CH655794A5

CH655794A5 - Verfahren und anordnung zur magnetisch-induktiven durchflussmessung.

Info

Publication number: CH655794A5
Application number: CH6315/81A
Authority: CH
Inventors: Peter Dr Hafner
Original assignee: Flowtec Ag
Priority date: 1980-10-02
Filing date: 1981-10-01
Publication date: 1986-05-15
Also published as: IT1139458B; DE3132471A1; NL186112B; US4422337A; FR2491619B1; SE448401B; FR2491619A1; DD201728A5; SE8105806L; IT8124058A0; DE3132471C2; GB2084740B; NL186112C; NL8104463A; GB2084740A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur magne-tisch-induktiven Durchflussmessung einer elektrisch leitenden Flüssigkeit mittels periodisch umgepoltem magneti-35 schem Gleichfeld und mit Kompensation der Störgleichspannungen im Elektrodenkreis, bei welchem das Nutzsignal dadurch erhalten wird, dass die Signalspannung nach jeder Umpolung des Magnetfelds jeweils bei gegenpoligen Werten des Magnetfelds während eines Abtastzeitintervalls abgeta-40 stet und gespeichert wird und die Differenz der gespeicherten Abtastwerte gebildet wird, und bei welchem in einem auf jedes Abtastzeitintervall folgenden Kompensationszeitintervall durch Abtastung und Speicherung der Signalspannung eine der Signalspannung entgegengesetzt überlagerte Kom-45 pensationsspannung erzeugt wird, welche die Signalspannung innerhalb des Kompensationszeitintervalls auf den Wert Null kompensiert und bis zum nächsten Kompensationszeitintervall beibehalten wird, sowie auf eine Anordnung zur Durchführung des Verfahrens.

50 Ein Verfahren dieser Art ist aus der DE-AS 2 744 845 bekannt. Die Differenz der bei gegenpoligen Werten des Magnetfelds gewonnenen Abtastwerte ergibt ein Nutzsignal, das von konstanten Störgleichspannungen befreit ist, die bekanntlich bei der magnetisch-induktiven Durchflussmessung das Tausendfache des Nutzsignals erreichen können. Durch die Bildung und Überlagerung der Kompensationsspannung werden zusätzlich auch lineare zeitliche Änderungen der Störgleichspannungen zwischen den aufeinanderfolgenden Abtastzeitintervallen kompensiert, und vor allem wird verhindert, dass die zur Verarbeitung der Signalspannung verwendeten Verstärker und Subtrahierschaltungen infolge der sich langsam auf einen sehr grossen Wert aufbauenden Störgleichspannungen übersteuert werden.

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65 Bei diesem bekannten Verfahren liegt jedes Kompensationszeitintervall in einer Magnetfeldpause, die jeweils zwischen zwei aufeinanderfolgende Teilperioden eingefügt ist, in denen das Magnetfeld seine gegenpoligen Werte annimmt.

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Die zur Bildung der Kompensationsspannung abgetastete Signalspannung ist daher die reine Störspannung. Das Magnetfeld muss daher periodisch zwischen drei Werten umgeschaltet werden, wobei die Magnetfeldpausen und die darin enthaltenen Kompensationszeitintervalle nicht für die Beobachtung des Durchflusses ausgenutzt werden können.

In ähnlicher Weise erfolgt bei einem aus der DE-AS 2410 407 bekannten Verfahren eine Kompensation von zeitlichen Änderungen der Störgleichspannungen durch Bildung einer Kompensationsspannung, die der Signalspannung entgegengesetzt überlagert wird. Bei diesem bekannten Verfahren wird das Magnetfeld zwischen zwei verschiedenen Werten hin- und hergeschaltet, von denen der eine Wert Null sein kann. In diesem Fall liegen in jeder Teilperiode, in der das Magnetfeld den kleineren Wert (bzw. den Wert Null) hat, zwei Kompensationszeitintervalle jeweils am Anfang und am Ende der Teilperiode, und zwischen diesen beiden Kompensationszeitintervallen liegt ein Abtastzeitintervall, in dem nur die seit der letzten Kompensation erfolgte Störgleichspannungsänderung abgetastet und gespeichert wird. In der anderen Teilperiode erfolgt dagegen keine Kompensation, sondern nur eine Abtastung und Speicherung der kompensierten Signalspannung, die gleich der Summe aus Nutzsignal und Störgleichspannungsänderung ist. Dieses Verfahren weist eine zeitliche Unsymmetrie auf, und die gespeicherten Abtastwerte, deren Differenz gebildet wird, haben unterschiedliche Grössenordnungen.

Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung eines Verfahrens der eingangs genannten Art, das die grösstmögliche Ausnutzung der verfügbaren Zeit für die Beobachtung des Durchflusses ermöglicht und ein im Verhältnis zum Leistungsaufwand grosses Nutzsignal ergibt, wobei die der Differenzbildung unterworfenen gespeicherten Abtastwerte von gleicher Grössenordnung sind.

Nach der Erfindung wird dies dadurch erreicht, dass jedes Kompensationszeitintervall innerhalb des dem eingeschalteten Magnetfeld entsprechenden Zeitintervalls liegt, in dem auch das vorhergehende Abtastzeitinterevall liegt.

Bei dem Verfahren nach der Erfindung erfolgt in völlig regelmässiger Weise in jeder dem einen bzw. dem anderen Wert des Magnetfelds entsprechenden Teilperiode zunächst eine Abtastung und Speicherung der kompensierten Signalspannung und anschliessend eine Kompensation der Signalspannung auf den Wert Null. Somit enthält die Kompensationsspannung auch das Nutzsignal im Kompensationszeitpunkt. Da diese Kompensationsspannung im Abtastzeitintervall der folgenden Teilperiode der dann herrschenden Signalspannung überlagert bleibt, wird in jedem Abtastzeitintervall zur Bildung des gespeicherten Abtastwertes eine Spannung abgetastet, die die Summe der Nutzsignale in einem Kompensationszeitintervall und im darauffolgenden Abtastzeitintervall enthält. Auf diese Weise wird das Kompensationszeitintervall zur Gewinnung des Messwertsignals und zur Beobachtung des Durchflusses mit ausgenutzt. Dabei sind die gespeicherten Abtastwerte, deren Differenz gebildet wird, von gleicher Grössenordnung. Dieses Verfahren eignet sich insbesondere dann, wenn das Magnetfeld ohne Pausen zwischen zwei gegenpoligen Werten hin- und hergeschaltet wird, so dass auch keine Magnetfeldpausen für die Beobachtung des Durchflusses verlorengehen.

Eine vorteilhafte Weiterbildung des Verfahrens nach der Erfindung besteht darin, dass am Beginn jedes Abtastzeitintervalls kurzzeitig eine Momentanwertabtastung und -speicherung der Signalspannung ohne Integration erfolgt und die abgetastete Signalspannung nur im restlichen Teil des Abtastzeitintervalls an ein integrierendes Speicherglied angelegt wird.

Durch diese Weiterbildung wird die Ansprechzeit wesentlich verkürzt, so dass auch sehr schnelle Durchflussänderungen sofort erfasst und angezeigt werden.

Ein besonderer Vorteil des Verfahrens nach der Erfindung s besteht darin, dass durch die Art der Signalbildung auch der Einfluss einer dem Nutzsignal überlagerten Störwechselspannung beseitigt werden kann, ohne dass eine definierte Beziehung zwischen der Dauer des Abtastzeitintervalls und der Periode der Störwechselspannung bestehen muss. io Eine bevorzugte Anordnung zur Durchführung dieser Weiterbildung des Verfahrens für die induktive Durchflussmessung einer in einer Rohrleitung fliessenden elektrisch leitenden Flüssigkeit, mit einem Magnetfelderzeuger, der ein die Rohrleitung senkrecht zur Strömungsrichtung durchset-ls zendes, periodisch umgepoltes Magnetfeld erzeugt, zwei in der Rohrleitung angeordneten Elektroden, die mit den Eingängen eines Messverstärkers verbunden sind, Abtast- und Speicherschaltungen, die an den Ausgang des Messverstärkers angeschlossen sind und von einer Steueranordnung so 20 gesteuert werden, dass sie die Ausgangsspannung des Messverstärkers bei einander gleichen Induktionswerten entgegengesetzten Vorzeichens abtasten und die Abtastwerte bis zur nächsten Abtastung speichern, einer Schaltung zur Bildung der Differenz der gespeicherten Abtastwerte und mit 25 einer in einem Regelkeis zwischen dem Ausgang und dem Eingang des Messverstärkers angeordneten speichernden Regelschaltung, die in jedem Kompensationszeitintervall mit dem Ausgang des Messverstärkers verbunden wird, einen die Ausgangsspannung des MessVerstärkers auf den Wert Null 30 regelnden Kompensationsspannungswert bildet und diesen Kompensationsspannungswert bis zum nächsten Kompensationszeitintervall aufrechterhält, ist nach der Erfindung dadurch gekennzeichnet, dass jede Abtast- und Speicherschaltung ein integrierendes RC-Glied enthält, an das die 35 Signalspannung über einen für die Dauer der zugeordneten Abtastzeitintervalle geschlossenen Schalter angelegt wird, und dass dem Widerstand jedes RC-Glieds ein Schalter parallelgeschaltet ist, der am Beginn jedes der zugeordneten Abtastzeitintervalle kurzzeitig geschlossen wird.

40 Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels anhand der Zeichnung. In der Zeichnung zeigt:

Fig. 1 das Blockschema einer Anordnung zur Durchfüh-45 rung des Verfahrens,

Fig. 2 Zeitdiagramme von Signalen, die an verschiedenen Punkten der Anordnung von Fig. 1 auftreten,

Fig. 3 weitere Zeitdiagramme von Signalen zur Erläuterung der Wirkungsweise der Anordnungen von Fig. 1 und 4, so Fig. 4 eine abgeänderte Ausführungsform der Anordnung von Fig. 1,

Fig. 5 Zeitdiagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise der Anordnung von Fig. 4 beim Vorhandensein einer Störwechselspannung und ss Fig. 6 Zeitdiagramme zur Erläuterung einer weiteren Abänderung des Verfahrens nach der Erfindung.

Fig. 1 zeigt schematisch ein innen isoliertes Rohr 1, durch das eine elektrisch leitende Flüssigkeit senkrecht zur Zeichen-60 ebene strömt. Eine Magnetfeldspule 2, die aus Symmetriegründen in zwei gleiche, zu beiden Seiten des Rohres 1 angeordnete Hälften unterteilt ist, erzeugt im Rohr ein senkrecht zur Rohrachse gerichtetes Magnetfeld H. Im Innern des Rohres 1 sind zwei Elektroden 3 und 4 angeordnet, an denen 65 eine induzierte Spannung abgegriffen werden kann, die der mittleren Durchflussgeschwindigkeit der elektrisch leitenden Flüssigkeit durch das Magnetfeld proportional ist. Eine Spu-lensteuerschaltung 5 steuert den durch die Magnetfeldspule 2

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fliessenden Strom in Abhängigkeit von einem Steuersignal, das vom Ausgang 6a einer Steuerschaltung 6 geliefert und an den Steuereingang 5a angelegt wird.

Die Elektroden 3 und 4 sind mit den beiden Eingängen eines Differenzverstärkers 7 verbunden. Der Differenzverstärker 7 hat eine kleine Verstärkung, so dass er auch bei grossen Störspannungen (im typischen Fall ± 1 V) nicht übersteuern kann.

Der Ausgang des Differenzverstärkers 7 ist mit einem Eingang einer Summierschaltung 8 verbunden, an deren Ausgang der Eingang eines Verstärkers 9 mit dem Verstärkungsfaktor v angeschlossen ist.

An den Ausgang des Verstärkers 9 sind parallel zwei Abtast- und Speicherschaltungen 10 und 11 angeschlossen. Zur Vereinfachung ist angedeutet, dass die Abtast- und Speicherschaltung 10 einen Schalter S1 enthält, der durch ein vom Ausgang 6b der Steuerschaltung 6 geliefertes Steuersignal betätigt wird. Wenn der Schalter S1 geschlossen ist, verbindet er einen in Reihe mit einem Widerstand R1 liegenden Speicherkondensator Cl mit dem Ausgang des Verstärkers 9, so dass sich der Speicherkondensator Cl auf eine Spannung auflädt, die von der Ausgangsspannung des Verstärkers 9 abhängt. Die Schaltungselemente Rl, Cl bilden zusammen ein Integrierglied, das die Ausgangsspannung des Verstärkers

9 während der Schliesszeit des Schalters S1 integriert. Wenn der Schalter S1 geöffnet wird, steht der auf dem Kondensator Cl gespeicherte Abtastwert bis zum nächsten Schliessen des Schalters S1 am Ausgang der Abtast- und Speicherschaltung

10 zur Verfügung. Um zu verhindern, dass sich der Kondensator Cl nach dem Öffnen des Schalters S1 entladen kann, kann dem Ausgang der Abtast- und Speicherschaltung 10 in üblicher Weise ein Impedanzwandler nachgeschaltet sein; dieser ist zur Vereinfachung der Zeichnung nicht dargestellt.

In gleicher Weise enthält die Abtast- und Speicherschaltung 11 einen Schalter S2, der durch ein vom Ausgang 6c der Steuerschaltung 6 geliefertes Steuersignal geschlossen wird, sowie einen Speicherkondensator C2, der zusammen mit einem Widerstand R2 ein Integrierglied bildet, das die Ausgangsspannung des Verstärkers 9 während der Schliesszeit des Schalters S2 integriert. Die nach dem Öffnen des Schalters S2 erreichte Ladespannung des Kondensators C2 steht bis zum nächsten Schliessen des Schalters S2 am Ausgang der Abtast- und Speicherschaltung 11 zur Verfügung, dem ebenfalls ein nicht dargestellter Impedanzwandler nachgeschaltet sein kann.

Die Ausgänge der beiden Abtast- und Speicherschaltungen 10,11 sind mit den beiden Eingängen einer Subtrahierschaltung 12 verbunden, die am Ausgang 13 ein Signal Ua liefert, das der Differenz der in den Abtast- und Speicherschaltungen 10,11 gespeicherten Abtastwerte entspricht. Das Ausgangssignal Ua bildet das Mess wertsignal, das ein Mass für die mittlere Durchflussgeschwindigkeit im Rohr 1 ist.

An den Ausgang des Verstärkers 9 ist ausserdem der invertierende Eingang eines Operationsverstärkers 14 angeschlossen, dessen nichtinvertierender Eingang, der als Bezugseingang dient, an Masse gelegt ist. An den Ausgang des Operationsverstärkers 14 ist eine weitere Abtast- und Speicherschaltung 15 angeschlossen, die einen Schalter S3, einen Speicherkondensator C3 und einen Widerstand R3 enthält. Der Schalter S3 wird durch ein vom Ausgang 6d der Steuerschaltung 6 geliefertes Steuersignal betätigt. Der Ausgang der Abtast- und Speicherschaltung 15 ist mit dem zweiten Eingang der Summierschaltung 8 verbunden.

Die Diagramme A, B, C, D, E, F, G von Fig. 2 zeigen den zeitlichen Verlauf von Signalen, die an den mit den gleichen Buchstaben bezeichneten Schaltungspunkten von Fig. 1 auftreten.

In Fig. 2 ist die Dauer Tm eines vollständigen Messzyklus,

die gleich einer Periode des von der Spule 2 erzeugten magnetischen Wechselfeldes ist, in sechs gleiche Zeitabschnitte I, II, III, IV, V, VI unterteilt, die in den Zeitpunkten ta, ti, ti, t3, t4, t5 beginnen. Der Zeitabschnitt VI endet im Zeitpunkt U, der mit dem Anfangszeitpunkt to, des nächsten Messzyklus zusammenfällt. In entsprechender Weise sind die Zeitabschnitte dieses nächsten Messzyklus mit I', II', III', IV', V', VI' und ihre Endzeitpunkte mit ti', t:', W, U',t5', te' bezeichnet.

Die Diagramme A, B, C, D zeigen die von der Steuerschaltung 6 abgegebenen Steuersignale, die entweder den Signalwert 1 oder den Signal wert 0 annehmen. Bei den an die Schalter Sl, S2, S3 angelegten Steuersignalen B, C, D bedeutet der Signalwert 1 das Schliessen des Schalters, also die Abtastphase, und der Signalwert 0 das Öffnen des Schalters, also die Haltephase.

Das der Spulensteuerschaltung 5 zugeführte Steuersignal A hat während der Zeitabschnitte I, II, III den Signalwert 1 und während der Zeitabschnitte IV, V, VI den Signalwert 0. Die Spulensteuerschaltung 5 ist so ausgebildet, dass sie beim Signalwert 1 des Steuersignals einen Gleichstrom konstanter Grösse in der einen Richtung und beim Signalwert 0 des Steuersignals einen Gleichstrom dergleichen Grösse, jedoch entgegengesetzter Richtung durch die Magnetfeldspule 2 schickt. Die Spulensteuerschaltung 5 enthält einen Stromregler, der den Strom bei jeder Polarität auf den gleichen konstanten Wert + Im bzw. -Im regelt. Der Verlauf des durch die Magnetfeldspule 2 fliessenden Stroms ist im Diagramm E dargestellt. Infolge der Induktivität der Magnetfeldspule erreicht der Strom nach jeder Umschaltung den konstanten Wert Im der entgegengesetzten Polarität nur mit einer gewissen Verzögerung. Im Diagramm E ist angenommen, dass bei der im Zeitpunkt tu ausgelösten Umschaltung vom negativen zum positiven Wert der geregelte positive Wert +Im innerhalb des Zeitabschnitts I erreicht wird, so dass während der ganzen Dauer der Zeitabschnitte II und III der Stromwert +Im besteht. In entsprechender Weise wird bei der im Zeitpunkt t3 ausgelösten Umschaltung vom positiven zum negativen Wert der konstante negative Wert -Im innerhalb des Zeitabschnitts IV erreicht, so dass der Stromwert -Im während der ganzen Dauer der Zeitabschnitte V und VI besteht.

Das Magnetfeld H zeigt den gleichen zeitlichen Verlauf wie der Strom I.

Der Schalter S1 der Abtast- und Speicherschaltung 10 wird durch das Steuersignal B in jedem Messzyklus für die Dauer des Zeitabschnitts II geschlossen. Die Abtast- und Speicherschaltung 10 tastet somit die Ausgangsspannung des Verstärkers 9 im mittleren Drittel der positiven Teilperiode des Magnetfelds H ab und speichert den über diesen Zeitabschnitt integrierten Abtastwert.

Der Schalter S2 der Abtast- und Speicherschaltung 11 wird durch das Steuersignal C in jedem Messzyklus für die Dauer des Zeitabschnitts V geschlossen, so dass die Abtast- und Speicherschaltung 11 die Ausgangsspannung des Verstärkers 9 im mittleren Drittel der negativen Teilperiode des Magnetfelds H abtastet und den über diesen Zeitabschnitt integrierten Abtastwert speichert.

Der Schalter S3 der Abtast- und Speicherschaltung 15 wird durch das Steursignal D in jedem Messzyklus für die Dauer derZeitabschnitte III und VI geschlossen, also unmittelbar im Anschluss an die durch das Schliessen der Schalter Sl und S2 betimmten Abtastzeitintervalle. Wenn der Schalter S3 geschlossen ist, besteht ein geschlossener Regelkreis vom Ausgang des Verstärkers 9 über den Operationsverstärker 14, die Abtast- und Speicherschaltung 15 und die Summierschaltung 8 zum Eingang des Verstärkers 9. Dieser Regelkreis bringt die Spannung am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 14, d.h. die Ausgangsspannung des Verstär-

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kers 9, auf das am nichtinvertierenden Eingang anliegende Bezugspotential, also das Massepotential. Der Ausgang der Abtast- und Speicherschaltung 15 nimmt daher in jedem durch das Schliessen des Schalters S3 bestimmten Kompensationszeitintervall, d.h. in jedem Zeitabschnitt III und VI jedes Messzyklus, eine Kompensationsspannung Uk an, die der am anderen Eingang der Summierschaltung 8 gleichzeitig anliegenden, vom Ausgang des Differenzverstärkers 7 gelieferten Signalspannung Ur entgegengesetzt gleich ist, so dass die Ausgangsspannung der Summierschaltung 8 und damit auch die Ausgangsspannung des Verstärkers 9 zu Null gemacht wird. Nach dem Öffnen des Schalters S3, also in der Haltephase der Abtast- und Speicherschaltung 15, bleibt die Kompensationsspannung Uk am Ausgang der Abtast- und Speicherschaltung 15 bestehen, und diese gespeicherte Kompensationsspannung Uk wird in der Summierschaltung 8 dauernd zu der jeweils anliegenden Signalspannung Ur addiert.

Das Diagramm F zeigt den zeitlichen Verlauf der Signalspannung Ur am Ausgang des Differenzverstärkers 7. Sie enthält einen Messspannungsanteil Um, der von der Durchflussgeschwindigkeit im Rohr 1 und der Feldstärke des Magnetfelds H abhängt. Die Messspannung Um ist einer Störgleichspannung Us überlagert, die ihre Ursache insbesondere in unterschiedlichen elektro-chemischen Gleichgewichtspotentialen hat. Die Störgleichspannung Us ist zeitlich nicht konstant, sondern wächst an und kann im Verlauf der Messung Werte erreichen, die das Tausendfache der Messspannung Um betragen können. Zur Vereinfachung der Darstellung und Beschreibung ist im Diagramm F angenommen, dass die Störgleichspannung Us im Zeitpunkt to den Wert Us/to hat und linear ansteigt; der in jedem Zeitabschnitt erreichte Zuwachs der Störgleichspannung wird mit AUs bezeichnet.

Die Signalspannung Uf hat also beispielsweise im Zeitpunkt t2 den Wert:

Uf/t2 = Us/t2 + Um/12

Störgleichspannung Us von der Umpolung des Magnetfelds nicht beeinflusst. Der im Zeitpunkt t3 erreichte Wert Us/t3 der Störspannung wird durch den in der gespeicherten Kompensationsspannung Uk enthaltenen Störspannungsanteil -Us/t3 s während der Zeitabschnitte IV und V zu Null kompensiert. In der Ausgangsspannung Ug der Summierschaltung 8 erscheint nur der gespeicherte Messspannungsanteil ~Uma3 der Kompensationsspannung, der nunmehr das gleiche Vorzeichen wie der Messspannungsanteil -Um in der Signalspannung Uf io hat und zu diesem addiert wird. Dieser Summenspannung überlagert sich der nicht kompensierte Teil der Störspannung, also ein Störspannungsteil, der im Zeitpunkt t3 den Wert Null hat und von diesem Wert linear in positiver Richtung ansteigt.

15 Somit hat die Spannung Ug im Zeitpunkt ts den folgenden Wert:

Ug/t5 = Uf/t5 + Uk/t3

und im Zeitpunkt ts den Wert:

Uf/ts = Us/t5 - Um/15.

Die Kompensationsspannung Uk hat in jedem Kompensationszeitintervall, also in den Zeitabschnitten III und VI jedes Messzyklus, den gleichen Betrag wie die Signalspannung Uf, aber das entgegengesetzte Vorzeichen, und sie behält den Wert, den sie am Ende jedes Kompensationszeitintervalls, d.h. in den Zeitpunkten ta und te erreicht hat, bis zum Beginn des nächsten Kompensationszeitintervalls bei.

Das Diagramm G zeigt die Spannung Ug am Ausgang der Summierschaltung 8 :

Ug = Uf + Uk.

Die Ausgangsspannung des Verstärkers 9 unterscheidet sich von der Spannung Ug nur durch den Verstärkungsfaktor v; sie hat also den gleichen zeitlichen Verlauf, jedoch den Wertv-Ug.

Infolge der zuvor geschilderten Kompensationswirkung der Regelschleife hat die Spannung Ug im Zeitabschnitt III den Wert Null. Im Zeitpunkt ta hat die Kompensationsspannung Uk den folgenden Wert erreicht:

Uk/t3 = —Uf/t3 = —(Us/t3 + Um/13).

Im Zeitpunkt ta erfolgt die Umpolung des Magnetfelds, so dass die Messspannung Um schnell auf den dem negativen Magnetfeld entsprechenden Wert geht. Dagegen wird die

2« = (Us/t5 - Uma5) - (Us/t3 + Um/o)

= (Us/t5 - Us/t3) - (UM/t3 + Umas).

Das Glied (Usas - Us/t3) entspricht dem Zuwachs der Stör-

25 gleichspannung während der Zeitabschnitte IV und V, hat also bei dem zuvor angenommenen linearen Anstieg den Wert 2 AUs.

Das Glied (Um/i3 - Umas) ist die Summe der Messspannungen in den Zeitpunkten ta und ts. Die Ausgangsspannung

30 v> Ug des Verstärkers 9, die im Zeitabschnitt V durch die Abtast- und Speicherschaltung 11 zur Gewinnung des integrierten Abtastwerts Uli abgetastet wird, enthält also die Summe von zwei Messspannungswerten, von denen der eine Messspannungswert im Zeitabschnitt III während der vor-

35 hergehenden positiven Teilperiode des Magnetfelds H in der Abtast- und Speicherschaltung 15 gewonnen und gespeichert wurde, während der zweite Messspannungswert in der Signalspannung Ur im Zeitabschnitt V der laufenden negativen Teilperiode des Magnetfelds enthalten ist.

40 Wenn angenommen wird, dass die Durchflussgeschwindigkeit im Rohr 1 während der Dauer des Messzyklus konstant bleibt, sind die beiden Messspannungswerte Uma3 und Umas gleich gross, so dass gesetzt werden kann:

45 Uma3 = Uma5 = Um.

Dann gilt für die Spannung Ug im Zeitpunkt ts:

Ug/t5 = 2A Us - 2 Um.

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Im Zeitabschnitt VI wird die Spannung Ug wieder auf Null gebracht. Im Zeitpunkt té hat die Kompensationsspannung Uk den folgenden Wert angenommen:

55 Uk/t6 = —Uf/l6 = —(Us/t6 —UM/tö).

Für die Spannung Ug im Zeitpunkt t2' gilt dann:

Ug/t2' = Uf/12' + Uk/t6

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= Us/t2' + UM/t2' - (Us/t6 - UM/tö)

= (Us/t2' - Us/tö) + (UmA6 + Um/12').

65 Die entsprechende verstärkte Ausgangsspannung des Verstärkers 9 wird im Zeitabschnitt II' durch die Abtast- und Speicherschaltung 10 zur Gewinnung des integrierten Abtastwertes Uio abgetastet. Sie enthält wieder zwei Messspan-

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nungswerte, nämlich den im Zeitabschnitt VI des vorhergehenden Messzyklus in der Abtast- und Speicherschaltung 15 gewonnenen und gespeicherten Wert und den im Zeitabschnitt II' in der Signalspannung Uf enthaltenen Wert.

Unter den zuvor angenommenen Bedingungen gilt wieder:

Ug/i2' = 2 A Us + 2 Um.

Setzt man zur Vereinfachung die in den Abtast- und Speicherschaltungen 10 und 11 gespeicherten integrierten Abtastwerte Um und U11 gleich den zuvor betrachteten Augenblickswerten nach Verstärkung im Verstärker 9, so kann man schreiben:

Uio = v(2AUs + 2 Um)

Un = v(2AUs-2Um).

Nach der Differenzbildung in der Subtrahierschaltung 12 erhält man die Ausgangsspannung

Ua = Uio - Ui i = v (2 A Us + 2 Um) - v (2 AUs - 2 Um)

Ua = v • 4 Um.

In der Ausgangsspannung Ua ist also ausser der absoluten Störgleichspannung auch die Störspannungsdrift vollkommen beseitigt, wenn sie als linear angenommen wird. Das Nutzsignal entspricht dem vierfachen Wert der Messspannung.

Ferner ist zu erkennen, dass die im Ausgangssignal enthaltenen Messspannungen durch Integration in den vier Zeitabschnitten III, V, VI und II' erhalten worden sind. Dies entspricht einer Signalbeobachtung über zwei Drittel der Zeit, also praktisch der ganzen Zeit, in der das Magnetfeld als konstant angesehen werden kann. Lediglich die durch die Umpolung bedingten Zeiten der Magnetfeldänderung sind von der Signalbeobachtung ausgeschlossen.

Weiterhin ist zu erkennen, dass die absolute Störgleichspannung vom Verstärker 9 ferngehalten ist, der ausser der Messspannung nur die verhältnismässig kleine Störspannungsänderung zwischen zwei Kompensationszeitintervallen zu verarbeiten braucht. Der Verstärker 9 kann daher mit grossem Verstärkungsfaktor ausgebildet werden, ohne dass die Gefahr einer Übersteuerung besteht.

Die geschilderten vorteilhaften Wirkungen beruhen darauf, dass jedes Kompensationszeitintervall vollständig innerhalb der Zeitdauer liegt, in der das Magnetfeld eingeschaltet ist und seinen konstanten Wert hat, und in der auch das vorhergehende Abtastzeitintervall liegt. Als Folge dieser Massnahme enthält die gespeicherte Kompensationsspannung ausser der zu kompensierenden Störgleichspannung auch einen Messspannungsanteil, der im nächsten Abtastzeitintervall zur Gewinnung des Nutzsignals mit verwertet wird. Ein Vorteil dieses Verfahrens besteht darin, dass für die Kompensation keine Magnetfeldpausen benötigt werden, in der das Magnetfeld Null ist; es eignet sich daher insbesondere in Verbindung mit einer einfachen Umpolung des Magnetfelds zwischen zwei entgegengesetzten Werten. Das Verfahren ist jedoch nicht auf diesen Fall beschränkt; es kann ohne weiteres auch dann angewendet werden, wenn aus anderen Gründen Magnetfeldpausen vorgesehen sind.

Die zuvor beschriebene Aufteilung jeder Halbperiode in drei gleiche Zeitabschnitte, von denen einer das Abtastzeitintervall und ein weiterer das Kompensationszeitintervall bilden, ist natürlich nur als Beispiel anzusehen. Je nach dem zeitlichen Verlauf des Magnetfelds kann auch eine andere Aufteilung vorgesehen werden. Es ist auch nicht erforderlich,

dass sich das Abtastzeitintervall und das Kompensationszeitintervall lückenlos aneinanderschliessen. In der Regel wird man aber bestrebt sein, die verfügbare Zeit, in der das Magnetfeld seinen konstanten Wert hat, möglichst vollständig zur Signalbeobachtung auszunutzen.

Wie aus der vorstehenden Beschreibung hervorgeht, wird der Schalter S1 jeweils im Zeitabschnitt II jedes Messzyklus geschlossen, in welchem der Strom in der Magnetfeldspule 2 den konstanten positiven Wert +Im hat. Wenn angenommen wird, dass sich die Störgleichspannung nicht ändert und auch die Durchflussgeschwindigkeit konstant bleibt, hat auch die Spannung Ug in jedem Zeitabschnitt II den gleichen konstanten Wert. Für die Abtast- und Speicherschaltung 10 wirkt sich dies so aus, als ob am Eingang eine konstante Gleichspannung anläge, die jeweils durch das Schliessen des Schalters Sl abgetastet würde. Wenn sich die Durchflussgeschwindigkeit ändert, äussert sich dies für die Abtast- und Speicherschaltung 10 wie eine zeitliche Änderung der scheinbar am Eingang anliegenden Gleichspannung.

Das gleiche gilt für die Abtast- und Speicherschaltung 11, mit dem Unterschied, dass die scheinbar anliegende und im Zeitabschnitt V jedes Messzyklus durch Schliessen des Schalters S2 abgetastete Gleichspannung einen anderen Wert hat.

In Fig. 3 ist dargestellt, wie sich dieser Sachverhalt auf die Bildung der gespeicherten Abtastwerte in der Abtast- und Speicherschaltung 10 bei schnellen Durchflussänderungen auswirkt.

Das Diagramm V von Fig. 3 zeigt die Durchflussgeschwindigkeit V im Rohr 1. Es ist der Fall dargestellt, dass die Strömung im Zeitpunkt to plötzlich eingeschaltet wird, so dass die Durchflussgeschwindigkeit V sehr schnell vom Wert Null auf einen konstanten Wert Vo geht.

Das Diagramm G von Fig. 3 zeigt für die vier ersten, auf den Zeitpunkt to folgenden Messzyklen Tmi, Tm2, Tm3, Tm4 entsprechend dem Diagramm G von Fig. 2 die Ausgangsspannung v • Us des Verstärkers 9, die auch die Eingangsspannung der Abtast- und Speicherschaltung 10 ist. Es sind nur die positiven Spannungsimpulse dargestellt, da nur diese von der Abtast- und Speicherschaltung 10 verwertet werden. Ferner ist die Spannung v* Ug für den vereinfachten Fall dargestellt, dass sich die Störgleichspannung nicht ändert und dass die Durchflussgeschwindigkeit im Rohr 1 nach dem Erreichen des Wertes Vo konstant bleibt. Die positiven Spannungsimpulse der Spannung v • Ug erreichen daher in den aufeinanderfolgenden Messzyklen jeweils den gleichen Amplitudenwert V» Ugo, der der Durchflussgeschwindigkeit Vo entspricht und während der ganzen Dauer des Abtastzeitabschnitts II in jedem Messzyklus konstant ist.

In den vor dem Zeitpunkt to liegenden Messzyklen hatte dagegen die Spannung v* Ug stets den Wert Null.

Das Diagramm B von Fig. 3 entspricht dem Diagramm B von Fig. 2. Es zeigt das Steuersignal B, das vom Ausgang 6b der Steuerschaltung 6 abgegeben wird und den Schalter S1 während der Dauer des Zeitabschnitts II in jedem Messzyklus Tm schliesst. Das Steuersignal B bestimmt also die Abtastzeitintervalle der Abtast- und Speicherschaltung 10.

Da während jedes Abtastzeitintervalls nach dem Zeitpunkt to die gleiche konstante Spannung am Eingang der Abtast-und Speicherschaltung 10 anliegt, verhält sich diese so, als ob ihre Eingangsspannung eine konstante Gleichspannung v- Ugo wäre, die gleich dem Amplituden wert der positiven Spannungsimpulse der Spannung v- Ug ist, wie im Diagramm G von Fig. 3 durch eine gestrichelte Linie angedeutet ist.

Das Diagramm H von Fig. 3 zeigt die Spannung Uc an den Klemmen des Kondensators Cl in der Abtast- und Speicherschaltung 10. Im Zeitpunkt to hat die Spannung Uc den Wert Null.

Beim ersten Schliessen des Schalters Sl im Zeitabschnitt II

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des Messzyklus Tmi steigt die Spannung Uc entsprechend der Zeitkonstante des RC-Glieds Rl, Cl annähernd linear an. In Wirklichkeit erfolgt der Spannungsanstieg in bekannter Weisenach einer Exponentialfunktion.

Wenn der Schalter Sl am Ende des Zeitabschnitts II des Messzyklus Tm 1 geöffnet wird, behält die Spannung Uc den zuletzt erreichten Wert unverändert bei, bis der Schalter Sl am Anfang des Zeitabschnitts II im nächsten Messzyklus Tm2 wieder geschlossen wird. Dann steigt die Spannung Uc erneut an, nunmehr jedoch mit einer etwas geringeren Steigung entsprechend dem nächsten Abschnitt der Exponentialfunktion.

Der gleiche Vorgang wiederholt sich in den folgenden Messzyklen, bis schliesslich die Spannung Uc den vollen Wert der Gleichspannungsamplitude v- Ugo erreicht hat. Zur Vereinfachung ist in Fig. 3 angenommen, dass dieser Zustand bereits im vierten Messzyklus Tm4 erreicht ist. Von diesem Zeitpunkt an ändert sich die Klemmenspannung Uc des Kondensators Cl nicht mehr, wenn die Amplitude der positiven Impulse der Spannung v- Ug unverändert bleibt.

Das Diagramm J von Fig. 3 zeigt die Ausgangsspannung Uio der Abtast- und Speicherschaltung 10. Jedesmal, wenn der Schalter Sl geschlossen ist, besteht eine direkte Verbindung zwischen dem Eingang und dem Ausgang, so dass die Eingangsspannung unverändert am Ausgang erscheint. Dies ergibt sich daraus, dass der Widerstand Rl nicht im Längszweig, sondern im Querzweig in Reihe mit dem Kondensator Cl angeordnet ist.

Wenn der Schalter Sl geöffnet ist, liegt am Ausgang der Abtast- und Speicherschaltung die volle Klemmenspannung Uc des Kondensators Cl an. Wie bereits erwähnt wurde, ist dem Ausgang der Abtast- und Speicherschaltung 10 in der üblichen Weise ein nicht dargestellter hochohmiger Impedanzwandler nachgeschaltet, der verhindert, dass sich der Kondensator Cl in den Pausen zwischen den Abtastzeitintervallen entlädt. Da somit in den Abtastpausen kein Strom über den Widerstand Rl fliesst, besteht auch kein Spannungsabfall an diesem Widerstand, so dass die auf dem Kondensator Cl gespeicherte Spannung voll am Ausgang erscheint und bis zum nächsten Abtastzeitintervall unverändert bleibt.

Die gleiche Funktionsweise ergibt sich auch für die Abtast-und Speicherschaltung 11 bei den negativen Spannungsimpulsen der Spannung v Ug.

Wie das Diagramm J von Fig. 3 zeigt, folgt die Ausgangsspannung jeder Abtast- und Speicherschaltung einer schnellen Änderung der Durchflussgeschwindigkeit nur mit einer beträchtlichen Verzögerung, die sich über mehrere Messzyklen erstreckt. Entsprechende Verzögerungen entstehen natürlich auch dann, wenn eine bereits bestehende Durchflussgeschwindigkeit plötzlich vergrössert oder verringert wird. Die durch die Verzögerung bedingten langen Anstiegs- oder Abfallzeiten bis zum Erreichen des stationären Betriebszustands sind in vielen Anwendungsfällen sehr unerwünscht oder sogar unzulässig, insbesondere bei Steuer-und Regelvorgängen in der Verfahrenstechnik.

In Fig. 4 ist eine bevorzugte Ausführungsform der Anordnung von Fig. 1 dargestellt, bei der die lange Anstiegszeit beseitigt ist.

Die Anordnung von Fig. 4 unterscheidet sich von derjenigen von Fig. 1 nur dadurch, dass in jeder Abtast- und Speicherschaltung 10,11 parallel zu dem Widerstand Rl bzw. R2 ein Schalter S4 bzw. S5 geschaltet ist. Der Schalter S4 wird durch ein Steuersignal K gesteuert, das von der Steuerschaltung 6 an einem weiteren Ausgang 6e abgegeben wird, und der Schalter S5 wird durch ein Steuersignal L gesteuert, das von einem Ausgang 6f der Steuerschaltung 6 kommt.

Ferner ist der Widerstand R3 in der Abtast- und Speicherschaltung 15 fortgelassen.

Die übrigen Bestandteile der Anordnung von Fig. 4 sind gegenüber der Anordnung von Fig. 1 unverändert; sie sind mit den gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 1 bezeichnet.

Die Funktionsweise der Anordnung von Fig. 4 wird s anhand der Diagramme K, M und N von Fig. 3 für die Abtast- und Speicherschaltung 10 beschrieben.

Das Diagramm K von Fig. 3 zeigt das Steuersignal K, das den Schalter S4 betätigt. Es besteht aus kurzen Impulsen, die gleichzeitig mit den Impulsen des Steuersignals B beginnen, io aber eine kürzere Dauer als diese haben. Der Schalter S4 wird somit gleichzeitig mit dem Schalter Sl geschlossen, wird aber kurz danach wieder geöffnet, während der Schalter Sl noch geschlossen bleibt.

Durch das Schliessen des Schalters S4 wird der Widerstand 15 Rl kurzgeschlossen, so dass die volle Eingangsspannung am Kondensator Cl anliegt. Die Abtast- und Speicherschaltung 10 arbeitet in diesem Zustand wie ein echter Momentanwertspeicher («sample & hold»), der den Augenblickswert einer angelegten Spannung abtastet und speichert. 20 Die Diagramme M und N von Fig. 3 zeigen, wie sich diese Massnahme auf die Klemmenspannung Uc des Kondensators Ci und auf die Ausgangsspannung U io der Abtast- und Speicherschaltung 10 bei einer schnellen Durchflussänderung auswirkt. Wenn die Schalter Sl und S4 am Beginn des 25 Zeitabschnitts II im Messzyklus Tmi geschlossen werden, lädt sich der Kondensator Cl sofort auf die volle Eingangsspannung auf. Er behält diese Spannung nach dem Öffnen des Schalters S4 bei, wenn sich die Eingangsspannung während der restlichen Schliesszeit des Schalters Sl nicht ändert. 30 Die Ausgangsspannung Uio ist, wie zuvor, während der Schliesszeit des Schalters Sl gleich der Eingangsspannung und nach dem Öffnen des Schalters Sl gleich der Kondensatorspannung Uc. Da die Kondensatorspannung Uc jetzt aber vom ersten Messzyklus an gleich der vollen Eingangsspan-35 nung ist, bleibt diese Spannung auch nach dem Öffnen des Schalters Sl am Ausgang der Abtast- und Speicherschaltung 10 bestehen. Der stationäre Betriebszustand stellt sich also bereits im ersten Messzyklus nach der Durchflussänderung ein. Die Schaltung von Fig. 4 zeigt somit schnelle Ände-40 rungen der Durchflussgeschwindigkeit mit sehr geringer Verzögerung an.

Anhand der Diagramme von Fig. 5 soll erläutert werden, wie sich die Überlagerung einer Störwechselspannung auf die Abtastung der Messspannung bei der Anordnung von Fig. 4 45 auswirkt. Solche Störwechselspannungen werden insbesondere durch vagabundierende Ströme erzeugt, die vom allgemeinen Wechselstromnetz stammen. Sie haben daher die Netzfrequenz, jedoch eine beliebige Phasenlage.

Das Diagramm P von Fig. 5 zeigt eine solche Störwechsel-50 Spannung Uw im Verlauf der beiden ersten Zeitabschnitte I und II eines Messzyklus für zwei verschiedene Fälle, nämlich in der linken Hälfte des Diagramms für den Fall, dass die Störwechselspannung Uw eine Phasenverschiebung von 0° in bezug auf den Anfangszeitpunkt to des Messzyklus hat, und in 55 der rechten Hälfte für den Fall, dass die Phasenverschiebung 180° beträgt. Es sind natürlich beliebige andere Phasenverschiebungen möglich. Als Beispiel ist angenommen, dass die Dauer jedes Zeitabschnitts gleich einer Periode der Störwech-selspannung Uw ist, bei einem 50 Hz-Netz also 20 ms beträgt. 60 Wie in Fig. 3 stellt das Diagramm B von Fig. 5 das den Schalter S1 betätigende Steuersignal und das Diagramm K das den Schalter S4 betätigende Steuersignal dar.

Das Diagramm Q zeigt die Veränderung der Spannung v • Ug infolge der Überlagerung der Störwechselspannung Uw es für die beiden Fälle, wobei wieder zur Vereinfachung die lineare Änderung der Störgleichspannung nicht berücksichtigt ist.

Das Diagramm R zeigt die Änderung der Klemmenspan

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nung Uc des Kondensators Cl im Verlauf des Abtastzeitintervalls, das durch die Schliesszeit des Schalters S1 (Zeitintervall II) bestimmt ist.

Beim Schliessen der beiden Schalter Sl und S4 im Zeitpunkt ti geht die Kondensatorspannung Uc sofort auf den Augenblickswert der Eingangsspannung v- Ug, und zwar sowohl im ersten Messzyklus, wenn die Kondensatorspannung vorher Null war, als auch im stationären Betrieb, wenn auf dem Kondensator Cl eine Spannung vom vorhergehenden Abtastvorgang gespeichert ist, wie in Fig. 5 dargestellt ist.

Während der Schliesszeit des Schalters S4 (Dauer des Impulses K) folgt die Kondensatorspannung Uc verzögerungsfrei der Eingangsspannung v- Ug. In diesem Zeitintervall erfolgt eine reine Momentanwertabtastung nach dem «sample & hold»-Prinzip.

Nach dem Öffnen des Schalters S4 folgt dagegen in der restlichen Schliesszeit des Schalters S1 die Kondensatorspannung Uc der Eingangsspannung v Ug nur noch mit einer durch das RC-Glied Rl, Cl bedingten Glättung der durch die überlagerte Störwechselspannung verursachten Schwankungen. Die Amplitude der Schwankungen wird dadurch wesentlich verringert.

Der im Zeitpunkt des Öffnens des Schalters S1 erreichte Wert der Kondensatorspannung Uc bleibt bis zum nächsten Abtastvorgang auf dem Kondensator Cl gespeichert und steht am Ausgang der Abtast- und Speicherschaltung 10 als Ausgangsspannung Uio zur Verfügung. Diese gespeicherte Kondensatorspannung enthält ausser der abgetasteten Messspannung einen Störwechselspannungsrest AUw, der ausser von der Amplitude der Störwechselspannung auch von deren Phasenlage in bezug auf das Abtastzeitintervall abhängt. Die beiden Kurven des Diagramms R zeigen, dass unter sonst gleichen Bedingungen die Störwechselspannungsreste AUw bei den beiden angenommenen Phasenlagen von 0° und 180° verschieden sind.

Infolge der durch das RC-Glied bewirkten Glättung ist aber der Störwechselspannungsrest AUw auch im ungünstigsten Fall wesentlich kleiner als die Amplitude der überlagerten Störwechselspannung.

Der Störwechselspannungsrest beeinträchtigt die Messgenauigkeit nicht, wenn dafür gesorgt wird, dass auch bei der Abtastung der negativen Spannungsimpulse in der Abtast-und Speicherschaltung 11 ein Störwechselspannungsrest gleicher Grösse mit dem gleichen Vorzeichen erhalten wird. Dann heben sich die Störwechselspannungsreste bei der Differenzbildung in der Subtrahierschaltung 12 gegenseitig auf.

Diese Bedingung ist offensichtlich erfüllt, wenn die Abtastzeitintervalle (Schliesszeiten der Schalter SI, S4 und der Schalter S2, S5) in den beiden Abtast- und Speicherschaltungen 10 und 11 gleich gross sind, und wenn die Störwechselspannung die gleiche Phasenlage in bezug auf diese Abtastzeitintervalle hat.

Durch die Differenzbildung werden auch Störwechsel-spannungsanteile beseitigt, die in der Kompensationsspannung enthalten sind, die in der Abtast- und Speicherschaltung 15 (Fig. 1 und 4) des Kompensationskreises gebildet und gespeichert wird, wenn wiederum dafür gesorgt wird, dass die Störwechselspannungsanteile in den aufeinanderfolgenden Kompensationszeitintervallen in gleicher Grösse und mit gleichem Vorzeichen auftreten. Diese Bedingung ist erfüllt, wenn die aufeinanderfolgenden Kompensationszeitintervalle (Schliesszeiten des Schalters S3) gleich gross sind und die gleiche Phasenlage in bezug auf die Störwechselspannung haben. Ferner müssen natürlich, wie zuvor, die Zeitabstände zwischen jedem Kompensationszeitintervall und dem nächsten Abtastzeitintervall gleich gross sein. Dagegen ist es nicht erforderlich, dass die Dauer der Kompensationszeitintervalle gleich der Dauer der Abtastzeitintervalle ist.

Die Abtast- und Speicherschaltung 15 im Kompensationskreis (Fig. 1 und 4) kann grundsätzlich in gleicher Weise wie die Abtast- und Speicherschaltungen 10 und 11 ausgeführt sein; sie könnte also im Fall von Fig. 4 ebenfalls mit einem zusätzlichen Schalter ausgestattet sein, der den Widerstand R3 im ersten Teil jedes Kompensationszeitintervalls überbrückt. Es ist jedoch einfacher, den Widerstand R3 ganz fortzulassen, wie in Fig. 4 dargestellt ist, so dass die Abtast- und Speicherschaltung 15 während des ganzen Kompensationszeitintervalls als reiner Momentanwertspeicher («sample & hold») betrieben wird. Diese Ausbildung eignet sich besonders für den Fall, dass das Kompensationszeitintervall sehr kurz ist, wie später anhand von Fig. 6 erläutert wird.

Zur Erzielung der gleichen Phasenlage genügt es, den Beginn jedes Abtastzeitintervalls und jedes Kompensationszeitintervalls in eine vorbestimmte Phasenbeziehung zur Netzwechselspannung zu bringen, beispielsweise den Abtastvorgang jeweils bei einem Nulldurchgang der Netzwechselspannung auszulösen. Zwar ist die Phasenlage der durch vagabundierende Ströme erzeugten Störwechselspannung in bezug auf die Netzwechselspannung beliebig und nicht vorhersehbar; es kann aber davon ausgegangen werden, dass diese Phasenlage über längere Zeiträume konstant bleibt.

Wegen der nicht vorhersehbaren Phasenlage der Störwechselspannung ist es dagegen nicht möglich, den Störwechselspannungsrest durch eine bestimmte Bemessung der Dauer der Abtastvorgänge mit Sicherheit zu beseitigen. Selbst wenn das Abtastzeitintervall gleich der Periode der Störwechselspannung oder gleich einem Vielfachen dieser Periode gewählt wird, kann bei ungünstiger Phasenlage der Störwechselspannungsrest sein Maximum erreichen.

Die zuvor geschilderte Beseitigung des Störwechselspan-nungsrestes durch die Differenzbildung gibt daher eine völlige Freiheit in der Wahl der Abtastzeiten, vorausgesetzt, dass die zuvor angegebenen Bedingungen gleicher Dauer und gleicher Phasenlage in bezug auf die Netzwechselspannung eingehalten sind.

Als Beispiel sind in Fig. 6 in entsprechender Weise wie in Fig. 2 die Signaldiagramme für ein Ausführungsbeispiel dargestellt, bei dem die Frequenz der Feldumpolung in der Magnetfeldspule 2 gleich der halben Frequenz der Störwechselspannung ist, so dass jeweils ein Abtastzeitintervall und ein Kompensationszeitintervall in einer Periode der Störwechselspannung liegt.

Die Diagramme A, B, C, D, E von Fig. 6 zeigen wie die entsprechenden Diagramme von Fig. 2 die verschiedenen Steuersignale, die von der Steuerschaltung 6 abgegeben werden, sowie den zeitlichen Verlauf des Spulenstroms I.

Das Diagramm P stellt, wie in Fig. 5, die Störwechselspannung Uw mit einer beliebigen Phasenlage dar.

Um die vielfältigen Möglichkeiten der beschriebenen Massnahmen zu zeigen, sind ferner die Abtastzeitintervalle (Diagramme B und C) wesentlich länger als die Kompensationszeitintervalle (Diagramm D). Man nutzt dadurch die grösstmögliche Zeit für die Signalabtastung aus.

Es sind jedoch die folgenden Bedingungen eingehalten:

1. Die Dauer der Abtastzeitintervalle in der Abtast- und Speicherschaltung 10 (Diagramm B) ist gleich der Dauer der Abtastzeitintervalle in der Abtast- und Speicherschaltung 11 (Diagramm C).

2. Alle Abtastzeitintervalle (Diagramme B und C) haben die gleiche Phasenlage in bezug auf die Störwechselspannung (Diagramm P).

3. Alle Kompensationszeitintervalle (Diagramm D) haben die gleiche Dauer.

4. Alle Kompensationszeitintervalle haben die gleiche

8

s

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

Phasenlage in bezug auf die Störwechselspannung.

5. Die Zeitabstände zwischen jedem Kompensationszeit-intervall und dem nächsten Abtastzeitintervall sind gleich gross.

Dagegen besteht kein definierter Zusammenhang zwischen

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der Dauer der Abtastzeitintervalle bzw. der Kompensationszeitintervalle und der Periode der Störwechselspannung.

Die Steuersignale für die Betätigung der Schalter S4 und S5 sind in Fig. 6 zur Vereinfachung nicht dargestellt; sie liegen s natürlich wieder jeweils im Anfangsteil der Steuersignale B bzw. C.

B

6 Blatt Zeichnungen

Claims

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PATENTANSPRÜCHE

1. Verfahren zur magnetisch-induktiven Durchflussmessung einer elektrisch leitenden Flüssigkeit mittels periodisch umgepoltem magnetischem Gleichfeld und mit Kompensation der Störgleichspannungen im Elektrodenkreis, bei welchem das Nutzsignal dadurch erhalten wird, dass die Signalspannung nach jeder Umpolung des Magnetfelds jeweils bei gegenpoligen Werten des Magnetfelds während eines Abtastzeitintervalls abgetastet und gespeichert wird und die Differenz der gespeicherten Abtastwerte gebildet wird, und bei welchem in einem auf jedes Abtastzeitintervall folgenden Kompensationszeitintervall durch Abtastung und Speicherung der Signalspannung eine der Signalspannung entgegengesetzt überlagerte Kompensationsspannung erzeugt wird, welche die Signalspannung innerhalb des Kompensationszeitintervalls auf den Wert Null kompensiert und bis zum nächsten Kompensationszeitintervall beibehalten wird, dadurch gekennzeichnet, dass jedes Kompensationszeitintervall innerhalb des dem eingeschalteten Magnetfeld entsprechenden Zeitintervalls liegt, in dem auch das vorhergehende Abtastzeitintervall liegt.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass sich das Kompensationszeitintervall unmittelbar an das Abtastzeitintervall anschliesst.
3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Abtastzeitintervall und das Kompensationszeitintervall zusammen im wesentlichen den ganzen Zeitraum überdecken, in welchem das Magnetfeld seinen konstanten Wert hat.
4. Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass das Abtastzeitintervall und das Kompensationszeitintervall gleich gross sind.
5. Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass das Abtastzeitintervall grösser als das Kompensationszeitintervall ist.
6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass alle Abtastzeitintervalle die gleiche Dauer haben und der Beginn jedes Abtastzeitintervalls in einer für alle Abtastintervalle gleichen starren Phasenbeziehung zu einer Störwechselspannung steht.
7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Dauer jedes Abtastzeitintervalls von der Periode der Störwechselspannung oder einem Vielfachen dieser Periode verschieden ist.
8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass alle Kompensationszeitintervalle die gleiche Dauer haben und dass der Beginn jedes Kompensationszeitintervalls in einer für alle Kompensationszeitintervalle gleichen starren Phasenbeziehung zu einer Störwechselspannung steht.
9. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Dauer jedes Kompensationszeitintervalls von einer Periode der Störwechselspannung oder einem Vielfachen dieser Periode verschieden ist.
10. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass die abgetastete Signalspannung in jedem Abtastzeitintervall zur Bildung des gespeicherten Abtastwerts an ein integrierendes Speicherglied angelegt wird.
11. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass am Beginn jedes Abtastzeitintervalls kurzzeitig eine Momentanwertabtastung und -speicherung der Signalspannung ohne Integration erfolgt und die abgetastete Signalspannung nur im restlichen Teil des Abtastzeitintervalls an das integrierende Speicherglied angelegt wird.
12. Anordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 11 für die Durchflussmessung einer in einer Rohrleitung fliessenden elektrisch leitenden Flüssigkeit, mit einem

Magnetfelderzeuger, der ein die Rohrleitung senkrecht zur Strömungsrichtung durchsetzendes, periodisch umgepoltes Magnetfeld erzeugt, zwei in der Rohrleitung angeordneten Elektroden, die mit den Eingängen eines Messverstärkers s verbunden sind, Abtast- und Speicherschaltungen, die an den Ausgang des Messverstärkers angeschlossen sind und von einer Steueranordnung so gesteuert werden, dass sie die Ausgangsspannung des Messverstärkers bei einander gleichen Induktionswerten entgegengesetzten Vorzeichens abtasten io und die Abtastwerte bis zur nächsten Abtastung speichern, einer Schaltung zur Bildung der Differenz der gespeicherten Abtastwerte und mit einer in einem Regelkreis zwischen dem Ausgang und dem Eingang des Messverstärkers angeordneten speichernden Regelschaltung, die in jedem Kompensa-ls tionszeitintervall mit dem Ausgang des Messverstärkers verbunden wird, einen die Ausgangsspannung des Messverstärkers auf den Wert Null regelnden Kompensationsspannungs-wert bildet und diesen Kompensationsspannungswert bis zum nächsten Kompensationszeitintervall aufrechterhält, 20 dadurch gekennzeichnet, dass jede Abtast- und Speicherschaltung (10,11) ein integrierendes RC-Glied (RI, Cl; R2, C2) enthält, an das die Signalspannung über einen für die Dauer der zugeordneten Abtastzeitintervalle geschlossenen Schalter (S 1, S2) angelegt wird, und dass dem Widerstand 25 (RI, R2) jedes RC-Gliedes (Rl, Cl; R2, C2) ein Schalter (S4, S5) parallelgeschaltet ist, der am Beginn jedes der zugeordneten Abtastzeitintervalle kurzzeitig geschlossen wird.

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