のゲートＯＮ期間の中心または前記スイッチング素子のゲートＯＦＦ期間の中心であることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
- スイッチング素子を備えた電圧変換回路およびコンデンサを有する主回路部、前記主回路部の前記コンデンサの電圧を検出する電圧センサ、および前記電圧センサによって検出された電圧値に基づいて前記スイッチング素子の動作を制御する制御手段を備えた電力変換装置において、前記電圧センサは、高電位を低電位に変換する分圧回路と、前記分圧回路に接続され前記分圧回路の出力に応じたデジタル信号を絶縁して出力する絶縁回路と、前記絶縁回路から出力されたデジタル値をアナログ値に変換するフィルタ回路とを備え、前記制御手段は、前記フィルタ回路から出力されたアナログ値を取得してデジタル値に変換する変換器を備え、前記絶縁回路は、前記分圧回路から出力された電圧値に応じたデューティ比を出力し、前記分圧回路において天絡または地絡の電圧値を検出できない場合には、予め定めた前記デューティ比の値を出力することを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
- スイッチング素子を備えた電圧変換回路およびコンデンサを有する主回路部、前記主回路部の前記コンデンサの電圧を検出する電圧センサ、および前記電圧センサによって検出された電圧値に基づいて前記スイッチング素子の動作を制御する制御手段を備えた電力変換装置において、前記電圧センサは、高電位を低電位に変換する分圧回路と、前記分圧回路に接続され前記分圧回路の出力に応じたデジタル信号を絶縁して出力する絶縁回路と、前記絶縁回路から出力されたデジタル値をアナログ値に変換するフィルタ回路とを備え、前記制御手段は、前記フィルタ回路から出力されたアナログ値を取得してデジタル値に変換する変換器を備え、前記絶縁回路の高圧側の基準電位の電源と低圧側の基準電位の内、前記低圧側の基準電位の電源を前記制御手段の前記変換器の基準電位と同じにしたことを特徴とする電力変換装置。
- 請求項１から７のいずれか１項に記載の電力変換装置が、発電用モータまたは駆動用モータを制御するインバータに印加される直流電圧を制御するＤＣ／ＤＣコンバータの電力変換システムの一部として自動車に搭載され、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの直流電圧の制御速度を前記インバータの負荷の変化による直流電圧の変化速度よりも速くして、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が一定に制御されることを特徴とする電力変換システム。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2020178574A JP7002620B1 (ja) | 2020-10-26 | 2020-10-26 | 電力変換装置および電力変換システム |
| CN202111225894.0A CN114499255A (zh) | 2020-10-26 | 2021-10-21 | 功率转换装置及功率转换系统 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2020178574A JP7002620B1 (ja) | 2020-10-26 | 2020-10-26 | 電力変換装置および電力変換システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP7002620B1 true JP7002620B1 (ja) | 2022-01-20 |
| JP2022069745A JP2022069745A (ja) | 2022-05-12 |
Family
ID=80560854
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2020178574A Active JP7002620B1 (ja) | 2020-10-26 | 2020-10-26 | 電力変換装置および電力変換システム |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP7002620B1 (ja) |
| CN (1) | CN114499255A (ja) |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004140969A (ja) * | 2002-10-21 | 2004-05-13 | Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd | 電力変換装置用平滑コンデンサの充電方法 |
| JP4566267B1 (ja) * | 2009-04-21 | 2010-10-20 | シャープ株式会社 | 電源装置 |
| JP2018026998A (ja) * | 2016-07-29 | 2018-02-15 | 三菱電機株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
-
2020
- 2020-10-26 JP JP2020178574A patent/JP7002620B1/ja active Active
-
2021
- 2021-10-21 CN CN202111225894.0A patent/CN114499255A/zh active Pending
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004140969A (ja) * | 2002-10-21 | 2004-05-13 | Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd | 電力変換装置用平滑コンデンサの充電方法 |
| JP4566267B1 (ja) * | 2009-04-21 | 2010-10-20 | シャープ株式会社 | 電源装置 |
| JP2018026998A (ja) * | 2016-07-29 | 2018-02-15 | 三菱電機株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2022069745A (ja) | 2022-05-12 |
| CN114499255A (zh) | 2022-05-13 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100990212B1 (ko) | 전력변환회로 | |
| JP5374210B2 (ja) | Ｄｃ／ｄｃコンバータおよびそれを用いた給電システム | |
| JP4800402B2 (ja) | 車両搭載用マルチフェーズコンバータ | |
| US7728562B2 (en) | Voltage link control of a DC-AC boost converter system | |
| US9985524B2 (en) | DC/DC conversion device and load-drive control system | |
| CN111952933B (zh) | 驱动电路 | |
| CA2963665A1 (en) | Two-phase three-level converter and controller therefor | |
| US9331578B2 (en) | Multi-phase buck DC converter | |
| KR20140015583A (ko) | 전원 시스템 | |
| CN101128974A (zh) | 电力转换装置 | |
| WO2013135118A1 (en) | Apparatus and method for feedforward controlled charge pumps | |
| US11695333B2 (en) | Hybrid switched capacitor converters with real-time control of switching state duration, and associated methods | |
| CN113972836B (zh) | 一种三电平升压变换器及控制方法 | |
| JP4809271B2 (ja) | 電気車両の蓄電装置及び蓄電装置システム | |
| KR101556933B1 (ko) | 무정전 전원장치 | |
| CN103201132A (zh) | 车辆用辅助电源装置 | |
| JP7002620B1 (ja) | 電力変換装置および電力変換システム | |
| JP7099199B2 (ja) | 駆動対象スイッチの駆動回路 | |
| KR101030776B1 (ko) | 승압형 직류/직류 변환기 | |
| JP6915566B2 (ja) | 電力変換装置及び電力変換システム | |
| US20240088778A1 (en) | Power conversion device and control method | |
| Klumpner et al. | A cost-effective solution to power the gate drivers of multilevel inverters using the bootstrap power supply technique | |
| JP2011010380A (ja) | 直流電力変換装置 | |
| JP2018038240A (ja) | 昇降圧電源装置 | |
| Chandran et al. | Switched capacitor voltage converter for electric vehicles |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20201026 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20210928 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20211025 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20211130 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20211227 |
|
| R151 | Written notification of patent or utility model registration |
Ref document number: 7002620 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151 |