DE102010030876A1 - Verfahren, Systeme und Vorrichtungen für eine sensorlose Rotorwinkelpositionsabschätzung ausführend reduzierte Schaltverlust pulsweitenmodulierte (PWM) Wellenformen - Google Patents

Verfahren, Systeme und Vorrichtungen für eine sensorlose Rotorwinkelpositionsabschätzung ausführend reduzierte Schaltverlust pulsweitenmodulierte (PWM) Wellenformen Download PDF

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Abstract

Verfahren, Systeme und Vorrichtungen werden bereitgestellt für eine niedrige Geschwindigkeits-, sensorlose Rotorwinkelpositionsabschätzung, die reduzierte Schaltverlust PWM Wellenformen anwendet.

Description

  • TECHNISCHES GEBIET
  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf Hybrid- und Elektrofahrzeugantriebssysteme und insbesondere auf Techniken zum Abschätzen einer Winkelposition eines Rotors ohne Sensoren.
  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • Hybrid- und Elektrofahrzeuge (HEVs) weisen üblicherweise ein elektrisches Fahrantriebssystem auf, welches einen Wechselstrom (AC) Elektromotor aufweist, der durch einen Leistung- oder Energiewandler mit einer Gleichstrom (DC) Energiequelle betrieben wird, wie einer Batterie. Motorwicklungen des AC-Elektromotors können mit Wandler-Untermodulen eines Leistungswandlermoduls (PIM) gekoppelt sein. Jedes Leistungswandler-Untermodul weist Schalterpaare auf, die in einer komplementären Weise schalten, um eine schnelle Schaltfunktion auszuüben, um DC-Leistung in AC-Leistung umzuwandeln. Dieser AC-Leistungsantrieb treibt den AC-Elektromotor an, welcher wiederum eine Welle der HEV-Antriebseinheit antreibt. Herkömmliche HEVs wenden zwei Dreiphasen-Pulsweitenmodulierte (PWM) Wandlermodule an und zwei Dreiphasen-AC-Maschinen (z. B. AC-Motoren) werden, jeweils von einem der entsprechenden Dreiphasen-PWM-Wandlermodule angetrieben, mit welchen sie gekoppelt sind.
  • Viele moderne Hochleistungs-AC-Motorantriebe verwenden das Prinzip der Feldorientierten Steuerung (FOC) oder ”Vektor” Steuerung zum Steuern des Betriebs des AC-Elektromotors. Insbesondere wird die Vektorsteuerung oft bei variablen Frequenzantrieben verwendet, um das Drehmoment zu steuern, das auf die Welle (und infolgedessen letztlich die Geschwindigkeit) eines Dreiphasen-AC-Elektromotors übertragen wird, durch Steuern des Stroms der an den Dreiphasen-AC-Elektromotor übertragen wird. Kurz gesagt, werden die Statorphasenströme gemessen und in einen entsprechenden komplexen Raumvektor umgewandelt. Dieser Stromvektor wird dann in ein Koordinatensystem übertragen, das sich mit dem Rotor des Dreiphasen-AC-Elektromotors dreht. Diese Technik benötigt die Kenntnis der Winkelposition des Rotors (d. h., die mechanische Drehwinkelposition des Rotors relativ zu dem ”Stator” oder den Motorwicklungen).
  • Die Winkelposition des Rotors kann berechnet werden auf Basis von gemessenen Ist-Aufnahmen, welche irgendeine Ausführung von Geschwindigkeits- oder Positionssensoren verwenden, zur Steuerung von Feedback- oder Rückkoppelungsmessungen. Zum Beispiel kann zum Bestimmen der Winkelposition des Rotors seine Winkelgeschwindigkeit mit einem Geschwindigkeitssensor gemessen werden und die Winkelposition kann durch das Integrieren der Geschwindigkeitsmessungen erhalten werden. Andere Systeme können einen Koordinatenwandler und eine Koordinatenwandler-zu-Digitalwandler Schaltung, welche direkt eine Absolutpositions-Information bereitstellt, verwenden. Ein Hochgeschwindigkeitsantriebssystem benötigt einen Geschwindigkeits- oder Positionssensor, was eine teure Komponente darstellt. Mehr noch, kann die Schalttechnik, die benötigt wird seine Signale zu verarbeiten, ebenfalls teuer sein. Das Vorhandensein von Geschwindigkeits-/Positionssensoren in dem System fügt diesem Kosten, Größe und Gewicht hinzu und reduziert außerdem die Betriebssicherheit. Es ist wünschenswert diese Geschwindigkeits-/Positionssensoren wegzulassen und die gemessenen Mengen durch berechnete Abschätzungen zu ersetzten. Es ist außerdem wünschenswert die mechanische Schnittstellen-Hardware wegzulassen, um Kosten und Gewicht zu reduzieren und die Betriebssicherheit des elektrischen Fahrantriebssystems zu verbessern.
  • Gemäß einem Ansatz zum Weglassen des Sensors, kann die Winkelposition des Rotors auch abgeschätzt werden, ohne dass tatsächlich ein Sensor verwendet wird, welcher die Ist-Geschwindigkeit/-Positionsaufnahmen misst. In diesem Zusammenhang ist eine Vielzahl von Verfahren zum Abschätzen der Winkelposition des Rotors für null/niedrigen Geschwindigkeitsbetrieb geeignet.
  • Viele herkömmliche sensorlose Positionssteuerungsverfahren von Fahrantriebssystemen basieren entweder auf räumlichen Abweichungen oder Veränderungen von einer Rotorsalienz oder Rotor Polausprägung (engl. rotor saliency) eines Rotors des Antriebssystems oder auf Rück-EMF (engl. back-EMF) der inhärenten Maschinensalienz des Antriebssystems. Diese Verfahren sind besser geeignet im Zusammenhang mit Permanentmagnet-Synchronmotoren mit internem Rotor (IPMSM), synchronen Reluktanzmotoren und geschalteten Reluktanzmotor-Maschinentypen, welche von Natur aus magnetisch ausgeprägte (engl. magnetically salient) Rotoren aufweisen.
  • Andere Verfahren zum Erfassen von Rotorwinkelpositionen weisen Hochfrequenzsignal-Einspeisung und modifizierte PWM-Testpuls-Ansteuerung oder Anregung auf.
  • In dem Hochfrequenzsignal-Einspeicherungsverfahren kann ein vorgesteuertes Hochfrequenztestsignal, wie ein Spannungs-(oder Strom)Signal, in oder auf eine Statorwicklung einer von Natur aus salienten Maschine aufgebracht oder eingespeist werden und der daraus resultierende Effekt auf das vorgesteuerte Hochfrequenztestsignal auf den Statorstrom (oder Spannung) gemessen werden. Der Effekt der vorgesteuerten Hochfrequenztestsignalseinspeisung kann in einem gemessenen Statorstrom überwacht oder beobachtet werden, welcher die Form einer Amplitudenmodulation der zweifachen Basisfrequenzrate annimmt. Dieser Effekt ist Folge der räumlichen Modulation der magnetischen Salienz, wenn der Rotor sich dreht. Dieses Verfahren funktioniert verhältnismäßig gut, wenn die zu prüfende Maschine von Natur aus eine Salienz aufweist, wie beispielsweise eine Maschine vom Permanentmagnet-Typ mit internem Rotor. Jedoch weisen oberflächenmontierte Permanentmagnetmaschinen (SMPM) keine beabsichtigt ausgebildete Salienz auf und benötigen daher ein sehr starkes Einspeisungssignal, um eine Positionsinformation zu erhalten. Aufgrund zusätzlicher Verluste und Rauschen erzeugt durch ein so starkes Einspeisungssignal ist dieses Verfahren demzufolge nicht für Anwendungen vom Typ SMPM geeignet.
  • In einem modifizierten PWM Testpulsanregungsverfahren, können modifizierte PWM Testpulse verwendet werden, um eine Hochfrequenzimpedanz der Maschine zu erzeugen. Modifizierte PWM Testpulse erzeugen zwei Arten von Salienzen: 1) mechanische Salienz und 2) elektrische Salienz. Wenn PWM Testpulse eingespeist oder aufgebracht werden wird die Stromsteuerung für die Testperiode ignoriert. Das kann ein geeignetes Verfahren für einen industriellen Antrieb darstellen. Jedoch weist eine Antriebsmaschine eine niedrige Induktanz oder Induktivität auf und das nicht Steuern des Stroms während einer Testperiode kann so in einem unkontrollierten Zustand resultieren. Diese Technik erhält die Positionsinformation vom erfassten Statorstrom, welcher sofort nach dem Einspeisen der Testpulse abgetastet werden muss. Das erhöht die Anzahl an Zeiten für die Abtastung des Statorstroms.
  • Zum Beispiel wurden diese Techniken zur Verwendung bei Induktionsmotoren in den folgenden Veröffentlichungen beschrieben: "Sensorless position control of induction motors – an emerging technology", von Dr. J. Holtz, IEEE Trans. Ind. Electron, Band 45, Seiten 840-852, Dezember 1998 und "Elimination of saturation effects in sensorless position controlled induction motors" von Dr. J. Holtz und H. Pan, Konferenz Rec. IEEE-IAS Jahrestreffen, Pittsburgh, PA., Band 3, Oktober 13-18, 2002, Seiten 1695-1702. Diese Techniken modifizieren Standard-PWM-Wellenformen, um jede darauf folgende Phase der Maschine anzuregen, so dass eine Abschätzung der Rotorwinkelposition erhalten werden kann. Die Technik hat gezeigt, dass sie ohne Unterschied sowohl bei Asynchron- wie Synchronmaschinen gut arbeitet.
  • Während oben beschriebene herkömmliche sensorlose Techniken zum Abschätzen einer Rotorwinkelposition eine hohe Genauigkeit bei der Abschätzung der Rotorposition ermöglichen, weisen sie einige Nachteile auf. Ein solcher Nachteil bezieht sich auf die Zunahme von Schaltverlusten erzeugt in den Halbleitervorrichtungen infolge der Einführung von Testvektoren, die innerhalb jedes PWM Zyklus oder Periode eingespeist werden. Im Allgemeinen verdoppeln die bisherigen konventionellen sensorlosen Rotorwinkelpositionstechniken basierend auf PWM-Testpulsanregung die Schaltverluste verglichen mit traditioneller SVPWM.
  • Es ist wünschenswert verbesserte Verfahren, Systeme und Vorrichtungen für eine sensorlose Rotorwinkelabschätzung bereitzustellen. Zum Beispiel wäre es wünschenswert Verfahren, Systeme und Vorrichtungen bereitzustellen für eine sensorlose Rotorwinkelabschätzung mit reduzierten Schaltverlusten in dem Wandlermodul. Ferner werden andere wünschenswerte Merkmale und Eigenschaften der vorliegenden Erfindung deutlich aus der nachfolgenden detaillierten Beschreibung und den beigefügten Ansprüchen in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen und dem vorgenannten technischen Gebiet und dem Hintergrund.
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung beziehen sich auf Verfahren und Vorrichtungen für eine sensorlose niedrig Geschwindigkeits- oder Langsamlauf-Rotorwinkelpositionsabschätzung, welche reduzierte-Schaltverlust-PWM-Wellenformen anwendet.
  • Gemäß einer Ausführungsform wird ein vektorgesteuertes Motorantriebssystem bereitgestellt, das die sensorlose Abschätzung einer Rotorwinkelposition mit reduzierten Schaltverlusten erlaubt. Das System weist eine AC-Maschine, ein Wandlermodul gekoppelt mit der AC-Maschine, ein Testvektor-und-Arbeitszyklus-Generatormodul gekoppelt mit dem Wandlermodul, ein Nullfolge-Spannungsgeneratormodul (engl. zero-sequence voltage generator module) gekoppelt mit der AC-Maschine und dem Wandlermodul, und ein Ausgabemodul gekoppelt mit dem Nullfolge-Spannungsgeneratormodul auf.
  • Das Testvektor-und-Arbeitszyklus-Generatormodul erhält einen Satz von Dreiphasen-Spannungsbefehlsignalen und verwendet diese zum Erzeugen eines Satzes von Pulsweitenmodulierten (PWM) Wellenformen. Der Satz von PWM-Wellenformen weist erste, zweite und dritte modifizierte Schaltvektorsignale auf. Das erste modifizierte Schaltvektorsignal entspricht einer ersten Motorphase, das zweite modifizierte Schaltvektorsignal entspricht einer zweiten Motorphase und das dritte modifizierte Schaltvektorsignal entspricht einer dritten Motorphase.
  • Die ersten, zweiten und dritten modifizierten Schaltvektorsignale werden, entsprechend zu herkömmlichen Schaltvektorsignalen, durch Einspeisen von Testpulsen in PWM Wellenformen erzeugt. Einspeisungstestpulse in PWM-Wellenform verursachen zusätzliche Übergänge in dem resultierenden modifizierten Schaltvektorsignal (engl. switching vector signal), jedoch weisen, wie weiter unten beschrieben wird, die modifizierten Schaltvektorsignale gemäß den offenbarten Ausführungsformen eine verringerte Anzahl von Übergängen auf, im Vergleich zu Schaltvektorsignalen, die in herkömmlichen Systemen verwendet werden. Zum Beispiel weist jedes des ersten, zweiten und dritten modifizierten Schaltvektorsignals einen Amplitudenwert auf, der sich zwischen einem hohen Wert und einem niedrigen Wert während jedes PWM Zyklus ändert und wobei über drei aufeinander folgende PWM Zyklen, die Zahl der Übergänge durch das erste modifizierte Schaltvektorsignal zwischen dem niedrigen Wert und dem hohen Wert (und umgekehrt) größer als sechs und kleiner als zwölf ist. Da die Anzahl an Übergängen (engl. transitions) reduziert wird, wird entsprechend die Anzahl an Zeiten reduziert, in welchen die Schalter in dem Wandlermodul während jedes PWM Zyklus schalten. Somit können die offenbarten Ausführungsformen den Schaltverlust deutlich reduzieren, durch Einführung oder Eingeben des Testvektors in jedem PWM Zyklus, während die volle Funktionsfähigkeit erhalten bleibt, im Gegensatz zu herkömmlichen sensorlosen Rotorwinkelpositions-Bestimmungstechniken.
  • Das Wandlermodul erzeugt Dreiphasen-Spannungssignale basierend auf den von dem Testvektor und Arbeitszyklus-Generatormodul erhaltenen ersten, zweiten und dritten modifizierten Schaltvektorsignalen. Die Dreiphasen-Spannungssignale treiben die AC-Maschine an, welche den Rotor aufweist. Die AC-Maschine ist aufgebaut, um einen Messzugang zu der neutralen Spannung bereitzustellen. Das Nullfolge-Spannungsgeneratormodul erhält die Dreiphasen-Spannungssignale und das neutrale Spannungssignal und erzeugt drei sequentiell abgetastete Kopien der Nullfolge-Spannung. Das Ausgabemodul erhält die abgetasteten (engl. sampled) Dreiphasen-Nullfolge-Spannungen und erzeugt eine abschließend abgeschätzte Winkelposition des Rotors basierend auf den drei abgetasteten Dreiphasen-Nullfolge-Spannungen.
  • In einer Ausführung weist das Nullfolge-Spannungsgeneratormodul ein Phase-zu-Neutral-Spannungsgeneratormodul (engl. a Phase-to-neutral voltage generator module), einen Additionsverteiler (engl. summing junction) und ein Nullfolge-Spannungsabtastmodul (engl. zero sequence voltage sampling module) auf. Das Phase-zu-Neutral-Spannungsgeneratormodul erhält die Dreiphasen-Spannungssignale und das neutrale Spannungssignal und erzeugt basierend darauf Maschinen-Phase-zu-Neutral-Spannungssignale, die dem Addierungsverteiler bereitgestellt werden. Als Antwort erzeugt der Addierungsverteiler ein Nullfolge-Spannungssignal, das er dem Nullfolge-Spannungsabtastmodul zur Verfügung stellt, das abgetastete Dreiphasen-Nullfolge-Spannungen erzeugt, basierend auf dem Nullfolge-Spannungssignal.
  • In einer Ausführung weist das Ausgabemodul ein Dreiphasen-zu-Zweiphasen-Wandlermodul oder Konvertierungsmodul, ein Winkelberechnungsmodul, und optional ein Winkelskalierungsmodul auf. Das Dreiphasen-zu-Zweiphasen-Wandlermodul oder Konvertierungsmodul erzeugt Zweiphasen-Nullfolge-Spannungen basierend auf den sequentiell abgetasteten Dreiphasen-Nullfolge-Spannungssignalen. Das Winkelberechnungsmodul erhält die Zweiphasen Nullfolge-Spannungen und berechnet einen Arcustangens-Winkel eines Vektors, der durch die Zweiphasen-Nullfolge-Spannungen dargestellt wird. Der Arcustangenswinkel ist der Winkel der beobachteten oder nachverfolgten Motor-Salienz und ist proportional zu der abschließend abgeschätzten Winkelposition des Rotors.
  • Verschiedene Ausführungsformen der ersten, zweiten und dritten modifizierten Schaltvektorsignale werden nun beschrieben. In einigen Anusführungen wird das Winkelskalierungsmodul verwendet, um den Arcustangenswinkel zu skalieren gemäß einer Skalierungskonstanten, um die abschließend abgeschätzte Rotorwinkelposition des Rotors zu erzeugen.
  • Es soll davon ausgegangen werden, dass jede bestimmte Zeit während der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen des ersten Amplitudenwerts des ersten modifizierten Schaltvektorsignals, des zweiten Amplitudenwerts des zweiten modifizierten Schaltvektorsignals und des dritten Amplitudenwerts des dritten modifizierten Schaltvektorsignals zusammen einen bestimmten Spannungsschaltvektor eines Satzes von acht möglichen Spannungsschaltvektoren definiert. Diese weisen einen ersten Nullspannungs-Schaltvektor, einen zweiten Nullspannungs-Schaltvektor und sechs aktive Spannungs-Schaltvektoren auf. Jeder PWM-Zyklus weist eine erste Hälfte des PWM-Zyklus und eine zweite Hälfte des PWM-Zyklus auf. Insbesondere der erste Amplituden Wert des ersten modifizierten Schaltvektorsignals, der zweite Amplitudenwert des zweiten modifizierten Schaltvektorsignals und der dritte Amplitudenwert des dritten modifizierten Schaltvektorsignals definieren insgesamt: den ersten Nullspannungs-Schaltvektor an einem Anfangsabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM Zyklen und an einem Endabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM Zyklen, und definieren den zweiten Nullspannungs-Schaltvektor in einem Mittelabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM Zyklen. Der erste Nullspannungs-Schaltvektor kann definiert werden, wenn der erste Amplitudenwert, der zweite Amplitudenwert und der dritte Amplitudenwert jeder kleine oder niedrige Amplitudenwerte aufweisen). Der zweite Nullspannungs-Schaltvektor ist definiert wenn der erste Amplitudenwert, der zweite Amplitudenwert und der dritte Amplitudenwert jeder hohe Amplitudenwerte aufweisen. In den offenbarten Ausführungsformen ist der zweite Nullspannungs-Schaltvektor kontinuierlich oder fortlaufend in jedem PWM Zyklus definiert ohne Zwischenvektoren.
  • In einer Ausführungsform definieren der erste Amplitudenwert, der zweite Amplitudenwert und der dritte Amplitudenwert insgesamt ferner: einen ersten aktiven Spannungs-Schaltvektor in der ersten Hälfte jedes PWM-Zyklus, einen zweiten aktiven Spannungs-Schaltvektor in der ersten Hälfte jedes PWM-Zyklus und dem ersten aktiven Spannungs-Schaltvektor folgend einen ersten Testvektor in der zweiten Hälfte jedes PWM-Zyklus, und einen zweiten Testvektor in der zweiten Hälfte jedes PWM-Zyklus und dem ersten Testvektor folgend. Der erste Testvektor und der zweite Testvektor sind komplementär und als zwischen dem zweiten Nullspannungs-Schaltvektor und dem ersten Nullspannungs-Schaltvektor definiert, ohne irgendwelche dazwischen definierte Zwischenvektoren. Zusätzlich sind der erste aktive Spannungs-Schaltvektor und der zweite aktive Spannungs-Schaltvektor als zwischen dem ersten Nullspannungs-Schaltvektor (der als am Anfangsabschnitt oder Anfangsteil jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen definiert ist) und dem zweiten Nullspannungs-Schaltvektor definiert, ohne irgendwelche andere dazwischen definierte Zwischenvektoren.
  • BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • Die vorliegende Erfindung wird im Folgenden in Verbindung mit den folgenden gezeichneten Figuren beschrieben, wobei gleiche Nummern gleiche Elemente bezeichnen, und
  • 1 ein Blockdiagramm ist eines herkömmlichen vektorgesteuerten Motorantriebssystems für eine Hochleistungs-Vektorsteuerung mit sensorloser Abschätzung einer Rotorwinkelposition;
  • 2 ein Blockdiagramm ist eines Teils eines Motorantriebssystems, welches einen Dreiphasen-Spannungsquellenwandler aufweist, verbunden mit einem Dreiphasenmotor;
  • 3A ein Spannungschaltungs-Vektordiagramm ist, das acht vorhandene Spannungs-Schaltvektoren (V0...V7) aufweist, zum Antreiben oder Betätigen von Schaltern in dem Dreiphasen-Spannungsquellen-Wandlermodul in 2;
  • 3B eine Tabelle ist, die den An/Aus Status jedes der Schalter in 2 während jeder der acht vorhanden Spannungs-Schaltvektoren (V0...V7) zusammenfasst;
  • 4A eine Ansicht ist, die drei PWM-Zyklen herkömmlicher Raumvektor-PWM (SVPWM)-Wellenformen von Schaltvektorsignalen (Sa, Sb und Sc) zeigt, verwendet in konventionellen Mittelpunkt-basierten-SVPWM für die Stromsteuerung in Sektor eins (1);
  • 4B eine Ansicht ist, die den ersten PWM Zyklus von 4A detaillierter darstellt;
  • 5A eine Ansicht ist, die PWM Wellenformen (Sia, Sib und Sic) zeigt, welche komplementäre Testvektoren aufweisen, gemäß konventioneller sensorloser Positionsabschätzungstechniken;
  • 5B eine Ansicht ist, die künstliche PWM-Wellenformen des modifizierten Schaltvektorsignals (Sa*, Sb* und Sc*) zeigt, verwendet gemäß der konventionellen sensorlosen Positionsabschätzungstechniken;
  • 6 ein Blockdiagramm ist eines vektorgesteuerten Motorantriebssystems für Hochleistungsvektorsteuerung mit einer sensorlosen Abschätzung gemäß einiger Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung;
  • 7A eine Ansicht ist die PWM Wellenformen (Dia, Dib und Dic) zeigt, die komplementäre Testvektoren gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung zeigen;
  • 7B eine Ansicht ist die künstliche PWM Wellenformen des modifizierten Schaltvektorsignals (Da*, Db* und Dc*) zeigen, verwendet in einer sensorlosen Positionsabschätzungstechnik gemäß der ersten Ausführungsform der Erfindung;
  • 8A eine Ansicht ist die PWM Wellenformen (Dia, Dib und Dic) zeigt, welche komplementäre Testvektoren aufweist die gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet werden;
  • 8B eine Ansicht ist die künstliche PWM Wellenformen des modifizierten Schaltvektorsignals (Da*, Db* und Dc*) zeigt, verwendet in einer sensorlosen Positionsabschätzungstechnik gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung; und
  • 9A eine Ansicht ist die PWM Wellenformen (Dia, Dib und Dic) zeigt, die komplementäre Testvektoren aufweist, die gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet werden; und
  • 9B eine Ansicht ist die künstliche PWM Wellenformen des modifizierten Schaltvektorsignals (Da*, Db* und Dc*) zeigt, verwendet in einer sensorlosen Positionsabschätzungstechnik gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
  • BESCHREIBUNG EINER BEISPIELHAFTEN AUSFÜHRUNGSFORM
  • Wie hierin verwendet meint der Begriff „beispielhaft” „als ein Beispiel, Fallbeispiel oder Erläuterung dienend”. Die folgende detaillierte Beschreibung ist lediglich von beispielhafter Natur und nicht dazu gedacht die Erfindung oder die Anwendung und Verwendungen der Erfindung zu beschränken. Jede Ausführungsform die hierin als „beispielhaft” beschrieben ist, ist nicht notwendigerweise als bevorzugt oder vorteilhaft gegenüber anderen Ausführungsformen gedacht. Alle in dieser detaillierten Beschreibung beschriebenen Ausführungsformen sind beispielhafte Ausführungsformen, anhand derer der Fachmann in der Lage ist, die Erfindung durchzuführen oder zu verwenden und nicht, um den Schutzumfang zu beschränken, wie er in den Ansprüchen definiert ist. Ferner ist es nicht beabsichtigt an irgendeine zum Ausdruck gebrachte oder implizierte Theorie gebunden zu sein, dargelegt in dem vorliegenden technischen Gebiet, Hintergrund, kurzen Zusammenfassung oder der folgenden detaillierten Beschreibung.
  • Bevor Ausführungsformen gemäß der vorliegenden Erfindung im Detail beschrieben werden, soll beachtet werden, dass die Ausführungsformen hauptsächlich in Kombinationen von Verfahrensschritten und Vorrichtungskomponenten liegen, welche auf sensorlose niedrige Geschwindigkeits-Rotorwinkelbestimmungen gerichtet sind, die reduzierte-Schaltverlust-PWM-Wellenformen anwenden. Es soll so verstanden werden, dass Ausführungsformen der Erfindung, die hierin beschrieben werden, durchgeführt oder ausgeführt werden können unter Verwendung von Hardware, Software und Kombinationen davon. Die hierin beschriebenen Steuerschaltungen können verschiedene Komponenten, Module, Schaltungen und andere Logik beinhalten, welche implementiert werden können unter Verwendung einer Kombination von analogen und/oder digitalen Schaltungen, diskreten oder integrierten analogen oder digitalen elektronischen Schaltungen, oder Kombinationen davon. Wie hierin verwendet bezieht sich der Begriff „Modul” auf eine Vorrichtung oder Einrichtung, eine Schaltung, eine elektrische Komponente und/oder eine Software basierte Komponente zum Durchführen einer Aufgabe. In einigen Anwendungen oder Implementierungen können die hierin beschriebenen Schaltungen unter Verwendung von einer oder mehreren anwendungsspezifischen integrierten Schaltungen (ASICs), einem oder mehreren Mikroprozessoren und/oder einem oder mehreren Digitalsignal-Prozessor-(DSP) basierten Schaltungen implementiert werden, wenn ein oder alle Teile der Steuerlogik in solchen Schaltungen implementiert werden sollen. Es soll so verstanden werden, dass hierin beschriebene Ausführungsformen der Erfindung ein oder mehrere herkömmliche Prozessoren beinhalten können und besondere gespeicherte Programmanweisungen, die ein oder mehrere auszuführende Prozessoren steuern, in Verbindung mit bestimmten nicht-Prozessor-Schaltungen, einigen, den meisten oder allen den Funktionen für niedrig-Geschwindigkeitssensorlose-Rotorwinkelpositionsabschätzung, das PWM-Wellenformen mit reduziertem Schaltverlust ausführt oder implementiert, wie hierin beschrieben. Als solches können diese Funktionen als Schritte eines Verfahrens für eine niedrige-Geschwindigkeits-sensorlose-Rotorwinkelpositionsabschätzung aufgefasst werden, die PWM-Wellenformen mit einem reduzierten Schaltverlust ausführen. Alternativ können einige oder alle Funktionen durch einen Zustandsautomat, der keine abgespeicherten Programmanweisungen aufweist, oder in einer oder mehreren anwendungsspezifischen integrierten Schaltungen (ASICs) durchgeführt werden, in welchen jede Funktion oder einige Kombinationen von bestimmten Funktionen als Kunden-Logik implementiert sind. Natürlich kann auch eine Kombination aus beiden Ansätzen verwendet werden. Infolgedessen wurden Verfahren und Einrichtungen für diese Funktionen hierin beschrieben. Ferner kann erwartet werden, dass ein Durchschnittsfachmann, gleichwohl einem möglichen erheblichen Aufwand und vielen Gestaltungsauswahlen, motiviert sein wird, zum Beispiel aufgrund von verfügbarer Zeit, gegenwärtiger Technologie und wirtschaftlichen Überlegungen, wenn durch die hierin offenbarten Konzepte und Prinzipien geführt, ohne weiteres in der Lage sein, solche Software-Anweisungen und Programme und ICs mit minimalem Versuchsaufwand zu erzeugen.
  • Überblick
  • Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beziehen sich auf Verfahren und Vorrichtungen für eine geringe-Geschwindigkeitssensorlose Rotorwinkelpositionsabschätzung die PWM-Wellenform mit reduziertem Schaltverlust durchführt. Die offenbarten Verfahren und Vorrichtungen können in Betriebsumgebungen wie Hybrid/Elektrofahrzeugen (HEV) implementiert werden. In den beispielhaften Implementierungen, welche nun beschrieben werden, werden die Steuerungstechniken und Technologien als bei Hybrid/Elektrofahrzeugen (HEV) angewendet beschrieben. Jedoch wird es von dem Durchschnittfachmann so verstanden, dass die selben oder vergleichbare Techniken und Technologien auch im Zusammenhang mit anderen Systemen angewendet werden können, wo es notwendig ist die Winkelposition eines Motors zu bestimmen, während Schaltverluste reduziert werden. In diesem Zusammenhang kann jedes der hierin offenbarten Konzepte auf „Fahrzeuge” im Allgemeinen angewendet werden und wie hierin verwendet bezieht sich der Begriff „Fahrzeug” ganz allgemein auf nicht lebende Transportmechanismen, welche einen AC-Motor aufweisen. Beispiele solcher Fahrzeuge umfassen Automobile wie beispielsweise Busse, Autos, Lastwagen bzw. Trucks, Geländewagen, Kastenwagen bzw. Vans, Fahrzeuge welche nicht über Land fahren, wie mechanische Wasserfahrzeuge einschließlich Wasserfahrzeuge, Luftkissenfahrzeuge, Segelkraftfahrzeuge, Boote und Schiffe, mechanische Unterwasserfahrzeuge einschließlich U-Boote, mechanische Luftfahrzeuge, einschließlich Luft- und Raumschiffe, mechanische Schienenfahrzeuge wie Züge, Trambahnen und Straßenbahnen. Zusätzlich ist der Begriff „Fahrzeug” nicht beschränkt auf eine spezifische Antriebstechnologie, wie Gas oder Dieselkraftstoff. Stattdessen können die Fahrzeuge auch Hybridfahrzeuge, elektrische Batteriefahrzeuge, Wasserstofffahrzeuge und Fahrzeuge umfassen, welche durch Verwendung von verschiedenen anderen alternativen Kraftstoffen betrieben werden.
  • Wie hierin verwendet bezieht sich der Begriff „AC-Maschine” allgemein auf „eine Vorrichtung oder einen Apparat der elektrische Energie in mechanische Energie oder umgekehrt umwandelt”. AC-Maschinen können allgemein klassifiziert werden in synchrone AC-Maschinen und asynchrone AC-Maschinen. Synchrone AC-Maschinen können Permanentmagnetmaschinen und Reluktanzmaschinen aufweisen. Permanentmagnetmaschinen weisen oberflächenmontierte Permanentmagnetmaschinen (SMPMMs) und Permanentmagnetmaschinen mit internem Rotor (IPMMs) auf. Asynchrone AC-Maschinen weisen Induktionsmaschinen auf. Obwohl eine AC-Maschine ein AC-Motor (d. h. Vorrichtung die verwendet wird, um an ihrem Eingang elektrische AC-Energieleistung umzuwandeln, um mechanische Energie oder Leistung zu erzeugen) sein kann, ist eine AC-Maschine nicht darauf beschränkt ein AC-Motor zu sein, sondern kann auch Generatoren umfassen, die verwendet werden, um mechanische Energie oder Leistung an ihrer Antriebsmaschine umzuwandeln in elektrische AC-Energie oder -Leistung an ihrem Ausgang. Jede der Maschinen kann ein AC-Motor oder ein AC-Generator sein. Ein AC-Motor ist ein elektrischer Motor der durch einen Wechselstrom (AC) angetrieben wird. Ein AC-Motor weist einen äußeren stationären Stator mit Spulen, die mit einem Wechselstrom gespeist werden, um ein rotierendes Magnetfeld zu erzeugen und einen Rotor im Inneren auf, der an der Ausgangswelle angeordnet ist, auf die ein Drehmoment durch das rotierende Magnetfeld übertragen wird. Abhängig von der Art des Rotors der verwendet wird, kann der AC-Motor klassifiziert werden als synchron oder asynchron. Ein synchroner AC-Motor rotiert exakt gemäß der zugeführten Frequenz oder einem Mehrfachen der zugeführten Frequenz. Im Gegensatz dazu dreht sich ein asynchron (oder induktions-)AC-Motor etwas langsamer als die zugeführte Frequenz. Das Magnetfeld auf den Rotor dieses Motors wird durch einen eingeleiteten (engl. induced) Strom erzeugt. In Ausführungen, wo die AC-Maschine ein Dreiphasen-Permanentmagnet-Synchron-AC-Motor ist, ist es so zu verstehen, dass davon ein Permanentmagnet-Synchronmotor mit internem Rotor (IPMSM), ein oberflächenmontierter Permanentmagnet-Synchronmotor (SMPMSM) und Reluktanzmotoren umfasst sind.
  • Überblick
  • 1–5B sind eine Beschreibung des Betriebs eines konventionellen, vektorgesteuerten Motorantriebssystems, in welchem eine Winkelposition des Motors geschätzt wird, ohne die Verwendung von Sensoren, sowie einige Nachteile dieser sensorlosen Schätztechnik.
  • 1 ist ein Blockdiagramm eines herkömmlichen vektorgesteuerten Motorantriebssystems 100 für Hochleistungsvektorsteuerung mit sensorloser Schätzung einer Winkelposition des Rotors. Das vektorgesteuerte Motorantriebssystem 100 kann verwendet werden, um ein Drehmoment in einem Hybrid/Elektrofahrzeug (HEV) zu steuern. In dieser Ausführungsform kann das Vektorsteuerungsmodul 105 des Systems 100 verwendet werden, um eine Dreiphasen-AC-Maschine 120 über ein Dreiphasen-Pulsweisenmoduliertes (PWM) Wandlermodul 110 gekoppelt mit der Dreiphasen-AC-Maschine 120 zu steuern, so dass die Dreiphasenmaschine 120 eine DC-Eingangsspannung (Vdc) effizient verwenden kann, erhältlich von dem Dreiphasen-PWM-Wandlermodul 110, durch Einstellen von Strombefehlen, die das Dreiphasen-PWM-Wandlermodul 110 steuern.
  • In der folgenden Beschreibung einer bestimmten, nicht einschränkenden Anwendung, ist die Dreiphasen-AC-Maschine 120 beschrieben als ein Dreiphasen-AC-betriebener-Motor 120 und insbesondere als ein Dreiphasen-Permanentmagnet-Synchrone-AC-betriebener-Motor (oder breiter gefasst als ein Motor 120); Jedoch ist es so zu verstehen, dass die dargestellte Ausführungsform nur ein nicht einschränkendes Beispiel von den Arten von AC-Maschinen ist, auf die die offenbarten Ausführungsformen angewendet werden können und ferner die offenbarten Ausführungsformen auf jede Art von AC-Maschine angewendet werden können.
  • Der Dreiphasen-AC-Motor 120 ist gekoppelt mit dem Dreiphasen-PWM-Wandlermodul 110 über drei Wandlerpole und erzeugt mechanische Leistung (Drehmoment × Geschwindigkeit) basierend auf Dreiphasen-Sinusspannungssignalen, erhalten von dem PWM-Wandlermodul 110. Wie unten beschrieben wird, wird die Position eines Rotors des ersten Dreiphasen-AC-Motors 120 oder seine „Wellenposition” geschätzt, ohne die Verwendung von Positionssensoren (nicht dargestellt).
  • Das vektorgesteuerte Motorantriebssystem 100 weist ein Vektorsteuerungsmodul 105, einen Motor 120, ein Spannungserzeugungsmodul (engl. voltage generator module) 220 und ein Ausgabemodul 240 auf.
  • Das Stator-Vektorsteuerungsmodul 105 erhält einen Drehmomentbefehl (T*e) und erzeugt Dreiphasen-Spannungsbefehle (Vap...Vcp). Komponenten oder Module, welche verwendet werden können, um das Vektorsteuerungsmodul 105 zu implementieren, können ein Drehmoment-zu-Strom-Zuordnungsmodul 140, Additionsverteiler 152 und 154, ein Strom-Steuerungsmodul 170, ein synchron-zu-stationär-Wandlermodul oder Konvertierungsmodul 102, ein räumlicher-Vektor-(SV)-PWM-Modul 200, ein Testvektor-Erzeugungsmodul 202, ein Multiplexermodul 204, ein PWM-Wandler 110 und ein stationär-zu-synchron Wandlermodul oder Konvertierungsmodul 130 aufweisen.
  • Das Drehmoment-zu-Strom-Zuordnungsmodul 140 erhält den Drehmomentbefehl (T*e) und erzeugt den d-Achsen Strombefehl (Idse*) 142 und den q-Achsen Strombefehl (Iqse*) 144. Insbesondere erhält das Drehmoment-zu-Strom-Zuordnungsmodul 140 ein Drehmomentbefehlsignal (T*e) 136, das von einem Benutzer des Systems 100 eingegeben wird, eine Geschwindigkeit (ω) der Welle, die erzeugt ist, basierend auf der Ableitung der Wellenpositionsausgabe (θ_rEST), die DC-Eingabespannung (Vdc) als Eingaben und möglicherweise eine Auswahl anderer Systemparameter, abhängig von der Implementierung oder Ausführung. Das Drehmoment-zu-Strom-Zuordnungsmodul 140-A verwendet die Eingaben, um das Drehmomentbefehlsignal (Te*) 136 einem d-Achsen Strombefehlsignal (Ids_e*) 142 und einem q-Achsen Strombefehlsignal (Igs_e*) 144 zuzuordnen. Das Zuordnen kann für eine Permanentmagnetmaschine berechnet werden, durch Verwenden von Motorparametern und der folgenden Gleichung:
    Figure 00200001
    für Iph ≤ Imax und Vph ≤ K·Vmax, wobei
    Figure 00200002
    die Ids und Iqs Ströme sind so berechnet, dass das Drehmoment pro Ampere maximiert ist.
  • Das stationär-zu-synchron Wandlermodul oder Konvertierungsmodul 130 erhält resultierende Statorströme (Ias, Ibs, Ics) 122, 123, 124, die gemessene Phasenströme von dem Motor 120 sind, und den abschließend geschätzten Rotorpositionswinkel (θr_est) 250 und verarbeitet diese Statorströme 122–124, um ein Feedback (oder Rückkoppelungs) d-Achsen-Stromsignal (Ids_e) 132 und ein Feedback (oder Rückkoppelungs) q-Achsen-Stromsignal (Iqs_e) 134) zu erzeugen, welche den Addietionsverteilern 152 und 152 zugeführt werden, um die Stromfehler (Idserror_e und Iqserror_e), wie unten beschrieben wird, zu erzeugen. Die Ausgabe des stationär-zu-synchron Wandlermoduls 130 können auch synchrone-Referenzrahmen-Stromsignale (engl. synchronous reference frame current signals) (Iqs_e, Ids_e) 132, 134 genannt werden. Der Prozess der stationär-zu-synchron Wandlung oder Konvertierung kann durchgeführt werden, unter Verwendung der Clarke und Park Transformationen, die im Stand der Technik allgemein bekannt sind und aufgrund der gegebenen Kürze nicht im Detail beschrieben werden. Eine Durchführung der Clark und Park Transformationen ist in „Clark & Park Transforms an the TMS320C2xx" Anwendungsreport Literatur Nummer: BPRA048, Texas Instruments, 2007 beschrieben, welche hier unter Bezugnahme in ihrer Gesamtheit aufgenommen wird.
  • Das Strom Zuordnungsmodul 140 ist mit Additionsverteilern 152 und 154 gekoppelt, welche mit einem Stromsteuerungsmodul 170 gekoppelt sind und die Ausgabe des stationär-zu-synchron Wandlermoduls 130 erhalten.
  • Nach dem Erhalten des d-Achsen Strombefehlsignals (Ids_e*) 142 und des Feedback(oder Rückkoppelungs-)d-Achsen Stromsignals (Ids_e) 132, subtrahiert der Additionsverteiler 152 das Feedback(oder Rückkoppelungs-)d-Achsen Stromsignal (Ids_e) 132 von dem d-Achsen Strombefehlsignal (Ids_e*) 142, um ein d-Achsen Stromfehlersignal (Idserror_e) 166 zu erhalten. Vergleichbar subtrahiert, nach dem Erhalten des q-Achsen Strombefehlsignals (Iqs_e*) 144 und des Feedback(oder Rückkoppelungs-)q-Achsen Stromsignals (Iqs_e) 134, der Additionsverteiler 154 das Feedback(oder Rückkoppelungs-)q-Achsen Stromsignal (Iqs_e) 134 von dem q-Achsen Strombefehlsignal (Iqs_e*) 144, um ein q-Achsen Stromfehlersignal (Iqserror_e) 168 zu erhalten.
  • Das Stromsteuerungsmodul 170 erhält das d-Achsen Stromfehlersignal (Idserror_e) 166 und das q-Achsen Stromfehlersignal (Iqserror_e) 168 und verwendet diese Signale um ein d-Achsen Spannungsbefehlsignal (Vds_e*) 172 und ein q-Achsen Spannungsbefehlsignal (Vqs_e*) 174 zu erzeugen, die verwendet werden, zum Stromsteuern oder Stromregeln. Dieser Prozess der Strom zu Spannungs-Wandlung kann ausgeführt werden als Proportional-Integral (PI) Steuerung, welche im Stand der Technik allgemein bekannt ist und aus Gründen der Kürze nicht im Detail beschrieben wird.
  • Das synchron-zu-stationär Wandlermodul 102 erhält Eingaben von dem Stromsteuerungsmodul 170 und dem Winkelkalibrierungsmodul 249 und erzeugt Ausgaben, die dem Raumvektor-PWM-Modul (engl. space-vektor PWM module) 200 zugeführt werden. Insbesondere erhält das synchron-zu-stationär Wandlermodul 102 das d-Achsen Spannungsbefehlsignal (Vds_e*) 172 und das q-Achsen Spannungsbefehlsignal (Vgs_e*) 174 und den abschließend abgeschätzten Rotorpositionswinkel (θr_est) und basierend auf diesen Signalen erzeugt es einen Dreiphasen-Sinusspannungsbefehl (Va*) 107-1, einen Dreiphasen-Sinusspannungsbefehl (Vb*) 107-2 und einen Dreiphasen-Sinusspannungsbefehl (Vc*) 107-3. Der Prozess der synchron-zu-stationär Wandlung wird durchgeführt unter Verwendung von Clark und Park Transformationen, die allgemein im Stand der Technik bekannt sind und aus Gründen der Kürze nicht im Detail beschrieben werden. Eine Ausführung der inversen Clark und Park Transformationen ist in dem oben genannten Referenzdokument „Clark & Park Transforms an the TMS320C2xx” beschrieben.
  • Das räumliche-Vektor-(SV)-PWM-Modul 200 wird zur Steuerung der Pulsweitenmodulation (PWM) verwendet. Wie oben beschrieben, erhält das SVPWM Modul 200 Dreiphasen-Sinusspannungsbefehle (Va*) 107-1, (Vb*) 107-2, (Vc*) 107-3 von dem synchron-zu-asynchron Wandlermodul 102 und verwendet diese Signale um Schaltvektorsignale (Sa) 201-1. (Sb) 201-2, (Sc) 201-3 zu erzeugen, welche es dem Multiplexer 204 zuführt. Die bestimmten SV-Modulationsalgorithmen, implementiert in den SV PWM Modulen 200, können jeder bekannte SV-Modulationsalgorithmus sein.
  • Der Testvektorerzeuger 202 kann Wellenformen (Sia...Sic) 203-1...203-3 der Testpulse 301...306 erzeugen und der Multiplexer 204 erhält Schaltvektorsignale (Sa...Sc) 201 von dem räumlichen-Vektor-PWM-Modul 200 und Wellenformen (Sia...Sic) 203 von dem Testvektor-Erzeugungsmodul 202 und multiplext diese Eingaben, um das Schaltvektorsignal (Sa...Sc) 201 zu modifizieren und erzeugt modifizierte Schaltvektorsignale (Sa'...Sc') 109 für den PWM-Wandler 110. Die modifizierten Schaltvektorsignale (Sa'...Sc') 109 steuern die Schaltzustände der Schalter in PWM-Wandlern 110, um Dreiphasen-Sinusspannungsbefehle zu erzeugen. Die Schaltvektorsignale (Sa...Sc) 201, Testpulse (Sia...Sic) 203 und die modifizierten Schaltvektorsignale (Sa'...Sc') 109 sind unten mit Bezug auf die 3A–5B beschrieben.
  • Das Dreiphasen-PWM-Wandlermodul 110 ist mit dem Multiplexermodul 204 gekoppelt. Das Dreiphasen-PWM-Wandlermodul 110 erhält die DC-Eingabespannung (Vdc) und modifizierten Schaltvektorsignale (Sa'...Sc') 109 und verwendet diese, um Wechselstrom-(AC)-Wellenformen genannt Dreiphasen-Spannungssignale (Vap...Vcp) 125–127 an Wandlerpolen zu erzeugen, die die Dreiphasen-AC-Maschine/Motor 120 bei verschiedenen Geschwindigkeiten betreibt.
  • Der Dreiphasen-Permanentmagnet-Synchronmotor 120 erhält Dreiphasen-Spannungssignale (Vap...Vcp) 125–127, erzeugt durch den PWM-Wandler 110, und erzeugt eine Motorausgabe (Vn) 121 und das befohlene Drehmoment Te*. In dieser bestimmten Ausführungsform weist der Motor 120 einen Dreiphasen-Permanentmagnet-Synchronmotor (PMSM) 120 auf. Die resultierenden Statorströme (Ias, Ibs und Ics) werden erfasst, abgetastet (engl. sampled) und dem stationär-zu-synchron Wandlermodul 130 zugeführt. Obwohl nicht in 1 dargestellt, kann das System 100 auch ein Getriebe aufweisen, gekoppelt und angetrieben durch die Dreiphasen-AC-Motor-120-Welle und die Dreiphasen-AC-Maschinen-120-Welle.
  • Wie in 1 dargestellt ist, liegt kein Geschwindigkeits-/Positionssensor in dem Motor 120 vor. Stattdessen kann die Winkelposition des Rotors abgeschätzt werden, ohne tatsächlich einen Sensor zu verwenden. Dies ist als „Sensorlose Abschätzung” bekannt. Wie unten beschrieben wird, beinhaltet die sensorlose Schätzung der Winkelposition des Rotors das Messen des Nullfolge-Spannungssignals (Vsn) 226 des Motors 120, welche zwangsläufig einige Informationen über die Winkelposition des Rotors enthält, aufgrund der Salienz des Motors 120. In einigen Fällen ist die Salienz ein beabsichtigtes Gestaltungsmerkmal des Motors 120, wie es in Synchron-Reluktanz- oder Permanentmagnet-Motoren mit internem Rotor gefunden wird. In anderen Fällen kann die Salienz wegen eines Nebeneffekts auftreten, wie Rotorstabeinkerben (engl. rotor bar slotting) in dem Rotor einer Induktionsmaschine. Ferner werden betriebliche Details des sensorlosen Betriebs nun mit Bezug auf die 1–5 beschrieben.
  • Das Spannungserzeugungsmodul 220 erhält die Dreiphasen-Spannungssignale (Vap...Vcp) 125–127 und die Motorausgabe-Neutralspannung (Vn) 121 von dem Dreiphasen-Permanentmagnet-Synchronmotor 120 und erzeugt drei aufeinander folgend bzw. sequentiell abgetastete Dreiphasen-Nullfolge-Spannungen (VA_sn...VC_sn) 231–233. Komponenten oder Module, welche verwendet werden können, um das Spannungserzeugungsmodul 220 zu implementieren, weisen ein Phase-zu-Neutral-Spannungserzeugungsmodul 221, einen Additionsverteiler 225 und ein Nullfolge-Spannungsabtastmodul 228 auf.
  • Das Phase-Neutral-Spannungsberechnungsmodul 221 erhält Dreiphasen-Spannungssignale (Vap...Vcp) 125–127, rückgekoppelt von dem Dreiphasen-Spannungsquellenwandler 110, und ein Motorneutralpunkt-Spannungssignal (Vn) 121, rückgekoppelt von einem Motorneutralpunkt (N) des Motors 120. Basierend auf dem Motorneutralpunkt-Spannungssignal (Vn) 121 und Polspannungssignalen (Vap...Vcp) 125–127, berechnet das Phase-Neutral-Spannungsberechnungsmodul 221 Phase-zu-Neutral-Spannungssignale (Van...Vcn) 222–224 mit Bezug auf den neutralen Punkt (N) (auch referenziert als Maschinen-Klemmenanschluss-Phasenspannungen oder Maschinen-Phasenspannungen), welche dann dem Additionsverteiler 225 zugeführt werden.
  • Der Additionsverteiler 225 erhält die Maschinen-Phase-zu-Neutral-Spannungssignale (Van...Vcn) 222–224 und fast sie zusammen/summiert sie, um das Nullfolge-Spannungssignal (Vsn) 226 zu erzeugen. Die Nullfolge-Spannung (Vsn) wird dem Nullfolge-Spannungsabtastmodul 228 zugeführt. In einer Ausführung ist der Additionsverteiler 225 ausgeführt unter Verwendung analoger Schaltungen, die die Phase-zu-Neutral-Spannungssignale (Van...Vcn) 222–224 summieren, um ein Nullfolge-Spannungssignal (Vsn) 226 zu erzeugen.
  • Das Nullfolge-Spannungsabtastmodul 228 erhält die Nullfolge-Spannung (Vsn) 226 und tastet die Nullfolge-Spannung (Vsn) 226 gemäß einer Testpulsfolge, erhalten von einem Einspeisungsvektor-Generator 202 ab, um sequentiell abgetastete Dreiphasen-Nullfolge Spannungssignale (VA_sn...VC_sn) 231–233 zu erzeugen. Das Nullfolge-Spannungsabtastmodule 228 tastet die Nullfolge-Spannung (Vsn) gemäß der eingespeisten Sequenz oder Folge ab, um die Abtastung auszurichten mit dem eingespeisten Testpuls-Vektor und erzeugt die sequentiell abgetasteten Dreiphasen-Nullfolge-Spannungssignale (VA_sn...VC_sn) 231–233 für jede der drei, welche dann einem Dreiphasen-zu-Zweiphasen Wandlermodul 242 zugeführt werden, für eine Dreiphasen zu Zweiphasen Umwandlung, wie weiter unten beschrieben wird. Um weiter zu erläutern, ist der Motor 120 mit speziellen Testspannungspulsen angeregt, welche im Detail weiter unten mit Bezug auf die 3–8 näher beschrieben werden. Eine Motorphase A 120a, B 120b oder C 120c wird während jedes PWM-Zyklus oder Periode abgetastet. Mit anderen Worten in jeder PWM Periode wird die Testpuls-Sequenz ausgerichtet mit einer der drei Phasen. Jede der drei Phasen A, B, C wird einmal abgetastet in einer der drei aufeinander folgenden PWM-Perioden. Während des Testpulses kann das Nullfolge-Spannungssignal (Vsn) 226 abgetastet werden, unter Verwendung eines analog-zu-digital-Wandlers und das Abtastmodul kann sequentiell drei getrennte Nullfolge-Spannungssignale (VA_sn...VC_sn) 231–233 abtasten. Jedes der drei sequentiell abgetasteten Dreiphasen-Nullfolge-Spannungssignale (VA_sn...VC_sn) 231–233 wird jedes PWM-Periodendrittel aktualisiert. Zur weiteren Erläuterung, weist das Nullfolge-Spannungssignal (Vsn) 226 eine Nullfolge-Information für jede Motorphase auf. Das Abtastmodul wird eines der drei sequentiell abgetasteten Nullfolge-Spannungssignale (VA_sn...VC_sn) 231–233 zu einer bestimmten Zeit ausgeben, abhängig davon, welche Testpulssequenz oder -folge durch das Abtastmodul 228 während einer bestimmten Abtastperiode (d. h. zu einer bestimmten Zeit, enthält das Nullfolge-Spannungssignal (Vsn) 226 eine Nullfolge-Information für eine bestimmte zu prüfenden oder zu testende Motorphase) eingespeist wurde. Zum Beispiel, wenn Testvektoren (V1, V4) 301/304 eingespeist werden, dann stellt das Nullfolge-Spannungssignal (Vsn) 226) eine Nullfolge-Spannung für Phase A (VA_sn) 231 dar, und wenn Testvektoren (V3, V6) 303/306 eingespeist werden, dann stellt das Nullfolge-Spannungssignal (Vsn) 226 eine Nullfolge-Spannung für Phase B (VB_sn) 232 dar, und wenn Testvektoren (V2, V5) 303/305 eingespeist werden, dann stellt das Nullfolge-Spannungssignal (Vsn) 226 eine Nullfolge-Spannung für Phase C (VC_sn) 233 dar. Die Abtastung kann getriggert werden zum Ende des ersten Testvektors mit den positiven Phasenachsen a, b, c ausgerichtet. Der Abtastmoment ist mit den Testpulsen koordiniert oder abgestimmt. Zum Beispiel kann in 5B die Abtastung zu dem Ende der Testvektoren V1, V3 und V5 hin getriggert sein. Alternativ, kann die Abtastung zu dem Ende der Testvektoren V4, V6 und V2 getriggert sein.
  • Das Ausgabemodul 240 erhält abgetastete Dreiphasen-Nullfolge-Spannungen (VA_sn...VC_sn) 231–232 und erzeugt den endgültig abgeschätzten Rotorpositionswinkel (θr_est) 250. Wie unten in größerem Detail beschrieben wird, sind die Dreiphasen-Nullfolge-Spannungssignale (VA_sn...VC_sn) 231–233 räumlich voneinander (120 elektrische Grad) phasenverschoben. Infolgedessen, durch das Ausführen einer Park Transformation an den drei sequentiell abgetasteten Dreiphasen-Nullfolge-Spannungssignalen (VA_sn...VC_sn) 231–233 an dem Dreiphasen-zu-Zweiphasen Wandlermodul 242, können ein stationärer Referenzrahmen (engl. stationary reference frame) oder Zweiphasen-Nullfolge-Spannungssignale (VAlpha_sn, VBeta_sn) 244 erzeugt werden, die 90 Grad voneinander phasenverschoben sind und daher bei Anwendung eines Winkelberechnungsmoduls 245, das den Arcustangenswinkel berechnet, die Rotorwinkelpositionsinformation abgeschätzt werden.
  • Komponenten oder Module, welche verwendet werden können, um das Ausgabemodul 240 zu implementieren, weisen ein Dreiphasen-zu-Zweiphasen Wandlermodul 242, ein Winkelberechnungsmodul 245, das einen Arcustangenswinkel berechnet, und ein Winkelwandlermodul 247 und ein Winkelkalibrierungsmodul 249 auf.
  • Das Dreiphasen-zu-Zweiphasen Wandlermodul 242 erhält abgetastete Dreiphasen-Nullfolge-Spannungssignale (VA_sn...VC_sn) 231–232 und konvertiert oder wandelt diese um, unter Verwendung von einer Drei-zu-Zweiphasen Transformation, zu einem äquivalenten Satz von Zweiphasen-Nullfolge-Spannungssignalen (VAlpha_sn, VBeta_sn) 244, welche dann dem Winkelberechnungsmodul 245 zugeführt werden.
  • Das Winkelberechnungsmodul 245 erhält Zweiphasen-Nullfolge-Spannungen (VAlpha_sn, VBeta_sn) 243, 244 und verwendet diese, um einen Winkel der Salienz 246 zu erzeugen durch Durchführen einer Arcustangensberechnung, welche den Winkel des Vektors berechnet, dargestellt durch die Zweiphasen-Nullfolge-Spannungen (VAlpha_sn, VBeta_sn) 243, 244. Die Ausgabe 246 des Winkelberechnungsmoduls 245 ist der Winkel der nachverfolgten oder beobachteten Motor-Salienz und ist proportional zu der Winkelposition (θ^r) des Rotors.
  • In einige Ausführungen kann es sein das, abhängig von der nachzuverfolgenden Motor-Salienz, der Winkel skaliert werden muss, um den Winkel in elektrische Grad umzuwandeln oder zu konvertieren, so dass er durch das Vektorsteuerungsmodul 105 verwendet werden kann. In solchen Ausführungen skaliert oder konvertiert das Winkelkonvertierungsmodul 247 den Winkel in elektrische Grad und erzeugt eine Ausgabe (θ_EstRaw) 248. Zum Beispiel ist der Winkel, in dem Fall eines Permanentmagnetmotors mit internem Rotor das zweifache der Basis- oder Grundfrequenz des Motors (z. B. die 2*fache Harmonische (engl. 2*fe harmonic)), und das Winkelkonvertierungsmodul 247 teilt seine Eingabe durch zwei. In dieser bestimmten Ausführung erhält das Winkelkonvertierungsmodul 247 den Winkel der Saturierung, die durch die Salienz 246 induziert ist, und erzeugt einen Rotorpositionswinkel (θEstRaw) 248, durch Teilen dieses Signals durch zwei (2). In einigen Ausführungen erhält das Winkelkalibrierungsmodul 249 einen Rotorpositionswinkel (θEstRaw) 248 und erzeugt den abschließend abgeschätzten Rotorpositionswinkel (θr_est) 250.
  • Vor dem Beschreiben des Betriebs des SVPWM Moduls 200, des Testvektor-Erzeugungsmoduls 202, des Multiplexer-Moduls 204 und des PWM-Wandlermoduls 110, im Detail, wird eine genauere Beschreibung einer möglichen Implementierung oder Ausführung des Dreiphasen-Spannungsquellen-Wandlers 110 bereitgestellt, einschließlich wie er mit dem Dreiphasenmotor 120 verbunden ist.
  • 2 ist ein Blockdiagramm eines Teils eines Motorantriebssystems einschließlich eines Dreiphasen-Spannungsquellen-Wandlers 110, verbunden mit einem Dreiphasen-Motor 120. Es soll so verstanden werden, dass der Dreiphasen-Spannungsquellen-Wandler 110 und der Dreiphasen-Motor 120 in 1 nicht auf diese Ausführung beschränkt sind; stattdessen ist 2 lediglich ein Beispiel wie der Dreiphasen-Spannungsquellen-Wandler 110 und der Dreiphasen-Motor 120 in 1 in einer Ausführung implementiert werden können.
  • Wie in 2 gezeigt ist, sind ein bestimmter Typ des Dreiphasen-AC-Motors 120, auf welchen als ein Sternschaltungs-(oder Y-Schaltungs-)Dreiphasen-Elektromotor 120 Bezug genommen werden kann, und ein Dreiphasen-PWM-Wandlermodul 110 (das als ein Graetz-Schaltungs-Wandler 110 bezeichnet wird (engl. full-wave bridge inverter) dargestellt.
  • Wie in 2 gezeigt ist, weist der Dreiphasen-AC-Motor 120 drei Stator- oder Motorwicklungen 120a, 120b, 120c auf, welche in einer Ypsilon-Anordnung zwischen den Motorklemmen A, B und C verbunden sind, und das Dreiphasen-Wandlermodul 110 weist einen Kondensator 180 und Dreiphasen-Untermodule 115, 117, 119 auf. In dieser Ausführungsform ist in der Phase A das Wandle-Untermodul 115 mit der Motorwicklungen 120a gekoppelt, in der Phase B das Wandler-Untermodul 117 mit der Motorwicklungen 120b gekoppelt und in der Phase C das Wandler-Untermodul 119 mit der Motorwicklungen 120c gekoppelt. Die Motorwicklungen A, B, C (120a, 120b, 120c) sind an einem neutralen Punkt (N) 120d zusammen gekoppelt. Der Strom in die Motorwicklungen A 120a fließt aus den Motorwicklungen B 120b und C 120c, der Strom in die Motorwicklungen B 120b fließt aus den Motorwicklungen A 120a und C 120c und der Strom in die Motorwicklungen C 120c fließt aus den Motorwicklungen A 120a und B 120b.
  • Statorströme oder Phasenströme (d. h. erster resultierender Statorstrom (I_as) 122, zweiter resultierender Statorstrom (I_bs) 123 und dritter resultierender Statorstrom (I_cs) 124) fließen durch die entsprechenden Statorwicklungen 120a, 120b und 120c. Die Phase-zu-Neutral-Spannungen über jede der Statorwicklungen 120a–120c sind entsprechend bezeichnet als Van, Vbn, Vcn mit den Rück- oder Back EMF Spannungen (engl. back EMF voltages), erzeugt in jeder der Statorwicklungen 120a–120c, entsprechend dargestellt als die Spannungen Ea, Eb und Ec, erzeugt durch die idealen Spannungsquellen, jede entsprechend gezeigt als in Reihe geschaltet mit den Statorwicklungen 120a–120c. Wie allgemein bekannt, sind die Rück- oder Back-EMF-Spannungen Ea, Eb und Ec Spannungen in den entsprechenden Statorwicklungen 120a–120c induziert, durch Rotation des Permanentmagnetmotors. Obwohl nicht gezeigt, ist der Motor 120 mit einer Antriebswelle gekoppelt.
  • Der Graetz-Schaltungs-Wandler 110 weist einen Kondensator 180, ein erstes Wandler-Untermodul 115 aufweisend einen Doppelschalter 182/183, 184/185, ein zweites Wandler-Untermodul 117 aufweisend einen Doppelschalter 186/187, 188/189 und ein drittes Wandler-Untermodul 119 aufweisend einen Doppelschalter 190/191, 192/193, auf. Als solches weist der Graetz-Schaltungs-Wandler 110 sechs Halbleiter-Schaltvorrichtungen (engl. solid state switching devices) 182, 184, 186, 188, 190, 192 und sechs Dioden 183, 185, 187, 189, 191 und 193 auf, um eine Verbindungsspannung (engl. compound voltage) (VIN) geeignet zu schalten und eine Dreiphasen-Anregung der Statorwicklungen 120a, 120b, 120c des Dreiphasen-AC-Motors 120 bereitzustellen.
  • Obwohl nicht dargestellt, kann eine Motorsteuerung mit geschlossenem Regelkreis (engl. closed loop motor controller) Motorbefehlssignale und Motorbetätigungssignale von dem Motor 120 erhalten und Steuerungssignale erzeugen, zum Steuern des Schaltens von Halbleiter-Schaltvorrichtungen 182, 184, 186, 188, 190, 192 innerhalb der Wandler-Untermodule 115, 117 119. Beispiele dieser Steuerungssignale werden weiter unten beschrieben mit Bezug auf die 4A bis 5B und 7A–9B. Durch Zuführen von geeigneten Steuerungssignalen zu den einzelnen Wandler-Untermodulen 115, 117, 119, steuert die Motorsteuerung mit geschlossenem Regelkreis das Schalten der Halbleiter-Schaltvorrichtungen 182, 184, 186, 188, 190, 192 innerhalb der Wandler-Untermodule 115, 117 119, die den Motorwicklungen 120a, 120b, 120c entsprechend zugeordnet oder bereitgestellt werden. Der erste resultierende Statorstrom (I_as) 122, der zweite resultierende Statorstrom (I_bs) 123 und der dritte resultierende Statorstrom (I_cs) 124, werden durch die Wandler-Untermodule 115, 117 119 des Dreiphasen-Wandlermoduls 110 erzeugt und den Motorwicklungen 120a, 120b, 120c zugeführt. Die Spannungen, wie Van, Vbn, Vcn, Ea, Eb und Ec und die Spannung an dem Konten N, schwanken oder fluktuieren über die Zeit, abhängig von dem offen/geschlossen Zustand von Schaltern 182, 184, 186, 188, 190, 192 in den Wandler-Untermodulen 115, 117 119 des Dreiphasen-Wandlermoduls 110, wie weiter unten beschrieben wird.
  • Bevor weitere Details beschrieben werden von herkömmlichen, sensorlosen Winkel/Positionsabschätzungstechniken mit Bezug auf die 5A–5B, wird ein herkömmliches zentrums-basiertes SVPWM-Verfahren (engl. center-based SVPWM method) mit Bezug auf die 3–4B beschrieben.
  • Spannungsschaltvektoren
  • Räumliche-Vektor- oder Space-Vektor-Pulsweitenmodulation (SVPWM) ist eine Technik, die verwendet wird, um die Pulsweitenmodulation (PWM) zu steuern und wird verwendet, um Wechselstrom-(AC)-Wellenformen zu erzeugen, um Dreiphasen-AC-betriebene-Motoren bei wechselnden Geschwindigkeiten von DC anzutreiben.
  • 3A ist ein Spannungsschaltungs-Vektordiagramm 300, das acht vorhandene Spannungsschaltungs-Vektoren (V0...V7) 301...308 darstellt, zum Betätigen von Schaltern in einem Dreiphasen-Spannungsquellen-Wandlermodul 110 in 2. 3B ist eine Tabelle die die An/Aus Zustände jedes der Schalter in 2 zusammenfasst, während jedes der acht vorhandenen Spannungsschaltvektoren (V0...V7) 301...308.
  • Das Dreiphasen-Spannungsquellen-Wandlermodul 110 muss so gesteuert werden, dass zu keinem Zeitpunkt beide Schalter in demselben Wandler-Untermodul 115, 117, 117 oder „Bein” angeschaltet sind oder anders die DC-Zuführung gekürzt würde. Als solches werden die Schalter in dem selben Wandler-Untermodul 115, 117, 119 so betätigt, dass wenn einer aus ist, der andere an ist und umgekehrt. Wie in 3A dargestellt und wie in 3B zusammengefasst führt dies zu acht möglichen Spannungsschaltungsvektoren (V1 bis V7) 301–308 für den Wandler 110, mit sechs aktiven Spannungsschaltvektoren (V1 bis V6) 301–306 und zwei Nullspannungsschaltvektoren (V0 und V7) 307, 308. Jeder Spannungsschaltungsvektor (V0...V7) wird verwendet, um den Schaltungszustand von Schaltern des Dreiphasen-Spannungsquellen-Wandlers 110 in 2 darzustellen. Mit anderen Worten, jeder der acht Spannungsschaltungsvektoren (V1...V7) 301...308 stellt eine andere Kombination von möglichen Schaltzuständen der Schalter 182, 184, 186, 188, 190, 192 in dem Dreiphasen-Spannungsquellen-Wandler 110 dar. Um weiter zu erläutern ist in einer vorgegeben Phase zu einer bestimmten Zeit einer der Schalter aus und der andere der Schalter ist an (d. h. die zwei Schalter in einem bestimmten Wandler-Untermodul müssen entgegen gesetzte Zustände aufweisen). Zum Beispiel mit Bezug auf Phase A, wenn der Schalter 182 an ist, ist der Schalter 184 aus und umgekehrt. Als solches kann für ein bestimmtes Wandler-Untermodul der an/aus Zustand der beiden Schalter in dem Wandler-Untermodul als binäre 1 oder binäre 0 dargestellt werden. Zum Beispiel ist, wenn der obere Schalter in einer vorgegeben Phase an ist (und der untere Schalter aus ist) der Wert eines Bits eins (1) und wenn der untere Schalter in einer vorgegebenen Phase an ist (und der obere Schalter aus ist) der Wert eines Bits Null (0). Zum Beispiel mit Bezug auf Phase A ist wenn der obere Schalter 182 an ist (und der untere Schalter 184 aus ist) der Wert des ersten Bits (von links nach rechts) eins (1).
  • Dem entsprechend ist jeder der Spannungsschaltungsvektoren (V1...V7) 301...308 mit einer entsprechenden drei-Bit Binärzahl in Klammern als nächstes zu jeder Spannungsschaltungsvektorbezeichnung (V1...V7) dargestellt, die einen entsprechenden Schaltungszustand verbunden mit den bestimmten Spannungsschaltungsvektoren (V1...V7) 301...308 bezeichnet. Das erste Bit (von links nach rechts) stellt den Zustand der Schalter 182, 184 von dem Wandler-Untermodul 115 für die Phase A, das zweite Bit (von links nach rechts) stellt den Zustand der Schalter 186, 186 von dem Wandler-Untermodul 117 für die Phase B und das dritte Bit (von links nach rechts) stellt den Zustand der Schalter 190, 192 von dem Wandler-Untermodul 119 für die Phase C dar.
  • Infolgedessen stellt der aktive Spannungsschaltungsvektor (V1) 301 einen Fall dar, wenn, mit Bezug auf Phase A, wenn der obere Schalter 182 an ist (und der untere Schalter 184 aus ist) und der Wert des ersten Bits (von links nach rechts) eins (1) ist, mit Bezug auf Phase B, wenn der obere Schalter 186 aus ist (und der untere Schalter 188 an ist) und der Wert des zweiten Bits (von links nach rechts) Null (0) ist, und mit Bezug auf Phase C, wenn der obere Schalter 190 aus ist (und der untere Schalter 192 an ist) und der Wert des dritten Bits (von links nach rechts) Null (0) ist. Daher hat der aktive Spannungsschaltungsvektor (V1) 301 ein entsprechendes Schaltzustandsmuster (100). Mit anderen Worten, der Schaltzustand dargestellt durch den Spannungsschaltungsvektor (V1) 301 ist (100), was bedeutet, dass Phase A hoch ist, während die Phasen Bund C niedrig sind.
  • Entsprechend stellt der aktive Spannungsschaltungsvektor (V2) 302 einen Fall dar, wenn, mit Bezug auf Phase A, wenn der obere Schalter 182 an ist (und der untere Schalter 184 aus ist) und der Wert des ersten Bits (von links nach rechts) eins (1) ist, mit Bezug auf Phase B, wenn der obere Schalter 186 an ist (und der untere Schalter 188 aus ist) und der Wert des zweiten Bits (von links nach rechts) eins (1) ist, und mit Bezug auf Phase C, wenn der obere Schalter 190 aus ist (und der untere Schalter 192 an ist) und der Wert des dritten Bits (von links nach rechts) Null (0) ist. Daher hat der aktive Spannungsschaltungsvektor (V2) 302 ein entsprechendes Schaltzustandsbitmuster (110).
  • Der Nullspannungsschaltungsvektor (V0) 308 stellt einen Fall dar wenn, mit Bezug auf Phase A, wenn der obere Schalter 182 aus ist (und der untere Schalter 184 an ist) und der Wert des ersten Bits (von links nach rechts) Null ist, mit Bezug auf Phase B, wenn der obere Schalter 186 aus ist (und der untere Schalter 188 an ist) und der Wert des zweiten Bits (von links nach rechts) Null (0) ist, und mit Bezug auf Phase C, wenn der obere Schalter 190 aus ist (und der untere Schalter 192 an ist) und der Wert des dritten Bits (von links nach rechts) Null (0) ist. Daher hat der Nullspannungsschaltungsvektor (V0) 308 ein entsprechendes Schaltzustandsbitmuster (000), was angibt, dass alle der oberen Schalter in allen drei Phasen A, B, C aus sind und, dass alle die unteren Schalter in allen drei Phasen an sind.
  • Vergleichbar weist der Null-Spannungsschaltungsvektor (V7) 307 ein entsprechendes Schaltzustandsbitmuster (111) auf, das angibt, dass alle der oberen Schalter in allen drei Phasen A, B, C an sind, und dass alle der unteren Schalter in allen drei Phasen A, B, C aus sind.
  • Das Nullfolge-Spannungssignal (Vsn) 226 von 2 ist von beidem abhängig, der Varianz oder Abweichung der Induktanz (engl. inductance variance) und der Wandlerkonfiguration aufgrund des Schaltungsstatus. Das Nullfolge-Spannungsprofil entsprechend jedem Schaltungszustand ist in der veröffentlichten US-Patentanmeldung Nummer 2007/0132415 A1 beschrieben, betitelt als „Method and Apparatus for sensorless position control of a permanent magnet synchronous motor (PMSM) drive system", eingereicht am 14. Dezember 2005, was hierein durch Bezugnahme in seiner Gesamtheit aufgenommen wird, die US 2007/0132415 A1 beschreibt dabei auch mögliche Dreiphasen-Statorwicklungskonfigurationen von Statorwicklungen mit Bezug auf die Schaltvektoren gezeigt in 3A.
  • Das Spannungsschaltungsvektordiagramm 300 weist sechs (6) Sektoren auf, mit Sektornummern (1...6) ansteigend in der dem Uhrzeigersinn entgegen gesetzten Richtung. Jeder der Sektoren ist definiert als zwischen zwei von sechs aktiven Spannungsschaltungsvektoren (V1 bis V6) 301–306. Diese sechs Sektoren werden verwendet, um das Schalten von Schaltern (z. B. IGBT Vorrichtungen) in dem PWM-Wandlermodul 110 zu steuern, zum Steuern des Stroms in dem Motor 120 basierend auf Betriebsbedingungen.
  • Wie weiter unten beschrieben wird, können in jedem PWM-Zyklus, die zwei am nächsten benachbarten aktiven Spannungsschaltungsvektoren (d. h. diejenigen die den Sektor begrenzen) für einen bestimmten Sektor und die zwei Nullspannungs-Schaltungsvektoren (V0 und V7) 307, 308 zusammen mit den Testvektoren verwendet werden, um PWM-Wellenformen, genannt modifizierte Schaltvektorsignale (Sa*, Sb*, Sc*) 109-1, 109-2, 109-3 (5B) oder (Da*, Db* und Dc*) 209-1, 209-2 209-3 (7B, 8B, 9B) für Phasen A, B bzw. C, zu erzeugen. Die modifizierten Schaltvektorsignale werden für die Gates oder Gatter (engl. gates) (Ga...Gf) der Schalter 182, 184, 186, 188, 190, 192 in dem Dreiphasen Spannungsquellen Wandlermodul 110 in 2 vorgesehen, um das Schalten der Schalter 182, 184, 186, 188, 190, 192 zu steuern.
  • Räumliche-Basisvektor- oder Basis-Space-Vector-PWM (SVPWM) Wellenformen
  • Vor dem Beschreiben herkömmlicher Wellenformen der modifizierten Schaltvektorsignale (Sa*, Sb*, Sc*) 109-1, 109-2, 109-3, die verwendet werden in einer herkömmlichen sensorlosen Positionsabschätzungstechnik mit Bezug auf 5B, erfolgt eine kurze Beschreibung, wie allgemeine räumliche Vektor- oder Space-Vektor-PWM (SVOWM) Wellenformen von Schaltvektorsignalen (Sa, Sb, Sc) 201 nun mit Bezug auf die 4A und 4B bereitgestellt werden, um zu zeigen, wie die acht Schaltvektoren (V1...V7) 301...308 verwendet werden können, um einen Abschnitt oder Teil (eines PWM Zyklus) einer dieser herkömmlichen SVPWM Wellenformen in Sektor eins (1) herzustellen. Dies hilft eine Grundeinführung für herkömmliche SVPWM Wellenformen bereitzustellen, was erläutern helfen wird, wie herkömmliche Wellenformen von modifizierten Schaltvektorsignalen (Sa*, Sb*, Sc*) 109-1, 109-2, 109-3 (die verwendet werden in einer herkömmlichen sensorlosen Positionsabschätzungstechnik) aufgebaut werden können.
  • 4A ist eine Ansicht, die drei PWM-Zyklen von herkömmlichen räumlichen-Vektor-PWM (SVPWM) Wellenformen von Schaltvektorsignalen (Sa, Sb, Sc) 201-1...201-3 in Sektor eins (1) zeigt, welche in herkömmlichen Mitten-basiereten SVPWM (center-based SVPWM) für eine Stromsteuerung verwendet werden. 4B ist eine Ansicht 400 die zeigt, wie die SVPWM-Wellenformen von Schaltvektorsignalen (Sa, Sb, Sc) 201 erzeugt werden während des ersten PWM-Zyklus von 4A. In 4B sind der erste PWM-Zyklus der herkömmlichen räumlichen-Vekto-PWM (SVPWM) Wellenformen der Schaltvektorsignale (Sa, Sb, Sc) 201-1...201-3 für die Phasen A, B bzw. C dargestellt. Die Wellenformen der Schaltvektorsignale (Sa, Sb, Sc) 201-1...201-3 dargestellt in den 4A und 4B sind die, die dem Sektor eins (1) in 3entsprechen, welcher an den aktiven Spannungsschaltvektor (V1) (100) 301 und den aktiven Spannungsschaltvektor (V2) (110) 302 gebunden ist. Der aktive Spannungsschaltvektor (V1) (100) 301 weist eine hohe Phase auf und die anderen zwei eine niedrige Phase (d. h. weist einen Schalter in einem Hoch-Zustand (engl. high state) auf), während der aktive Spannungsschaltvektor (V2) (110) 302 zwei hohe Phasen und die andere niedrige aufweist (d. h. weist zwei Schalter in einem Hoch-Zustand auf).
  • Wie in 4B dargestellt, beginnt der erste PWM-Zyklus mit einem Nullspannungsschaltvektor (V0) 308. Der nächste Vektor ist der benachbarte aktive Spannungsschaltvektor (V1) (100) 301 mit einer Phase in dem Hoch-Zustand. Als nächstes wird der aktive Spannungsschaltvektor (V2) (110) 302 mit den zwei Phasen in dem Hoch-Zustand verwendet. Die Mitte der PWM-Periode ist der Nullspannungsschaltvektor (V7) (307). Die zweite Hälfte des PWM-Zyklus ist ein Spiegelbild der ersten Hälfte.
  • Beachtenswert ist, dass die aktiven Spannungsschaltvektoren (V1, V2) 301, 302 „in zwei geteilt” wurden, mit einer Hälfte der aktiven Spannungsschaltvektoren (V1, V2) 301, 302 auf jeder Seite des mittleren Nullspannungsschaltvektors (V7) 307. Aus den Wellenformender Schaltvektorsignale (Sa, Sb, Sc) 201-1...201-3 in 4B kann entnommen werden, dass jede Phase zwei Schalter an/aus (oder aus/an) Übertragungen pro PWM-Zyklus durchmacht. Jede der Schaltungsübergänge führt zu unerwünschten Schaltverlusten in den Schaltern 182, 184, 186, 188, 190, 192 in dem Dreiphasen-Spannungsquellen-Wandlermodul 110.
  • Nach dem ein herkömmliches zentrums- oder mittenbasiertes SVPWM-Verfahren mit Bezug auf 3–4B beschrieben wurde, werden weitere Details von herkömmlichen, sensorlosen Rotorwinkel/Positionsabschätzungstechniken nun beschrieben mit Bezug auf die 5A–5B. Insbesondere wird ein Verfahren beschrieben mit Bezug auf 5A-5B, zum Modifizieren der allgemeinen SVPWM, Wellenformen der Schaltvektorsignale (Sa, Sb und Sc) (dargestellt in 4A und 4B), um herkömmliche Wellenformen des modifizierten Schaltvektorsignals (Sa*, Sb*, Sc*) 109-1, 109-2, 109-3 zu erzeugen, die in einer herkömmlichen sensorlosen Positionsabschätzungstechnik verwendet werden.
  • Wellenformen für Schalvektorsignale (Sa*, Sb*, Sc*) die in einer herkömmlichen, sensorlosen Positionsabschätzungstechnik verwendet werden
  • 5A ist eine Ansicht die PWM-Wellenformen 203-1...203-3 (Sia, Sib und Sic) zeigt, die entgegen gesetzte Testpulse 301 bis 306 aufweisen, die gemäß einer herkömmlichen, sensorlosen Positionsabschätzungstechnik verwendet werden. Die PWM-Wellenformen 203-1...203-3 (Sia, Sib und Sic) und die Testpulse 301 bis 306 werden letztlich verwendet, um Nullfolge-Spannungssignale 231–233 zu erzeugen, die durch ein Nullfolge-Spannungssignal (V_sn) 226 gemessen werden. Die Testpulse 301 bis 306 definieren einen Satz von entgegen gesetzten Testvektoren (V1/V4; V3/V6; V5/V2) in jedem PWM Zyklus/Periode.
  • 5B ist eine Ansicht, die künstliche PWM Wellenformen der modifizierten Schaltvektorsignale (Sa*, Sb*, Sc*) 109-1...109-3 zeigt, die verwendet werden, um die Gates oder Gatter (Ga...Gf) der Schalter 182, 184, 186, 188, 190, 192 in dem Dreiphasen-Spannungsquellen-Wandlermodul 110 anzutreiben, gemäß einer herkömmlichen, sensorlosen Positionsabschätzungstechnik. Wie in 4B entsprechen die Wellenformen in 5A und 5B denen von Sektor (1) in 3; Jedoch ist im Gegensatz zu 4B zu beachten, dass drei PWM-Zyklen dargestellt sind (im Gegensatz zu dem einen PWM-Zyklus in 4B). Es soll so verstanden werden, dass verschiedene unterschiedliche Auswahlen in der Folge oder Sequenz der Testpulse und der Position der Testpulse getroffen werden können. In diesem Beispiel sind die Testpulse der Wellenformen (Sia, Sib und Sic) 203 in der Mitte l oder dem Zentrum des Nullvektors (V7) (1, 1, 1) in der SVPWM-Wellenform positioniert oder angeordnet. Zwei entgegen gesetzte Vektoren (V1-V4, V3-V5 und V5-V2) sind aufeinander folgend oder sequentiell eingespeist worden, um Abweichungen des Motorstroms zu minimieren.
  • Die Testpulse der Wellenformen (Sia, Sib und Sic) 301...306 von 5A sind gemultiplext mit den Wellenformen der Schaltvektorsignale (Sa, Sb, Sc) 201-1...201-3 in 4B, um modifizierte Schaltvektorsignale (Sa*, Sb*, Sc*) 109-1...109-3 von 5B zu erzeugen, die verwendet werden, um die Gates oder Gatter (Ga...Gf) der Schalter 182, 184, 186, 188, 190, 192 des Dreiphasen-Spannungsquellen-Wandlermoduls 110 anzutreiben, gemäß einem Schaltungsmuster, das Dreiphasen-Spannungssignale (Vap, Vbp und Vcp) 125–127 erzeugt.
  • In jedem der drei PWM-Zyklen dargestellt in 4A, sind zwei zusätzliche aktive in 5A dargestellte Spannungsschaltungsvektoren (Sia, Sib und Sic) (im Folgenden Testvektoren genannt) in jeden PWM-Zyklus eingeführt. Zum Beispiel, wie in 5A dargestellt ist, sind in dem ersten PWM-Zyklus für Phase A ein aktiver Spannungsschaltvektor (V1) (100) 301 und ein aktiver Spannungsschaltvektor (V4) 304 die Testvektoren, die in den ersten PWM-Zyklus für Phase A eingeführt werden. In dem zweiten PWM-Zyklus für Phase B sind ein aktiver Spannungsschaltvektor (V3) 303 und ein aktiver Spannungsschaltvektor (V6) 306 die Testvektoren, die in den zweiten PWM-Zyklus für Phase B eingeführt werden. In dem dritten PWM-Zyklus für Phase C sind ein aktiver Spannungsschaltvektor (V5) 305 und ein aktiver Spannungsschaltvektor (V2) 302 die Testvektoren, die in den dritten PWM-Zyklus für Phase C eingeführt werden. Mit Bezug auf jeden dieser PWM-Zyklen sollte beachtet werden, dass die zwei eingespeisten Testvektoren: (1) eingeführt sind in das Zentrum oder die Mitte des Nullspannungsschaltvektors (V7) 307 des PWM-Zyklus, (2) gleich und entgegen gesetzt sind über jede Zeitperiode, so dass die netto oder reine Durchschnittsspannung, die an die Maschine angelegt wird, infolge der Einspeisungstestvektoren Null ist (z. B. V1 und V4 in 5B für die Motorphase A), und (3) mit den positiven und negativen Achsen, die für den PWM-Zyklus abgetastet wurden, ausgerichtet sind. Drei aufeinander folgende PWM-Zyklen werden benötigt, um jede der drei Motorphasen erfolgreich zu testen. Um weiter zu erläutern, erzeugt, wenn die Testvektoren (V1, V4) eingespeist werden, zum Beispiel dieses eine Nullfolgespannung (VA_sn) für die Motorphase A. Vergleichbar erzeugt in dem nächsten PWM-Zyklus/Periode, bei Testvektoren (V3, V6) dieses eine Nullfolgespannung (VB_sn) für die Motorphase B. Entsprechend in dem nächsten PWM-Zyklus erzeugt, wenn die Testvektoren (V5, V2) eingespeist werden, dies eine Nullfolgespannung (VC_sn) für die Motorphase C. Dieses Verfahren wird in den anschließenden PWM-Zyklen fortgesetzt. Die Nullfolgespannung wird durch Nullfolgespannungssignale (Vsn) 226 abgetastet, um in einer Berechnung des Rotorpositionssignals verwendet zu werden.
  • Jeder der bezeichneten Pfeile VA_sn, VB_sn und VC_sn in 5B bezeichnet eine mögliche Abtastungszeit (oder Abtastpunkt), wenn die Nullfolg-Spannungssignale – signalisiert (VA_sn, VB_sn und VC_sn) 231–233 sequentiell abgetastet (gemessen) werden, durch das Abtastmodul 228. In jedem PWM-Zyklus kann das Abtastmodul 228 eine Nullfolgespannung ausführen, gemessen über die Nullfolgespannungssignal (Vsn) 226, zum Ende eines der Testvektoren. Das Ergebnis der Messung während zwei entgegen gesetzter oder komplementärer Testvektoren ist gleich in der Höhe und entgegengesetzt in dem Vorzeichen. In der speziellen Ausführung, wie in 5B gezeigt, führt das Abtastmodul 228 die Nullfolgespannungsmessung über das Nullfolgespannungssignal (Vsn) 226 zum Ende des ersten Testvektors aus, wobei die Messung auch zum zweiten Ende des zweiten Testvektors durchgeführt werden kann, wie oben ausgeführt ist.
  • Die herkömmliche, sensorlose Positionsabschätzungstechnik wird üblicherweise bei niedrigen Motorgeschwindigkeiten (z. B. 10% der Nenn-Motorgeschwindigkeit) eingesetzt, wo der Nullspannungsschaltvektor (V7) 307 den Hauptteil oder die Mehrheit der PWM-Zyklen/Perioden darstellt. Die Testvektoren sollten möglichst kurz in der Dauer sein, um Stromstörungen zu minimieren, aber auch ausreichend lang in der Dauer (z. B. 10 Mikrosekunden) sein, um eine Stabilisierung der zu messenden Spannung zu erlauben und das Dämpfen von irgendwelchen Schaltgeräuschen. Im Allgemeinen werden die Testvektoren einen kleinen Teil oder Abschnitt (z. B. 10%) der gesamten PWM-Periode ausmachen, so dass es leicht ist die Testvektoren innerhalb des Nullspannungsschaltvektors (V7) 207 bei niedrigen Modulationsindexen einzupassen oder einzubringen, wo alle drei Signale „an” sind während einer Periode des Nullspannungsschaltvektors (V7) 307.
  • Erhebliche Probleme mit den Wellenformen der Schaltvektorsignale (Sa*, Sb* und Sc*), welche in einer herkömmlichen, sensorlosen Positionsabschätzungstechnik verwendet werden.
  • Während die herkömmlichen, sensorlosen Rotorwinkelpositionsabschätzungs-techniken, wie oben beschrieben wurde, eine sehr genaue Abschätzung der Rotorposition bereitstellen können, weisen sie einige Nachteile auf. Ein solcher Nachteil bezieht sich auf die Erhöhung von Schaltverlusten, welche in den Halbleitervorrichtungen auftreten können aufgrund des Einführens von Testvektoren, eingespeist innerhalb jedes PWM-Zyklus oder Periode. Im Allgemeinen verdoppeln die bisherigen sensorlosen Rotorwinkelpositionsabschätzungstechniken die Schaltverluste verglichen mit traditioneller SVPWM.
  • Zur weiteren Erläuterung, wird jedes Mal, wenn die in 4A–5B gezeigten Wellenformen von der logischen null (0) zu der logischen eins (1) übergehen (und umgekehrt) in beiden Schaltern in einer bestimmten Phase (d. h. Wandler-Untermodul) ein An- oder Ausschalten verursacht. Das Einführen der Testvektoren in das Zentrum oder die Mitte des Nullspannungsschaltvektors (V7) 307 in jedem PWM-Zyklus verursacht zusätzliche Übergänge in jedem PWM-Zyklus was bedeutet, dass die Schalter in einer bestimmten Phase (d. h. Wandler-Untermodul) erfordern, während jedes Übergangs an oder ausgeschaltet zu werden. Da die Anzahl an Übergängen verdoppelt ist, resultiert dies in einem zweifachen (2×) des Schaltverlustes. Zum Beispiel weisen die herkömmlichen SVPWM-Wellenformen, wie in 4A und 4b gezeigt, sechs (6) Übergänge pro PWM-Zyklus (oder Periode) auf, was bedeutet achtzehn (18) Übergänge in drei PWM-Zyklen. Wie in 5A und 5B gezeigt verdoppelt das Hinzufügen von den Testvektoren die Anzahl an Übergängen auf sechsunddreißig (36) über drei PWM-Zyklen, was bedeutet, dass die Anzahl an Zeiten, in welchen die Schalter an oder ausgeschaltet werden, sich verdoppelt. Zusätzliche Schaltverluste führen zu einer Zunahme von Temperaturen von Halbleiteranbindungen und einer gesenkten Systemeffizienz. Summierte Verluste erhöhen typischerweise die Kosten und reduzieren die Leistungsfähigkeit des Systems.
  • Nachdem nun die herkömmlichen sensorlosen Rotorwinkelpositionsabschätzungstechniken im Detail beschrieben wurden und deren Nachteile, werden nun Ausführungsformen der Erfindung mit Bezug auf die 6 bis 8 beschrieben, welche auf das System 100 in 1 angewendet werden.
  • Sensorlose Rotorwinkelbestimmungstechniken, welche PWM-Wellenformen mit einem reduzierten Schaltverlust ausführen oder implementieren.
  • 6 ist ein Blockdiagramm eines vektorgesteuerten Motorantriebssystems 600 für eine Hochleistungsvektorsteuerung, mit einer sensorlosen Abschätzung der Rotorwinkelposition, gemäß einigen Ausführungsformen der Erfindung. Das vektorgesteuerte Motorantriebssystem 600 kann verwendet werden, um das Drehmoment in einem Hybrid/Elektrofahrzeug (HEV) zu steuern. In dieser Ausführungsform kann das System 600 verwendet werden, um eine Dreiphasen-AC-Maschine 120 zu steuern über ein Dreiphasen-Pulsweitenmoduliertes (PWM) Wandlermodul 110 gekoppelt oder verbunden mit der Dreiphasen-AC-Maschine 120, so dass die Dreiphasen-AC-Maschine 120 wirksam eine DC-Eingangsspannung (Vdc) nutzt, welche von dem Dreiphasen-PWM-Wandlermodul 110 erhältlich ist, durch das Einstellen von Strombefehlen, die die Dreiphasen-AC-Maschine 120 steuern.
  • In der folgenden Beschreibung einer bestimmten nicht einschränkenden Ausführung, ist die Dreiphasen-AC-Maschine 120 beschrieben als ein Dreiphasen-AC-betriebener Motor 120 und insbesondere als ein drei Phasen synchroner-Permanentmagnet-AC-betriebener Motor (oder breiter formuliert ein Motor 120); Jedoch ist es so zu verstehen, dass die dargestellte Ausführungsform nur ein nicht einschränkendes Beispiel einer der Arten von AC-Maschine ist, auf welche die offenbarten Ausführungsformen angewendet werden können und ferner, dass die offenbarten Ausführungsformen auf jede Art von AC-Maschine angewendet werden können. Wie in 1 gezeigt ist, ist der Drei-Phasen-AC-Motor 120 mit dem Dreiphasen-PWM-Wandlermodul 110 über drei Wandlerpole gekoppelt und erzeugt mechanische Energie (Drehmoment × Geschwindigkeit) basierend auf Dreiphasen-Sinusspannungssignalen erhalten von dem PWM-Wandlermodul 110. Wie weiter unten beschrieben wird, erfolgt die Abschätzung der Winkelposition eines Rotors des Dreiphasen-AC-Motors 120 oder Abschätzung einer „Wellenposition” ohne die Verwendung von einem Positionssensor (nicht dargestellt). Viele der Komponenten und Signale dargestellt in 6 sind gleich oder ähnlich zu denen oben beschrieben mit Bezug auf 1 und daher werden aus Gründen der Kürze diese Module und Signale nicht nochmals hier beschrieben. In einigen Fällen sind die Bezeichnungen von Modulen genauer, wobei jedoch die Grundfunktionsweise dieselbe ist.
  • Das vektorgesteuerte Motorantriebssystem 600 weist ein Vektorsteuerungsmodul 605, einen Motor 120, ein Spannungserzeugungsmodul 620 und ein Ausgabemodul 640 auf.
  • Das Vektorsteuerungsmodul 605 erhält einen Drehmomentbefehl (T*e) und erzeugt Dreiphasen-Spannungsbefehle (Vap...Vcp). Komponenten oder Module, welche verwendet werden können, um den Statorstromwandler 600 zu implementieren, können ein Drehmoment-zu-Strom-Zuordnungsmodul (nicht dargestellt in 6, aber identisch mit dem Drehmoment-zu-Strom Zuordnungsmodul 140 beschrieben mit Bezug auf 1 oben), Additionsverteiler 152 und 154, ein synchrones Rahmen-Strom-Steuerungsmodul (engl. synchron frame current regulator module) 170, ein synchron-zu-stationär Transformationsmodul 102, ein Zwei-zu-Dreiphasen Transformationsmodul 106, ein Testvektor-und-Betriebszyklus-Generatormodul 108, ein PWM-Wandlermodul 110, ein Drei-zu-Zweiphasen-Transformationsmodul 128 und ein stationär-zu-synchron Transformationsmodul 130 aufweisen.
  • Das Drei-zu-Zweiphasen Wandlermodul 128 erhält die drei resultierenden Statorströme (Ias, Ibs, Ics) 122, 123, 124, die von dem Motor 120 gemessene Phasenströme sind, und transformiert diese in zwei Statorströme (Iα, Iβ) 129. Das stationär-zu-synchron Wandlermodul 130 erhält die Statorströme (Iα, Iβ) 129 und die abgeschätzte End-Rotorwinkelposition (θr_est) 650 und erzeugt (d. h. verarbeitet oder konvertiert) diese Statorströme (Iα, Iβ) 129, um ein Feedback- oder Rückkoppelungs-d-Achsen-Stromsignal (Ids_e) 132 und ein Feedback- oder Rückkoppelungs-q-Achsen-Stromsignal (Iqs_e) 134 zu erzeugen, welche den Additionsverteilern 152, und 154 zugeführt werden, um die Stromfehler (Idserror_e und Iqserror_e), wie weiter unten beschrieben wird, zu erzeugen. Die Ausgabe des stationär-zu-synchron Wandlermoduls 130 kann auch als synchrone Referenzrahmen Stromsignale (Iqse, Ides) 132, 134 bezeichnet werden.
  • Additionsverteiler 152 und 154, welche mit dem synchron-Rahmenstrom-Steuerungsregelmodul 170 gekoppelt sind, erhalten das Feedback- oder Rückkoppelungs-d-Achsen-Stromsignal (Ids_e) 132 und das Feedback- oder Rückkoppelungs-q-Achsen-Stromsignal (Iqs_e) 134), ausgegeben durch das stationär-zu-synchron Wandlermodul 130, und das d-Achsen Strombefehlsignal (Ids_e*) 142 und das Feedback- oder Rückkoppelungs-d-Achsen-Stromsignal (Ids_e) 132 von dem Drehmoment-zu-Strom Zuordnungsmodul (nicht dargestellt in 6). Der Additionsverteiler 152 subtrahiert das Feedback- oder Rückkoppelungs-d-Achsen-Stromsignal (Ids_e) 132 von dem d-Achsen Strombefehlsignal (Ids_e*) 142, um ein d-Achsen Stromfehlersignal (Idserror_e) 166 zu erzeugen, und der Additionsverteiler 154 subtrahiert das Feedback- oder Rückkoppelungs-q-Achsen-Stromsignal (Iqs_e) 134 von dem q-Achsen Strombefehlsignal (Iqs_e*) 144, um ein q-Achsen Stromfehlersignal (Iqserror_e) 168 zu erzeugen.
  • Das synchron-Rahmenstrom-Steuerungsregelmodul 170 erhält das d-Achsen Stromfehlersignal (Idserror_e) 166 und das q-Achsen Stromfehlersignal (Iqserror_e) 168 und verwendet die Signale, um ein d-Achsen Spannungsbefehlsignal (Vds_e*) 172 und ein q-Achsen Spannungsbefehlsignal (Vqs_e*) 174 zu erzeugen, welche verwendet werden, um Strom zu steuern oder zu regeln. Das Verfahren der Strom-zu-Spannungsumwandlung kann implementiert sein als eine Proportional-Integral (PI) Steuerung, welche in der Technik allgemein bekannt ist und aus Gründen der Kürze hier nicht im Detail beschrieben wird.
  • Das synchron-zu-stationär-Wandlermodul 102 erhält das d-Achsen Spannungsbefehlsignal (Vds_e*) 172 und das q-Achsen Spannungsbefehlsignal (Vqs_e*) 174 von dem synchron-Rahmenstrom-Steuerungsregelmodul 170 und den abschließend abgeschätzten Rotorpositionswinkel (θr_est), und verwendet diese Signale, um ein α-Achsen Spannungsbefehlsignal (Vα*) 104-1 und ein β-Achsen Spannungsbefehlsignal (Vβ*) 104-2 zu erzeugen.
  • Das Zwei-zu-Dreiphasen-Wandlermodul 106 erhält das α-Achsen Spannungsbefehlsignal (Vα*) 104-1 und das β-Achsen Spannungsbefehlsignal (Vβ*) 104-2 und erzeugt basierend auf diesen Signalen einen Dreiphasen-Sinusspannungsbefehl (Va*) 107-1, einen Dreiphasen-Sinusspannungsbefehl (Vb*) 107-2 und einen-Dreiphasen Sinusspannungsbefehl (Vc*) 107-3.
  • Das vektorgesteuerte Motorantriebssystem 600 unterscheidet sich von dem in 1 dargestellten dadurch, dass es ein Testvektor-und-Arbeitszyklus-Generatormodul 108 aufweist. Das Testvektor-und-Arbeitszyklus-Generatormodul 108 erhält einen Satz von Dreiphasen-Sinusspannungsbefehlen (Va*...Vc*) und erzeugt einen Satz von PWM-Wellenformen, genannt modifizierte Schaltvektorsignale (Da*) (Da*...Dc*) 209-1...209-3, wie die in den 7B, 8B oder 9B dargestellten, welche im Detail mit Bezug auf die 7A–9B beschrieben werden. Die modifizierten Schaltvektorsignale (Da*) (Da*...Dc*) 209-1...209-3 steuern die Schalzustände der Schalter in dem PWM-Wandler 110, um Dreiphasen-Sinusspannungsbefehle zu erzeugen. Jeder Satz von PWM-Wellenformen weist modifizierte Schaltvektorsignale (Da*) (Da*...Dc*) 209-1...209-3 auf, welche eine reduzierte Anzahl von Übergangen über die drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen aufweisen.
  • Insbesondere ändert sich jeder der modifizierten Schaltvektorsignale (Da*) (Da*...Dc*) 209-1...209-3 zwischen einem hohen Wert und einem niedrigen Wert während der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen und die Anzahl an Übergängen zwischen dem niedrigen Wert und dem hohen Wert über die drei aufeinander folgenden-Zyklen ist reduziert, im Vergleich zu 5B. Im Allgemeinen kann die Anzahl von Übergängen zwischen dem niedrigen Wert und dem hohen Wert größer als sechs und kleiner als zwölf sein. Zum Beispiel kann in bestimmen Beispielen, dargestellt in 7B und 8B, die Anzahl an Übergängen zwischen dem niedrigen Wert und dem hohen Wert durch jedes der modifizierten Schaltvektorsignale (Da*) (Da*...Dc*) 209-1...209-3 über die drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen acht sein. Da die Anzahl an Übergängen reduziert ist, ist die Anzahl an Zeiten in, welchen das Wandlermodul die Schalter während jedes PWM-Zyklus schaltet, entsprechend reduziert.
  • Wie unten beschrieben ist, wird die Sequenz bzw. Folge oder Muster von Testvektoren, die in jedem PWM-Zyklus eingefügt werden, geändert, um die Anzahl an Übergängen in jedem PWM-Zyklus zu reduzieren, so dass die Anzahl an Zeiten, in welchen Schalter (z. B. IGBT Vorrichtungen) AN/AUS geschaltet werden, reduziert wird. In 5B sind die Testvektoren in jedem PWM-Zyklus eingespeist in das Zentrum des Nullspannungsschaltvektors (V7) 307. Gemäß mit den offenbarten Ausführungsformen sind die aktiven Spannungsschaltvektoren nicht länger auf beiden Seiten des Nullspannungsschaltvektors (V7) 307 getrennt oder geteilt, wie das in 5B der Fall ist. Stattdessen sind die aktiven Spannungsschaltvektoren entweder linkerhand oder rechterhand des Nullspannungsschaltvektors (V7) 307 angeordnet. Zusätzlich sind die Testvektoren nicht mehr in dem Zentrum oder der Mitte des Nullspannungsschaltvektors (V7) 307 angeordnet, sondern sind auf gegenüber liegenden Seiten des Nullspannungsschaltvektors (V7) 307 der zwei aktiven Spannungsschaltvektoren angeordnet. Geeignetes Aufeinanderfolgen der aktiven und Testvektoren kann ein Minimum an Schaltübergängen sicherstellen. Wie weiter unten im Detail beschrieben wird, können Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung die Schaltverluste beträchtlich reduzieren, welche durch das Einführen oder Eingeben von Testvektoren hinein in jeden PWM-Zyklus entstehen, während die vollständige Funktionsweise der herkömmlichen, sensorlosen Rotorwinkelpositionsabschätztechnik erhalten bleibt.
  • Das Dreiphasen-PWM-Wandlermodul 110 ist mit dem Testvektor-und-Arbeitszyklus-Generatormodul 108 gekoppelt. Das Dreiphasen-PWM-Wandlermodul 110 erhält die DC-Eingabespannung (Vdc) und modifizierten Schaltvektorsignale (Da*) (Da*...Dc*) 209-1...209-3 und verwendet diese, um Wechselstrom-(AC)-Wellenformen, genannt Dreiphasen-Spannungssignale (Vap...Vcp) 125–127, an Wandlerpolen zu erzeugen, die die Dreiphasen-AC-Maschine/Motor 120 bei veränderlichen Geschwindigkeiten antreibt.
  • Der Dreiphasen-Permanentmagnet-Synchronmotor 120 erhält die Dreiphasen-Spannungssignale (Vap...Vcp) 125–127, erzeugt durch den PWM-Wandler 110, und erzeugt eine motorneutrale Spannungsausgabe (Vn) 121 und das befohlene Drehmoment Te*. In dieser einen bestimmten Ausführung weist der Motor 120 einen Dreiphasen-Permanentmagnet-Synchronmotor (PMSM) 120 auf. Obwohl nicht in 6 dargestellt, kann das System 600 auch ein Getriebe aufweisen, gekoppelt mit und angetrieben durch die Dreiphasen-AC-Motor-120-Welle und die Dreiphasen-AC-Maschinen-120-Welle.
  • Die resultierenden Statorströme (Ias, Ibs und ICs) 122–124 sind erfasst, abgetastet und dem Drei-zu-Zweiphasen-Wandlermodul 128 bereitgestellt oder zugeführt, welche die drei resultierenden Statorströme (Ias, Ibs und Ics) 122–124 in zwei Statorströme (Iα, Iβ) 129 transformieren oder umwandeln.
  • Das stationär-zu-synchron Wandlermodul 130 erhält die Statorströme (Iα, Iβ) 129 und transformiert diese in das Feedback- oder Rückkoppelungs-d-Achsen Stromsignal (Ids_e) 132 und das Feedback- oder Rückkoppelungs-q-Achsen Stromsignal (Iqs_e) 134).
  • Die Winkelposition des Rotors kann abgeschätzt werden ohne die Verwendung eines Sensors. Wie unten beschrieben wird, umfasst die sensorlose Abschätzung der Winkelposition des Rotors das Messen des Nullfolge-Spannungssignals (Vsn) 626 des Motors 120, welches zwangsläufig einige Informationen über die Winkelposition des Rotors enthält aufgrund der Salienz des Motors 120. In einigen Fällen ist die Salienz ein beabsichtigtes Gestaltungsmerkmal des Motors 120, wie es in synchronen Reluktanz- oder Permanentmagnet-Maschinen mit internem Rotor gefunden wird. In anderen Fällen kann die Salienz aufgrund eines untergeordneten Effekts oder Nebeneffekts auftreten, wie einem Einkerben des Rotorschafts (engl. rotor bar slotting) in dem Rotor einer Induktionsmaschine. Weitere betriebliche Details des sensorlosen Betriebs werden nun mit Bezug auf die 7A–9B beschrieben.
  • Das Spannungs-Generatormodul 620 erhält die Dreiphasen-Spannungssignale (Vap...Vcp) 125–127 und die motorneutrale Spannungsausgabe (Vn) 121 von dem Dreiphasen-Permanentmagnet-Synchronmotor 120 und erzeugt sequentiell abgetastete Dreiphasen-Nullfolge-Spannungen (VA_sn...VC_sn) 631–633. Komponenten oder Module, welche verwendet werden können das Spannungs-Generatormodul 620 zu implementieren oder auszuführen, weisen ein Phase-zu-Neutral-Spannungs-Generatormodul 621, einen Additionsverteiler 625 und ein Nullfolge-Spannungs-Abtastmodul 628 auf.
  • Das Phase-zu-Neutral-Spannungs-Generatormodul 621 und der Additionsverteiler 625 arbeiten auf dieselbe Weise wie zuvor mit Bezug auf 1 beschrienen wurde, um das Nullfolge-Spannungssignal (Vsn) 626 zu erzeugen. Das Nullfolge-Spannungs-Abtastmodul 628 erhält das Nullfolge-Spannungssignal (Vsn) 626 und tastet das Nullfolge-Spannungssignal (Vsn) 626 sequentiell ab, gemäß einer Testvektorsequenz- oder folge von dem Nullfolge-Spannungssignal (Vsn) 626, um drei sequentiell abgetastete Dreiphasen-Nullfolge-Spannungssignale (VA_sn...VC_sn) 631–633 zu erzeugen. Das Nullfolge-Spannungs-Abtastmodul 628 tastet die Nullfolge-Spannung (Vsn) ab, gemäß einer eingespeisten Sequenz oder Folge, um die Abtastung mit dem eingespeisten Testpulsvektor auszurichten und erzeugt Dreiphasen-Nullfolge-Spannungssignale (VA_sn...VC_sn) 631–633 für jede der drei, welche dann zu einem Dreiphase-zu-Zweiphase-Wandlermodul 642 geleitet werden, für die Dreiphasen zu Zweiphasen Umwandlung oder Konvertierung, wie unten beschrieben wird. Ein Testpuls triggert das Nullfolge-Spannungs-Abtastmodul 628 zum Abtasten des Nullfolge-Spannungssignals (Vsn) 626 und um Nullfolge-Spannungssignale (VA_sn...VC_sn) 631–633 zu erzeugen, die mit der bestimmten PWM-Periode korrespondieren, von der der Testvektor stammt. Die drei sequentiell abgetasteten Dreiphasen-Nullfolge-Spannungssignale (VA_sn...VC_sn) 631–633 werden jedes PWM-Periodendrittel aktualisiert. Zum Beispiel in 7B wird während der ersten Periode eine Abtastung VA_sn 631 an dem Ende von V4 vorgenommen. Während der nächsten Periode wird eine andere Abtastung von VB_sn 632 an dem Ende des V6 Testvektors vorgenommen und so weiter. Als solches ist die Abtastrate von drei sequentiell abgetasteten Dreiphasen-Nullfolgespannungssignalen (VA_sn...VC_sn) 631–633 üblicherweise 1/3 der Abtastrate des Rests der Steuerungen (d. h. die Signale werden nur jedes PWM-Zyklusdrittel aktualisiert).
  • Um weiter zu erläutern wird der Motor 626 mit speziellen Testspannungspulsen angeregt, was weiter unten mit Bezug auf die 7A–9B detaillierter beschrieben wird. Eine Motorphase A, B oder C 120a–120c wird während jedes PWM Zyklus oder Periode getestet. Jede der drei Motorphasen A, B, C 120a–120c wird einmal in einer von drei fortlaufenden PWM Perioden getestet.
  • In einer Ausführungsform kann während des Testpulses das Nullfolge Spannungssignal (Vsn) 626 abgetastet werden mittels eines analog-zu-digital-Wandlers und ein Abtastmodul kann drei getrennte Nullfolgespannungssignale (VA_sn...VC_sn) 631–633 sequentiell abtasten. Jedes der drei sequentiell abgetasteten Dreiphasen-Nullfolgespannungssignale (VA_sn...VC_sn) 631–633 wird jedes PWM-Periodendrittel aktualisiert. In einer Implementierung oder Ausführung kann ein Mikroprozessor, welcher mit Taktsequenzen der Testpulse und Testvektoren programmiert ist, eine A-zu-D Abtastung zu einem geeigneten Zeitpunkt (zu dem Ende des Testvektors) festlegen. Die abgetasteten Daten werden dann einer geeigneten der Dreiphasen-Nullfolgespannungssignale (VA_sn...VC_sn) 631–633 zugeteilt, abhängig davon, bei welcher oder auf welcher Phase der Testvektor angeregt wurde.
  • Das Ausgabemodul 640 erhält drei abgetastete Dreiphasen-Nullfolgespannungen (VA_sn...VC_sn) 631–633 und erzeugt die am Ende abgeschätzte Rotorwinkelposition (θr_est) 650. Komponenten oder Module welche verwendet werden, um das Ausgabemodul 640 zu implementieren, weisen ein Dreiphasen-zu-Zweiphasen-Wandler- oder Konvertierungsmodul 642, eine Winkelberechnungsmodul 645, das einen Arcustangenswinkel berechnet, und ein Winkelskalierungsmodul 647 auf, das die Arcustangenswinkel-Ausgabe des Winkelberechnungsmoduls 645 skaliert gemäß einer Skalierungskonstanten (K).
  • Das Dreiphasen-zu-Zweiphasen-Wandlermodul 642 und das Winkelberechnungsmodul 645 arbeiten auf dieselbe Weise, wie zuvor mit Bezug auf 1 beschrieben wurde, um den Winkel des Vektors zu berechnen, der durch die Zweiphasen-Nullfolgespannungen (VAlpha_sn, VBeta_sn) 643, 644 dargestellt wird. Die Ausgabe 646 des Winkelberechnungsmoduls 645 ist ein Winkel der beobachteten oder nachverfolgten Motor-Salienz und ist proportional zu einer Winkelposition (θ^r) des Rotors. Das Winkelskalierungsmodul 647 erzeugt die letztlich abgeschätzte Rotorwinkelposition (θr_est) 650.
  • Erste Ausführungsform: Vorderkante (engl. leading edge) aktive Vektoren und Hinterkante (engl. trailling edge) aktive Vektoren
  • 7A ist eine Ansicht welche PWM-Wellenformen (Dia, Dib und Dic) zeigt, welche entgegen gesetzte oder komplementäre Testvektoren aufweisen, die verwenden werden gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung. Die Testpulse in 7A definieren ein Paar von komplementären oder entgegen gesetzten Testvektoren (V4/V1; V6/V3; V2/V5) in jedem PWM-Zyklus/Periode. 7B ist eine Ansicht die künstliche PWM-Wellenformen der modifizierten Schaltvektorsignale (Da*, Db* und Dc*) 209-1...209-3 zeigt, in einer sensorlosen Positionsabschätzungstechnik gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die modifizierten Schaltvektorsignale (Da*, Db* und Dc*) 209-1...209-3 werden als Gate- oder Gatterbefehle verwendet, um die Gates oder Gatter (Ga...Gf) der Schalter 182, 184, 186, 188, 190, 192 in dem Dreiphasen-Spannungsquellenwandler 110 zu betreiben. Wie in 4B, sind die PWM-Wellenformen in 7A und 7B korrespondierend zu Sektor (1) in 3; Jedoch ist anzumerken, dass im Gegensatz zu 4B drei PWM-Zyklen dargestellt sind (im Gegensatz zu dem einen PWM-Zyklus in 4B). Die PWM-Wellenformen für jeden der 5 anderen Sektoren sind ähnlich oder vergleichbar, aber aus Gründen der Kürze nicht dargestellt.
  • Wie in 7B dargestellt, weist der Satz von PWM-Wellenformen 209 auf ein erstes modifiziertes Schaltvektorsignal (Da*) 209-1 für Phase A (d. h. das das Schalten der Schalter in dem Wandler-Untermodul 115 steuert), ein zweites modifiziertes Schaltvektorsignal (Db*) 209-2 für Phase B (d. h. das das Schalten der Schalter in dem Wandler-Untermodul 117 steuert) und ein drittes modifiziertes Schaltvektorsignal (Dc*) 209-3 für Phase C (d. h. das das Schalten der Schalter in dem Wandler-Untermodul 119 steuert). Jedes Signal ist über drei aufeinander folgende PWM-Zyklen gezeigt. Die modifizierten Schaltvektorsignale (Da*, Db* und Dc*) 209-1...209-3 haben jeweils einen Wert (d. h. Amplitude), der sich zwischen einem hohen Wert (z. B. logische 1) und einem niedrigen Wert (z. B. logische 0) ändert, während oder „über den Ablauf von” den drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen. In dieser bestimmten Ausführung, ist die Anzahl der Übergänge durch die modifizierten Schaltvektorsignale (Da*, Db* und Dc*) 209-1...209-3 zwischen einem hohen Wert und einem niedrigen Wert über drei aufeinander folgende PWM-Zyklen acht (z. B. ist die Nummer von Übergängen durch das erste modifizierte Schaltvektorsignal (Da*) 209-1 zwischen einem hohen Wert und einem niedrigen Wert über drei aufeinander folgende PWM-Zyklen acht), aber im allgemeinen kann die Zahl der Übergänge größer als sechs Übergänge (wie in 4A) und kleiner als zwölf Übergänge (wie in 5B) sein. Im Vergleich zu den modifizierten Schaltvektorsignalen (Sa*, Sb* und Sc*) 109-1...109-3 dargestellt in 5B, unterschreiten die modifizierten Schaltvektorsignale (Da*, Db* und Dc*) 209-1...209-3, die in 7B dargestellt sind, einen Gesamtbetrag von vierundzwanzig (24) Schaltübergängen über die drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen oder Perioden, statt der sechsunddreißig (36) Übergänge. Dies ist eine deutliche Reduzierung der Anzahl an Übergängen, was Schaltverluste erheblich reduziert, wenn die Gates oder Gatter (Ga...Gf) von Schaltern 182, 184, 186, 188, 190, 192 in dem Dreiphasen-Spannungsquellenwandler 110 betrieben oder angetrieben werden.
  • Die verschiedenen Signale werden nun in größerem Detail beschrieben. Zu jeder bestimmten Zeit während der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen definiert der erste Wert (d. h. Amplitude) des ersten modifizierten Schaltvektorsignals (Da*) 209-1, der zweite Wert (d. h. Amplitude) des zweiten modifizierten Schaltvektorsignals (Db*) 209-2 und der dritte Wert (d. h. Amplitude) des dritten modifizierten Schaltvektorsignals (Dc*) 209-3 einen bestimmten Spannungsschaltvektor des Satzes von acht Spannungsschaltvektoren (V1...V7) 301...308, die oben mit Bezug auf die 3A und 3B beschrieben sind. Für die folgende Diskussion werden diese Spannungsschaltvektoren beschrieben als ein erster Null-Spannungsschaltvektor (V0) 308, ein zweiter Null-Spannungsschaltvektor (V07) 307 und sechs aktive Spannungsschaltvektoren (V1 bis V6) 301–306.
  • In der bestimmten Ausführung dargestellt in 7B definieren der erste Wert, der zweite Wert und der dritte Wert zusammen: den ersten Nullspannungsschaltvektor (V0) 308 an einem Anfangsabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen, den zweiten Nullspannungsschaltvektor (V7) 307 in einem Mittenabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen und den ersten Nullspannungsschaltvektor (V0) 308 an einem Endabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen. Wie oben beschrieben, ist der erste Nullspannungsschaltvektor (V0) 308 so definiert, wenn der erste Wert, der zweite Wert und der dritte Wert jeder einen niedrigen Wert (d. h. logische Null (0)) aufweisen, und der zweite Nullspannungsschaltvektor (V7) 307 so definiert, wenn der erste Wert, der zweite Wert und der dritte Wert jeder einen hohen Wert (d. h. logische Eins (01)) aufweisen, und ist fortlaufend in jedem PWM-Zyklus definiert ohne Zwischenvektoren (engl. intervening vectors). In oder bei jedem der modifizierten Schaltvektorsignale (Da*, Db* und Dc*) 209-1...209-3 die in 7B dargestellt sind, sind die aktiven Vektoren (angeordnet in den schraffierten Bereichen) linkerhand bzw. auf der linken Seite oder nahe der „Vorderkante” des Nullspannungsschaltvektors (V7) 307 angeordnet und die Testvektoren rechterhand bzw. auf der rechten Seite oder nahe der „Hinterkante” des Nullspannungsschaltvektors (V7) 307 angeordnet, wie nun unten erläutert wird.
  • Zum Beispiel sind in dem ersten PWM-Zyklus die künstlichen Wellenformen der modifizierten Schaltvektorsignale (Da*, Db* und Dc*) 209-1...209-3 zusammen als eine Folge oder Sequenz von Schaltvektoren definiert, die anfangen mit dem Nullspannungsschaltvektor (V0) 308, sich fortsetzten mit dem aktiven Spannungsschaltvektor (V1) (100) 301 und dem aktiven Spannungsschaltvektor (V2) 302 nahe der Vorderkante des Nullspannungsschaltvektors (V7) 307, gefolgt von dem Nullspannungsschaltvektor (V7) 307 in der Mitte oder dem Zentrum des PWM Zyklus oder Periode. Der aktive Spannungsschaltvektor (V1) (100) 301 weist eine Phase in einem hohen Zustand und der aktive Spannungsschaltvektor (V2) 302 weist zwei Phasen in einem hohen Zustand auf. Die Sequenz oder Folge von Vektoren ist dieselbe wie die PWM in 4A und 4B. Jedoch sind die aktiven Vektoren nicht länger getrennt, so dass sie nun zweimal so lang sind wie in 5B. Nach dem Nullspannungsschaltvektor (V7) 307, sind der erste Testvektor (V4) 304 und der zweite Testvektor (V1) (100) 301 an der Hinterkante des Nullspannungsschaltvektors (V7) 307 eingefügt oder angefügt. Insbesondere ist der erste Testvektor (V4) 304 mit zwei Phasen in dem hohen Zustand eingefügt oder angefügt gefolgt von dem komplementären Testvektor (V1) (100) 301 mit einer Phase in dem hohen Zustand. Die Sequenz oder Folge endet mit dem Nullspannungsschaltvektor (V0) 308, so dass der Rest der PWM-Periode mit dem Nullspannungsschaltvektor (V0) 308 gefüllt ist.
  • In der bestimmten Ausführungsform dargestellt in 7B kann jeder PWM-Zyklus in eine erste Hälfte des PWM-Zyklus und eine zweite Hälfte des PWM-Zyklus aufgeteilt sein. Wie dargestellt, definieren ferner zusammen innerhalb des ersten Werts, des zweiten Werts und des dritten Werts, einen ersten aktiven Spannungsschaltvektor (V1) 301 in der ersten Hälfte jedes PWM-Zyklus, einen zweiten aktiven Spannungsschaltvektor (V2) 302in der ersten Hälfte jedes PWM-Zyklus und folgend dem ersten aktiven Spannungsschaltvektor (V1) 301, einen ersten Testvektor (V4) 304 in der zweiten Hälfte jedes PWM-Zyklus und einen zweiten Testvektor (V1) 301 in der zweiten Hälfte jedes PWM-Zyklus und folgend dem ersten Testvektor (V4) 304. Der erste aktive Spannungsschaltvektor (V1) 301 und der zweite aktive Spannungsschaltvektor (V2) 302 sind definiert als zwischen dem ersten Nullspannungsschaltvektor (V0) 308, der definiert ist als an dem Anfangsabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen, und dem zweiten Nullspannungsschaltvektor (V7) 307, der definiert ist, als in dem Mittenabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen, ohne Zwischenvektoren, definiert zwischen dem ersten Nullspannungsschaltvektor (V0) 308, der definiert ist als am Anfangsabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen, und dem zweiten aktiven Spannungsschaltvektor (V7) 307, der definiert ist, als der Mittenabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen. Der zweite Testvektor (V1) 301 und der erste Testvektor (V4) 304 sind definiert als zwischen dem zweiten Nullspannungsschaltvektor (V7) 307 und dem ersten Nullspannungsschaltvektor (V0) 308, der definiert ist, als am Endabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen ohne Zwischenvektoren dazwischen, definiert zwischen dem zweiten Nullspannungsschaltvektor (V7) 307 und dem ersten Nullspannungsschaltvektor (V0) 308, der der definiert ist als am Endabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen.
  • Der zweite Testvektor (V1) 301 und der erste Testvektor (V4) 304 sind komplementär. Hier ist mit dem Begriff „komplementär” gemeint, dass Testvektoren immer gleich in der Dauer und entgegengesetzt in der Höhe sind, so dass beim Verbinden oder Zusammenfassen eines Paars von komplementärer Testvektoren, diese keine Auswirkung auf Spannungen haben, die durch das Wandlermodul 110 für die Maschine 120, die angetrieben wird, erzeugt werden. Im Gegensatz dazu sind „aktive” Spannungsschaltvektoren nicht komplementär und werden durch das Wandlermodul 110 verwendet, um Spannungen 125–127 zu erzeugen, die die damit gekoppelte Maschine antreiben. Auf der anderen Seite sind „Nullspannungs-”Schaltvektoren V7 und V0. In diesem Zusammenhang sind die aktiven Vektoren von einer sehr kurzen Dauer im Vergleich zu den „Nullspannungs-”Schaltvektoren für die Niedriggeschwindigkeitsbedingungen. Bei Niedriggeschwindigkeitsbedingungen (z. B. < 10% der Nenngeschwindigkeit) weisen der erste Nullspannungsschaltvektor (V0) 308 und der zweite Nullspannungsschaltvektor (V7) 307 jeder eine Dauer auf, die größer ist als die jedes der aktiven Spannungsschaltvektoren (V1 bis V6) 301–306 und jedes Testvektors.
  • In dieser bestimmten Ausführung gezeigt in 7A und 7B sind die Testvektoren nahe der Hinterkante des Nullspannungsschaltvektors (V7) 307 eingefügt oder angefügt; Jedoch können die Testvektoren überall in dem PWM-Zyklus eingefügt werden. Es kann jedoch vorteilhaft sein in einigen Fällen die Testvektoren entweder auf der linken Seite oder der rechten Seite der PWM-Periode einzufügen. In diesem Fall ist der Nullspannungsschaltvektor (V0) 308 nicht länger in zwei aufgeteilt. Zum Beispiel hat das Einfügen der Testvektoren an der Hinterkante des Nullspannungsschaltvektors (V7) 307 (d. h. auf der rechten Seite des PWM-Zyklus) und Anordnen des gesamten Nullspannungsschaltvektors (V0) 308 auf der linken Seite des PWM-Zyklus verschiedene Vorteile. Der Welligkeitsstrom (engl. ripple current) eingespeist in die Motorphase sollte idealerweise einen Mittelwert Null aufweisen (d. h. der Durchschnittsstrom ist abgetastet). Zum Beispiel, wenn der Testvektor (V1) eingespeist wird, erhöht dies den Strom in der Phase für die Zeitspanne in der er eingespeist wird und daher wird der Testvektor (V4) für dieselbe Zeitspanne oder Zeitdauer wie der Testvektor (V1) eingespeist, um den Strom herunter zu holen, so dass der resultierende Strom, eingespeist durch den Testvektor (V1) und den Testvektor (V4), Null ist. Bei niedrigen Geschwindigkeiten sind die aktiven Vektoren sehr kurz und der Nullvektor ist gleichmäßig aufgeteilt zwischen dem Nullspannungsschaltvektor (V0) 308 und dem Nullspannungsschaltvektor (V7) 307. Ein Anordnen der aktiven Vektoren zur Mitte des PWM-Zyklus hin wird zum Minimieren neigen und eine DC-Abweichung (engl. DC bias) wird zu dem Phasenstrom hinzugefügt, aufgrund der Welligkeit (engl. ripple). Außerdem wird es garantieren, dass eine Abtastung des Nullfolge-Spannungssignals (Vsn) 626 an derselben Stelle in jedem PWM-Zyklus auftritt.
  • In 7B ist das Nullfolge-Spannungssignals (Vsn) 626 durch das Abtastmodul 628 abgetastet an Abtastpunkten markiert durch Pfeile (VA_sn, VB_sn, ..., VC_sn) 631–633. In dieser bestimmten Ausführung ist der Abtastpunkt während des ersten Testvektors (V4) 304 folgend dem Nullspannungsschaltvektor (V7) 307 gezeigt. Das kann einige Vorteil bieten, sofern eine Geräuschempfindlichkeit betroffen ist. Jedoch kann das Nullfolge-Spannungssignal (Vsn) 626 durch das Abtastmodul 628 während jedes Testvektors 304, 301 (d. h. die Nullfolgespannung kann auch zwischen dem zweiten Testvektor 301 abgetastet werden) abgetastet werden, so lange das Zeichen oder Vorzeichen hierfür gezählt wird. Auch können die Messvektoren (VA_sn, VB_sn, ..., VC_sn) 631–633 die verwendet werden, um das Nullfolge Spannungssignal (Vsn) 626 abzutasten, irgendwo in dem PWM-Zyklus oder Periode vorgesehen werden (d. h. es hängt nicht von dem vorherigen Wandlerzustand ab). Abtasten an demselben Punkt innerhalb jeder PWM-Periode ist nicht wesentlich, da die Rotorbewegung innerhalb eines PWM-Zykluses vernachlässigbar ist, da die Rotorgeschwindigkeit gegenüber der PWM-Frequenz niedrig ist.
  • Zweite Ausführungsform: Hinterkante aktive Vektoren und Vorderkante Testvektoren
  • 8A ist eine Ansicht die PWM-Wellenformen (Dia, Dib und Dic) zeigt, welche komplementäre Testvektoren aufweisen, gemäß einer zweiten Ausführungsform der Erfindung. Die Testpulse in 8A definieren ein Paar von komplementären Testvektoren (V1/V4; V3/V6; V5/V2) in jedem der PWM-Zyklen/Perioden. 8B ist eine Ansicht die künstliche PWM-Wellenformen zeigt des modifizierten Schaltvektorsignals (Da*, Db* und Dc*) 209-1...209-3 in einer sensorlosen Positionsabschätzungstechnik gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die modifizierten Schaltvektorsignale (Da*, Db* und Dc*) 209-1...209-3 werden verwendet als Gate oder Gatter-Befehle um die Gates oder Gatter (Ga...Gf) der Schalter 182, 184, 186, 188, 190, 192 in dem Dreiphasen-Spannungsquellenwandler 110 zu betreiben oder anzutreiben. Wie in 4B, sind die PWM-Wellenformen in 8A und 8B diejenigen die zu Sektor (1) in 3 korrespondieren; Jedoch ist im Gegensatz zu 4B anzumerken, dass drei PWM-Zyklen dargestellt sind (im Gegensatz zu dem einen PWM-Zyklus in 4B). Die PWM-Wellenformen für jeden der 5 anderen Sektoren sind vergleichbar aber aus Gründen der Kürze nicht dargestellt.
  • In der Ausführungsform dargestellt in 8B, definieren der erste Wert, der zweite Wert und der dritte Wert zusammen einen ersten Testvektor (V1) 301 in der ersten Hälfte jedes PWM-Zyklus und gefolgt von einem zweiten Testvektor (V4) 304, der auch in der ersten Hälfte jedes PWM-Zyklus angeordnet ist, einen ersten aktiven Spannungsschaltvektor (V1) 301 in der zweiten Hälfte jedes PWM-Zyklus und einen zweiten aktiven Spannungsschaltvektor (V2) 302 in der zweiten Hälfte jedes PWM-Zyklus, gefolgt von dem ersten aktiven Spannungsschaltvektor (V1) 301. In den künstlichen Wellenformen der modifizierten Schaltvektorsignale (Da*, Db* und Dc*) 209-1...209-3, die in 8B dargestellt sind, werden die aktiven Vektoren (angeordnet in den schraffierten Bereichen) auf der rechten Seite oder nahe der „Hinterkante” des Nullspannungsschaltvektors (V7) 307 angeordnet, und die Testvektoren auf der linken Seite oder nahe der „Vorderkante” des Nullspannungsschaltvektors (V7) 307 angeordnet.
  • Der erste Testvektor (V1) 301 und der zweite Testvektor (V4) 304 sind definiert als zwischen dem ersten Nullspannungsschaltvektor (V0) 308 (der definiert ist als an dem Anfangsabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen) und dem zweiten Nullspannungsschaltvektor (V7) 307 (der definiert ist als in dem Mitten- oder Mittelabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen), ohne irgendwelche anderen Zwischenvektoren, definiert zwischen dem ersten Nullspannungsschaltvektor (V0) 308, der definiert ist als an dem Anfangsabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen und dem zweiten Nullspannungsschaltvektor (V7) 307, der definiert ist als in dem Mittelabschnitt der drei fortlaufenden PWM-Zyklen. Der erste aktive Spannungsschaltvektor (V1) 301 und der zweite aktive Spannungsschaltvektor (V2) 302 sind definiert als zwischen dem zweiten Nullspannungsschaltvektor (V7) 307 und dem ersten Nullspannungsschaltvektor (V0) 308, der als an dem Endabschnitt definiert ist jedes der drei fortlaufenden PWM-Zyklen.
  • Zum Beispiel sind in dem ersten PWM-Zyklus die modifizierten PWM-Wellenformen der modifizierten Schaltvektorsignale (Da*, Db* und Dc*) 209-1...209-3 insgesamt definiert als eine Kombination von Schaltvektoren, die anfangen mit dem Nullspannungsschaltvektor (V0) 308, und fortgesetzt werden mit dem ersten Testvektor (V1) (100) 301 und dem zweiten Testvektor (V4) (011) 304, welcher an oder nahe der Vorderkante des Nullspannungsschaltvektors (V7) 307 eingefügt ist. Insbesondere ist der Testvektor (V1) (100) 301 mit einer Phase in dem hohen Zustand eingefügt, gefolgt von dem komplementären zweiten Testvektor (V4) 304 mit zwei Phasen in dem hohen Zustand. Den Testvektoren folgend ist der Nullspannungsschaltvektor (V7) 307 in der Mitte des PWM-Zyklus oder Periode eingefügt, gefolgt von dem aktiven Spannungsschaltvektor (V2) 302 (welche zwei Phasen in einem hohen Zustand enthält) an oder nahe der Vorderkante des Nullspannungsschaltvektors (V7) 301 und dem aktiven Spannungsschaltvektor (V1) (100) 301 (enthält eine Phase in einem hohen Zustand). Die Sequenzen enden mit dem Nullspannungsschaltvektor (V0) 308, so dass der restliche Teil der PWM-Periode mit dem Nullspannungsschaltvektor (V0) 308 gefüllt ist.
  • Wie in 7B, machen die modifizierten Schaltvektorsignale (Da*, Db* und Dc*) 209-1...209-3, die in 8B dargestellt sind, insgesamt vierundzwanzig (24) Schaltübergänge über die drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen oder Perioden durch, statt der sechsunddreißig (36) Übergänge, wie das bei den modifizierte Schaltvektorsignalen (Sa*, Sb*, Sc*) 109-1...109-3, dargestellt in 5B, der Fall ist. Diese erhebliche Reduzierung in der Anzahl an Übergängen reduziert deutlich Schaltverluste, wenn die Gates oder Gatter (Ga...Gf) der Schalter 182, 184, 186, 188, 190, 192 in dem Dreiphasen-Spannungsquellenwandler 110 betätigt werden.
  • In 8B ist das Nullfolgespannungssignal (Vsn) 626 abgetastet durch das Abtastmodul 628 das Punkte abtastet, die durch die Pfeile (VA_sn, VB_sn und VC_sn) 631–633 markiert sind. In dieser bestimmten Ausführung ist der Abtastpunkt gezeigt während des ersten Testvektors (V1) 301 an der Vorderkante des Nullspannungsschaltvektors (V7) 307. Das kann einige Vorteile bieten sofern eine Geräuschempfindlichkeit betroffen ist. Jedoch, wie oben ausgeführt, kann das Nullfolgespannungssignal (Vsn) 626 abgetastet werden durch das Abtastmodul 628 während eines der Testvektoren 301, 304 (d. h. das Nullfolgespannungssignal kann abgetastet werden ebenso während des zweiten Testvektors 304)), so lange das Zeichen oder Vorzeichen hierfür berücksichtigt wird. Wie oben ausgeführt können die Messvektoren (VA_sn, VB_sn und VC_sn) 631–633, die verwendet werden, um das Nullfolgespannungssignal (Vsn) 626 abzutasten, irgendwo in dem PWM-Zyklus oder Periode (d. h. es hängt nicht von dem vorhergehenden Wandlerzustand ab) angeordnet werden. Das Abtasten an demselben Abtastpunkt innerhalb jedes PWM-Zyklus ist nicht wesentlich, da die Rotorbewegung innerhalb eines PWM-Zyklus unerheblich ist, da die Rotorgeschwindigkeit niedrig ist gegenüber der PWM-Frequenz.
  • Die PWM-Schemas der ersten Ausführungsform (7A und 7B) und der zweiten Ausführungsform (8A und 8B) können (um 66%) die Anzahl an Schaltübergängen und Schaltverluste beträchtlich reduzieren, im Vergleich zu herkömmlichen, sensorlosen Positionsabschätzungstechniken, welche PWM-Wellenformen verwenden, wie in 5B dargestellt. Eine zusätzliche Reduzierung der Anzahl an Schaltübergängen (und Gesamtschaltverlusten) ist möglich, durch das Verwenden von aktiven Vektoren in einem der drei PWM-Zyklen als einen der Testvektoren, wie nun mit Bezug auf die 9A und 9B beschrieben wird.
  • Dritte Ausführungsform: Verwenden eines aktiven Vektors in einem der PWM-Zyklen als einen der Testvektoren
  • 9A ist eine Ansicht die PWM-Wellenformen (Dia, Dib und Dic) zeigt, welche komplementäre Testvektoren aufweisen, gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Testpulse in 9A definieren ein Paar von komplementären Testvektoren (V1/V4; V6/V3; V2/V5) in jedem PWM-Zyklus/Periode. 9B ist eine Ansicht die künstliche PWM-Wellenformen der modifizierten Schaltvektorsignale (Da*, Db* und Dc*) 209-1...209-3 in einer sensorlosen Positionsabschätzungstechnik zeigt, gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die modifizierten Schaltvektorsignale (Da*, Db* und Dc*) 209-1...209-3 werden als Gate- oder Gatter-Befehle verwendet, um die Gates oder Gatter (Ga...Gc) der Schalter 182, 184, 186, 188, 190, 192 in dem Dreiphasen-Spannungsquellenwandler 110 zu betätigen. Wie in 4B, entsprechen die PWM-Wellenformen in 9A und 9B Sektor (1) in 3; Jedoch im Gegensatz zu 4B ist anzumerken, dass drei PWM-Zyklen dargestellt sind (im Gegensatz zu einem PWM-Zyklus in 4B). Die PWM-Wellenformen für jeden der 5 anderen Sektoren sind vergleichbar oder ähnlich und aus Gründen der Kürze nicht dargestellt.
  • Wie in der ersten Ausführungsform sind in den künstlichen PWM-Wellenformen der modifizierten Schaltvektorsignale (Da*, Db* und Dc*) 209-1...209-3, die in 9B dargestellt sind, die aktiven Vektoren (angeordnet in den schraffierten Bereichen) auf der linken Seite oder nahe der „Vorderkante” des Nullspannungsschaltvektors (V7) 307 angeordnet. In der bestimmten Ausführung dargestellt in 9B definieren der erste Wert, der zweite Wert und der dritte Wert insgesamt: einen ersten aktiven Spannungsschaltvektor (V1) 301 in der ersten Hälfte jedes PWM-Zyklus, und einen zweiten aktiven Spannungsschaltvektor (V2) 302 in der ersten Hälfte jedes-PWM Zyklus und dem ersten aktiven Spannungsschaltvektor (V1) 301 folgend.
  • Zum Beispiel fängt in dem ersten PWM-Zyklus für Phase A der Nullspannungsschaltvektor (V0) 308 an, fortgesetzt von dem aktiven Spannungsschaltvektor (V1) (100) 301 und dem aktiven Spannungsschaltvektor (V2) 302 an oder nahe der Vorderkante des Nullspannungsschaltvektors (V7) 307, gefolgt durch den Nullspannungsschaltvektor (V7) 307 in der Mitte des PWM-Zyklus oder Periode. Der aktive Spannungsschaltvektor (V1) (100) 301 weist eine Phase in dem hohen Zustand auf und der aktive Spannungsschaltvektor (V2) 302 weist zwei Phasen in dem hohen Zustand auf. In dieser bestimmten Ausführung sind der erste aktive Spannungsschaltvektor (V1) (100) 301 und der zweite aktive Spannungsschaltvektor (V2) 302 definiert als zwischen dem ersten Nullspannungsschaltvektor (V0) 308 (der definiert ist als an dem Anfangsabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen) und dem zweiten Nullspannungsschaltvektor (V7) 307 (der definiert ist als in dem Mittelabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen), ohne irgendwelche anderen Zwischenvektoren, definiert zwischen dem ersten Nullspannungsschaltvektor (V0) 308 (der definiert ist, als an dem Anfangsabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen) und dem zweiten Nullspannungsschaltvektor (V7) 307 (der definiert ist, als in dem Mittelabschnitt der drei fortlaufenden PWM-Zyklen).
  • Jedoch kann in dieser Ausführungsform der komplementäre Testvektor in dem ersten PWM-Zyklus weggelassen werden. In diesem Zyklus kann der aktive Spannungsschaltvektor (V1) (100) 301 auch als Testvektor verwendet werden, um zwei zusätzliche Schaltübergänge weglassen zu können. In dem Fall, in welchem der aktive Spannungsschaltvektor (V1) (100) 301 ausreichend lang ist, um eine rauschfreie Nullfolge-Spannungsabtastung bereitzustellen, kann der gegebene aktive Spannungsschaltvektor (V1) (100) 301 verwendet werden, ohne Modifikation, so dass kein komplementärer Testvektor benötigt wird. In dem Fall, dass der aktive Vektor nicht ausreichend lang genug ist für Nullfolge-Spannungsmessungszwecke, kann der aktive Vektor wie benötigt verlängert werden. In dieser Situation kann der weggelassene Vektor an die gegenüberliegende Seite des Nullspannungsschaltvektors (V7) 307 angehängt werden, ohne dass irgendwelche zusätzlichen Schaltverluste auftreten.
  • Nachdem Nullspannungsschaltvektor (V7) 307 wird der erste Testvektor (V4) 304 an der Hinterkante des Nullspannungsschaltvektors (V7) 307 angehängt. In dieser Ausführungsform wird nur der erste Testvektor (V4) 304 mit zwei Phasen in dem hohen Zustand angefügt, ohne Anfügen des komplementären Testvektor-Vektors (V1) (100) 301.
  • Der erste Testvektor (V4) 304 ist definiert als zwischen dem zweiten Nullspannungsschaltvektor (V7) 307 (der definiert ist als in dem Mittel- oder Mittenabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen) und dem ersten Nullspannungsschaltvektor (V0) 308 (der definiert ist, als an dem Endabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen). Der erste Wert, der zweite Wert und der dritte Wert definieren insgesamt den ersten Testvektor (V4) 394 zwischen dem zweiten Nullspannungsschaltvektor (V7) 307 (der definiert ist als in dem Mittelabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen) und dem ersten Nullspannungsschaltvektor (V0) 308 (der definiert ist, als an dem Endabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen), ohne irgendwelche anderen Zwischenvektoren, definiert zwischen dem zweiten Nullspannungsschaltvektor (V7) 307 und dem ersten Nullspannungsschaltvektor (V0) 308, der definiert ist, als an dem Endabschnitt jedes der drei fortlaufenden PWM-Zyklen.
  • Im Vergleich zu den modifizierten Schaltvektorsignalen (Sa*, Sb* und Sc*) 109-1...109-3 dargestellt in 5B, machen die modifizierten Schaltvektorsignale (Da*, Db* und Dc*) 209-1...209-3, die in 9B dargestellt sind, insgesamt zweiundzwanzig (22) Schaltübergänge über die drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen oder Perioden durch, statt sechsunddreißig (36) Übergängen, ferner wird die Zahl an Übergängen und Schaltverlusten reduziert, wenn die Gates (Ga...Gf) der Schalter 182, 184, 186, 188, 190, 192 in dem Dreiphasen-Spannungsquellenwandler 110 betätigt werden.
  • In 9B ist das Nullfolgespannungssignal (Vsn) 626 abgetastet durch das Abtastmodul 628 an den Abtastpunkten, die durch die Pfeile (VA_sn, VB_sn und VC_sn) 631–633 markiert sind. In dieser bestimmten Ausführung sind die Abtastpunkte während des aktiven Spannungsschaltvektors (V1) (100) 301 an der Vorderkante des Nullspannungsschaltvektors (V7) 307 gezeigt.
  • Obwohl 9A und 9B die Technik zeigen des Verwendens von aktiven Vektoren als ein Testvektor, wie angewendet in der ersten Ausführungsform (voraus laufende oder führende aktive Vektoren wie in 7A und 7B gezeigt) ist anzumerken, dass ähnliche oder vergleichbare PWM-Wellenformen für die zweite Ausführungsform (nachlaufende aktive Vektoren wie in 8A und 8B gezeigt) erhalten werden können. In jedem Fall können zwei Schaltübergänge während der drei PWM-Zyklen weggelassen werden. Mit dieser Verbesserung können zusätzliche Schaltverluste um 78% reduziert werden, im Vergleich zu herkömmlichen, sensorlosen Positionsabschätzungstechniken, welche PWM-Wellenformen verwenden, wie in 5B gezeigt.
  • Zusammenfassung
  • Tabelle 1 fasst die Anzahl von Schaltübergängen zusammen, welche normiert sind gemäß der Standard räumlichen-Vektor- oder Space-Vector-PWM (engl. standard space vector PWM) ohne Testvektoren, wie in 4A dargestellt. Die herkömmliche sensorlose Positionsabschätzungstechnik, welche PWM-Wellenformen verwendet, wie in 5B gezeigt, weist die doppelte Anzahl an Schaltübergängen auf, verglichen mit einer Standard räumlichen-Vektor-PWM ohne Testvektoren. Das kann zu erheblichen Schaltverlusten führen und die Phasenstromleistungsfähigkeit begrenzen, wenn die herkömmlichen PWM-Wellenformen für eine sensorlose Positionsabschätzung verwendet werden (5B).
    Standard SVPWM Wellenform (Fig. 4A) Standard PWM Wellenform mit Testpulsen (Fig. 5B) Erste Ausführungsform (Fig. 7B) Zweite Ausführungsform (Fig. 8B) Dritte Ausführungsform (Fig. 9B)
    Normierte Anzahl von Übergängen pro 3 PWM Zyklen 1.0 2.0 1.33 1.33 1.22
    Tabelle 1
  • Im Gegensatz dazu können die erste Ausführungsform (7A und 7B) und die zweite Ausführungsform (8A und 8B) die Anzahl von Schaltübergängen erheblich reduzieren, im Vergleich zu der herkömmlichen Positionsabschätzungstechnik, welche PWM-Wellenformen verwendet, wie in 5B dargestellt. Die Anzahl von Schaltübergängen kann sogar noch weiter reduziert werden, durch die Verwendung des aktiven Vektors als einer der Testvektoren in der dritten Ausführungsform (9A und 9B). Als solches können die offenbarten Ausführungsformen Schaltverluste deutlich reduzieren.
  • Diejenigen Durchschnittsfachleute werden ferner verstehen, dass verschiedene dargestellte logische Blöcke, Module, Schaltungen und Algorithmusschritte, die in Verbindung mit den hierin offenbarten Ausführungsformen beschrieben wurden, als elektronische Hardware, Computersoftware oder einer Kombinationen aus beidem implementiert werden können. Einige Ausführungsformen und Implementierungen sind mit Begriffen funktioneller und/oder logischer Blockkomponenten (oder Modulen) und verschiedenen Verfahrensschritten beschrieben. Es ist jedoch so zu verstehen, dass solche Blockkomponenten (oder Module) durch jede Anzahl von Hardware, Software und/oder Firmware-Komponenten realisiert werden können, konfiguriert um die näher beschriebenen Funktionen auszuführen. Um die Austauschbarkeit von Hardware und Software darzustellen, wurden viele Komponenten, Blöcke, Module, Schaltungen und Schritte zuvor oben mit allgemeinen Begriffen bezüglich ihrer Funktionsweise beschrieben. Ob eine solche Funktionsweise als Hardware oder Software implementiert wird, hängt von den besonderen Anwendungen und Gestaltungsvorgaben ab, die für das Gesamtsystem erhoben werden. Durchschnittsfachleute können die beschriebene Funktionsweise auf verschiedenen Wegen für jede bestimmte Anwendung implementieren, wobei solche Implementierungsentscheidungen nicht aufzufassen sind als eine Abweichung von dem Schutzumfang der vorliegenden Erfindung. Zum Beispiel kann eine Ausführungsform eines Systems oder einer Komponente verschiedene integrierte Schaltungskomponenten einsetzten, z. B.
  • Speicherelemente, digitale Signalverarbeitungselemente, Logikelemente, Nachschlagetabellen oder dergleichen, welche eine Vielzahl von Funktionen ausführen, unter der Steuerung einer oder mehrere Mikroprozessoren oder anderer Steuervorrichtungen. Zusätzlich versteht der Durchschnittsfachmann, dass hierin beschriebene Ausführungsformen lediglich beispielhafte Implementierungen oder Ausführungen sind.
  • Die Vielzahl hierin dargestellter logischer Blöcke, Module und Schaltungen in Verbindung mit den hier beschriebenen offenbarten Ausführungsformen, können implementiert oder durchgeführt werden mit einem Mehrzweck-Prozessor (engl. general purpose processor), einem Digital-Signalprozessor (DSP), einer anwendungsspezifischen integrierten Schaltung (ASIC), einem feldprogrammierbaren Gate-Array (FPGA) oder anderen programmierbaren Logikvorrichtungen, einer diskreten Gate- oder Transistor-Logik, diskreten Hardware-Komponenten oder irgendwelchen Kombinationen davon, ausgebildet, um die hierin beschriebenen Funktionen durchzuführen. Ein Universal- oder Mehrzweckprozessor kann ein Mikroprozessor sein, aber alternativ kann der Prozessor auch jeder andere herkömmliche Prozessor, Steuerung, Mikrosteuerung oder Zustandsmaschine sein. Ein Prozessor kann eine Kombination von Rechenvorrichtungen sein, z. B. eine Kombination eines DSP und eines Mikroprozessors, einer Vielzahl von Mikroprozessoren, einer oder mehrerer Mikroprozessoren in Verbindung mit einem DSP-Kern oder irgendeine andere Anordnung davon. Das Wort „beispielhaft” wird hierin ausschließlich verwendet mit der Bedeutung „als ein Beispiel, Fall oder Darstellung dienend”. Irgendeine Ausführungsform hierin beschrieben als „beispielhaft” ist nicht notwendigerweise als bevorzugt oder vorteilhaft gegenüber anderen Ausführungsformen anzusehen.
  • Die Schritte eines Verfahrens oder eines Algorithmus, beschrieben in Verbindung mit den hier offenbarten Ausführungsformen, können direkt in Hardware enthalten sein oder in einem Software-Modul ausgeführt werden durch einen Prozessor oder als eine Kombination der beiden enthalten sein. Ein Softwaremodul kann sich in einem RAM Speicher, einem Flash-Speicher, einem ROM Speicher, einem EPROM Speicher, einem EEPROM Speicher, Registern, einer Festplatte, einer Wechselfestplatte, einer CD-ROM oder in jeder anderen Form von bekanntem Speichermedium befinden. Ein beispielhaftes Speichermedium kann integral mit dem Prozessor sein. Der Prozessor und das Speichermedium können sich in einem ASIC befinden. Das ASIC kann sich in einer Benutzerstation befinden. In einer Alternative können sich der Prozessor und das Speichermedium in diskreten Komponenten in einer Benutzerstation befinden.
  • In diesem Dokument werden Relationsbegriffe, wie erstes und zweites und der gleichen, lediglich verwendet, um eine Einheit oder Aktion von einer anderen Einheit oder Aktion zu unterscheiden, ohne irgendein tatsächliches solches Verhältnis oder eine Folge zwischen solchen Einheiten oder Aktionen notwendigerweise zu benötigen oder zu implizieren. Numerische Ordnungen wie z. B. „erstens”, „zweitens”, „drittens usw. bezeichnen lediglich verschiedene Einzelne einer Vielzahl und implizieren keine Folge oder Abfolge, außer besonders definiert in der Anspruchssprache. Die Abfolge des Textes in irgendeinem Anspruch impliziert nicht, dass die Prozessschritte in einer zeitlichen oder logischen Folge gemäß dieser Abfolge durchgeführt werden müssen, außer es ist besonders definiert durch die Sprache der Ansprüche. Die Prozess- oder Verfahrensschritte können in irgendeiner Folge gegeneinander ausgetauscht werden, ohne von dem Schutzumfang der Erfindung abzuweichen, so lange ein Austausch nicht im Widerspruch zu der Anspruchssprache steht und nicht unlogisch ist.
  • Ferner implizieren Wörter wie „verbunden” oder „gekoppelt”, die abhängig von dem Kontext verwendet werden, um das Verhältnis zwischen verschiedenen Elementen zu beschreiben, nicht, dass eine direkte physische Verbindung zwischen diesen Elementen hergestellt werden muss. Zum Beispiel können zwei Elemente miteinander physisch, elektronisch oder logisch, oder in jeder anderen Art durch ein oder mehrere zusätzliche Elemente verbunden sein.
  • Während mindestens ein Ausführungsbeispiel in der vorgenannten detaillierten Beschreibung dargestellt wurde, soll davon ausgegangen werden, dass eine Vielzahl von Variationen existieren. Es soll davon ausgegangen werden, dass das Ausführungsbeispiel oder die Ausführungsbeispiele nur Beispiele sind und nicht dazu gedacht sind den Schutzumfang, die Anwendbarkeit oder den Aufbau der Erfindung in irgendeiner Weise zu beschränken. Mehr noch will die vorgenannte detaillierte Beschreibung dem Fachmann einen geeigneten Fahrplan bzw. Plan zum Implementieren des Ausführungsbeispiels oder der Ausführungsbeispiele bereitstellen. Es soll so verstanden werden, dass verschiedene Änderungen in der Funktion und in der Anordnung der Elemente durchgeführt werden können, ohne von dem Schutzumfang der Erfindung, wie in den beigefügten Ansprüchen und den rechtlichen Äquivalenten davon, abzuweichen.
  • WEITERE AUSFÜHRUNGSFORMEN
    • 1. Ein vektorgesteuertes Motorantriebssystem aufweisend: ein Testvektor-und-Arbeits- oder Betriebszyklus-Generatormodul ausgebildet, um einen Satz von Dreiphasen-Spannungsbefehlsignalen zu erhalten und ausgebildet, um einen Satz von pulsweitenmodulierten (PWM) Wellenformen zu erzeugen, wobei der Satz von PWM-Wellenformen aufweist: ein erstes modifiziertes Schaltvektorsignal für eine erste Motorphase, das mindestens zwei Testpulse über drei aufeinander folgende PWM-Zyklen aufweist, wobei das erste modifizierte Schaltvektorsignal einen ersten Amplitudenwert aufweist, der sich zwischen einem hohen Amplitudenwert und einem niedrigen Amplitudenwert während der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen ändert, und wobei eine Zahl von Übergängen, durch das erste modifizierte Schaltvektorsignal zwischen dem niedrigen Amplitudenwert und dem hohen Amplitudenwert über die drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen, größer als sechs und kleiner als zwölf ist.
    • 2. Ein vektorgesteuertes Motorantriebssystem nach Ausführungsform 1, wobei der Satz von PWM-Wellenformen ferner aufweist: ein zweites modifiziertes Schaltvektorsignal für eine zweite Motorphase, das mindestens zwei Testpulse über die drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen aufweist, wobei das zweite modifizierte Schaltvektorsignal einen zweiten Amplitudenwert aufweist, der sich zwischen dem hohen Amplitudenwert und dem niedrigen Amplitudenwert während der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen ändert, und wobei eine Zahl von Übergängen, durch das zweite modifizierte Schaltvektorsignal zwischen dem niedrigen Amplitudenwert und dem hohen Amplitudenwert über die drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen, größer als sechs und kleiner als zwölf ist; und ein drittes modifiziertes Schaltvektorsignal für eine dritte Motorphase, das mindestens zwei Testpulse über die drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen aufweist, wobei das dritte modifizierte Schaltvektorsignal einen dritten Amplitudenwert aufweist, der sich zwischen dem hohen Amplitudenwert und dem niedrigen Amplitudenwert während der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen ändert, und wobei eine Zahl von Übergängen, durch das dritte modifizierte Schaltvektorsignal zwischen dem niedrigen Amplitudenwert und dem hohen Amplitudenwert über die drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen, größer als sechs und kleiner als zwölf ist.
    • 3. Ein vektorgesteuertes Motorantriebssystem nach Ausführungsform 2, wobei zu jeder bestimmten Zeit während der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen der erste Amplitudenwert, der zweite Amplitudenwert und der dritte Amplitudenwert, einen bestimmten Spannungsschaltvektor definieren eines Satzes von acht Spannungsschaltvektoren, aufweisend einen ersten Nullspannungsschaltvektor, einen zweiten Nullspannungsschaltvektor und sechs aktive Spannungsschaltvektoren, und wobei der erste Amplitudenwert, der zweite Amplitudenwert und der dritte Amplitudenwert insgesamt definieren: den ersten Nullspannungsschaltvektor an einem Anfangsabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen, wobei der erste Nullspannungsschaltvektor definiert ist, wenn der erste Amplitudenwert, der zweite Amplitudenwert und der dritte Amplitudenwert jeder niedrige Amplitudenwerte aufweisen; den zweiten Nullspannungsschaltvektor in einem Mittelabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen, wobei der zweite Nullspannungsschaltvektor definiert ist, wenn der erste Amplitudenwert, der zweite Amplitudenwert und der dritte Amplitudenwert jeder hohe Amplitudenwerte aufweisen, und wobei der zweite Nullspannungsschaltvektor als fortlaufend definiert ist in jedem PWM-Zyklus ohne Zwischenvektoren; und der erste Nullspannungsschaltvektor an einem Endabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen,
    • 4. Ein vektorgesteuertes Motorantriebssystem nach Ausführungsform 3, wobei der erste Nullspannungsschaltvektor und der zweite Nullspannungsschaltvektor jeder eine Dauer aufweisen, die größer ist als die jedes der Testvektoren.
    • 5. Ein vektorgesteuertes Motorantriebssystem nach Ausführungsform 3, wobei jeder PWM-Zyklus eine erste Hälfte des PWM-Zyklus und eine zweite Hälfte des PWM-Zyklus aufweist oder umfasst, und wobei innerhalb des ersten Amplitudenwerts, des zweiten Amplitudenwerts und des dritten Amplitudenwerts insgesamt definiert ist: ein erster aktiver Spannungsschaltvektor in der ersten Hälfte jedes PWM-Zyklus; ein zweiter aktiver Spannungsschaltvektor in der ersten Hälfte jedes PWM-Zyklus und dem ersten aktiven Spannungsschaltvektor folgend; ein erster Testvektor in der zweiten Hälfte jedes PWM-Zyklus; und ein zweiter Testvektor in der zweiten Hälfte jedes PWM-Zyklus und dem ersten Testvektor folgend, wobei der zweite Testvektor und der erste Testvektor komplementär sind.
    • 6. Ein vektorgesteuertes Motorantriebssystem nach Ausführungsform 5, wobei der erste Testvektor und der zweite Testvektor als zwischen dem zweiten Nullspannungsschaltvektor und dem ersten Nullspannungsschaltvektor definiert sind, der an dem Endabschnitt jeder der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen definiert ist, ohne andre Zwischenvektoren, definiert zwischen dem zweiten Nullspannungsschaltvektor und dem ersten Nullspannungsschaltvektor, der als an dem Endabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen definiert ist.
    • 7. Ein vektorgesteuertes Motorantriebssystem nach Ausführungsform 6, wobei der erste aktive Spannungsschaltvektor und der zweite aktive Spannungsschaltvektor definiert sind als zwischen dem ersten Nullspannungsschaltvektor, der definiert ist als an einem Anfangsabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen, und dem zweiten Nullspannungsschaltvektor, der definiert ist als in einem Mittelabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen ohne andere Zwischenvektoren, definiert zwischen dem ersten Nullspannungsschaltvektor, der definiert ist als an dem Anfangsabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen, und dem zweiten Nullspannungsschaltvektor, der definiert ist als in dem Mittelabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen.
    • 8. Ein vektorgesteuertes Motorantriebssystem nach Ausführungsform 3, wobei jeder PWM-Zyklus eine erste Hälfte des PWM-Zyklus und eine zweite Hälfte des PWM-Zyklus aufweist oder umfasst, und wobei der erste Amplitudenwert, der zweite Amplitudenwert und der dritte Amplitudenwert ferner insgesamt definieren: einen ersten aktiven Spannungsschaltvektor in der ersten Hälfte jedes PWM-Zyklus; einen zweiten aktiven Spannungsschaltvektor in der ersten Hälfte jedes PWM-Zyklus und dem ersten aktiven Spannungsschaltvektor folgend; und einen ersten Testvektor definiert zwischen dem zweiten Nullspannungsschaltvektor, der definiert ist als in dem Mittelabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen, und dem ersten Nullspannungsschaltvektor, der definiert ist als an dem Endabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen ohne andere Zwischenvektoren, definiert zwischen dem zweiten Nullspannungsschaltvektor und dem ersten Nullspannungsschaltvektor, der definiert ist als an dem Endabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen.
    • 9. Ein vektorgesteuertes Motorantriebssystem nach Ausführungsform 8, wobei der erste aktive Spannungsschaltvektor und der zweite aktive Spannungsschaltvektor definiert sind als zwischen dem ersten Nullspannungsschaltvektor, der definiert ist als an dem Anfangsabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen, und dem zweiten Nullspannungsschaltvektor, der definiert ist als in dem Mittelabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen ohne andere Zwischenvektoren, definiert zwischen dem ersten Nullspannungsschaltvektor, der definiert ist als an dem Anfangsabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen, und dem zweiten Nullspannungsschaltvektor, der definiert ist als in dem Mittelabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen.
    • 10. Ein vektorgesteuertes Motorantriebssystem nach Ausführungsform 3, wobei jeder PWM-Zyklus eine erste Hälfte des PWM Zyklus und eine zweite Hälfte des PWM-Zyklus aufweist oder umfasst, und wobei der erste Amplitudenwert, der zweite Amplitudenwert und der dritte Amplitudenwert ferner insgesamt definieren: einen ersten aktiven Spannungsschaltvektor in der zweiten Hälfte jedes PWM-Zyklus; einen zweiten aktiven Spannungsschaltvektor in der zweiten Hälfte jedes PWM-Zyklus und dem ersten aktiven Spannungsschaltvektor folgend, wobei der erste aktive Spannungsschaltvektor und der zweite aktive Spannungsschaltvektor definiert sind als zwischen dem zweiten Nullspannungsschaltvektor und dem ersten Nullspannungsschaltvektor, der definiert ist als an dem Endschnitt jeder der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen; einen ersten Testvektor in der ersten Hälfte jedes PWM-Zyklus und gefolgt von einem zweiten Testvektor in der ersten Hälfte jedes PWM-Zyklus, wobei der zweite Testvektor und der erste Testvektor komplementär sind.
    • 11. Ein vektorgesteuertes Motorantriebssystem nach Ausführungsform 10, wobei der erste Testvektor und der zweite Testvektor definiert sind als zwischen dem ersten Nullspannungsschaltvektor, der definiert ist als an dem Anfangsabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen, und dem zweiten Nullspannungsschaltvektor, der definiert ist als in dem Mittelabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen ohne andere Zwischenvektoren, definiert zwischen dem ersten Nullspannungsschaltvektor, der definiert ist als an dem Anfangsabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen, und dem zweiten Nullspannungsschaltvektor, der definiert ist als in dem Mittelabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen.
    • 12. Ein vektorgesteuertes Motorantriebssystem nach Ausführungsform 1, wobei eine Anzahl an Übergängen durch das erste modifizierte Schaltvektorsignal zwischen dem niedrigen Amplitudenwert und dem hohen Amplitudenwert über drei aufeinander folgende PWM-Zyklen acht ist.
    • 13. Ein vektorgesteuertes Motorantriebssystem nach Ausführungsform 2, ferner aufweisend: eine AC-(Wechselstrom)-Maschine ausgebildet, um ein neutrales Spannungssignal zu erzeugen; und ein Wandlermodul gekoppelt mit der AC-Maschine und gekoppelt mit dem Testvektor- und Arbeits- oder Betriebszyklus-Generatormodul, wobei das Wandlermodul ausgebildet ist, um Dreiphasen-Spannungssignale basierend auf den ersten, zweiten und dritten modifizierten Schaltvektorsignalen zu erzeugen, wobei die Dreiphasen-Spannungssignale die AC-Maschine antreiben.
    • 14. Ein vektorgesteuertes Motorantriebssystem nach Ausführungsform 13, ferner aufweisend: ein Nullfolge-Spannungsgeneratormodul ausgebildet, um die Dreiphasen-Spannungssignale und das neutrale Spannungssignal zu erhalten und ausgebildet, um abgetastete Dreiphasen-Nullfolge-Spannungen zu erzeugen.
    • 15. Ein vektorgesteuertes Motorantriebssystem nach Ausführungsform 14, wobei das Nullfolge-Spannungsgeneratormodul aufweist: ein Phase-zu-Neutral Spannungsgeneratormodul ausgebildet, um die Dreiphasen-Spannungssignale und das neutrale Spannungssignal zu erhalten und ausgebildet Maschinen-Phase-zu-Neutral Spannungssignale zu erzeugen; ein Additionsverteiler ausgebildet, um die Maschinen-Phase-zu-Neutral Spannungssignale zu erhalten, und ausgebildet um ein Nullfolge-Spannungssignal basierend auf den Maschinen-Phase-zu-Neutral Spannungssignalen zu erzeugen; und ein Nullfolge-Spannungsabtastmodul ausgebildet, um das Nullfolge-Spannungssignal zu erhalten und ausgebildet, um sequentiell abgetastete Dreiphasen-Nullfolge-Spannungen zu erzeugen.
    • 16. Ein vektorgesteuertes Motorantriebssystem nach Ausführungsform 14, wobei die AC-Maschine aufweist einen Rotor und ferner aufweist: ein Ausgabemodul gekoppelt mit dem Nullfolge-Spannungsgeneratormodul; wobei das Ausgabemodul ausgebildet ist, um die abgetasteten Dreiphasen-Nullfolge-Spannungen zu erhalten und eine abschließend abgeschätzte Winkelposition des Rotors basierend auf den abgetasteten Dreiphasen-Nullfolge-Spannungen zu erzeugen.
    • 17. Ein vektorgesteuertes Motorantriebssystem nach Ausführungsform 16, wobei das Ausgabemodul aufweist: ein Dreiphasen-zu-Zweiphasen-Wandlermodul ausgebildet, um die sequentiell abgetasteten Dreiphasen-Nullfolge-Spannungssignale zu erhalten und Zweiphasen-Nullfolge-Spannungen zu erzeugen; und ein Winkelberechnungsmodul ausgebildet, um die Zweiphasen-Nullfolge-Spannungen zu erhalten und ausgebildet, um einen Arcustangenswinkel eines Vektors dargestellt durch die Zweiphasen-Nullfolge-Spannungen zu berechnen, wobei der Arcustangens der Zweiphasen-Nullfolge-Spannungen der Winkel der nachverfolgten Motor-Salienz ist und proportional ist zu der abschließend abgeschätzten Winkelposition des Rotors.
    • 18. Ein vektorgesteuertes Motorantriebssystem nach Ausführungsform 17, wobei das Ausgabemodul ferner aufweist: ein Winkelskalierungsmodul das den Arcustangenswinkel skaliert gemäß einer Skalierungskonstanten, um die abschließend abgeschätzte Rotorwinkelposition des Rotors zu erzeugen.
    • 19. Ein System zur sensorlosen Abschätzung einer Winkelposition eines Rotors einer AC-(Wechselstrom)-Maschine, wobei das System aufweist: ein Testvektor-und-Arbeits- oder Betriebszyklus Generatormodul das einen Satz von Dreiphasen-Spannungsbefehlsignalen erhält und einen Satz von modifizierten Schaltvektorsignalen erzeugt entsprechend einer Motorphase des AC-Motors, wobei die modifizierten Schaltvektorsignale jedes darin eingefügt Testpulse aufweist, die insgesamt ein Paar von komplementären Testvektoren in jedem PWM-Zyklus definieren, wobei die modifizierten Schaltvektorsignale jedes einen Amplitudenwert aufweist, der in jedem PWM-Zyklus übergeht, und wobei Amplitudenwerte der modifizierten Schaltvektorsignale insgesamt einen kontinuierlichen Nullspannungsschaltvektor in einem Abschnitt jedes PWM-Zyklus definieren ohne Zwischenvektoren; und ein Wandlermodul gekoppelt zwischen dem Testvektor-und-Arbeits- oder Betriebszyklus Generatormodul und der AC-Maschine, wobei das Wandlermodul ausgebildet ist, die modifizierten Schaltvektorsignale zu erhalten und ausgebildet ist, basierend auf den modifizierten Schaltvektorsignalen, Dreiphasen-Spannungssignale zu erzeugen, die die AC-Maschine antreiben.
    • 20. Ein System nach Ausführungsform 19, wobei eine Zahl von Übergängen jedes modifizierten Schaltvektorsignals über drei aufeinander folgende PWM-Zyklen größer als sechs und kleiner als zwölf ist, und ferner aufweisend: ein Nullfolge-Spannungsgeneratormodul welches die Dreiphasen-Spannungssignale und ein neutrales Spannungssignal von der AC-Maschine erhält und abgetastete Dreiphasen-Nullfolge-Spannungen erzeugt; und ein Ausgabemodul gekoppelt mit dem Nullfolge-Spannungsgeneratormodul, das die abgetasteten Dreiphasen-Nullfolge-Spannungen erhält und eine abschließend abgeschätzte Winkelposition des Rotors basierend auf den sequentiell abgetasteten Dreiphasen-Nullfolge-Spannungen erzeugt.
  • ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
  • Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
  • Zitierte Patentliteratur
    • - US 2007/0132415 A1 [0085, 0085]
  • Zitierte Nicht-Patentliteratur
    • - ”Sensorless position control of induction motors – an emerging technology”, von Dr. J. Holtz, IEEE Trans. Ind. Electron, Band 45, Seiten 840-852, Dezember 1998 [0010]
    • - ”Elimination of saturation effects in sensorless position controlled induction motors” von Dr. J. Holtz und H. Pan, Konferenz Rec. IEEE-IAS Jahrestreffen, Pittsburgh, PA., Band 3, Oktober 13-18, 2002, Seiten 1695-1702 [0010]
    • - „Clark & Park Transforms an the TMS320C2xx” Anwendungsreport Literatur Nummer: BPRA048, Texas Instruments, 2007 [0050]
    • - „Method and Apparatus for sensorless position control of a permanent magnet synchronous motor (PMSM) drive system”, eingereicht am 14. Dezember 2005 [0085]

Claims (10)

  1. Ein vektorgesteuertes Motorantriebssystem aufweisend: ein Testvektor-und-Arbeitszyklus-Generatormodul ausgebildet, um einen Satz von Dreiphasen-Spannungsbefehlsignalen zu empfangen und ausgebildet, um einen Satz von pulsweitenmodulierten (PWM) Wellenformen zu erzeugen, wobei der Satz von PWM-Wellenformen aufweist: ein erstes modifiziertes Schaltvektorsignal für eine erste Motorphase, das mindestens zwei Testpulse über drei aufeinander folgende PWM-Zyklen aufweist, wobei das erste modifizierte Schaltvektorsignal einen ersten Amplitudenwert aufweist, der sich zwischen einem hohen Amplitudenwert und einem niedrigen Amplitudenwert während der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen ändert, und wobei eine Zahl von Übergängen, durch das erste modifizierte Schaltvektorsignal zwischen dem niedrigen Amplitudenwert und dem hohen Amplitudenwert über die drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen, größer ist als sechs und kleiner als zwölf.
  2. Ein vektorgesteuertes Motorantriebssystem nach Anspruch 1, wobei der Satz von PWM-Wellenformen ferner aufweist: ein zweites modifiziertes Schaltvektorsignal für eine zweite Motorphase, das mindestens zwei Testpulse über die drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen aufweist, wobei das zweite modifizierte Schaltvektorsignal einen zweiten Amplitudenwert aufweist, der sich zwischen dem hohen Amplitudenwert und dem niedrigen Amplitudenwert während der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen ändert, und wobei eine Zahl von Übergängen, durch das zweite modifizierte Schaltvektorsignal zwischen dem niedrigen Amplitudenwert und dem hohen Amplitudenwert über die drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen, größer ist als sechs und kleiner als zwölf ist; und ein drittes modifiziertes Schaltvektorsignal für eine dritte Motorphase, das mindestens zwei Testpulse über die drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen aufweist, wobei das dritte modifizierte Schaltvektorsignal einen dritten Amplitudenwert aufweist, der sich zwischen dem hohen Amplitudenwert und dem niedrigen Amplitudenwert während der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen ändert, und wobei eine Zahl von Übergängen, durch das dritte modifizierte Schaltvektorsignal zwischen dem niedrigen Amplitudenwert und dem hohen Amplitudenwert über die drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen, größer ist als sechs und kleiner als zwölf ist.
  3. Ein vektorgesteuertes Motorantriebssystem nach Anspruch 1 oder 2, wobei zu jeder bestimmten Zeit während der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen der erste Amplitudenwert, der zweite Amplitudenwert und der dritte Amplitudenwert, einen bestimmten Spannungsschaltvektor definieren eines Satzes von acht Spannungsschaltvektoren, aufweisend einen ersten Nullspannungsschaltvektor, einen zweiten Nullspannungsschaltvektor und sechs aktive Spannungsschaltvektoren, und wobei der erste Amplitudenwert, der zweite Amplitudenwert und der dritte Amplitudenwert insgesamt definieren: den ersten Nullspannungsschaltvektor an einem Anfangsabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen, wobei der erste Nullspannungsschaltvektor definiert ist, wenn der erste Amplitudenwert, der zweite Amplitudenwert und der dritte Amplitudenwert jeder niedrige Amplitudenwerte aufweisen; den zweiten Nullspannungsschaltvektor in einem Mittelabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen, wobei der zweite Nullspannungsschaltvektor definiert ist, wenn der erste Amplitudenwert, der zweite Amplitudenwert und der dritte Amplitudenwert jeder hohe Amplitudenwerte aufweisen, und wobei der zweite Nullspannungsschaltvektor als fortlaufend definiert ist in jedem PWM-Zyklus ohne Zwischenvektoren; und der erste Nullspannungsschaltvektor an einem Endabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen,
  4. Ein vektorgesteuertes Motorantriebssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der erste Nullspannungsschaltvektor und der zweite Nullspannungsschaltvektor jeder eine Dauer aufweisen, die größer ist als die jedes der Testvektoren.
  5. Ein vektorgesteuertes Motorantriebssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei jeder PWM-Zyklus eine erste Hälfte des PWM-Zyklus und eine zweite Hälfte des PWM-Zyklus aufweist, und wobei innerhalb des ersten Amplitudenwerts, des zweiten Amplitudenwerts und des dritten Amplitudenwerts ferner insgesamt definiert ist: ein erster aktiver Spannungsschaltvektor in der ersten Hälfte jedes PWM-Zyklus; ein zweiter aktiver Spannungsschaltvektor in der ersten Hälfte jedes PWM-Zyklus und dem ersten aktiven Spannungsschaltvektor folgend; ein erster Testvektor in der zweiten Hälfte jedes PWM-Zyklus; und ein zweiter Testvektor in der zweiten Hälfte jedes PWM-Zyklus und dem ersten Testvektor folgend, wobei der zweite Testvektor und der erste Testvektor komplementär sind.
  6. Ein vektorgesteuertes Motorantriebssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei jeder PWM-Zyklus eine erste Hälfte des PWM-Zyklus und eine zweite Hälfte des PWM-Zyklus aufweist, und wobei der erste Amplitudenwert, der zweite Amplitudenwert und der dritte Amplitudenwert ferner insgesamt definieren: einen ersten aktiven Spannungsschaltvektor in der ersten Hälfte jedes PWM-Zyklus; einen zweiten aktiven Spannungsschaltvektor in der ersten Hälfte jedes PWM-Zyklus und dem ersten aktiven Spannungsschaltvektor folgend; und einen ersten Testvektor, definiert zwischen dem zweiten Nullspannungs-Schaltvektor, der als in dem Mittelabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen definiert ist, und dem ersten Nullspannungs-Schaltvektor, der als an dem Endabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen definiert ist ohne andere Zwischenvektoren, definert zwischen dem zweiten Nullspannungs-Schaltvektor und dem ersten Nullspannungs-Schaltvektor, der als an dem Endabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen definiert ist.
  7. Ein vektorgesteuertes Motorantriebssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei jeder PWM-Zyklus eine erste Hälfte des PWM-Zyklus und eine zweite Hälfte des PWM-Zyklus aufweist, und wobei der erste Amplitudenwert, der zweite Amplitudenwert und der dritte Amplitudenwert ferner insgesamt definieren: einen ersten aktiven Spannungsschaltvektor in der zweiten Hälfte jedes PWM-Zyklus; einen zweiten aktiven Spannungsschaltvektor in der zweiten Hälfte jedes PWM-Zyklus und dem ersten aktiven Spannungsschaltvektor folgend, wobei der erste aktive Spannungsschaltvektor und der zweite aktive Spannungsschaltvektor definiert sind als zwischen dem zweiten Nullspannungsschaltvektor und dem ersten Nullspannungsschaltvektor, der definiert ist als an dem Endabschnitt jedes der drei aufeinander folgenden PWM-Zyklen; einen ersten Testvektor in der ersten Hälfte jedes PWM Zyklus und gefolgt von einem zweiten Testvektor in der ersten Hälfte jedes PWM-Zyklus, wobei der zweite Testvektor und der erste Testvektor komplementär sind.
  8. Ein vektorgesteuertes Motorantriebssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, ferner aufweisend: eine AC-(Wechselstrom)-Maschine ausgebildet, um ein neutrales Spannungssignal zu erzeugen; und ein Wandlermodul gekoppelt mit der AC-Maschine und gekoppelt mit dem Testvektor- und Arbeitszyklus-Generatormodul, wobei das Wandlermodul ausgebildet ist, um Dreiphasen-Spannungssignale basierend auf den ersten, zweiten und dritten modifizierten Schaltvektorsignalen zu erzeugen, wobei die Dreiphasen-Spannungssignale die AC-Maschine antreiben.
  9. Ein System zur sensorlosen Abschätzung einer Winkelposition eines Rotors einer AC-(Wechselstrom)-Maschine, wobei das System aufweist: ein Testvektor-und-Arbeitszyklus-Generatormodul das einen Satz von Dreiphasen-Spannungsbefehlsignalen empfängt und einen Satz von modifizierten Schaltvektorsignalen erzeugt, jedes entsprechend einer Motorphase des AC-Motors, wobei die modifizierten Schaltvektorsignale jedes darin eingefügt Testpulse aufweist, die insgesamt ein Paar von komplementären Testvektoren in jedem PWM-Zyklus definieren, wobei die modifizierten Schaltvektorsignale jedes einen Amplitudenwert aufweist, der während jedem PWM-Zyklus übergeht, und wobei Amplitudenwerte der modifizierten Schaltvektorsignale insgesamt einen kontinuierlichen Nullspannungsschaltvektor in einem Abschnitt jedes PWM-Zyklus definieren ohne Zwischenvektoren; und ein Wandlermodul gekoppelt zwischen dem Testvektor-und-Arbeitszyklus-Generatormodul und der AC-Maschine, wobei das Wandlermodul ausgebildet ist, die modifizierten Schaltvektorsignale zu empfangen und ausgebildet ist, basierend auf den modifizierten Schaltvektorsignalen, Dreiphasen-Spannungssignale zu erzeugen, die die AC-Maschine antreiben.
  10. Ein System nach Anspruch 9, wobei eine Zahl von Übergängen jedes modifizierten Schaltvektorsignals über drei aufeinander folgende PWM-Zyklen größer als sechs und kleiner als zwölf ist, und ferner aufweisend: ein Nullfolge-Spannungsgeneratormodul welches die Dreiphasen-Spannungssignale und ein neutrales Spannungssignal von der AC-Maschine empfängt und abgetastete Dreiphasen-Nullfolge-Spannungen erzeugt; und ein Ausgabemodul gekoppelt mit dem Nullfolge-Spannungsgeneratormodul, das die abgetasteten Dreiphasen-Nullfolge-Spannungen empfängt und eine abschließend abgeschätzte Winkelposition des Rotors basierend auf den sequentiell abgetasteten Dreiphasen-Nullfolge-Spannungen erzeugt.
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102013200672A1 (de) * 2012-12-19 2014-06-26 Bayerische Motoren Werke Aktiengesellschaft Vorrichtung und Verfahren zum Ansteuern einer Elektromaschine
RU2689117C2 (ru) * 2014-10-31 2019-05-24 Сименс Акциенгезелльшафт Способ определения частоты ротора и/или угла ротора реактивной электрической машины, управляющее устройство, а также приводная система

Families Citing this family (58)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8277849B2 (en) * 2006-01-19 2012-10-02 Solazyme, Inc. Microalgae-derived compositions for improving the health and appearance of skin
GB0803279D0 (en) * 2008-02-22 2008-04-02 Univ Gent Sensorless control of salient pole machines
JP5515384B2 (ja) * 2009-04-15 2014-06-11 アイシン精機株式会社 交流モータの制御装置および制御方法
US8258736B2 (en) * 2009-10-20 2012-09-04 GM Global Technology Operations LLC Fail-safe controls for electric traction drive systems
US8847528B2 (en) * 2010-07-23 2014-09-30 Mitsubishi Electric Corporation Control apparatus and control method for AC rotary machine
BR112013001384A2 (pt) * 2010-07-27 2016-05-24 Mitsubishi Electric Corp aparelho de controle para uma máquina giratória de ca
CN102638215A (zh) * 2011-02-15 2012-08-15 陈跃明 电动汽车感应电动机无速度传感器矢量控制系统
US8760098B2 (en) 2011-04-01 2014-06-24 Texas Instruments Incorporated Sensorless motor control
CN103534929B (zh) * 2011-05-13 2017-03-29 株式会社日立制作所 同步电动机的驱动系统
DE102011051793A1 (de) * 2011-07-13 2013-01-17 Rolf Strothmann Verfahren zur Bestimmung der Drehlage des Rotors einer elektrischen Maschine
US9595902B2 (en) * 2011-08-03 2017-03-14 GM Global Technology Operations LLC Methods, systems and apparatus for adjusting modulation index to improve linearity of phase voltage commands
JP5413420B2 (ja) * 2011-08-08 2014-02-12 株式会社デンソー 回転機の制御装置
US8829846B2 (en) 2011-08-16 2014-09-09 Texas Instruments Incorporated Field oriented control of a motor with a single shunt
US8575879B2 (en) * 2011-08-19 2013-11-05 GM Global Technology Operations LLC Methods, systems and apparatus for controlling a multi-phase inverter
KR101356864B1 (ko) * 2011-12-30 2014-01-29 엘에스산전 주식회사 매입형 영구자석 동기 전동기 제어 장치
JP5844164B2 (ja) * 2012-01-19 2016-01-13 ナブテスコ株式会社 航空機搭載用モータ駆動制御装置
CN104106209B (zh) * 2012-02-22 2016-10-05 株式会社安川电机 电动机的磁极位置估计装置、电动机的控制装置及电动机的磁极位置估计方法
JP5621998B2 (ja) 2012-02-22 2014-11-12 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置
JP5534252B2 (ja) * 2012-02-22 2014-06-25 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置
DE102012206522A1 (de) 2012-04-20 2013-10-24 Robert Bosch Gmbh Vorrichtung zum Signalisieren eines heranfahrenden Elektrofahrzeuges
CN102694498B (zh) * 2012-05-31 2015-02-25 湖南南车时代电动汽车股份有限公司 永磁同步电机在零速或极低速下的抗转子扰动装置及方法
US8928265B2 (en) 2012-08-13 2015-01-06 Texas Instruments Incorporated Sensorless field-oriented control (FOC) without current sampling for motors
US10020761B2 (en) * 2012-09-20 2018-07-10 Ford Global Technologies, Llc Electric motor position signal synchronized operation
US8823301B2 (en) 2012-11-05 2014-09-02 Whirlpool Corporation Method and device for detecting rotor position in a permanent magnet synchronous motor-driven washing machine
GB201223174D0 (en) * 2012-12-21 2013-02-06 Trw Ltd Control of electric motors
US9106176B2 (en) * 2012-12-30 2015-08-11 Silicon Laboratories Inc. Apparatus for motor control system and associated methods
DE102013205870A1 (de) * 2013-04-03 2014-10-09 Bayerische Motoren Werke Aktiengesellschaft Ansteuerverfahren für elektrische Maschine
US10254318B2 (en) * 2013-05-29 2019-04-09 Nidec Motor Corporation Systems and methods for estimating input power of an electric motor
US9610858B2 (en) * 2013-07-29 2017-04-04 Fca Us Llc Three-phase inverter control for electrified vehicles
US9379657B2 (en) * 2013-12-16 2016-06-28 Wisconsin Alumni Research Foundation Unity power factor induction machine
US9362845B2 (en) * 2013-12-23 2016-06-07 Generac Power Systems, Inc. Method of operating a single-phase generator in parallel with an inventor
CN103744394B (zh) * 2014-01-02 2017-07-11 哈尔滨工程大学 一种水翼双体船襟尾翼伺服系统的监测装置及方法
CN104052370A (zh) * 2014-05-16 2014-09-17 中国东方电气集团有限公司 基于最小谐振峰值算法的电动车异步电机控制参数设计方法
US20150381087A1 (en) * 2014-06-25 2015-12-31 Caterpillar Inc. Sensorless Control of Switched Reluctance Machines for Low Speeds and Standstill
GB2532002A (en) 2014-10-27 2016-05-11 Melexis Technologies Nv Control for pulse width modulated driven motors
US9318976B1 (en) * 2014-10-30 2016-04-19 Rockwell Automation Technologies, Inc. Adjustable PWM method to increase low speed starting torque and inverter voltage measurement accuracy
US9407178B2 (en) * 2014-11-14 2016-08-02 GM Global Technology Operations LLC Method and apparatus for controlling an electric machine in a six-step mode
CN104579085B (zh) * 2014-12-23 2017-06-09 广东威灵电机制造有限公司 电机转子位置的检测方法和检测装置
CN104506105B (zh) * 2014-12-23 2018-01-02 广东威灵电机制造有限公司 电机转子极性的辨识方法和辨识装置
US9595903B2 (en) * 2015-03-20 2017-03-14 General Electric Company Controller for motor
DE102016201746A1 (de) * 2016-02-05 2017-08-10 Robert Bosch Gmbh Verfahren, Winkelbestimmungsvorrichtung und Steuervorrichtung
US9789871B1 (en) * 2016-08-05 2017-10-17 Atieva, Inc. High efficiency, high power density drive system utilizing complementary motor assemblies
KR102553783B1 (ko) * 2016-09-09 2023-07-07 한온시스템 주식회사 모터 회전자 제어 방법 및 장치
DE102017126840A1 (de) 2017-11-15 2019-05-16 Dr. Ing. H.C. F. Porsche Aktiengesellschaft Verzerrungsspektrumskontrolle durch Raumzeigermodulation
US11128248B2 (en) * 2018-02-21 2021-09-21 The Universitv of Akron DC input current ripple reduction in SRM drive for high volumetric power density applications
FR3079089B1 (fr) * 2018-03-16 2021-04-09 Safran Electrical & Power Procede de commande d'un onduleur
CN110816513A (zh) * 2018-08-09 2020-02-21 深圳市蓝海华腾技术股份有限公司 混合动力零力矩控制方法、装置及混合动力设备
CN109274302B (zh) * 2018-11-07 2021-11-16 武汉理工大学 采用逆模型及pid双重补偿的起重机变幅调速系统及方法
US10784797B1 (en) 2019-06-19 2020-09-22 Rockwell Automation Technologies, Inc. Bootstrap charging by PWM control
EP3809581A1 (de) * 2019-10-15 2021-04-21 KNORR-BREMSE Systeme für Nutzfahrzeuge GmbH Antriebssystem und verfahren zur steuerung eines synchronmotors mit mehreren phasen
EP3902135B1 (de) * 2020-04-20 2023-12-13 ABB Schweiz AG Winkelpositionsfehlerschätzung im stillstand für hochfrequenzspannungsinjektion
US11336206B2 (en) 2020-09-23 2022-05-17 Rockwell Automation Technoligies, Inc. Switching frequency and PWM control to extend power converter lifetime
US20240113645A1 (en) * 2021-02-05 2024-04-04 Cummins Inc. Symmetrical components domain control in a multiphase machine system
CN113193766B (zh) * 2021-04-02 2022-04-15 山东大学 一种并联变流器集群的环流抑制直接预测控制方法及系统
CN113161649B (zh) * 2021-04-30 2022-10-04 重庆长安新能源汽车科技有限公司 确定对动力电池脉冲加热时的最优脉冲电流参数的方法
CN113489409B (zh) * 2021-06-18 2023-06-09 南京航空航天大学 基于旋转综合矢量的永磁电机高频注入位置估计方法
US11533013B1 (en) * 2021-07-29 2022-12-20 Rivian Ip Holdings, Llc Pulse width modulation clock synchronization
CN114598213A (zh) * 2022-03-09 2022-06-07 威灵（芜湖）电机制造有限公司 电机转子位置观测方法、装置、转子位置观测器及介质

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20070132415A1 (en) 2005-12-14 2007-06-14 Patel Nitinkumar R Method and apparatus for sensorless position control of a permanent magnet synchronous motor (PMSM) drive system

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5550450A (en) * 1993-04-28 1996-08-27 Otis Elevator Company Dead-time effect compensation for pulse-width modulated inverters and converters
US5585709A (en) * 1993-12-22 1996-12-17 Wisconsin Alumni Research Foundation Method and apparatus for transducerless position and velocity estimation in drives for AC machines
US5994881A (en) * 1997-10-07 1999-11-30 Hitachi, Ltd. Control apparatus for a synchronous generator system and a hybrid-type electric vehicle using it
JP3695436B2 (ja) * 2002-09-18 2005-09-14 株式会社日立製作所 位置センサレスモータ制御方法および装置
US7129677B2 (en) * 2004-03-16 2006-10-31 Tyco Electronics Power Systems, Inc. Vector controller, a polyphase synchronous rectifier, and a method of vector-controlling thereof
US7880425B2 (en) * 2007-11-26 2011-02-01 GM Global Technology Operations LLC Electric motor drive systems, motor vehicles, and methods of phase current regulation
TWI341641B (en) * 2007-12-24 2011-05-01 Delta Electronics Inc Apparatus and method for sensorless control of induction motor

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20070132415A1 (en) 2005-12-14 2007-06-14 Patel Nitinkumar R Method and apparatus for sensorless position control of a permanent magnet synchronous motor (PMSM) drive system

Non-Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
"Clark & Park Transforms an the TMS320C2xx" Anwendungsreport Literatur Nummer: BPRA048, Texas Instruments, 2007
"Elimination of saturation effects in sensorless position controlled induction motors" von Dr. J. Holtz und H. Pan, Konferenz Rec. IEEE-IAS Jahrestreffen, Pittsburgh, PA., Band 3, Oktober 13-18, 2002, Seiten 1695-1702
"Method and Apparatus for sensorless position control of a permanent magnet synchronous motor (PMSM) drive system", eingereicht am 14. Dezember 2005
"Sensorless position control of induction motors - an emerging technology", von Dr. J. Holtz, IEEE Trans. Ind. Electron, Band 45, Seiten 840-852, Dezember 1998

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102013200672A1 (de) * 2012-12-19 2014-06-26 Bayerische Motoren Werke Aktiengesellschaft Vorrichtung und Verfahren zum Ansteuern einer Elektromaschine
RU2689117C2 (ru) * 2014-10-31 2019-05-24 Сименс Акциенгезелльшафт Способ определения частоты ротора и/или угла ротора реактивной электрической машины, управляющее устройство, а также приводная система

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