CN101958686B - 无传感器转子角位置估计的方法、系统和设备 - Google Patents

无传感器转子角位置估计的方法、系统和设备 Download PDF

Info

Publication number
CN101958686B
CN101958686B CN2010102317431A CN201010231743A CN101958686B CN 101958686 B CN101958686 B CN 101958686B CN 2010102317431 A CN2010102317431 A CN 2010102317431A CN 201010231743 A CN201010231743 A CN 201010231743A CN 101958686 B CN101958686 B CN 101958686B
Authority
CN
China
Prior art keywords
vector
phase
pwm
voltage
motor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN2010102317431A
Other languages
English (en)
Other versions
CN101958686A (zh
Inventor
S·E·舒尔茨
Y·C·森
N·R·帕特尔
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
GM Global Technology Operations LLC
Original Assignee
GM Global Technology Operations LLC
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by GM Global Technology Operations LLC filed Critical GM Global Technology Operations LLC
Publication of CN101958686A publication Critical patent/CN101958686A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN101958686B publication Critical patent/CN101958686B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
    • H02P6/182—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements using back-emf in windings
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L15/00—Methods, circuits, or devices for controlling the traction-motor speed of electrically-propelled vehicles
    • B60L15/02—Methods, circuits, or devices for controlling the traction-motor speed of electrically-propelled vehicles characterised by the form of the current used in the control circuit
    • B60L15/025—Methods, circuits, or devices for controlling the traction-motor speed of electrically-propelled vehicles characterised by the form of the current used in the control circuit using field orientation; Vector control; Direct Torque Control [DTC]
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L15/00—Methods, circuits, or devices for controlling the traction-motor speed of electrically-propelled vehicles
    • B60L15/02—Methods, circuits, or devices for controlling the traction-motor speed of electrically-propelled vehicles characterised by the form of the current used in the control circuit
    • B60L15/08—Methods, circuits, or devices for controlling the traction-motor speed of electrically-propelled vehicles characterised by the form of the current used in the control circuit using pulses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/04—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for very low speeds
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/18—Estimation of position or speed
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/24—Vector control not involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L2200/00—Type of vehicles
    • B60L2200/26—Rail vehicles
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L2260/00—Operating Modes
    • B60L2260/40—Control modes
    • B60L2260/44—Control modes by parameter estimation
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/64—Electric machine technologies in electromobility

Abstract

本发明涉及无传感器转子角位置估计的方法、系统和设备。提供采用降低开关损失的PWM波形的低速无传感器转子角位置估计的方法、系统和设备。

Description

无传感器转子角位置估计的方法、系统和设备
技术领域
本发明总体上涉及混合动力和电动车辆动力系统，且更具体地涉及在没有传感器的情况下估计转子角位置的技术。
背景技术
混合动力和电动车辆(HEV)通常包括电牵引驱动系统，所述电牵引驱动系统包括借助于直流(DC)功率源(例如蓄电池)由功率逆变器驱动的交流(AC)电动马达。AC电动马达的马达绕组可以被联接到功率逆变器模块(PIM)的逆变器子模块。每个逆变器子模块包括一对开关，所述开关以互补的方式开关以执行快速开关功能，以便将DC功率转换为AC功率。该AC功率驱动AC电动马达，继而驱动HEV传动系的轴。常规HEV采用两个三相脉宽调制(PWM)逆变器模块和各由相应一个联接到其上的三相PWM逆变器模块驱动的两个三相AC电机(例如，AC马达)。
许多现代高性能AC马达驱动器使用磁场定向控制(FOC)或者“矢量”控制的原理来控制AC电动马达的操作。具体地，矢量控制通常用于变频驱动器中以通过控制供应给三相AC电动马达的电流来控制施加到三相AC电动马达的轴的扭矩(因而，最终控制速度)。简而言之，定子相位电流被测量并转换为对应复杂空间矢量。该电流矢量然后变换至随三相AC电动马达的转子旋转的坐标系统。该技术需要知晓转子角位置(即，转子相对于“定子”或马达绕组的机械旋转角位置)。
转子角位置可以基于使用一些类型的速度或位置传感器测量的实际量来计算，以用于控制反馈测量值。例如，为了确定转子角位置，其角速度可以用速度传感器测量，且角位置然后可以通过将速度测量值积分获得。其它系统可使用解析器和直接提供绝对位置信息的解析器-数字转换器电路。高性能驱动系统需要速度或位置传感器，速度或位置传感器是昂贵的部件。此外，处理信号所需的电路也会是昂贵的。系统中速度/位置传感器的存在增加了成本、尺寸和重量，且也降低可靠性。将期望消除该速度/位置传感器且由计算估计值来取代测量量。还期望消除机械接口硬件，降低成本和重量，并改进电牵引驱动系统的可靠性。
根据消除传感器的一种方法，也可以在实际上不使用传感器来测量实际速度/位置量的情况下估计转子角位置。在这方面，存在适合于零/低速操作的估计转子角位置的多种方法。
牵引驱动系统的许多常用无传感器位置控制方法依赖于驱动系统的转子的转子凸极性的空间变化或者驱动系统的内在凸极性电机的反EMF。这些方法更适合于内在地具有磁性凸极性转子的内置永磁同步马达(IPMSM)、同步磁阻马达和开关磁阻马达电机类型。
检测转子角位置的其它方法包括高频信号注入和修正PWM试验脉冲激励。
在高频信号注入方法中，平衡高频试验信号(例如，电压(或电流)信号)可以被注入到内在凸极性电机的定子绕组上，且可测量得到的平衡高频试验信号对定子电流(或电压)的影响。可以在测量定子电流中观察平衡高频试验信号注入的影响，测量定子电流在两倍于基本频率下采用幅值调制的形式。该影响是由于在转子旋转时的磁性凸极性空间调制。该方法在试验的电机具有内在凸极性时工作很好，例如内置永磁式电机。然而，表面安装式永磁(SMPM)电机没有有意设计的凸极性，因而需要非常高幅值的注入信号以获得位置信息，因而，由于这种高幅值注入信号产生的附加损失和噪音，该方法不适合于SMPM型应用。
在修正PWM试验脉冲激励方法中，修正PWM试验脉冲可以用于激励电机的高频阻抗。修正PWM试验脉冲激励两种凸极性：1)机械凸极性和2)电凸极性。当注入PWM试验脉冲时，在试验时段忽略电流控制。这可以是工业驱动器的良好方法。然而，牵引电机具有低电感且在试验时段期间不控制电流可导致不受控状况。该技术从必须在注入试验脉冲之后立即取样的感测定子电流获取位置信息。这增加了被取样的定子电流的次数。
例如，这种技术已经描述用于以下文献中的感应马达：“Sensorlessposition control of induction motors-an emerging technology，”by Dr.J.Holtz，IEEE Trans.Ind.Electron.，vol.45，pp.840-852，Dec.1998；以及“Elimination of saturation effects in sensorless position controlledinduction motors，”by Dr.J.Holtz and H.Pan，Conf.Rec.IEEE-IASAnnu.Meeting，Pittsburgh，PA，vol.3，Oct.13-18，2002，pp.1695-1702。这些技术修正了标准PWM波形以相继激励电机的每个相位，从而可以获得转子角位置的估计值。所述技术已经表明对异步和同步电机都同样表现良好。
虽然上述常规无传感器转子角位置估计技术可以提供转子位置的高可信度估计值，但是存在一些缺陷。一种这样的缺陷涉及由于在每个PWM循环或周期内注入的试验矢量的引入而增加在半导体装置中引起的开关损失。通常，与传统SVPWM相比，基于PWM试验脉冲激励的现有常规无传感器转子角位置估计技术使开关损失加倍。
期望提供用于无传感器转子角位置估计的改进方法、系统和设备。例如，期望在逆变器模块中具有降低开关损失的情况下提供用于无传感器转子角位置估计的方法、系统和设备。另外，本发明的其它期望特征和特性将从随后的详细说明和所附权利要求结合附图以及前述技术领域和背景技术显而易见。
发明内容
本发明的实施例涉及采用降低开关损失PWM波形的低速无传感器转子角位置估计的方法和设备。
根据一个实施例，提供一种矢量控制马达驱动系统，允许在降低开关损失的情况下无传感器地估计转子角位置。所述系统包括：AC电机；被联接到所述AC电机的逆变器模块；被联接到所述逆变器模块的试验矢量和占空比发生器模块；零序电压发生器模块，所述零序电压发生器模块被联接到所述AC电机和所述逆变器模块；以及被联接到所述零序电压发生器模块的输出模块。
所述试验矢量和占空比发生器模块接收一组三相电压指令信号且使用其来产生一组脉宽调制(PWM)波形。该组PWM波形包括第一、第二和第三修正开关矢量信号。第一修正开关矢量信号对应于第一马达相位，第二修正开关矢量信号对应于第二马达相位，第三修正开关矢量信号对应于第三马达相位。
第一、第二和第三修正开关矢量信号通过将试验脉冲注入与常规开关矢量信号相对应的PWM波形而产生。将试验脉冲注入PWM波形引起了得到的修正开关矢量信号中的附加过渡，但是如下文所述，与常规系统中使用的开关矢量信号相比，根据所公开实施例的修正开关矢量信号展现了减少次数的过渡。例如，在每个PWM循环期间，第一、第二和第三修正开关矢量信号各具有在高值和低值之间变化的幅值，且在三个连续PWM循环内，第一修正开关矢量信号在低值和高值之间(反之亦然)过渡的次数大于6且小于12。由于过渡次数减少，逆变器模块中的开关在每个PWM循环期间开关的次数相应地减少。因而，与常规无传感器转子角位置估计技术相比，所公开的实施例可以显著地降低由于将试验矢量引入或插入每个PWM循环而引起的开关损失，同时保持全部功能。
逆变器模块基于从试验矢量和占空比发生器模块接收的第一、第二和第三修正开关矢量信号来产生三相电压信号。三相电压信号驱动AC电机，AC电机包括转子。AC电机设计成提供至中性点电压的测量通路。零序电压发生器模块接收三相电压信号和中性点电压信号，并产生零序电压的三个顺序取样副本。输出模块接收取样的三相零序电压，并基于取样的三相零序电压来产生转子的最终估计角位置。
在一种实施方式中，零序电压发生器模块包括相-中性点电压发生器模块、求和点和零序电压取样模块。相-中性点电压发生器模块接收三相电压信号和中性点电压信号，并基于此产生电机相-中性点电压信号，所述电机相-中性点电压信号提供给求和点。作为响应，求和点产生零序电压信号，所述零序电压信号提供给零序电压取样模块，零序电压取样模块基于零序电压信号来产生取样的三相零序电压。
在一种实施方式中，输出模块包括三相-两相转换模块、角度计算器模块和任选地角度缩放模块。三相-两相转换模块基于顺序取样的三相零序电压信号来产生两相零序电压。角度计算器模块接收两相零序电压且计算由两相零序电压表示的矢量的反正切角。反正切角是被跟踪的马达凸极性的角度且与转子的最终估计角位置成比例。在一些实施方式中，角度缩放模块用于根据缩放常数来缩放反正切角，以产生转子的最终估计转子角位置。
现在将描述第一、第二和第三修正开关矢量信号的不同实施例。
应当注意的是，在三个连续PWM循环期间任何具体时间，第一修正开关矢量信号的第一幅值、第二修正开关矢量信号的第二幅值、以及第三修正开关矢量信号的第三幅值共同限定一组八个可能电压开关矢量的具体电压开关矢量。这些包括第一零电压开关矢量、第二零电压开关矢量和六个有效电压开关矢量。每个PWM循环包括PWM循环的第一半和PWM循环的第二半。具体地，第一修正开关矢量信号的第一幅值、第二修正开关矢量信号的第二幅值、以及第三修正开关矢量信号的第三幅值共同限定在所述三个连续PWM循环中的每个的开始部分时和在所述三个连续PWM循环中的每个的结束部分时的第一零电压开关矢量，且限定在所述三个连续PWM循环中的每个的中间部分时的第二零电压开关矢量。在第一幅值、第二幅值和第三幅值均具有低幅值时，可以限定第一零电压开关矢量。在第一幅值、第二幅值和第三幅值均具有高幅值时，可以限定第二零电压开关矢量。在所公开的实施例中，第二零电压开关矢量在每个PWM循环中在没有中间矢量的情况下连续地限定。
在一个实施例中，第一幅值、第二幅值和第三幅值还共同限定：在每个PWM循环的第一半中的第一有效电压开关矢量、在每个PWM循环的第一半中且在第一有效电压开关矢量之后的第二有效电压开关矢量、在每个PWM循环的第二半中的第一试验矢量、以及在每个PWM循环的第二半中且在第一试验矢量之后的第二试验矢量。第一试验矢量和第二试验矢量互补，且在第二零电压开关矢量和第一零电压开关矢量之间限定，在它们之间没有限定任何其它中间矢量。此外，第一有效电压开关矢量和第二有效电压开关矢量在第一零电压开关矢量(在三个连续PWM循环中的每个的开始部分时限定)和第二零电压开关矢量之间限定，在它们之间没有限定任何其它中间矢量。
方案1.一种矢量控制马达驱动系统，包括：
试验矢量和占空比发生器模块，所述试验矢量和占空比发生器模块被设计成接收一组三相电压指令信号且被设计成产生一组脉宽调制(PWM)波形，其中，该组PWM波形包括：
用于第一马达相位的第一修正开关矢量信号，第一修正开关矢量信号在三个连续PWM循环内包括至少两个试验脉冲，其中，第一修正开关矢量信号具有在三个连续PWM循环期间在高幅值和低幅值之间变化的第一幅值，且其中，在三个连续PWM循环内，第一修正开关矢量信号在低幅值和高幅值之间过渡的次数大于六且小于十二。
方案2.根据方案1所述的矢量控制马达驱动系统，其中，该组PWM波形还包括：
用于第二马达相位的第二修正开关矢量信号，第二修正开关矢量信号在三个连续PWM循环内包括至少两个试验脉冲，其中，第二修正开关矢量信号具有在三个连续PWM循环期间在高幅值和低幅值之间变化的第二幅值，且其中，在三个连续PWM循环内，第二修正开关矢量信号在低幅值和高幅值之间过渡的次数大于六且小于十二；以及
用于第三马达相位的第三修正开关矢量信号，第三修正开关矢量信号在三个连续PWM循环内包括至少两个试验脉冲，其中，第三修正开关矢量信号具有在三个连续PWM循环期间在高幅值和低幅值之间变化的第三幅值，且其中，在三个连续PWM循环内，第三修正开关矢量信号在低幅值和高幅值之间过渡的次数大于六且小于十二。
方案3.根据方案2所述的矢量控制马达驱动系统，其中，在三个连续PWM循环期间的任何具体时间，第一幅值、第二幅值和第三幅值限定一组八个电压开关矢量的具体电压开关矢量，所述八个电压开关矢量包括第一零电压开关矢量、第二零电压开关矢量和六个有效电压开关矢量，以及
其中，第一幅值、第二幅值和第三幅值共同限定：
在三个连续PWM循环中的每个的开始部分的第一零电压开关矢量，其中，第一零电压开关矢量在第一幅值、第二幅值和第三幅值均具有低幅值时限定；
在三个连续PWM循环中的每个的中间部分的第二零电压开关矢量，其中，第二零电压开关矢量在第一幅值、第二幅值和第三幅值均具有高幅值时限定，且其中，在每个PWM循环中，第二零电压开关矢量在没有中间矢量的情况下连续地限定；以及
在所述三个连续PWM循环中的每个的结束部分时的第一零电压开关矢量。
方案4.根据方案3所述的矢量控制马达驱动系统，其中，第一零电压开关矢量和第二零电压开关矢量的时期均大于任何试验矢量的时期。
方案5.根据方案3所述的矢量控制马达驱动系统，其中，每个PWM循环包括PWM循环的第一半和PWM循环的第二半，且其中，第一幅值、第二幅值以及第三幅值内还共同限定：
在每个PWM循环的第一半中的第一有效电压开关矢量；
在每个PWM循环的第一半中且在第一有效电压开关矢量之后的第二有效电压开关矢量；
在每个PWM循环的第二半中的第一试验矢量；以及
在每个PWM循环的第二半中且在第一试验矢量之后的第二试验矢量，其中，第二试验矢量和第一试验矢量互补。
方案6.根据方案5所述的矢量控制马达驱动系统，其中，第一试验矢量和第二试验矢量在第二零电压开关矢量和限定于三个连续PWM循环中的每个的结束部分的第一零电压开关矢量之间限定，在第二零电压开关矢量和限定于三个连续PWM循环中的每个的结束部分的第一零电压开关矢量之间没有限定任何其它中间矢量。
方案7.根据方案6所述的矢量控制马达驱动系统，其中，第一有效电压开关矢量和第二有效电压开关矢量在限定于在三个连续PWM循环中的每个的开始部分的第一零电压开关矢量和限定于在三个连续PWM循环中的每个的中间部分的第二零电压开关矢量之间限定，在限定于在三个连续PWM循环中的每个的开始部分的第一零电压开关矢量和限定于在三个连续PWM循环中的每个的中间部分的第二零电压开关矢量之间没有限定任何其它中间矢量。
方案8.根据方案3所述的矢量控制马达驱动系统，其中，每个PWM循环包括PWM循环的第一半和PWM循环的第二半，且其中，第一幅值、第二幅值以及第三幅值内还共同限定：
在每个PWM循环的第一半中的第一有效电压开关矢量；
在每个PWM循环的第一半中且在第一有效电压开关矢量之后的第二有效电压开关矢量；以及
第一试验矢量，第一试验矢量在限定于三个连续PWM循环中的每个的中间部分的第二零电压开关矢量和限定于三个连续PWM循环中的每个的结束部分的第一零电压开关矢量之间限定，在第二零电压开关矢量和限定于三个连续PWM循环中的每个的结束部分的第一零电压开关矢量之间没有限定任何其它中间矢量。
方案9.根据方案8所述的矢量控制马达驱动系统，其中，第一有效电压开关矢量和第二有效电压开关矢量在限定于在三个连续PWM循环中的每个的开始部分的第一零电压开关矢量和限定于在三个连续PWM循环中的每个的中间部分的第二零电压开关矢量之间限定，在限定于在三个连续PWM循环中的每个的开始部分的第一零电压开关矢量和限定于在三个连续PWM循环中的每个的中间部分的第二零电压开关矢量之间没有限定任何其它中间矢量。
方案10.根据方案3所述的矢量控制马达驱动系统，其中，每个PWM循环包括PWM循环的第一半和PWM循环的第二半，且其中，第一幅值、第二幅值以及第三幅值内还共同限定：
在每个PWM循环的第二半中的第一有效电压开关矢量；
在每个PWM循环的第二半中且在第一有效电压开关矢量之后的第二有效电压开关矢量，
其中，第一有效电压开关矢量和第二有效电压开关矢量在第二零电压开关矢量和限定于在三个连续PWM循环中的每个的结束部分的第一零电压开关矢量之间限定；
在每个PWM循环的第一半中的第一试验矢量，随后是在每个PWM循环的第一半中的第二试验矢量，其中，第二试验矢量和第一试验矢量互补。
方案11.根据方案10所述的矢量控制马达驱动系统，其中，第一试验矢量和第二试验矢量在限定于三个连续PWM循环中的每个的开始部分的第一零电压开关矢量和限定于三个连续PWM循环中的每个的中间部分的第二零电压开关矢量之间限定，在限定于三个连续PWM循环中的每个的开始部分的第一零电压开关矢量和限定于三个连续PWM循环中的每个的中间部分的第二零电压开关矢量之间没有限定任何其它中间矢量。
方案12.根据方案1所述的矢量控制马达驱动系统，其中，在三个连续PWM循环内，第一修正开关矢量信号在低幅值和高幅值之间过渡的次数是八。
方案13.根据方案2所述的矢量控制马达驱动系统，还包括：
AC电机，所述AC电机被设计成产生中性点电压信号；以及
逆变器模块，所述逆变器模块被联接到所述AC电机且被联接到所述试验矢量和占空比发生器模块，所述逆变器模块被设计成基于第一、第二和第三修正开关矢量信号来产生三相电压信号，其中，所述三相电压信号驱动所述AC电机。
方案14.根据方案13所述的矢量控制马达驱动系统，还包括：
零序电压发生器模块，所述零序电压发生器模块被设计成接收三相电压信号和中性点电压信号，且被设计成产生取样三相零序电压。
方案15.根据方案14所述的矢量控制马达驱动系统，其中，所述零序电压发生器模块包括：
相-中性点电压发生器模块，所述相-中性点电压发生器模块被设计成接收三相电压信号和中性点电压信号，且被设计成产生电机相-中性点电压信号；
求和点，所述求和点被设计成接收电机相-中性点电压信号，且被设计成基于电机相-中性点电压信号来产生零序电压信号；以及
零序电压取样模块，所述零序电压取样模块被设计成接收零序电压信号，且被设计成产生顺序取样的三相零序电压。
方案16.根据方案14所述的矢量控制马达驱动系统，其中，所述AC电机包括转子，所述矢量控制马达驱动系统还包括：
输出模块，所述输出模块被联接到所述零序电压发生器模块，其中，所述输出模块被设计成接收取样三相零序电压并基于取样三相零序电压来产生转子的最终估计角位置。
方案17.根据方案16所述的矢量控制马达驱动系统，其中，所述输出模块包括：
三相-两相转换模块，所述三相-两相转换模块被设计成接收顺序取样的三相零序电压信号并产生两相零序电压；以及
角度计算器模块，所述角度计算器模块被设计成接收两相零序电压且被设计成计算由两相零序电压表示的矢量的反正切角，其中，两相零序电压的反正切是被跟踪的马达凸极性的角度且与转子的最终估计角位置成比例。
方案18.根据方案17所述的矢量控制马达驱动系统，其中，所述输出模块还包括：
角度缩放模块，所述角度缩放模块根据缩放常数来缩放反正切角以产生转子的最终估计转子角位置。
方案19.一种无传感器估计AC电机的转子角位置的系统，所述系统包括：
试验矢量和占空比发生器模块，所述试验矢量和占空比发生器模块接收一组三相电压指令信号且产生一组修正开关矢量信号，每个修正开关矢量信号对应于AC马达的马达相位，其中，每个修正开关矢量信号中插入有试验脉冲，在每个PWM循环中，所述试验脉冲共同限定一对互补试验矢量，其中，每个修正开关矢量信号具有在每个PWM循环期间过渡的幅值，其中，在每个PWM循环的一部分中，修正开关矢量信号的幅值在没有中间矢量的情况下共同限定连续零电压开关矢量；以及
逆变器模块，所述逆变器模块被联接在所述试验矢量和占空比发生器模块和所述AC电机之间，所述逆变器模块被设计成接收修正开关矢量信号且被设计成基于修正开关矢量信号来产生驱动AC电机的三相电压信号。
方案20.根据方案19所述的系统，其中，每个修正开关矢量信号在三个连续PWM循环内过渡的次数大于六且小于十二，所述系统还包括：
零序电压发生器模块，所述零序电压发生器模块从AC电机接收三相电压信号和中性点电压信号，且产生取样三相零序电压；以及
输出模块，所述输出模块被联接到所述零序电压发生器模块，所述输出模块接收取样三相零序电压且基于顺序取样的三相零序电压来产生转子的最终估计角位置。
附图说明
本发明在下文结合以下附图描述，其中，相同的附图标记表示相同的元件，且
图1是转子角位置的无传感器估计的高性能矢量控制的常规矢量控制马达驱动系统的框图；
图2是包括连接到三相马达的三相电压源逆变器的马达驱动系统的一部分的框图；
图3A是示出了用于驱动图2中的三相电压源逆变器模块中的开关的八个可用电压开关矢量(V0...V7)的电压开关矢量图表；
图3B是概括在八个可用电压开关矢量(V0...V7)中的每个期间图2中的每个开关的开/关状态的表格；
图4A是示出了用于矢量一(1)的电流控制的在常规基于中心的空间矢量PWM(SVPWM)中使用的开关矢量信号(Sa，Sb和Sc)的常规SVPWM波形的三个PWM循环的曲线图；
图4B是更详细地示出了图4A的第一PWM循环的曲线图；
图5A是示出了包括根据常规无传感器位置估计技术使用的互补试验矢量的PWM波形(Sia，Sib和Sic)的曲线图；
图5B是示出了根据常规无传感器位置估计技术使用的修正开关矢量信号(Sa*，Sb*和Sc*)的合成PWM波形的曲线图；
图6是借助于根据本发明的一些实施例的无传感器估计的高性能矢量控制的矢量控制马达驱动系统的框图；
图7A是示出了包括根据本发明第一实施例的互补试验矢量的PWM波形(Dia，Dib和Dic)的曲线图；
图7B是示出了在根据本发明第一实施例的无传感器位置估计技术中使用的修正开关矢量信号(Da*，Db*和Dc*)的合成PWM波形的曲线图；
图8A是示出了包括根据本发明第二实施例使用的互补试验矢量的PWM波形(Dia，Dib和Dic)的曲线图；
图8B是示出了在根据本发明第二实施例的无传感器位置估计技术中使用的修正开关矢量信号(Da*，Db*和Dc*)的合成PWM波形的曲线图；
图9A是示出了包括根据本发明第三实施例使用的互补试验矢量的PWM波形(Dia，Dib和Dic)的曲线图；和
图9B是示出了在根据本发明第三实施例的无传感器位置估计技术中使用的修正开关矢量信号(Da*，Db*和Dc*)的合成PWM波形的曲线图。
具体实施方式
如本文使用的，词语“示例性”指的是“用作示例、实例、或说明”。下述详细说明本质上仅为示例性的且不旨在限制本发明或本发明的应用和使用。本文描述为“示例性”的任何实施例不必须解释为优于或好于其他实施例。该详细说明中描述的所有实施例是提供用于使得本领域技术人员能够制造或使用本发明的示例性实施例，而不是限制本发明的范围，本发明的范围由权利要求限定。此外，并不旨在受约束于前述技术领域、背景技术、发明内容或下述详细说明中阐述的任何明示或暗示的理论。
在详细描述根据本发明的实施例之前，应当看到的是，实施例主要依赖于涉及采用降低开关损失PWM波形的低速无传感器转子角位置估计的方法步骤和设备部件的组合。应当理解的是，本文所述的本发明实施例可以使用硬件、软件或其组合实施。本文所述的控制电路可包括各种部件、模块、电路和可以使用模拟和/或数字电路、分立或集成模拟或数字电子电路的组合实施的其它逻辑或其组合。如本文使用的，术语“模块”指的是用于执行任务的装置、电路、电气部件和/或基于软件的部件。在一些实施方式中，在实施这种电路中的控制逻辑的部分或全部时，本文所述的控制电路可使用一个或多个专用集成电路(ASIC)、一个或多个微处理器和/或一个或多个基于数字信号处理器(DSP)的电路实施。应当理解的是，本文所述的本发明实施例可包括一个或多个常规处理器和控制所述一个或多个处理器以结合某些非处理器电路来实施采用降低开关损失PWM波形的低速无传感器转子角位置估计的功能中的一些、大多数或全部的独特存储程序指令，如本文所述。因而，这些功能可理解为采用降低开关损失PWM波形的低速无传感器转子角位置估计的方法的步骤。替代地，一些或全部功能可以通过没有存储程序指令的状态机来实施，或者在一个或多个专用集成电路(ASIC)中实施，其中，每个功能或者某些功能的一些组合实施为定制逻辑。当然，可以使用两种方法的组合。因此，在本文中描述用于这些功能的方法和手段。此外，可以预期，尽管本领域技术人员可能由例如可用时间、电流技术和经济考虑启发显著的努力和许多设计选择，但是在本文公开的构思和原理的指导下，将在少量的试验的情况下能够容易产生这种软件指令和程序以及IC。
概述
本发明的实施例涉及采用降低开关损失PWM波形的低速无传感器转子角位置估计的方法和设备。所公开的方法和设备可以在诸如混合动力/电动车辆(HEV)的操作环境中实施。在现在将描述的示例性实施方式中，控制技术和方案将描述为应用于混合动力/电动车辆(HEV)。然而，本领域技术人员将理解的是，相同或类似的技术和方案可以在需要估计转子角位置同时降低开关损失的其它系统的环境中应用。在这方面，本文公开的任何构思可以总体上应用于“车辆”，且如本文使用的，术语“车辆”广泛地指代具有AC马达的非生物运输机构。这种车辆的示例包括机动车，例如公交车、汽车、货车、运动型多功能车辆、厢式货车、不在陆地上行驶的车辆(例如，机械水上车辆，包括船舶、气垫车、帆船、船只和轮船；机械水下车辆，包括潜水艇；机械空中车辆，包括航空器和宇宙飞船)和机械轨道车辆(例如火车、有轨电车和载重滑车等)。此外，术语“车辆”并不限于任何具体推进技术，例如汽油或柴油燃料。相反，车辆还包括混合动力车辆、蓄电池电动车辆、氢气车辆和使用各种其它替代燃料操作的车辆。
如本文使用的，术语“AC电机”总体上指的是“将电能转换为机械能或者反之亦然的装置或设备”。AC电机总体上可以分成同步AC电机和异步AC电机。同步AC电机可包括永磁电机和磁阻电机。永磁电机包括表面安装永磁电机(SMPMM)和内置永磁电机(IPMM)。异步AC电机包括感应电机。虽然AC电机可以是AC马达(即，用于转换其输入处的AC电能动力以产生机械能或动力的设备)，但是AC电机并不限于AC马达，而也可以包括用于将其原动机处的机械能或动力转换为其输出处的AC电能或动力的发电机。任何电机可以是AC马达或AC发电机。AC马达是由交流(AC)驱动的电动马达。AC马达包括外部固定定子和内部转子，定子具有供有交流的线圈以产生旋转磁场，转子附连到输出轴，输出轴由旋转场给予扭矩。取决于所使用的转子的类型，AC马达可以分为同步的或异步的。同步AC马达准确地以供应频率或者供应频率的分谐波旋转。相比而言，异步(或感应)AC马达比供应频率稍微更慢地转动。该马达的转子上的磁场通过感应电流产生。在AC电机是三相永磁同步AC马达的实施方式中，这应当理解为包括内置永磁同步马达(IPMSM)、表面安装永磁同步马达(SMPMSM)和磁阻马达。
概述
图1-5B将提供常规矢量控制马达驱动系统的操作以及该无传感器估计技术的一些缺陷的说明，在常规矢量控制马达驱动系统中，转子角位置在不使用传感器的情况下被估计。
图1是转子角位置的无传感器估计的高性能矢量控制的常规矢量控制马达驱动系统100的框图。矢量控制马达驱动系统100可以用于控制混合动力/电动车辆(HEV)中的扭矩。在该实施例中，系统100的矢量控制模块105可以用于经由被联接到三相AC电机120的三相脉宽调制(PWM)逆变器模块110来控制三相AC电机120，通过调节控制三相AC电机120的电流指令，使得三相AC电机120可以有效地使用可从三相PWM逆变器模块110获得的DC输入电压(Vdc)。
在一个具体的非限制性实施方式的以下说明中，三相AC电机120描述为三相AC驱动马达120，且具体地是三相永磁同步AC驱动马达(或者，更广泛地为马达120)；然而，应当理解的是，所示实施例仅仅是所公开实施例可以应用的AC电机的类型中的一个非限制性示例，且所公开的实施例可以应用于任何类型的AC电机。
三相AC马达120经由三个逆变器极被联接到三相PWM逆变器模块110，并基于从PWM逆变器模块110接收的三相正弦电压信号来产生机械动力(扭矩×速度)。如下文所述，第一三相AC马达120的转子的角位置或“轴位置”在不使用位置传感器(未示出)的情况下被估计。
矢量控制马达驱动系统100包括矢量控制模块105、马达120、电压发生器模块220和输出模块240。
定子矢量控制模块105接收扭矩指令(T*e)并产生三相电压指令(Vap...Vcp)。可以用于实施矢量控制模块105的部件或模块可包括扭矩-电流映射模块140、求和点152和154、电流控制器模块170、同步-固定转换模块102、空间矢量(SV)PWM模块200、试验矢量发生器模块202、多路调制器模块204、PWM逆变器110和固定-同步转换模块130。
扭矩-电流映射模块140接收扭矩指令(T*e)并产生d轴电流指令(Idse*)142和q轴电流指令(Iqse*)144。具体地，取决于实施方式，扭矩-电流映射模块140接收从系统100使用者输入的扭矩指令信号(Te*)136、基于轴位置输出(θ_rEst)的导数产生的轴速度(ω)、DC输入电压作为输入，以及可能的各种其它系统参数。扭矩-电流映射模块140-A使用所述输入来将扭矩指令信号(Te*)136映射为d轴电流指令信号(Ids_e*)142和q轴电流指令信号(Iqs_e*)144。映射可以使用马达参数和以下等式针对永磁电机计算。
化。
固定-同步转换模块130接收从马达120测量的相位电流的合成定子电流(Ias，Ibs，Ics)122、123、124和最终估计转子位置角(θr_est)250并处理这些定子电流122-124以产生反馈d轴电流信号(Ids_e)132和反馈q轴电流信号(Iqs_e)134，其提供给求和点152和154以产生电流误差(Idserror_e和Iqserror_e)，如下文所述。固定-同步转换模块130的输出也可以称为同步参考坐标电流信号(Ids_e，Iqs_e)132、134。固定-同步转换的过程可以使用Clarke和Park转换执行，其是本领域熟知的且为了简便起见将不详细描述。Clarke和Park转换的一种实施方式在“Clarke & Park Transforms on the TMS320C2xx，”Application Report Literature Number：BPRA048，Texas Instruments，2007中描述，其作为参考全文引入。
电流映射模块140被联接到求和点152和154，求和点152和154被联接到电流控制器模块170并接收固定-同步转换模块130的输出。
在接收d轴电流指令信号(Ids_e*)142和反馈d轴电流信号(Ids_e)132时，求和点152从d轴电流指令信号(Ids_e*)142减去反馈d轴电流信号(Ids_e)132，以产生d轴电流误差信号(Idserror_e)166。类似地，在接收q轴电流指令信号(Iqds_e*)144和反馈q轴电流信号(Iqs_e)134时，求和点154从q轴电流指令信号(Iqds_e*)144减去反馈q轴电流信号(Iqs_e)134，以产生q轴电流误差信号(Iqserror_e)168。
电流控制器模块170接收d轴电流误差信号(Idserror_e)166和q轴电流误差信号(Iqserror_e)168，且使用这些信号来产生d轴电压指令信号(Vds_e*)172和q轴电压指令信号(Vqds_e*)174，其用于控制或调节电流。电流-电压转换过程可以实施为比例积分(PI)控制器，其是本领域熟知的且为了简便起见将不详细描述。
同步-固定转换模块102从电流控制器模块170和角度标定器模块249接收输入，且产生被传送给空间矢量PWM模块200的输出。具体地，同步-固定转换模块102接收d轴电压指令信号(Vds_e*)172和q轴电压指令信号(Vqds_e*)174以及最终估计转子位置角度(θr_est)，且基于这些信号产生三相正弦电压指令(Va*)107-1、三相正弦电压指令(Vb*)107-2和三相正弦电压指令(Vc*)107-3。同步-固定转换的过程可以使用反Clarke和Park转换执行，其是本领域熟知的且为了简便起见将不详细描述。反Clarke和Park转换的一种实施方式在上述参考文献“Clarke & Park Transforms on the TMS320C2xx”中描述。
空间矢量(SV)PWM模块200用于控制脉宽调制(PWM)。如上文所述，SVPWM模块200从同步-固定转换模块102接收三相正弦电压指令(Va*)107-1、(Vb*)107-2、(Vc*)107-3，且使用这些信号产生开关矢量信号(Sa)201-1、(Sb)201-2、(Sc)201-3，其提供给多路调制器204。在SVPWM模块200中实施的具体SV调制算法可以是任何已知的SV调制算法。
试验矢量发生器202可以产生试验脉冲301...306的波形(Sia...Sic)203-1...203-3，且多路调制器204接收来自于空间矢量PWM模块200的开关矢量信号(Sa...Sc)201和来自于试验矢量发生器模块202的波形(Sia...Sic)203，且将这些输入多路传输以修正开关矢量信号(Sa...Sc)201并产生用于PWM逆变器110的修正开关矢量信号(Sa’...Sc’)109。修正开关矢量信号(Sa’...Sc’)109控制PWM逆变器110中的开关的开关状态以产生三相正弦电压指令。开关矢量信号(Sa...Sc)201、试验脉冲(Sia...Sic)203和修正开关矢量信号(Sa’...Sc’)109在下文参考图3A-5B描述。
三相PWM逆变器模块110被联接到多路调制器模块204。三相PWM逆变器模块110接收DC输入电压(Vdc)和修正开关矢量信号(Sa’...Sc’)109，且使用它们来产生在逆变器极处的交流(AC)波形，称为三相电压信号(Vap...Vcp)125-127，其以各种速度驱动三相AC电机/马达120。
三相永磁同步马达120接收由PWM逆变器110产生的三相电压信号(Vap...Vcp)125-127，并产生马达输出(Vn)121和指令扭矩Te*。在该一个具体实施方式中，马达120包括三相永磁同步马达(PMSM)120。合成定子电流(Ias，Ibs和Ics)被感测、取样并提供给固定-同步转换模块130。虽然在图1中未示出，但是系统100也可以包括齿轮，所述齿轮被联接到三相AC马达120轴和三相AC电机120轴且由三相AC马达120轴和三相AC电机120轴驱动。
如图1所示，在马达120中没有速度/位置传感器。相反，转子角位置可以在实际上不使用传感器的情况下被估计。这称为“无传感器估计”。如下文所述，转子角位置的无传感器估计包括测量马达120的零序电压信号(Vsn)226，这将需要包括关于由于马达120的凸极性引起的转子角位置的一些信息。在一些情况下，凸极性是马达120的有意设计特征，如同步磁阻或内置永磁电机中可见的那样。在其它情况下，凸极性可以由于第二效应，例如，在感应电机的转子中的转子条开槽。现在将参考图1-5描述无传感器操作的进一步操作细节。
电压发生器模块220接收三相电压信号(Vap...Vcp)125-127和来自于三相永磁同步马达120的马达输出中性点电压(Vn)121，并产生三个顺续取样的三相零序电压(VA_sn...VC_sn)231-233。可以用于实施电压发生器模块220的部件或模块包括相-中性点电压发生器模块221、求和点225和零序电压取样模块228。
相-中性点电压计算器模块221接收从三相电压源逆变器110反馈的三相电压信号(Vap...Vcp)125-127和从马达120的马达中性点(N)反馈的马达中性点电压信号(Vn)121。基于马达中性点电压信号(Vn)121和极电压信号(Vap...Vcp)125-127，相-中性点电压计算器模块221计算相对于中性点(N)的相-中性点电压信号(Van...Vcn)222-224(也称为电机端子相电压或电机相电压)，其然后提供给求和点225。
求和点225接收电机相-中性点电压信号(Van...Vcn)222-224并将它们组合/求和以产生零序电压信号(Vsn)226。零序电压(Vsn)提供给零序电压取样模块228。在一种实施方式中，求和点225使用模拟电路实施，其将相-中性点电压信号(Van...Vcn)222-224求和以产生零序电压信号(Vsn)226。
零序电压取样模块228接收零序电压(Vsn)226并根据从注入矢量发生器202接收的试验脉冲序列来取样零序电压(Vsn)226以产生顺序取样的三相零序电压信号(VA_sn...VC_sn)231-233。零序电压取样模块228根据注入序列来取样零序电压(Vsn)以将样本与注入的试验脉冲矢量对齐并产生顺序取样的三相零序电压信号(VA_sn...VC_sn)231-233，以用于三个中的每个，其然后提供给三相-两相转换模块242，用于三相-两相转换，如下文所述。为了进一步阐述，马达120用特定试验电压脉冲激励，这将在下文参考图3-8详细描述。在每个PWM循环或周期期间试验一个马达相位A 120a、B120b或C 120c。换句话说，在每个PWM周期中，试验脉冲序列与三相中的一个对齐。在任何三个连续PWM周期中，三相A、B、C中的每个将被试验一次。在试验脉冲期间，零序电压信号(Vsn)226可以使用模拟-数字转换器来取样，且取样模块可以顺序地取样三个独立零序电压信号(VA_sn...VC_sn)231-233。三个顺序取样的三相零序电压信号(VA_sn...VC_sn)231-233中的每个每三个PWM周期更新一次。为了进一步阐述，零序电压信号(Vsn)226包括用于每个马达相位的零序信息。取决于在具体取样周期期间哪个试验脉冲序列被取样模块228注入，取样模块将在任何具体时间输出三个顺序取样的零序电压信号(VA_sn...VC_sn)231-233中的一个(即，在任何具体时间，零序电压信号(Vsn)226包括用于被试验的具体马达相位的零序信息)。例如，如果注入试验矢量(V1，V4)301/304，那么零序电压信号(Vsn)226表示相A的零序电压(VA_sn)231；如果注入试验矢量(V3，V6)303/306，那么零序电压信号(Vsn)226表示相B的零序电压(VB_sn)232；如果注入试验矢量(V2，V5)302/305，那么零序电压信号(Vsn)226表示相C的零序电压(VC_sn)233。取样可以朝与正相位轴线a、b、c对齐的试验矢量的结束触发。取样时间与试验脉冲协调。例如，在图5B中，取样朝试验矢量V1、V3和V5的结束触发。替代地，取样可以朝试验矢量V4、V6和V2的结束触发。
输出模块240接收取样的三相零序电压(VA_sn...VC_sn)231-232，并产生最终估计转子位置角度(θr_est)250。如下文更详细所述，这三个顺序取样的三相零序电压信号(VA_sn...VC_sn)231-233彼此空间相移(120电角度)。因而，通过在三相-两相转换模块242处对三个顺序取样的三相零序电压信号(VA_sn...VC_sn)231-233执行park转换，产生彼此90度相移的固定参考坐标或两相零序电压信号(VAlpha_sn，VBeta_sn)244，因而，通过应用计算反正切角的角度计算器模块245，可以估计转子角位置信息。
可以用于实施输出模块240的部件或模块包括三相-两相转换模块242、计算反正切角的角度计算器模块245、角度转换器模块247和角度标定器模块249。
三相-两相转换模块242接收取样的三相零序电压信号(VA_sn...VC_sn)231-232并使用三相-两相转换来将它们转换为一组等价的两相零序电压信号(VAlpha_sn，VBeta_sn)244，其然后提供给角度计算器模块245。
角度计算器模块245接收两相零序电压(VAlpha_sn，VBeta_sn)243、244且通过执行反正切计算使用它们来产生凸极性的角度246，其计算由两相零序电压(VAlpha_sn，VBeta_sn)243、244表示的矢量的角度。角度计算器模块245的输出246是被跟踪的马达凸极性的角度，且与转子的角位置(θ^r)成比例。
在一些实施方式中，取决于被跟踪的马达凸极性，角度可能需要被缩放以将角度转换为电角度，使之可以由矢量控制模块105使用。在这种实施方式中，角度转换器模块247将角度缩放或转换为电角度且产生输出(θ_EstRaw)248。例如，在内置永磁马达的情况下，角度是马达的基本频率的两倍(例如，2*fe谐波)，且角度转换器模块247将其输入除以二。在该具体实施方式中，角度转换器模块247接收饱和引起的凸极性246的角度且通过将该信号除以二(2)来产生转子位置角度(θEstRaw)248。在一些实施方式中，角度标定器模块249接收转子位置角度(θEstRaw)248并产生最终估计转子位置角度(θr_est)250。
在描述SVPWM模块200、试验矢量发生器模块202、多路调制器模块204和PWM逆变器110的操作细节之前，将提供三相电压源逆变器110的一种可能实施方式的更详细描述，包括其如何连接到三相马达120。
图2是包括连接到三相马达120的三相电压源逆变器110的马达驱动系统的一部分的框图。应当理解的是，图1中的三相电压源逆变器110和三相马达120并不限于该实施方式；相反，图2仅仅是图1中的三相电压源逆变器110和三相马达120在一种实施方式中可以如何实施的一个示例。
如图2所示，示出了具体类型的三相AC马达120(可以称为星形连接(或Y型连接)三相电动马达120)和三相PWM逆变器模块110(可以称为全波桥式逆变器110)。
如图2所示，三相AC马达120具有在马达端子A、B和C之间以Y型配置连接的三个定子或马达绕组120a、120b、120c，三相PWM逆变器模块110包括电容器180和三个逆变器子模块115、117、119。在该实施例中，在相A中，逆变器子模块115被联接到马达绕组120a，在相B中，逆变器子模块117被联接到马达绕组120b，在相C中，逆变器子模块119被联接到马达绕组120c。马达绕组A、B、C(120a、120b、120c)在中性点(N)120d处被联接在一起。进入马达绕组A 120a的电流流出马达绕组B 120b和C 120c，进入马达绕组B 120b的电流流出马达绕组A 120a和C 120c，进入马达绕组C 120c的电流流出马达绕组A 120a和B 120b。
相电流(即，第一合成定子电流(I_as)122、第二合成定子电流(I_bs)123、第三合成定子电流(I_cs)124)流经相应定子绕组120a、120b和120c。经过每个定子绕组120a-120c的相-中性点电压分别表示为Van、Vbn、Vcn，其中，在每个定子绕组120a-120c中产生的反EMF电压分别显示为由理想电压源产生的电压Ea、Eb和Ec，理想电压源各分别示出为与定子绕组120a-120c串联连接。如熟知的那样，这些反EMF电压Ea、Eb和Ec是通过永磁转子的旋转在相应定子绕组120a-120c中感应的电压。虽然未示出，但是马达120被联接到驱动轴。
全波桥式逆变器110包括电容器180、具有双开关182/183、184/185的第一逆变器子模块115、具有双开关186/187、188/189的第二逆变器子模块117、以及具有双开关190/191、192/193的第三逆变器子模块119。因而，全波桥式逆变器110具有六个固态开关装置182、184、186、188、190、192和六个二极管183、185、187、189、191、193，以合适地开关复合电压(VIN)，且提供三相AC马达120的定子绕组120a、120b、120c的三相激励。
虽然未示出，但是闭环马达控制器可以从马达120接收马达指令信号和马达操作信号，且产生控制信号，以控制逆变器子模块115、117、119内的固态开关装置182、184、186、188、190、192的开关。这些控制信号的示例将在下文参考图4A-5B和7A-9B描述。通过将合适的控制信号提供给独立的逆变器子模块115、117、119，闭环马达控制器控制逆变器子模块115、117、119内的固态开关装置182、184、186、188、190、192的开关，从而控制逆变器子模块115、117、119的输出，所述输出分别提供给马达绕组120a、120b、120c。由三相逆变器模块110的逆变器子模块115、117、119产生的第一合成定子电流(I_as)122、第二合成定子电流(I_bs)123、第三合成定子电流(I_cs)124被提供给马达绕组120a、120b、120c。取决于逆变器模块110的逆变器子模块115、117、119内的开关182、184、186、188、190、192的开/关状态，诸如Van、Vbn、Vcn、Ea、Eb和Ec的电压和节点N处的电压随时间波动，如下文所述。
在参考图5A-5B描述常规无传感器转子角/位置估计技术的进一步细节之前，将参考图3-4B描述常规基于中心的SVPWM方法。
电压开关矢量
空间矢量脉宽调制(SVPWM)是用于控制脉宽调制(PWM)的技术，且用于产生交流(AC)波形以从DC以各种速度驱动三相AC驱动马达。
图3A是示出了用于驱动图2中的三相电压源逆变器模块110中的开关的八个可用电压开关矢量(V0...V7)301...308的电压开关矢量图表300。图3B是概括在八个可用电压开关矢量(V0...V7)301...308中的每个期间图2中的每个开关的开/关状态的表格。
三相电压源逆变器模块110必须被控制使得同一逆变器子模块115、117、119或“相脚”中的开关决不均接通或者DC供应源将决不短路。因而，同一逆变器子模块115、117、119中的开关被操作使得当一个断开时，另一个接通，反之亦然。如图3A所示且如图3B所概述的那样，这导致逆变器110的八个可能电压开关矢量(V0...V7)301...308具有六个有效电压开关矢量(V1-V6)301-306和两个零电压开关矢量(V0和V7)307、308。每个电压开关矢量(V0...V7)用于表示图2中的三相电压源逆变器110的开关的开关状态。换句话说，八个电压开关矢量(V0...V7)301...308中的每个表示三相电压源逆变器110中的开关182、184、186、188、190、192的可能开关状态的不同组合。为了进一步阐述，在给定相位中，在任何具体时间，一个开关断开且另一个开关接通(即，具体逆变器子模块中的两个开关必须具有相反的开/关状态)。例如，关于相A，当开关182接通时，开关184断开，反之亦然。因而，对于具体的逆变器子模块，该逆变器子模块中的两个开关的开/关状态可以表示为二进制1或二进制0。例如，当给定相位中的上部开关接通(且下部开关断开)时，位值为一(1)，当给定相位中的下部开关接通(且上部开关断开)时，位值为零(0)。例如，关于相A，当上部开关182接通(且下部开关184断开)时，第一位(从左到右)的值为一(1)。
相应地，电压开关矢量(V1...V7)301...308中的每个连同相应三位二进制数(在邻近每个电压开关矢量识别符(V1...V7)的括号中)一起示出，所述二进制数识别与具体电压开关矢量(V1...V7)301...308相关的相应开关状态。第一位(从左到右)表示相A的逆变器子模块115的开关182、184的状态，第二位(从左到右)表示相B的逆变器子模块117的开关186、186的状态，第三位(从左到右)表示相C的逆变器子模块119的开关190、192的状态。
因而，有效电压开关矢量(V1)301表示关于相A在上部开关182接通(且下部开关184断开)且第一位(从左到右)的值为一(1)时；关于相B在上部开关186断开(且下部开关188接通)且第二位(从左到右)的值为零(0)时；且关于相C在上部开关190断开(且下部开关192接通)且第三位(从左到右)的值为零(0)时的情况。因而，有效电压开关矢量(V1)301具有相应开关状态位模式(100)。换句话说，由电压开关矢量(V1)301表示的开关状态是(100)，意味着相A为高，同时相B和C为低。
类似地，有效电压开关矢量(V2)302表示关于相A在上部开关182接通(且下部开关184断开)且第一位(从左到右)的值为一(1)时；关于相B在上部开关186接通(且下部开关188断开)且第二位(从左到右)的值为一(1)时；且关于相C在上部开关190断开(且下部开关192接通)且第三位(从左到右)的值为零(0)时的情况。因而，有效电压开关矢量(V2)302具有相应开关状态位模式(110)。
零电压开关矢量(V0)308表示关于相A在上部开关182断开(且下部开关184接通)且第一位(从左到右)的值为零(0)时；关于相B在上部开关186断开(且下部开关188接通)且第二位(从左到右)的值为零(0)时；且关于相C在上部开关190断开(且下部开关192接通)且第三位(从左到右)的值为零(0)时的情况。因而，零电压开关矢量(V0)308具有相应开关状态位模式(000)，这表示所有三个相A、B、C中的上部开关全部都断开，且所有三个相A、B、C中的下部开关全部都接通。
类似地，零电压开关矢量(V7)307具有相应开关状态位模式(111)，这表示所有三个相A、B、C中的上部开关全部都接通，且所有三个相A、B、C中的下部开关全部都断开。
图2的零序电压信号(Vsn)226取决于由于开关状态引起的磁阻变化和逆变器配置两者。对应于每个开关状态的零序电压曲线在于2005年12月14日提交的题为“Method and Apparatus for sensorlessposition control of a permanent magnet syschronous motor(PMSM)drivesystem”的美国专利申请公布号2007/0132415 A1中描述，其作为参考全文引入，US 2007/0132415 A1也描述了关于图3A所示的开关矢量的定子绕组的可能三相定子绕组配置。
电压开关矢量图表300包括六个(6)矢量，矢量编号(1...6)以逆时针方向增加。每个矢量限定在六个有效电压开关矢量(V1-V6)301-306中的两个之间。这六个矢量用于控制PWM逆变器110中的开关(例如，IGBT装置)的开关，以基于操作条件来控制马达120中的电流。
如下文进一步所述，在每个PWM循环中，任何具体矢量的两个最邻近的有效电压开关矢量(即，界定该矢量的矢量)和两个零电压开关矢量(V0和V7)307、308可以连同试验矢量一起用于产生分别用于相A、B和C的PWM波形，称为修正开关矢量信号(Sa*，Sb*和Sc*)109-1、109-2、109-3(图5B)或(Da*，Db*和Dc*)209-1、209-2、209-3(图7B、8B、9B)。修正开关矢量信号提供给图2中的三相电压源逆变器110中的开关182、184、186、188、190、192的栅极(Ga...Gf)，以控制开关182、184、186、188、190、192的开关。
基本空间矢量PWM(SVPWM)波形
在关于图5B描述常规无传感器位置估计技术中使用的修正开关矢量信号(Sa*，Sb*和Sc*)109-1、109-2、109-3的常规波形之前，现在将参考图4A和4B提供如何建立开关矢量信号(Sa、Sb和Sc)201的一般空间矢量PWM(SVPWM)波形的简要说明，以示出八个电压开关矢量(V1...V7)301...308可以如何用于建立矢量一(1)中的这些常规SVPWM波形中的一个的一部分(一个PWM循环)。这将有助于提供常规SVPWM波形的基本介绍，将有助于阐述如果建立修正开关矢量信号(Sa*，Sb*和Sc*)109-1、109-2、109-3的常规波形(用于常规无传感器位置估计技术)。
图4A是示出用了于矢量一(1)的电流控制的在常规基于中心的SVPWM中使用的开关矢量信号(Sa，Sb和Sc)201-1...201-3的常规空间矢量PWM(SVPWM)波形的三个PWM循环的曲线图。图4B是示出了图4A的第一PWM循环期间如何建立开关矢量信号(Sa，Sb和Sc)201的SVPWM波形的曲线图400。在图4B中，分别示出了相A、B和C的开关矢量信号(Sa，Sb和Sc)201-1、201-2、201-3的常规空间矢量PWM(SVPWM)波形的第一PWM循环。图4A和4B所示的开关矢量信号(Sa，Sb和Sc)201-1、201-2、201-3的波形是对应于图3中的矢量一(1)的波形，矢量一(1)由有效电压开关矢量(V1)301(100)和有效电压开关矢量(V2)302(110)界定。有效电压开关矢量(V1)301(100)具有一个高的相位，另两个相位低(即，具有处于高状态的一个开关)，而有效电压开关矢量(V2)302(110)具有两个高的相位，另一个相位低(即，具有处于高状态的两个开关)。
如图4B所示，第一PWM循环以零电压开关矢量(V0)308开始。下一个矢量是一个相位处于高状态的相邻有效电压开关矢量(V1)301(100)。接下来，使用两个相位处于高状态的有效电压开关矢量(V2)302(110)。PWM周期的中心是零电压开关矢量(V7)307。PWM循环的第二半是第一半的镜像。
可注意到，有效电压开关矢量(V1，V2)301、302已经“一分为二”，每个有效电压开关矢量(V1，V2)301、302的一半在中心零电压开关矢量(V7)307的任一侧上。从图4B中的开关矢量信号(Sa，Sb和Sc)201-1、201-2、201-3的波形可以看出，每个相位在每个PWM循环经历两次开关的开/关(或关/开)过渡。这些开关过渡中的每个在三相电压源逆变器110中的开关182、184、186、188、190、192中引入不希望的开关损失。
已经参考图3-4B描述了常规的基于中心的SVPWM方法，现在将参考图5A-5B来描述常规无传感器转子角/位置估计技术的进一步细节。具体地，将参考图5A-5B来描述修正开关矢量信号(Sa，Sb和Sc)(在图4A和4B中示出)的一般SVPWM波形的方法，以产生用于常规无传感器位置估计技术的修正开关矢量信号(Sa*，Sb*和Sc*)109-1...109-3的常规波形。
用于常规无传感器位置估计技术的修正开关矢量信号(Sa * ，Sb * 和 Sc * )的波形
图5A是示出了包括根据常规无传感器位置估计技术使用的互补试验脉冲301-306的PWM波形203-1...203-3(Sia，Sib和Sic)的曲线图。PWM波形(Sia，Sib和Sic)203-1...203-3和试验脉冲301-306最终用于产生由零序电压信号(V_sn)226测量的零序电压231-233。试验脉冲301-306限定每个PWM循环/周期中的一对互补试验矢量(V1/V4；V3/V6；V5/V2)。
图5B是示出了根据常规无传感器位置估计技术的修正开关矢量信号(Sa*，Sb*和Sc*)109-1...109-3的合成PWM波形的曲线图，用于驱动三相电压源逆变器110中的开关182、184、186、188、190、192的栅极(Ga...Gf)。如图4B所示，图5A和5B中的波形是对应于图3中的矢量一(1)的波形；然而，与图4B相比而言，应当注意的是，示出了三个PWM循环(与图4B中的一个PWM循环不同)。应当理解的是，在试验脉冲序列和试验脉冲的位置中可以有多种不同的选择。在该示例中，波形的试验脉冲(Sia，Sib和Sic)203位于SVPWM波形的零矢量(V7)(1，1，1)的中心。两个互补矢量(V1-V4，V3-V5和V5-V2)按顺序注入以使得马达电流的偏差最小化。
图5A的波形的试验脉冲(Sia，Sib和Sic)301...306与图4B的开关矢量信号(Sa，Sb和Sc)201-1、201-2、201-3的波形多路复合，以根据将产生三相电压信号(Vap，Vbp和Vcp)125-127的开关模式来产生图5B的修正开关矢量信号(Sa*，Sb*和Sc*)109-1...109-3，用于驱动三相电压源逆变器110中的开关182、184、186、188、190、192的栅极(Ga...Gf)。
在图4A所示的三个PWM循环的每个中，图5A所示的两个附加有效电压开关矢量(Sia，Sib和Sic)(下文称为试验矢量)插入到每个PWM循环中。例如，如图5A所示，在相A的第一PWM循环中，有效电压开关矢量(V1)301(100)和有效电压开关矢量(V4)304是插入到相A的第一PWM循环中的试验矢量。在相B的第二PWM循环中，有效电压开关矢量(V3)303和有效电压开关矢量(V6)306是插入到相B的第二PWM循环中的试验矢量。在相C的第三PWM循环中，有效电压开关矢量(V5)305和有效电压开关矢量(V2)302是插入到相C的第三PWM循环中的试验矢量。关于这些PWM循环中的每个，应当注意的是，两个注入试验矢量：(1)插入到PWM循环的零电压开关矢量(V7)307的中心；(2)在任何时间周期内都相等且相反，使得由于注入试验矢量施加到电机的净平均电压为零(例如，对于马达相A，图5B中的V1和V4)；以及(3)与对该PWM循环取样的正和负相位轴线对齐。需要三个连续PWM循环以连续地试验三个马达相中的每个。为了进一步阐述，例如，当注入试验矢量(V1，V4)时，产生用于马达相A的零序电压(VA_sn)。类似地，在下一个PWM循环/周期中，当注入试验矢量(V3，V6)时，这产生用于马达相B的零序电压(VB_sn)。类似地，在下一个PWM循环/周期中，当注入试验矢量(V5，V2)时，这产生用于马达相C的零序电压(VC_sn)。在随后的PWM循环中，继续该过程。零序电压通过零序电压电压信号(Vsn)226取样，以用于计算转子位置信号。
图5B中标记为VA_sn、VB_sn和VC_sn的每个箭头指示在零序电压信号(VA_sn、VB_sn和VC_sn)231-233被取样模块228顺序取样(测量)时的一个可能取样时间(或取样点)。在每个PWM循环中，取样模块228可以经由零序电压信号(Vsn)226朝试验矢量中的任一个的结束执行零序电压测量。在两个互补试验矢量期间测量的结果将大小相等且符号相反。在图5B所示的具体实施方式中，取样模块228经由零序电压信号(Vsn)226朝第一试验矢量中的结束执行零序电压测量，但是测量可以朝第二试验矢量的结束执行，如上所述。
常规无传感器位置估计技术通常在低马达速度(例如，额定马达速度的10％)时使用，其中零电压开关矢量(V7)307表示PWM循环/周期的大部分。试验矢量的时期应当尽可能短，以使得电流干扰最小化；但时期必须足够长(例如，10微秒)，以允许测量电压稳定且允许任何开关噪音衰减。通常，试验矢量将是总体PWM周期的小部分(例如，10％)，从而易于在低调制指数下拟合零电压开关矢量(V7)307内的试验矢量，其中，在零电压开关矢量(V7)307的周期期间所有三个信号都“接通”。
用于常规无传感器位置估计技术的开关矢量信号(Sa * ，Sb * 和Sc * ) 的波形的显著问题
虽然上述常规无传感器转子角位置估计技术能够提供转子位置的高置信度估计，但是存在一些缺陷。一种这样的缺陷涉及由于在每个PWM循环或周期内注入的试验矢量的引入而增加在半导体装置中引起的开关损失。通常，与传统SVPWM相比，现有常规无传感器转子角位置估计技术使开关损失加倍。
为了进一步阐述，每当图4A-5B所示的波形从逻辑零(0)过渡至逻辑一(1)时(反之亦然)，这使得具体相位(即，逆变器子模块)中的两个开关均接通或断开。在每个PWM循环中，将试验矢量插入零电压开关矢量(V7)307的中心在每个PWM循环中引起了附加的过渡，这意味着具体相位(即，逆变器子模块)中的开关需要在每次过渡期间接通或断开。由于过渡次数加倍，这导致了两倍(2×)的开关损失。例如，图4A和4B所示的常规SVPWM波形每个PWM循环(或周期)具有六次(6)过渡，这意味着在三个PWM循环(或周期)中有十八次(18)过渡。如图5A和5B所示，添加试验矢量使得过渡次数加倍至三个PWM循环内三十六次(36)，这意味着开关接通和断开的次数加倍。附加开关损失导致增加的半导体结温度和降低的系统效率。增加的损失通常增加了成本并降低系统的性能。
已经描述了常规无传感器转子角位置估计技术的细节和缺陷，现在将参考图6-8来描述应用于图1的系统100的本发明实施例。
采用降低开关损失PWM波形的无传感器转子角位置估计技术
图6是借助于根据本发明的一些实施例的转子角位置的无传感器估计的高性能矢量控制的矢量控制马达驱动系统600的框图。矢量控制马达驱动系统600可以用于控制混合动力/电动车辆(HEV)中的扭矩。在该实施例中，系统600可以用于经由被联接到或连接到三相AC电机120的三相脉宽调制(PWM)逆变器模块110来控制三相AC电机120，通过调节控制三相AC电机120的电流指令，使得三相AC电机120可以有效地使用可从三相PWM逆变器模块110获得的DC输入电压(Vdc)。
在一个具体的非限制性实施方式的以下说明中，三相AC电机120描述为三相AC驱动马达120，且具体地是三相永磁同步AC驱动马达(或者，更广泛地为马达120)；然而，应当理解的是，所示实施例仅仅是所公开实施例可以应用的AC电机的类型中的一个非限制性示例，且所公开的实施例可以进一步应用于任何类型的AC电机。如图1所示，三相AC马达120经由三个逆变器极被联接到三相PWM逆变器模块110，并基于从PWM逆变器模块110接收的三相正弦电压信号来产生机械动力(扭矩×速度)。如下文所述，第一三相AC马达120的转子的角位置或“轴位置”在不使用位置传感器(未示出)的情况下被估计。图6所示的许多部件和信号与在上文参考图1所示相同或类似，且为了简便起见将不再描述这些模块和信号。在一些情况下，模块的名称更具体，但是基本功能相同。
矢量控制马达驱动系统600包括矢量控制模块605、马达120、电压发生器模块620和输出模块640。
矢量控制模块605接收扭矩指令(T*e)并产生三相电压指令(Vap...Vcp)。可以用于实施定子电流转换器600的部件或模块可包括扭矩-电流映射模块(在图6中未示出，但是与在上文关于图1所述的扭矩-电流映射模块140相同)、求和点152和154、同步坐标电流调节器模块170、同步-固定转换模块102、两相-三相转换模块106、试验矢量和占空比发生器模块108、PWM逆变器模块110、三相-两相转换模块128和固定-同步转换模块130。
三相-两相转换模块128接收三个合成定子电流(Ias，Ibs，Ics)122、123、124(从马达120测量的相位电流)且将它们转换为两个定子电流(Iα，Iβ)129。固定-同步转换模块130接收定子电流(Iα，Iβ)129和最终估计转子角位置(θr_est)650并产生(即，处理或转换)这些定子电流(Iα，Iβ)129以产生反馈d轴电流信号(Ids_e)132和反馈q轴电流信号(Iqs_e)134，其提供给求和点152和154以产生电流误差(Idserror_e和Iqserror_e)，如下文所述。固定-同步转换模块130的输出也可以称为同步参考坐标电流信号(Iqse，Idse)132、134。
被联接到同步坐标电流调节器模块170的求和点152和154接收由固定-同步转换模块130输出的反馈d轴电流信号(Ids_e)132和反馈q轴电流信号(Iqs_e)134、以及来自于扭矩-电流映射模块(图6中未示出)的d轴电流指令信号(Ids_e*)142和反馈d轴电流信号(Ids_e)132。求和点152从d轴电流指令信号(Ids_e*)142减去反馈d轴电流信号(Ids_e)132，以产生d轴电流误差信号(Idserror_e)166；求和点154从q轴电流指令信号(Iqds_e*)144减去反馈q轴电流信号(Iqs_e)134，以产生q轴电流误差信号(Iqserror_e)168。
同步坐标电流调节器模块170接收d轴电流误差信号(Idserror_e)166和q轴电流误差信号(Iqserror_e)168，且使用这些信号来产生d轴电压指令信号(Vds_e*)172和q轴电压指令信号(Vqds_e*)174，其用于控制或调节电流。电流-电压转换过程可以实施为比例积分(PI)控制器，其是本领域熟知的且为了简便起见将不详细描述。
同步-固定转换模块102接收最终估计转子位置角度(θr_est)以及来自于同步坐标电流调节器模块170的d轴电压指令信号(Vds_e*)172和q轴电压指令信号(Vqds_e*)174，且使用这些信号产生α轴电压指令信号(Vα*)104-1和β轴电压指令信号(Vβ*)104-2。
两相-三相转换模块106接收α轴电压指令信号(Vα*)104-1和β轴电压指令信号(Vβ*)104-2，且基于这些信号产生三相正弦电压指令(Va*)107-1、三相正弦电压指令(Vb*)107-2和三相正弦电压指令(Vc*)107-3。
矢量控制马达驱动系统600与图1所示的不同之处在于其包括试验矢量和占空比发生器模块108。试验矢量和占空比发生器模块108接收一组三相正弦电压指令(Va*...Vc*)并产生一组PWM波形，称为修正开关矢量信号(Da*)(Da*...Dc*)209-1...209-3，如图7B、8B或9B所示，将在下文参考图7A-9B详细描述。修正开关矢量信号(Da*)(Da*...Dc*)209-1...209-3控制PWM逆变器110中的开关的开关状态，以产生三相正弦电压指令。每组PWM波形包括修正开关矢量信号(Da*...Dc*)209-1...209-3，其在三个连续PWM循环内减少了过渡次数。
具体地，每个修正开关矢量信号(Da*...Dc*)209-1...209-3在三个连续PWM循环期间在高值和低值之间变化，且与图5B相比，减少了在三个连续PWM循环内在高值和低值之间过渡的次数。通常，在高值和低值之间过渡的次数可大于六且小于十二。例如，在图7B和8B所示的具体示例中，在三个连续PWM循环内每个修正开关矢量信号(Da*)(Da*...Dc*)209-1...209-3在高值和低值之间过渡的次数是八。由于减少了过渡次数，在每个PWM循环期间在逆变器模块中的开关的开关的次数相应地减少。
如下文所述，改变在每个PWM循环内插入的试验矢量的序列或模式，以减少在每个PWM循环内的过渡次数，使得开关(例如，IGBT装置)接通/断开的次数减少。在图5B中，试验矢量在每个PWM循环的零电压开关矢量(V7)307的中心引入。根据所公开的实施例，有效电压开关矢量不再在零电压开关矢量(V7)307的两侧上分开，在图5B中就是如此。相反，有效电压开关矢量位于零电压开关矢量(V7)307的左侧或右侧。此外，试验矢量不再位于零电压开关矢量(V7)307的中心，而是从两个有效电压开关矢量置于零电压开关矢量(V7)307的相对侧。有效和试验矢量的合适次序可以确保最小次数的开关过渡。如下文更详细所述，本发明的实施例可以显著地降低由于将试验矢量引入或插入每个PWM循环而引起的开关损失，同时保持常规无传感器转子角位置估计技术的全部功能。
三相PWM逆变器模块110被联接到试验矢量和占空比发生器模块108。三相PWM逆变器模块110接收DC输入电压(Vdc)和修正开关矢量信号(Da*)(Da*...Dc*)209-1...209-3，且使用它们来产生在逆变器极处的交流(AC)波形，称为三相电压信号(Vap...Vcp)125-127，其以各种速度驱动三相AC电机/马达120。
三相永磁同步马达120接收由PWM逆变器110产生的三相电压信号(Vap...Vcp)125-127，并产生马达中性点电压输出(Vn)121和指令扭矩Te*。在该一个具体实施方式中，马达120包括三相永磁同步马达(PMSM)120。虽然在图6中未示出，但是系统600也可以包括齿轮，所述齿轮被联接到三相AC马达120轴和三相AC电机120轴且由三相AC马达120轴和三相AC电机120轴驱动。
合成定子电流(Ias，Ibs和Ics)122-124被感测、取样并提供给三相-两相转换模块128，三相-两相转换模块128将三个合成定子电流(Ias，Ibs和Ics)122-124转换为两个定子电流(Iα，Iβ)129。
固定-同步转换模块130接收定子电流(Iα，Iβ)129并将它们转换为反馈d轴电流信号(Ids_e)132和反馈q轴电流信号(Iqs_e)134。
转子角位置可以在实际上不使用传感器的情况下被估计。如下文所述，转子角位置的无传感器估计包括测量马达120的零序电压信号(Vsn)626，这将需要包括关于由于马达120的凸极性引起的转子角位置的一些信息。在一些情况下，凸极性是马达120的有意设计特征，如同步磁阻或内置永磁电机中可见的那样。在其它情况下，凸极性可以由于第二效应，例如，在感应电机的转子中的转子条开槽。现在将参考图7A-9B描述无传感器操作的进一步操作细节。
电压发生器模块620接收三相电压信号(Vap...Vcp)125-127和来自于三相永磁同步马达120的马达中性点电压输出(Vn)121，并产生顺续取样的三相零序电压(VA_sn...VC_sn)631-633。可以用于实施电压发生器模块620的部件或模块包括相-中性点电压发生器模块621、求和点625和零序电压取样模块628。
相-中性点电压计算器模块621和求和点625以与上文参考图1所述相同的方式操作，以产生零序电压信号(Vsn)626。零序电压取样模块628接收零序电压(Vsn)626并根据试验脉冲序列来零序电压信号(Vsn)626从取样零序电压(Vsn)626以产生三个顺序取样的三相零序电压信号(VA_sn...VC_sn)631-633。零序电压取样模块628根据注入序列来顺序取样零序电压(Vsn)以将样本与注入的试验脉冲矢量对齐并产生三相零序电压信号(VA_sn...VC_sn)631-633，以用于三个中的每个，其然后提供给三相-两相转换模块642，用于三相-两相转换，如下文所述。试验脉冲触发零序电压取样模块628以取样零序电压信号(Vsn)626并产生与该试验矢量来自于的具体PWM周期相对应的零序电压信号(VA_sn...VC_sn)631-633之一。三个顺序取样的三相零序电压信号(VA_sn...VC_sn)631-633每三个PWM周期均更新一次。例如，在图7B中，在第一周期期间，在V4结束时获取样本VA_sn 631。在下一个周期期间，在V6试验矢量结束时获取VB_sn 632的另一个样本，等等。因而，三个顺序取样的三相零序电压信号(VA_sn...VC_sn)631-633的取样速率通常在其余控制部分的取样速率的1/3(即，信号仅仅每三个PWM循环更新一次)。
为了进一步阐述，马达626用特定试验电压脉冲激励，这将在下文参考图7A-9B详细描述。在每个PWM循环或周期期间试验一个马达相位A、B或C 120a-120c。在任何三个连续PWM周期中，三个马达相位A、B、C120a-120c中的每个将被试验一次。
在一个实施例中，在试验脉冲期间，零序电压信号(Vsn)626可以使用模拟-数字转换器来取样，且取样模块可以顺序地产生或取样三个独立零序电压信号(VA_sn...VC_sn)631-633。三个顺序取样的三相零序电压信号(VA_sn...VC_sn)631-633中的每个每三个PWM周期更新一次。在一种实施方式中，被编程具有试验脉冲和试验矢量的定时序列的微处理器可以排定A-D样本，以在合适的点(朝试验矢量的结束)触发。取决于试验矢量激励哪个相，取样数据然后被分配给三相零序电压信号(VA_sn...VC_sn)631-633中的合适的一个。
输出模块640接收取样的三相零序电压(VA_sn...VC_sn)631-633，并产生最终估计转子角位置(θr_est)650。可以用于实施输出模块640的部件或模块包括三相-两相转换模块642、计算反正切角的角度计算器模块645、和角度缩放模块647，角度缩放模块647根据缩放常数(K)来缩放由角度计算器模块645输出的反正切角。
三相-两相转换模块642和角度计算器模块645以与上文参考图1所述相同的方式操作以计算由两相零序电压(VAlpha_sn，VBeta_sn)643、644表示的矢量的角度。角度计算器模块645的输出646是被跟踪的马达凸极性的角度，且与转子的角位置(θ^r)成比例。角度缩放模块647产生最终估计转子角位置(θr_est)650。
第一实施例：前缘有效矢量和后缘试验矢量
图7A是示出了包括根据本发明第一实施例的互补试验矢量的PWM波形(Dia，Dib和Dic)的曲线图。图7A中的试验脉冲限定了每个PWM循环/周期中的一对互补试验矢量(V4/V1；V6/V3；V2/V5)。图7B是示出了在根据本发明第一实施例的无传感器位置估计技术中使用的修正开关矢量信号(Da*，Db*和Dc*)209-1...209-3的合成PWM波形的曲线图。修正开关矢量信号(Da*，Db*和Dc*)209-1...209-3用作栅极指令，用于驱动三相电压源逆变器110中的开关182、184、186、188、190、192的栅极(Ga...Gf)。如图4B所示，图7A和7B中的PWM波形是对应于图3中的矢量一(1)的波形；然而，与图4B相比而言，应当注意的是，示出了三个PWM循环(与图4B中的一个PWM循环不同)。其余5个矢量中的每个的PWM波形将类似，且为了简便起见未示出。
如图7B所示，该组PWM波形209包括用于相A的第一修正开关矢量信号(Da*)209-1(即，控制逆变器子模块115中的开关的开关)、用于相B的第二修正开关矢量信号(Db*)209-2(即，控制逆变器子模块117中的开关的开关)、以及用于相C的第三修正开关矢量信号(Dc*)209-3(即，控制逆变器子模块119中的开关的开关)。每个信号在三个连续PWM循环内示出。在三个连续PWM循环期间或在三个连续PWM循环过程内，修正开关矢量信号(Da*...Db*)209-1...209-3都具有在高值(例如，逻辑1)和低值(例如，逻辑0)之间变化的值(即，幅值)。在该具体实施方式中，在三个连续PWM循环内，修正开关矢量信号(Da*...Db*)209-1...209-3在低值和高值之间过渡的次数是八(例如，在三个连续PWM循环内，第一修正开关矢量信号(Da*)209-1在低值和高值之间过渡的次数是八)，但是通常过渡次数可以大于六次过渡(如图4A所示)且小于十二次过渡(如图5B所示)。与图5B所示的修正开关矢量信号(Sa*，Sb*和Sc*)109-1...109-3相比，图7B所示的修正开关矢量信号(Da*，Db*和Dc*)209-1...209-3在三个连续PWM循环或周期内经历总计二十四次(24)开关过渡，而不是三十六次(36)过渡。这是过渡次数的显著减少，在驱动三相电压源逆变器110中的开关182、184、186、188、190、192的栅极(Ga...Gf)时极大地减少开关损失。
现在将更详细地描述各个信号。在三个连续PWM循环期间的任何具体时间，第一修正开关矢量信号(Da*)209-1的第一值(即，幅值)、第二修正开关矢量信号(Db*)209-2的第二值(即，幅值)、以及第三修正开关矢量信号(Dc*)209-3的第三值(即，幅值)限定了在上文参考图3A和3B所述的一组八个电压开关矢量(V1...V7)301...308的具体电压开关矢量。为了以下讨论的目的，这些电压开关矢量将称为第一零电压开关矢量(V0)308、第二零电压开关矢量(V7)307、和六个有效电压开关矢量(V1-V6)301-306。
在图7B所示的具体实施方式中，第一值、第二值和第三值共同限定：在三个连续PWM循环中的每个的开始部分处的第一零电压开关矢量(V0)308；在三个连续PWM循环中的每个的中间部分处的第二零电压开关矢量(V7)307；以及在三个连续PWM循环中的每个的结束部分处的第一零电压开关矢量(V0)308。如上文所述，第一零电压开关矢量(V0)308在第一值、第二值和第三值均具有低值(即，逻辑零(0))时限定，第二零电压开关矢量(V7)307在第一值、第二值和第三值均具有高值(即，逻辑一(1))时限定且在没有中间矢量的情况下在每个PWM循环中连续限定。在图7B所示的修正开关矢量信号(Da*，Db*和Dc*)209-1...209-3中的每个中，有效矢量(位于阴影区域中)置于零电压开关矢量(V7)307的左侧或邻近“前缘”，试验矢量置于零电压开关矢量(V7)307的右侧或邻近“后缘”，现在将在下文描述。
例如，在第一PWM循环中，修正开关矢量信号(Da*...Dc*)209-1...209-3的合成PWM波形共同限定这样的开关矢量序列：以零电压开关矢量(V0)308开始，以有效电压开关矢量(V1)301(100)和邻近零电压开关矢量(V7)307的前缘的有效电压开关矢量(V2)302继续，接下来是在PWM循环或周期的中心处的零电压开关矢量(V7)307。有效电压开关矢量(V1)301(100)包括一个相位处于高状态，有效电压开关矢量(V2)302包括两个相位处于高状态。矢量序列与图4A和4B中的PWM相同。然而，有效矢量不再分开，从而现在是图5B的两倍长。在零电压开关矢量(V7)307之后，第一试验矢量(V4)304和第二试验矢量(V1)301(100)插入到零电压开关矢量(V7)307的后缘处。具体地，插入两个相位处于高状态的第一试验矢量(V4)304，随后是一个相位处于高状态的互补试验矢量(V1)301(100)。序列以零电压开关矢量(V0)308结束，使得PWM周期的其余部分用零电压开关矢量(V0)308填充。
在图7B所示的具体实施例中，每个PWM循环可以分成PWM循环的第一半和PWM循环的第二半。如图所示，在第一值、第二值和第三值内还共同限定在每个PWM循环的第一半中的第一有效电压开关矢量(V1)301、在每个PWM循环的第一半中且在第一有效电压开关矢量(V1)301之后的第二有效电压开关矢量(V2)302、在每个PWM循环的第二半中的第一试验矢量(V4)304、以及在每个PWM循环的第二半中且在第一试验矢量(V4)304之后的第二试验矢量(V1)301。第一有效电压开关矢量(V1)301和第二有效电压开关矢量(V2)302在限定于三个连续PWM循环中的每个的开始部分的第一零电压开关矢量(V0)308和限定于三个连续PWM循环中的每个的中间部分的第二零电压开关矢量(V7)307之间限定，在限定于三个连续PWM循环中的每个的开始部分的第一零电压开关矢量(V0)308和限定于三个连续PWM循环中的每个的中间部分的第二零电压开关矢量(V7)307之间没有限定任何其它中间矢量。第二试验矢量(V1)301和第一试验矢量(V4)304限定在第二零电压开关矢量(V7)307和限定于三个连续PWM循环中的每个的结束部分的第一零电压开关矢量(V0)308之间，在第二零电压开关矢量(V7)307和限定于三个连续PWM循环中的每个的结束部分的第一零电压开关矢量(V0)308之间没有限定任何其它中间矢量。
第二试验矢量(V1)301和第一试验矢量(V4)304互补。在此，术语“互补”指的是试验矢量的时期总是相等且幅值相反，使得一对互补试验矢量总的而言对由被驱动的电机120的逆变器模块110产生的电压没有任何影响。相比而言，“有效”电压开关矢量不是互补的且由逆变器模块110用来产生驱动被联接的电机120的电压125-127。另一方面，“零电压”开关矢量是V7和V0。在这方面，对于低速条件，与“零电压”开关矢量相比，有效矢量具有非常窄的时期。在低速条件(例如，＜额定速度的10％)，第一零电压开关矢量(V0)308和第二零电压开关矢量(V7)307均具有大于任何有效电压开关矢量(V1-V6)301-306和任何试验矢量的时期。
在该具体实施方式中，如图7A和7B所示，试验矢量在零电压开关矢量(V7)307的后缘附近插入；然而，试验矢量可以在PWM循环的任何地方插入。然而，在一些情况下，在PWM周期的左侧或右侧插入试验矢量可能是有益的。在该情况下，第一零电压开关矢量(V0)308不再一分为二。例如，将试验矢量插入在零电压开关矢量(V7)307的后缘(即，PWM循环的右侧)且将整个零电压开关矢量(V0)308置于PWM循环的左侧具有多个优势。在马达相位中感应的脉动电流应当理想地具有零均值(即，平均电流被取样)。例如，当注入试验矢量(V1)时，这增加了注入时间时期的相位中的电流，因而，试验矢量(V4)在与试验矢量(V1)相同的时期注入以降低电流，从而由试验矢量(V1)和试验矢量(V4)感应的合成电流为零。在低速时，有效矢量非常短，且零矢量在零电压开关矢量(V0)308和零电压开关矢量(V7)307之间均等地分开。将有效矢量朝PWM循环的中心放置将往往使得由于脉动添加到相电流的DC偏压最小化。而且，这将确保零序电压信号(Vsn)626样本在每个PWM循环中在相同位置发生。
在图7B中，零序电压信号(Vsn)626由取样模块628在由箭头(VA_sn、VB_sn和VC_sn)631-633标记的取样点取样。在该具体实施方式中，取样点显示在第一试验矢量(V4)304期间在零电压开关矢量(V7)307之后。这可以在涉及噪音敏感性方面提供一些优势。然而，零序电压信号(Vsn)626可以由取样模块628在试验矢量304、301中的任一个期间取样(即，零序电压也可以在第二试验矢量301期间取样)，只要考虑符号即可。而且，用于取样零序电压信号(Vsn)626的测量矢量(VA_sn、VB_sn和VC_sn)631-633可以位于PWM循环或周期的任何地方(即，并不依赖于先前逆变器状态)。由于转子速度相对于PWM频率来说低，因而一个PWM循环内的转子移动不显著，从而在每个PWM周期内的相同点取样不是必要的。
第二实施例：后缘有效矢量和前缘试验矢量
图8A是示出了包括根据本发明第二实施例的互补试验矢量的PWM波形(Dia，Dib和Dic)的曲线图。图8A中的试验脉冲限定了每个PWM循环/周期中的一对互补试验矢量(V1/V4；V3/V6；V5/V2)。图8B是示出了在根据本发明第二实施例的无传感器位置估计技术中的修正开关矢量信号(Da*，Db*和Dc*)209-1...209-3的合成PWM波形的曲线图。修正开关矢量信号(Da*，Db*和Dc*)209-1...209-3用作栅极指令，用于驱动三相电压源逆变器110中的开关182、184、186、188、190、192的栅极(Ga...Gf)。如图4B所示，图8A和8B中的PWM波形是对应于图3中的矢量一(1)的波形；然而，与图4B相比而言，应当注意的是，示出了三个PWM循环(与图4B中的一个PWM循环不同)。其余5个矢量中的每个的PWM波形将类似，且为了简便起见未示出。
在图8B所示的具体实施例中，第一值、第二值和第三值共同限定在每个PWM循环的第一半中的第一试验矢量(V1)301；随后是第二试验矢量(V4)304，第二试验矢量(V4)304也在每个PWM循环的第一半中；在每个PWM循环的第二半中的第一有效电压开关矢量(V1)301；在每个PWM循环的第二半中且在第一有效电压开关矢量(V1)301之后的第二有效电压开关矢量(V2)302。在图8B所示的修正开关矢量信号(Da*，Db*和Dc*)209-1...209-3中的合成PWM波形中，有效矢量(位于阴影区域中)置于零电压开关矢量(V7)307的右侧或邻近“后缘”，试验矢量置于零电压开关矢量(V0)308的左侧或邻近“前缘”。
第一试验矢量(V1)301和第二试验矢量(V4)304在第一零电压开关矢量(V0)308(限定于三个连续PWM循环中的每个的开始部分)和第二零电压开关矢量(V7)307(限定于三个连续PWM循环中的每个的中间部分)之间限定，在限定于三个连续PWM循环中的每个的开始部分的第一零电压开关矢量(V0)308和限定于三个连续PWM循环中的每个的中间部分的第二零电压开关矢量(V7)307之间没有限定任何其它中间矢量。第一有效电压开关矢量(V1)301和第二有效电压开关矢量(V2)302在第二零电压开关矢量(V7)307和限定于三个连续PWM循环中的每个的结束部分的第一零电压开关矢量(V0)308之间限定。
例如，在第一PWM循环中，修正开关矢量信号(Da*...Dc*)209-1...209-3的合成PWM波形共同限定这样的开关矢量组合：以零电压开关矢量(V0)308开始，以第一试验矢量(V1)301(100)和在零电压开关矢量(V7)307的前缘处或附近插入的第二试验矢量(V4)304(011)继续。具体地，一个相位处于高状态的试验矢量(V1)301(100)被插入，随后是两个相位处于高状态的互补第二试验矢量(V4)304。在试验矢量之后是在PWM循环或周期的中心处的零电压开关矢量(V7)307，随后是在零电压开关矢量(V7)307的后缘处或附近的有效电压开关矢量(V2)302(包括两个相位处于高状态)和有效电压开关矢量(V1)301(100)(包括一个相位处于高状态)。序列以零电压开关矢量(V0)308结束，使得PWM周期的其余部分用零电压开关矢量(V0)308填充。
如图7B所示，图8B所示的修正开关矢量信号(Da*，Db*和Dc*)209-1...209-3在三个连续PWM循环或周期内经历总计二十四次(24)开关过渡，而不是三十六次(36)过渡(图5B所示的修正开关矢量信号(Sa*，Sb*和Sc*)109-1...109-3就是如此)。过渡次数的显著减少在驱动三相电压源逆变器110中的开关182、184、186、188、190、192的栅极(Ga...Gf)时极大地减少开关损失。
在图8B中，零序电压信号(Vsn)626由取样模块628在由箭头(VA_sn、VB_sn和VC_sn)631-633标记的取样点取样。在该具体实施方式中，取样点显示在第一试验矢量(V1)301期间在零电压开关矢量(V7)307的前缘处。这可以在涉及噪音敏感性方面提供一些优势。然而，如上所述，零序电压信号(Vsn)626可以由取样模块628在试验矢量304、301中的任一个期间取样(即，零序电压也可以在第二试验矢量304期间取样)，只要考虑符号即可。也如上所述，用于取样零序电压信号(Vsn)626的测量矢量(VA_sn、VB_sn和VC_sn)631-633可以位于PWM循环或周期的任何地方(即，并不依赖于先前逆变器状态)。由于转子速度相对于PWM频率来说低，因而一个PWM循环内的转子移动不显著，从而在每个PWM周期内的相同点取样不是必要的。
与采用图5B所示的PWM波形的常规无传感器位置估计技术相比，第一实施例(图7A和7B)和第二实施例(图8A和8B)的PWM方案可以显著地降低(66％)开关过渡的次数和开关损失。通过在三个PWM循环中的一个中使用一个有效矢量作为一个试验矢量，开关过渡的次数(和总体开关损失)的附加降低是可能的，如现在将参考图9A和9B所述。
第三实施例：在一个PWM循环中使用有效矢量作为一个试验矢量
图9A是示出了包括根据本发明第三实施例使用的互补试验矢量的PWM波形(Dia，Dib和Dic)的曲线图。图9A中的试验脉冲限定了每个PWM循环/周期中的一对互补试验矢量(V1/V4；V6/V3；V2/V5)。图9B是示出了在根据本发明第三实施例的无传感器位置估计技术中的修正开关矢量信号(Da*，Db*和Dc*)209-1...209-3的合成PWM波形的曲线图。修正开关矢量信号(Da*，Db*和Dc*)209-1...209-3用作栅极指令，用于驱动三相电压源逆变器110中的开关182、184、186、188、190、192的栅极(Ga...Gf)。如图4B所示，图9A和9B中的PWM波形是对应于图3中的矢量一(1)的波形；然而，与图4B相比而言，应当注意的是，示出了三个PWM循环(与图4B中的一个PWM循环不同)。其余5个矢量中的每个的PWM波形将类似，且为了简便起见未示出。
如第一实施例那样，在图9B所示的修正开关矢量信号(Da*，Db*和Dc*)209-1...209-3中的合成PWM波形中，有效矢量(位于阴影区域中)置于零电压开关矢量(V7)307的左侧或邻近“前缘”。在图9B所示的具体实施例中，第一值、第二值和第三值共同限定在每个PWM循环的第一半中的第一有效电压开关矢量(V1)301；在每个PWM循环的第一半中且在第一有效电压开关矢量(V1)301之后的第二有效电压开关矢量(V2)302。
例如，在相A的第一PWM循环中，以零电压开关矢量(V0)308开始，以有效电压开关矢量(V1)301(100)和在零电压开关矢量(V7)307的前缘处或附近的有效电压开关矢量(V2)302继续，随后是在PWM循环或周期的中心处的零电压开关矢量(V7)307。有效电压开关矢量(V1)301(100)包括一个相位处于高状态，有效电压开关矢量(V2)302包括两个相位处于高状态。在该具体实施例中，第一有效电压开关矢量(V1)301和第二有效电压开关矢量(V2)302在第一零电压开关矢量(V0)308(限定于三个连续PWM循环中的每个的开始部分)和第二零电压开关矢量(V7)307(限定于三个连续PWM循环中的每个的中间部分)之间限定，在第一零电压开关矢量(V0)308(限定于三个连续PWM循环中的每个的开始部分)和第二零电压开关矢量(V7)307(限定于三个连续PWM循环中的每个的中间部分)之间没有限定任何其它中间矢量。
然而，在该实施例中，可以省去第一PWM循环中的互补试验矢量。在该循环中，有效电压开关矢量(V1)301(100)也可以用作试验矢量，以消除附加的两次开关过渡。在有效电压开关矢量(V1)301(100)足够长以提供无噪音零序电压样本时，可以在没有修改的情况下使用现有有效电压开关矢量(V1)301(100)，从而不需要互补试验矢量。在有效矢量对于零序电压测量目的来说不够长的情况下，有效矢量可以根据需要延长。在该情况下，在不引起任何附加开关损失的情况下，抵消矢量可以补充到零电压开关矢量(V7)307的相对侧。
在零电压开关矢量(V7)307之后，在零电压开关矢量(V7)307的后缘处插入第一试验矢量(V4)304。在该实施例中，仅仅插入具有两个相位处于高状态的第一试验矢量(V4)304，而不插入互补试验矢量(V1)301(100)。
第一试验矢量(V4)304限定在第二零电压开关矢量(V7)307(限定于三个连续PWM循环中的每个的中间部分)和第一零电压开关矢量(V0)308(限定于三个连续PWM循环中的每个的结束部分)之间。第一值、第二值和第三值在第二零电压开关矢量(V7)307(限定于三个连续PWM循环中的每个的中间部分)和第一零电压开关矢量(V0)308(限定于三个连续PWM循环中的每个的结束部分)之间共同限定第一试验矢量(V4)304，在第二零电压开关矢量(V7)307和限定于三个连续PWM循环中的每个的结束部分的第一零电压开关矢量(V0)308之间没有限定任何其它中间矢量。
与图5B所示的修正开关矢量信号(Sa*，Sb*和Sc*)109-1...109-3相比，图9B所示的修正开关矢量信号(Da*，Db*和Dc*)209-1...209-3在三个连续PWM循环或周期内经历总计二十二次(22)开关过渡，而不是三十六次(36)过渡，从而进一步降低在驱动三相电压源逆变器110中的开关182、184、186、188、190、192的栅极(Ga...Gf)时的过渡次数和开关损失。
在图9B中，零序电压信号(Vsn)626由取样模块628在由箭头(VA_sn、VB_sn和VC_sn)631-633标记的取样点取样。在该具体实施方式中，取样点显示在有效电压开关矢量(V1)301(100)期间在零电压开关矢量(V7)307的前缘处。
虽然图9A和9B示出了使用一个有效矢量作为应用于第一实施例的试验矢量(图7A和7B所示的前部有效矢量)的技术，但是应当注意的是，对第二实施例(图8A和8B所示的后部有效矢量)而言，可以获得类似的PWM波形。在每种情况下，在三个PWM循环期间可以省去两次开关过渡。与采用图5B所示的PWM波形的常规无传感器位置估计技术相比，借助于这种改进，附加开关损失可以减少78％。
总结
表1概述了开关过渡的次数，根据图4A所示的在没有试验矢量的情况下的标准空间矢量PWM标准化。与没有试验矢量的标准空间矢量PWM相比，采用图5B所示的PWM波形的常规无传感器位置估计技术使得开关过渡的次数加倍。这会导致显著的开关损失，且限制在采用常规PWM波形(图5B)用于无传感器位置估计时的相电流容量。
表1
Figure BSA00000204034200411
相比而言，与采用图5B所示的PWM波形的常规无传感器位置估计技术相比，第一实施例(图7A和7B)和第二实施例(图8A和8B)可以显著地降低开关过渡的次数。通过使用有效矢量作为一个试验矢量，如第三实施例(图9A和9B)那样，可以进一步减少开关过渡的次数。因而，所公开的实施例可以极大地降低开关损失。
本领域技术人员还应意识到，可以将结合在此公开的实施例描述的各种示例性逻辑块、模块、电路和算法步骤实施为电子硬件、计算机软件或两者的组合。一些实施例和实施方式在上文参照功能和/或逻辑块部件(或模块)和各种过程步骤来描述。然而应当理解的是，这种块部件(或模块)可以通过配置成执行特定功能的任何数量的硬件、软件和/或固件部件来实现。为了清楚地说明硬件和软件的互换性，大致根据它们的功能在上文描述了各种示例性的部件、块、模块、电路和步骤。这种功能是否实施为硬件或软件取决于特定应用和施加给总体系统的设计约束。对于每个特定应用，本领域技术人员可以以不同的方法实施描述的功能，但这种实施方式的决策不应解释为导致偏离本发明的范围。例如，一个系统或部件的实施例可以采用各种集成电路部件，例如存储器元件、数字信号处理元件、逻辑元件、查询表等，其可以在一个或多个微处理器或其它控制装置的控制下执行各种功能。此外，本领域技术人员将理解，本文所述的实施例仅仅是示例性实施方式。
可以利用通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑装置、分立门或晶体管逻辑、分立硬件部件、或设计为执行这里所述功能的其任意组合来实施或执行结合公开的实施例所描述的各种示例性逻辑块、模块和电路。通用处理器可以是微处理器，但可选地，处理器可以是任何常规处理器、控制器、微控制器或状态机。处理器还可以被实施为计算装置的组合，例如，DSP和微处理器的组合、多个微处理器、结合DSP核的一个或多个微处理器、或任何其它这种配置。词语“示例性的”在此专门用于表示“作为示例、实例或说明”的意思。在此作为“示例性的”描述的任何实施例不必解释为比其它实施例更优选或更有利。
结合在此公开的实施例描述的方法或算法的步骤可以直接以硬件、由处理器执行的软件模块、或两者的结合来实现。软件模块可驻留在RAM存储器、闪存、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可移动磁盘、CD-ROM或本领域已知的任何其它形式的存储介质中。示例性的存储介质联接至处理器，该处理器能从存储介质读取信息并能将信息写入存储介质中。可选地，存储介质可以与处理器一体形成。处理器和存储介质可驻留在ASIC中。ASIC可驻留在用户终端中。可选地，处理器和存储介质可作为分立部件驻留在用户终端中。
在该文本中，关系相(如，第一、第二等)可仅仅用于将一个实体或动作与另一个实体或动作进行区分，而不必需要或暗示在这些实体或动作之间的任何实际的这种关系或顺序。数字序数词例如“第一”、“第二”、“第三”等仅表示多个中的不同单个而不意指任何次序或顺序，除非权利要求的语言明确这样定义。任何权利要求中的文字的顺序不意味着必须根据这种顺序以时间或逻辑顺序执行过程步骤，除非权利要求的语言明确这样定义。在不偏离本发明范围的前提下过程步骤可以以任意顺序互换，只要这种互换不会同权利要求语言相抵触且逻辑上不荒谬即可。
此外，取决于上下文，在描述不同元件之间关系中使用的词例如“连接”或“联接到”并不意指在这些元件之间必须是直接物理连接。例如，通过一个或多个附加元件，可以使两个元件物理地、电子地、逻辑地或以任何其它方式相互连接。
虽然在前述详细说明中已经描述了至少一个示例性实施例，但是应当理解的是存在大量的变型。还应当理解的是，本文所描述的示例性实施例仅仅是示例且并不旨在以任何方式限制本发明的范围、应用或构造。相反，前述详细说明为本领域技术人员提供了实施示例性实施例的便利途径。应当理解的是，在不脱离所附权利要求书及其合法等价物的范围的情况下可作出元件的功能和配置的各种变换。

Claims (20)

1.一种矢量控制马达驱动系统，包括：
试验矢量和占空比发生器模块，所述试验矢量和占空比发生器模块被设计成接收一组三相电压指令信号且被设计成产生一组脉宽调制PWM波形，其中，该组PWM波形包括：
用于第一马达相位的第一修正开关矢量信号，第一修正开关矢量信号在三个连续PWM循环内包括至少两个试验脉冲，其中，第一修正开关矢量信号具有在三个连续PWM循环期间在高幅值和低幅值之间变化的第一幅值，且其中，在三个连续PWM循环内，第一修正开关矢量信号在低幅值和高幅值之间过渡的次数大于六且小于十二。
2.根据权利要求1所述的矢量控制马达驱动系统，其中，该组PWM波形还包括：
用于第二马达相位的第二修正开关矢量信号，第二修正开关矢量信号在三个连续PWM循环内包括至少两个试验脉冲，其中，第二修正开关矢量信号具有在三个连续PWM循环期间在高幅值和低幅值之间变化的第二幅值，且其中，在三个连续PWM循环内，第二修正开关矢量信号在低幅值和高幅值之间过渡的次数大于六且小于十二；以及
用于第三马达相位的第三修正开关矢量信号，第三修正开关矢量信号在三个连续PWM循环内包括至少两个试验脉冲，其中，第三修正开关矢量信号具有在三个连续PWM循环期间在高幅值和低幅值之间变化的第三幅值，且其中，在三个连续PWM循环内，第三修正开关矢量信号在低幅值和高幅值之间过渡的次数大于六且小于十二。
3.根据权利要求2所述的矢量控制马达驱动系统，其中，在三个连续PWM循环期间的任何具体时间，第一幅值、第二幅值和第三幅值限定一组八个电压开关矢量的具体电压开关矢量，所述八个电压开关矢量包括第一零电压开关矢量、第二零电压开关矢量和六个有效电压开关矢量，以及
其中，第一幅值、第二幅值和第三幅值共同限定：
在三个连续PWM循环中的每个的开始部分的第一零电压开关矢量，其中，第一零电压开关矢量在第一幅值、第二幅值和第三幅值均具有低幅值时限定；
在三个连续PWM循环中的每个的中间部分的第二零电压开关矢量，其中，第二零电压开关矢量在第一幅值、第二幅值和第三幅值均具有高幅值时限定，且其中，在每个PWM循环中，第二零电压开关矢量在没有中间矢量的情况下连续地限定；以及
在所述三个连续PWM循环中的每个的结束部分时的第一零电压开关矢量。
4.根据权利要求3所述的矢量控制马达驱动系统，其中，第一零电压开关矢量和第二零电压开关矢量的时期均大于任何试验矢量的时期。
5.根据权利要求3所述的矢量控制马达驱动系统，其中，每个PWM循环包括PWM循环的第一半和PWM循环的第二半，且其中，第一幅值、第二幅值以及第三幅值内还共同限定：
在每个PWM循环的第一半中的第一有效电压开关矢量；
在每个PWM循环的第一半中且在第一有效电压开关矢量之后的第二有效电压开关矢量；
在每个PWM循环的第二半中的第一试验矢量；以及
在每个PWM循环的第二半中且在第一试验矢量之后的第二试验矢量，其中，第二试验矢量和第一试验矢量互补。
6.根据权利要求5所述的矢量控制马达驱动系统，其中，第一试验矢量和第二试验矢量在第二零电压开关矢量和限定于三个连续PWM循环中的每个的结束部分的第一零电压开关矢量之间限定，在第二零电压开关矢量和限定于三个连续PWM循环中的每个的结束部分的第一零电压开关矢量之间没有限定任何其它中间矢量。
7.根据权利要求6所述的矢量控制马达驱动系统，其中，第一有效电压开关矢量和第二有效电压开关矢量在限定于在三个连续PWM循环中的每个的开始部分的第一零电压开关矢量和限定于在三个连续PWM循环中的每个的中间部分的第二零电压开关矢量之间限定，在限定于在三个连续PWM循环中的每个的开始部分的第一零电压开关矢量和限定于在三个连续PWM循环中的每个的中间部分的第二零电压开关矢量之间没有限定任何其它中间矢量。
8.根据权利要求3所述的矢量控制马达驱动系统，其中，每个PWM循环包括PWM循环的第一半和PWM循环的第二半，且其中，第一幅值、第二幅值以及第三幅值内还共同限定：
在每个PWM循环的第一半中的第一有效电压开关矢量；
在每个PWM循环的第一半中且在第一有效电压开关矢量之后的第二有效电压开关矢量；以及
第一试验矢量，第一试验矢量在限定于三个连续PWM循环中的每个的中间部分的第二零电压开关矢量和限定于三个连续PWM循环中的每个的结束部分的第一零电压开关矢量之间限定，在第二零电压开关矢量和限定于三个连续PWM循环中的每个的结束部分的第一零电压开关矢量之间没有限定任何其它中间矢量。
9.根据权利要求8所述的矢量控制马达驱动系统，其中，第一有效电压开关矢量和第二有效电压开关矢量在限定于在三个连续PWM循环中的每个的开始部分的第一零电压开关矢量和限定于在三个连续PWM循环中的每个的中间部分的第二零电压开关矢量之间限定，在限定于在三个连续PWM循环中的每个的开始部分的第一零电压开关矢量和限定于在三个连续PWM循环中的每个的中间部分的第二零电压开关矢量之间没有限定任何其它中间矢量。
10.根据权利要求3所述的矢量控制马达驱动系统，其中，每个PWM循环包括PWM循环的第一半和PWM循环的第二半，且其中，第一幅值、第二幅值以及第三幅值内还共同限定：
在每个PWM循环的第二半中的第一有效电压开关矢量；
在每个PWM循环的第二半中且在第一有效电压开关矢量之后的第二有效电压开关矢量，
其中，第一有效电压开关矢量和第二有效电压开关矢量在第二零电压开关矢量和限定于在三个连续PWM循环中的每个的结束部分的第一零电压开关矢量之间限定；
在每个PWM循环的第一半中的第一试验矢量，随后是在每个PWM循环的第一半中的第二试验矢量，其中，第二试验矢量和第一试验矢量互补。
11.根据权利要求10所述的矢量控制马达驱动系统，其中，第一试验矢量和第二试验矢量在限定于三个连续PWM循环中的每个的开始部分的第一零电压开关矢量和限定于三个连续PWM循环中的每个的中间部分的第二零电压开关矢量之间限定，在限定于三个连续PWM循环中的每个的开始部分的第一零电压开关矢量和限定于三个连续PWM循环中的每个的中间部分的第二零电压开关矢量之间没有限定任何其它中间矢量。
12.根据权利要求1所述的矢量控制马达驱动系统，其中，在三个连续PWM循环内，第一修正开关矢量信号在低幅值和高幅值之间过渡的次数是八。
13.根据权利要求2所述的矢量控制马达驱动系统，还包括：
AC电机，所述AC电机被设计成产生中性点电压信号；以及
逆变器模块，所述逆变器模块被联接到所述AC电机且被联接到所述试验矢量和占空比发生器模块，所述逆变器模块被设计成基于第一、第二和第三修正开关矢量信号来产生三相电压信号，其中，所述三相电压信号驱动所述AC电机。
14.根据权利要求13所述的矢量控制马达驱动系统，还包括：
零序电压发生器模块，所述零序电压发生器模块被设计成接收三相电压信号和中性点电压信号，且被设计成产生取样三相零序电压。
15.根据权利要求14所述的矢量控制马达驱动系统，其中，所述零序电压发生器模块包括：
相-中性点电压发生器模块，所述相-中性点电压发生器模块被设计成接收三相电压信号和中性点电压信号，且被设计成产生电机相-中性点电压信号；
求和点，所述求和点被设计成接收电机相-中性点电压信号，且被设计成基于电机相-中性点电压信号来产生零序电压信号；以及
零序电压取样模块，所述零序电压取样模块被设计成接收零序电压信号，且被设计成产生顺序取样的三相零序电压。
16.根据权利要求14所述的矢量控制马达驱动系统，其中，所述AC电机包括转子，所述矢量控制马达驱动系统还包括：
输出模块，所述输出模块被联接到所述零序电压发生器模块，其中，所述输出模块被设计成接收取样三相零序电压并基于取样三相零序电压来产生转子的最终估计角位置。
17.根据权利要求16所述的矢量控制马达驱动系统，其中，所述输出模块包括：
三相-两相转换模块，所述三相-两相转换模块被设计成接收顺序取样的三相零序电压信号并产生两相零序电压；以及
角度计算器模块，所述角度计算器模块被设计成接收两相零序电压且被设计成计算由两相零序电压表示的矢量的反正切角，其中，两相零序电压的反正切是被跟踪的马达凸极性的角度且与转子的最终估计角位置成比例。
18.根据权利要求17所述的矢量控制马达驱动系统，其中，所述输出模块还包括：
角度缩放模块，所述角度缩放模块根据缩放常数来缩放反正切角以产生转子的最终估计转子角位置。
19.一种无传感器估计AC电机的转子角位置的系统，所述系统包括：
试验矢量和占空比发生器模块，所述试验矢量和占空比发生器模块接收一组三相电压指令信号且并产生一组PWM波形，称为修正开关矢量信号，每个修正开关矢量信号对应于AC马达的马达相位，其中，每个修正开关矢量信号中插入有试验脉冲，在每个PWM循环中，所述试验脉冲共同限定一对互补试验矢量，其中，每个修正开关矢量信号具有在每个PWM循环期间过渡的幅值，其中，在每个PWM循环的一部分中，修正开关矢量信号的幅值在没有中间矢量的情况下共同限定连续零电压开关矢量；以及
逆变器模块，所述逆变器模块被联接在所述试验矢量和占空比发生器模块和所述AC电机之间，所述逆变器模块被设计成接收修正开关矢量信号且被设计成基于修正开关矢量信号来产生驱动AC电机的三相电压信号。
20.根据权利要求19所述的系统，其中，每个修正开关矢量信号在三个连续PWM循环内过渡的次数大于六且小于十二，所述系统还包括：
零序电压发生器模块，所述零序电压发生器模块从AC电机接收三相电压信号和中性点电压信号，且产生取样三相零序电压；以及
输出模块，所述输出模块被联接到所述零序电压发生器模块，所述输出模块接收取样三相零序电压且基于顺序取样的三相零序电压来产生转子的最终估计角位置。
CN2010102317431A 2009-07-15 2010-07-15 无传感器转子角位置估计的方法、系统和设备 Active CN101958686B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US12/503,591 US8253360B2 (en) 2009-07-15 2009-07-15 Vector controlled motor drive system implementing pulse width modulated (PWM) waveforms
US12/503591 2009-07-15

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN101958686A CN101958686A (zh) 2011-01-26
CN101958686B true CN101958686B (zh) 2013-05-01

Family

ID=43402870

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2010102317431A Active CN101958686B (zh) 2009-07-15 2010-07-15 无传感器转子角位置估计的方法、系统和设备

Country Status (3)

Country Link
US (1) US8253360B2 (zh)
CN (1) CN101958686B (zh)
DE (1) DE102010030876A1 (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2689117C2 (ru) * 2014-10-31 2019-05-24 Сименс Акциенгезелльшафт Способ определения частоты ротора и/или угла ротора реактивной электрической машины, управляющее устройство, а также приводная система

Families Citing this family (59)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8277849B2 (en) * 2006-01-19 2012-10-02 Solazyme, Inc. Microalgae-derived compositions for improving the health and appearance of skin
GB0803279D0 (en) * 2008-02-22 2008-04-02 Univ Gent Sensorless control of salient pole machines
JP5515384B2 (ja) * 2009-04-15 2014-06-11 アイシン精機株式会社 交流モータの制御装置および制御方法
US8258736B2 (en) * 2009-10-20 2012-09-04 GM Global Technology Operations LLC Fail-safe controls for electric traction drive systems
US8847528B2 (en) * 2010-07-23 2014-09-30 Mitsubishi Electric Corporation Control apparatus and control method for AC rotary machine
BR112013001384A2 (pt) * 2010-07-27 2016-05-24 Mitsubishi Electric Corp aparelho de controle para uma máquina giratória de ca
CN102638215A (zh) * 2011-02-15 2012-08-15 陈跃明 电动汽车感应电动机无速度传感器矢量控制系统
US8760098B2 (en) 2011-04-01 2014-06-24 Texas Instruments Incorporated Sensorless motor control
CN103534929B (zh) * 2011-05-13 2017-03-29 株式会社日立制作所 同步电动机的驱动系统
DE102011051793A1 (de) * 2011-07-13 2013-01-17 Rolf Strothmann Verfahren zur Bestimmung der Drehlage des Rotors einer elektrischen Maschine
US9595902B2 (en) * 2011-08-03 2017-03-14 GM Global Technology Operations LLC Methods, systems and apparatus for adjusting modulation index to improve linearity of phase voltage commands
JP5413420B2 (ja) * 2011-08-08 2014-02-12 株式会社デンソー 回転機の制御装置
US8829846B2 (en) 2011-08-16 2014-09-09 Texas Instruments Incorporated Field oriented control of a motor with a single shunt
US8575879B2 (en) * 2011-08-19 2013-11-05 GM Global Technology Operations LLC Methods, systems and apparatus for controlling a multi-phase inverter
KR101356864B1 (ko) * 2011-12-30 2014-01-29 엘에스산전 주식회사 매입형 영구자석 동기 전동기 제어 장치
JP5844164B2 (ja) * 2012-01-19 2016-01-13 ナブテスコ株式会社 航空機搭載用モータ駆動制御装置
CN104106209B (zh) * 2012-02-22 2016-10-05 株式会社安川电机 电动机的磁极位置估计装置、电动机的控制装置及电动机的磁极位置估计方法
JP5621998B2 (ja) 2012-02-22 2014-11-12 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置
JP5534252B2 (ja) * 2012-02-22 2014-06-25 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置
DE102012206522A1 (de) 2012-04-20 2013-10-24 Robert Bosch Gmbh Vorrichtung zum Signalisieren eines heranfahrenden Elektrofahrzeuges
CN102694498B (zh) * 2012-05-31 2015-02-25 湖南南车时代电动汽车股份有限公司 永磁同步电机在零速或极低速下的抗转子扰动装置及方法
US8928265B2 (en) 2012-08-13 2015-01-06 Texas Instruments Incorporated Sensorless field-oriented control (FOC) without current sampling for motors
US10020761B2 (en) * 2012-09-20 2018-07-10 Ford Global Technologies, Llc Electric motor position signal synchronized operation
US8823301B2 (en) 2012-11-05 2014-09-02 Whirlpool Corporation Method and device for detecting rotor position in a permanent magnet synchronous motor-driven washing machine
DE102013200672A1 (de) * 2012-12-19 2014-06-26 Bayerische Motoren Werke Aktiengesellschaft Vorrichtung und Verfahren zum Ansteuern einer Elektromaschine
GB201223174D0 (en) * 2012-12-21 2013-02-06 Trw Ltd Control of electric motors
US9106176B2 (en) * 2012-12-30 2015-08-11 Silicon Laboratories Inc. Apparatus for motor control system and associated methods
DE102013205870A1 (de) * 2013-04-03 2014-10-09 Bayerische Motoren Werke Aktiengesellschaft Ansteuerverfahren für elektrische Maschine
US10254318B2 (en) * 2013-05-29 2019-04-09 Nidec Motor Corporation Systems and methods for estimating input power of an electric motor
US9610858B2 (en) * 2013-07-29 2017-04-04 Fca Us Llc Three-phase inverter control for electrified vehicles
US9379657B2 (en) * 2013-12-16 2016-06-28 Wisconsin Alumni Research Foundation Unity power factor induction machine
US9362845B2 (en) * 2013-12-23 2016-06-07 Generac Power Systems, Inc. Method of operating a single-phase generator in parallel with an inventor
CN103744394B (zh) * 2014-01-02 2017-07-11 哈尔滨工程大学 一种水翼双体船襟尾翼伺服系统的监测装置及方法
CN104052370A (zh) * 2014-05-16 2014-09-17 中国东方电气集团有限公司 基于最小谐振峰值算法的电动车异步电机控制参数设计方法
US20150381087A1 (en) * 2014-06-25 2015-12-31 Caterpillar Inc. Sensorless Control of Switched Reluctance Machines for Low Speeds and Standstill
GB2532002A (en) 2014-10-27 2016-05-11 Melexis Technologies Nv Control for pulse width modulated driven motors
US9318976B1 (en) * 2014-10-30 2016-04-19 Rockwell Automation Technologies, Inc. Adjustable PWM method to increase low speed starting torque and inverter voltage measurement accuracy
US9407178B2 (en) * 2014-11-14 2016-08-02 GM Global Technology Operations LLC Method and apparatus for controlling an electric machine in a six-step mode
CN104579085B (zh) * 2014-12-23 2017-06-09 广东威灵电机制造有限公司 电机转子位置的检测方法和检测装置
CN104506105B (zh) * 2014-12-23 2018-01-02 广东威灵电机制造有限公司 电机转子极性的辨识方法和辨识装置
US9595903B2 (en) * 2015-03-20 2017-03-14 General Electric Company Controller for motor
DE102016201746A1 (de) * 2016-02-05 2017-08-10 Robert Bosch Gmbh Verfahren, Winkelbestimmungsvorrichtung und Steuervorrichtung
US9789871B1 (en) * 2016-08-05 2017-10-17 Atieva, Inc. High efficiency, high power density drive system utilizing complementary motor assemblies
KR102553783B1 (ko) * 2016-09-09 2023-07-07 한온시스템 주식회사 모터 회전자 제어 방법 및 장치
DE102017126840A1 (de) 2017-11-15 2019-05-16 Dr. Ing. H.C. F. Porsche Aktiengesellschaft Verzerrungsspektrumskontrolle durch Raumzeigermodulation
US11128248B2 (en) * 2018-02-21 2021-09-21 The Universitv of Akron DC input current ripple reduction in SRM drive for high volumetric power density applications
FR3079089B1 (fr) * 2018-03-16 2021-04-09 Safran Electrical & Power Procede de commande d'un onduleur
CN110816513A (zh) * 2018-08-09 2020-02-21 深圳市蓝海华腾技术股份有限公司 混合动力零力矩控制方法、装置及混合动力设备
CN109274302B (zh) * 2018-11-07 2021-11-16 武汉理工大学 采用逆模型及pid双重补偿的起重机变幅调速系统及方法
US10784797B1 (en) 2019-06-19 2020-09-22 Rockwell Automation Technologies, Inc. Bootstrap charging by PWM control
EP3809581A1 (en) * 2019-10-15 2021-04-21 KNORR-BREMSE Systeme für Nutzfahrzeuge GmbH Drive system and method for controlling a synchronous motor having several phases
EP3902135B1 (en) * 2020-04-20 2023-12-13 ABB Schweiz AG Angular position error estimation at standstill for high-frequency voltage injection
US11336206B2 (en) 2020-09-23 2022-05-17 Rockwell Automation Technoligies, Inc. Switching frequency and PWM control to extend power converter lifetime
US20240113645A1 (en) * 2021-02-05 2024-04-04 Cummins Inc. Symmetrical components domain control in a multiphase machine system
CN113193766B (zh) * 2021-04-02 2022-04-15 山东大学 一种并联变流器集群的环流抑制直接预测控制方法及系统
CN113161649B (zh) * 2021-04-30 2022-10-04 重庆长安新能源汽车科技有限公司 确定对动力电池脉冲加热时的最优脉冲电流参数的方法
CN113489409B (zh) * 2021-06-18 2023-06-09 南京航空航天大学 基于旋转综合矢量的永磁电机高频注入位置估计方法
US11533013B1 (en) * 2021-07-29 2022-12-20 Rivian Ip Holdings, Llc Pulse width modulation clock synchronization
CN114598213A (zh) * 2022-03-09 2022-06-07 威灵（芜湖）电机制造有限公司 电机转子位置观测方法、装置、转子位置观测器及介质

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6788024B2 (en) * 2002-09-18 2004-09-07 Hitachi, Ltd. Position-sensorless motor control method and apparatus
CN101375491A (zh) * 2005-12-14 2009-02-25 通用汽车环球科技运作公司 用于永磁同步电动机(pmsm)驱动系统的无传感器位置控制的方法和设备
CN101447761A (zh) * 2007-11-26 2009-06-03 通用汽车环球科技运作公司 电动机驱动系统、机动车辆和相电流调节方法

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5550450A (en) * 1993-04-28 1996-08-27 Otis Elevator Company Dead-time effect compensation for pulse-width modulated inverters and converters
US5585709A (en) * 1993-12-22 1996-12-17 Wisconsin Alumni Research Foundation Method and apparatus for transducerless position and velocity estimation in drives for AC machines
US5994881A (en) * 1997-10-07 1999-11-30 Hitachi, Ltd. Control apparatus for a synchronous generator system and a hybrid-type electric vehicle using it
US7129677B2 (en) * 2004-03-16 2006-10-31 Tyco Electronics Power Systems, Inc. Vector controller, a polyphase synchronous rectifier, and a method of vector-controlling thereof
TWI341641B (en) * 2007-12-24 2011-05-01 Delta Electronics Inc Apparatus and method for sensorless control of induction motor

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6788024B2 (en) * 2002-09-18 2004-09-07 Hitachi, Ltd. Position-sensorless motor control method and apparatus
CN101375491A (zh) * 2005-12-14 2009-02-25 通用汽车环球科技运作公司 用于永磁同步电动机(pmsm)驱动系统的无传感器位置控制的方法和设备
CN101447761A (zh) * 2007-11-26 2009-06-03 通用汽车环球科技运作公司 电动机驱动系统、机动车辆和相电流调节方法

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2689117C2 (ru) * 2014-10-31 2019-05-24 Сименс Акциенгезелльшафт Способ определения частоты ротора и/или угла ротора реактивной электрической машины, управляющее устройство, а также приводная система

Also Published As

Publication number Publication date
US8253360B2 (en) 2012-08-28
DE102010030876A1 (de) 2011-02-03
CN101958686A (zh) 2011-01-26
US20110012544A1 (en) 2011-01-20

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN101958686B (zh) 无传感器转子角位置估计的方法、系统和设备
CN101375491B (zh) 用于永磁同步电动机(pmsm)驱动系统的无传感器位置控制的方法和设备
US7598698B2 (en) Motor control device
US7072778B2 (en) Method and system for determining a rotor position in a wound field DC motor
EP2026460B1 (en) Motor control device
US7075267B1 (en) Space vector-based current controlled PWM inverter for motor drives
EP2286509B1 (en) Position sensorless motor control
Tsai et al. Model construction and verification of a BLDC motor using MATLAB/SIMULINK and FPGA control
US10199979B2 (en) Power conversion device
EP1898519A2 (en) Motor control device
CN102195552A (zh) 近似多相电机中基波与三次谐波峰值合计电压的方法、系统和装置
CN102916646A (zh) 调节调制指数以提高相电压指令线性的方法、系统和设备
US9214882B2 (en) Control device and method for determining the rotor angle of a synchronous machine
US9178455B2 (en) Control device and method for determining the rotor angle of a synchronous machine
Tursini et al. Sensorless control of an IPM synchronous motor for city-scooter applications
JP2019088094A (ja) 回転電動機
CN114337450B (zh) 一种电流滞环环宽与电压自适应调节器的交流电机参数辨识方法
KR102359356B1 (ko) 삼상 동기 전동기의 제어 장치, 및 그것을 사용하는 전동 파워 스티어링 장치
Bui et al. Sensorless control of interior permanent magnet synchronous motor based on the fundamental pulse width modulation excitation over a wide speed range
CN114567222A (zh) 永磁同步电机静态初始位置估算方法及定子电感辨识方法
Üstün et al. Identification of mechanical parameters for the switched reluctance motor
Kalavathy et al. Modified SVPWM based torque ripple reduction in permanent magnet synchronous motor
Souri et al. Improving Sensor-less Vector Controller for a Synchronous Reluctance Motor by Upgrading the Inverter Used
Sumita et al. Position sensorless control of switched reluctance motor with mutual-inductance
Wang, Syed A. Nasar, Ion Boldea Vector control of three-phase flux reversal machine

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant