DE3540170C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung geht aus von einer Schaltung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Es gibt Anwendungsfälle, bei denen ein elektrisches Nutzsignal die Form eines rechteckförmigen Kurvenzuges bekannter Frequenz und Phasenlage hat, wobei die physikalische Information, die ausgewertet werden soll, die Amplitude dieses Rechtecksignals (Nutzsignals) bestimmt. Beispielsweise werden bei magnetisch-induktiven Durchflußmessern Elektromagnete mit gepulstem Gleichstrom erregt. Durch das Magnetfeld der Elektromagnete fließt die Flüssigkeit, deren Durchflußmenge gemessen werden soll, hindurch. Wenn diese Flüssigkeit elektrisch leitend ist, wird an Elektroden, die mit der Flüssigkeit in Berührung stehen, eine Potentialdifferenz erzeugt, die der Durchflußmenge pro Zeiteinheit proportional ist.

Es ist bekannt, die Magnete eines Durchflußmessers mit gepulstem Gleichstrom zu erregen (DE-PS 26 19 971). Das an den Elektroden abgenommene Nutzsignal wird zwei Abtast- und Halteschaltungen zugeführt, die eine Abtastung jeweils in unterschiedlichen Phasen des Nutzsignals durchführen. Die Ausgangssignale der Abtast- und Halteschaltungen werden den beiden Eingängen eines Differenzverstärkers zugeführt, der daraus das Gleichspannungssignal erzeugt.

Die Amplitude des Nutzsignals beträgt häufig nur wenige µV. Die Auswertung solch kleiner Spannungen ist im allgemeinen im industriellen Umfeld, wo eine Vielzahl elektrischer Störungen vorliegt, schwierig. Bei Durchflußmessern ergeben sich zusätzlich Störsignale durch weitere Ursachen, die im hydraulischen Bereich liegen und die zu Potentialsprüngen an den Elektroden führen können. Die Signalauswertung wird weiterhin noch dadurch erschwert, daß die Impulssignale eine relativ niedrige Frequenz haben und daß die Signalquelle, die das Nutzsignal erzeugt, in Abhängigkeit von der Leitfähigkeit der Flüssigkeit mehr oder weniger hochohmig ist. Darüber hinaus treten bei den erwähnten Schaltungen intern verursachte Störungen in Form induktiver Spannungsspitzen, die während der Umschaltphase des Erregerstroms in die Elektrodenschleife induziert werden, auf.

Bei den bekannten Schaltungen (DE-AS 26 19 971) werden zum Eliminieren der Störsignale verschiedene Maßnahmen angewandt: Um ein an den Elektroden auftretendes Gleichspannungssignal von der Auswerteschaltung fernzuhalten, werden die Elektroden kapazitiv an die Auswerteschaltung angekoppelt. Durch Einschwingvorgänge des Magnetstromes treten induktive Störspitzen und Wirbelstromeffekte auf. Der Einfluß dieser Störsignale wird eliminiert, indem nach dem Umschalten des Magnetstromes die Beendigung der Einschaltvorgänge abgewartet und erst dann die Nutzspannung in eine der Abtast- und Halteschaltungen übernommen wird. Der Einfluß stationärer Störungen aus dem Kraftnetz kann durch geeignete Frequenzwahl der Taktfrequenz des Nutzsignals und durch Filterschaltungen unterdrückt werden. Zur Unterdrückung transienter Störungen können ebenfalls Filter eingesetzt werden. Ein Problem bildet weiterhin die Verstärkerdrift, die mit einer Gegenkopplungsschaltung des zweiten Verstärkers weitgehend beseitigt werden kann.

Die bekannten Schaltungen erfordern eine Reihe von Kompensations-, Filter- und Schutzmaßnahmen, um den Einfluß der Störspannungen zu beseitigen.

Bekannt sind monolithisch integrierbare Filter in CTD-Technologie (Elektronik 1980, Heft 1, S. 41 bis 46), bei denen das Eingangssignal einem Verzögerungsglied zugeführt wird, das eine konstante Verzögerung bewirkt. Das Ausgangssignal des Verzögerungsgliedes wird über ein Übertragungsglied auf den Eingang des Verzögerungsgliedes gegengekoppelt. Ein derartiges zeitdiskretes Filtersystem hat die Wirkung eines Tiefpaßfilters, dessen Sprungantwort treppenförmig nach einer e-Funktion verläuft.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltung der eingangs genannten Art zu schaffen, die es ermöglicht, auf einfache Weise aus dem störungsüberlagerten Nutzsignal ein Gleichspannungssignal zu bilden.

Die Lösung dieser Aufgabe besteht erfindungsgemäß darin, daß eine die Ausgangssignale der Abtast- und Halteschaltungen summierende Summiereinrichtung vorgesehen ist, deren Ausgangssignal von dem Ausgang des Eingangsverstärkers subtrahiert wird, und daß das Subtraktionsergebnis nach Verstärkung durch den zweiten Verstärker den Abtast- und Halteschaltungen zugeführt wird.

Die Signalaufbereitung erfolgt also mit getasteter Gegenkopplung. Dies bedeutet, daß die Gleichspannungssignale, die von den Abtast- und Halteschaltungen geliefert werden und deren Vorzeichen einander entgegengesetzt sind, summiert werden, und daß das Summensignal von dem Netzsignal subtrahiert wird.

Aus dem potentialfreien Nutzsignal wird im Eingangsverstärker ein Signal aus abwechselnd positiven und negativen Impulsen gebildet. Wenn die positiven und die negativen Impulse gleiche Höhen haben, ist das Ausgangssignal der Summiereinrichtung Null. In diesem Fall ist der Gegenkopplungszweig unwirksam. Treten dagegen Potentialverschiebungen auf, dann kompensieren sich die Signale der Abbtast- und Halteschaltungen nicht mehr und die Summiereinrichtung erzeugt ein Gegenkopplungssignal, durch das der Einfluß der Potentialverschiebung verringert wird.

Mit der erfindungsgemäßen Gegenkopplungsschaltung wird der Einfluß einer Gleichspannungskomponente in dem Nutzsignal reduziert. Ebenso werden auch kurzzeitige Störungsüberlagerungen eliminiert.

Das Prinzip der Erfindung besteht im wesentlichen darin, das Nutzsignal zu verstärken, während die überlagernden Störsignale nicht verstärkt oder abgeschwächt werden.

Die erfindungsgemäße Schaltung besitzt hinsichtlich Arbeitspunkt, Störunterdrückung und Übersteuerungsabstand ein sehr stabiles Meßverhalten.

Die Anwendung der Schaltung ist nicht auf Signale mit rechteckigen Signalverläufen beschränkt, sondern es können auch andere sich periodisch ändernde Signalverläufe ausgewertet werden.

Obwohl die Erfindung sich besonders für die Signalauswertung bei einem induktiven Durchflußmesser eignet, dessen Magnete mit gepulstem Gleichstrom erregt werden, ist sie aber auch auf anderen Gebieten einsetzbar, bei denen ein Nutzsignal mit geringer Amplitude ausgewertet werden soll, beispielsweise bei den Meßstreifen.

Im folgenden wird unter Bezugnahme auf die Zeichnungen ein Ausführungsbeispiel der Erfindung anhand eines induktiven Durchflußmessers näher erläutert.

Es zeigen:

Fig. 1 ein schematisches Blockschaltbild der Auswerteschaltung des Durchflußmessers und

Fig. 2 ein Impulsdiagramm des Erregerstromes der Magnetspulen mit Darstellungen der zeitlichen Abtastbereiche, in denen die Abtast- und Halteschaltungen geladen werden.

Bei der dargestellten Schaltung erzeugt ein Taktgenerator (10) Impulse, die einer Stromquelle 11 zugeführt werden. Die Stromquelle 11 liefert im Takt der Impulse einen Strom an die Erregerspule 12, die in dem (nicht dargestellten) Flüssigkeitskanal ein Magnetfeld erzeugt. Im Bereich der Flüssigkeit sind an den Wänden des Kanals Elektroden 13 angeordnet, zwischen denen eine Spannung entsteht, wenn in dem Magnetfeld eine elektrisch leitende Flüssigkeit fließt. Jede der Elektroden 13 ist über einen Kondensator 14 mit einem Eingang des Eingangsverstärkers V _E verbunden. Am Ausgang des Eingangsverstärkers V _E entsteht die Spannung U ₁, die an den Plus-Eingang des Subtrahierers S gelegt wird. Der Ausgang des Substrahierers ist mit dem Eingang des zweiten Verstärkers V ₂ verbunden, dessen Ausgangsspannung mit U ₃ bezeichnet ist. Diese Ausgangsspannung wird den Eingängen der beiden Abtast- und Halteschaltungen SH 1 und SH 2 zugeführt. Die Ausgangsspannungen der Abtast- und Halteschaltung SH 1 ist mit U und diejenige der Abtast- und Halteschaltung SH 2 mit U ₅ bezeichnet. Die Spannungen U ₄ und U ₅ werden den beiden Eingängen eines Differenzverstärkers V _D zugeführt. Das Ausgangssignal U ₇ des Differenzverstärkers V _D wird einer Mittelwertbildungsschaltung aus einem RC-Netzwerk 15 zugeführt.

Die Spannungen U ₄ und U ₅ werden einer Summiereinrichtung A zugeführt, deren Ausgangssignal mit U ₆ bezeichnet ist. Dieses Ausgangssignal wird nach Verstärkung durch den dritten Verstärker V ₃ dem Subtrahendeneingang des Subtrahierers S als Signal U ₂ zugeführt.

Die Abtast- und Halteschaltungen SH 1 und SH 2 werden von dem Taktgenerator 10 so gesteuert, daß SH 1 das Signal U ₃ jeweils in der zweiten Hälfte der positiven Halbwelle des Erregerstromes i der Erregerspule 12 übernimmt und festhält, während SH 2 das Signal U ₃ in der zweiten Hälfte der negativen Halbwelle des Erregerstromes i übernimmt und festhält. Die an den Elektroden 13 erzeugten Impulse, die das Nutzsignal bilden, sind gleichphasig mit den in Fig. 2 dargestellten Erregerstromimpulsen. In Fig. 2 bezeichnet t ₁ den Bereich, in dem SH 1 die Spannung U ₃ übernimmt, und t ₂ bezeichnet die Zeit, in der SH 2 die Spannung U ₃ aufnimmt. Jede der Abtast- und Halteschaltungen hält den aufgenommenen Wert so lange fest, bis nach einer Periodendauer ein neuer Wert aufgenommen wird.

Der Verstärkungsfaktor des zweiten Verstärkers V ₂ ist mit μ und derjenige des dritten Verstärkers V ₃ mit β bezeichnet. Im vorliegenden Fall wird zur Vereinfachung angenommen, daß β = 1 ist. Dabei ergeben sich die folgenden Verhältnisse:

(1) Funktion im stationären Zustand

a)U ₁ = 0 U ₂ bis U ₇ = 0 b)U ₁ = Rechteckspannung mit der Amplitude U _{1 m} U ₃ = Rechteckspannung mit der Amplitude U _{1 m} × μ U ₄ = Gleichspannung + U _{1 m} × μ U ₅ = Gleichspannung - U _{1 m} × μ U ₆ = U ₄ + U ₅ = 0 U ₂ = 0 U ₇ = U ₄ - U ₅ = 2 × U _{1 m} × μ

Es ist zu erkennen, daß im stationären und störspannungsfreien Zustand keine Gegenkopplung wirksam ist (U ₂ = 0), so daß die Eingangsspannung mit der Geradeausverstärkung μ verstärkt wird und anschließend in eine Gleichspannung entsprechend der doppelten Rechteckamplitude verwandelt wird. Dabei sei die Schaltung so demensioniert, daß die Abtast- und Halteschaltungen SH 1 und SH 2 und der Differenzverstärker V _D am Ausgang Verstärkung 1 besitzen.

c)U ₁ = Gleichspannung mit dem Wert U ₁₀ (Offset) U ₃ = U ₄ = U ₅ U ₂ = U ₆ (β = 1 angenommen) U ₂ = 2 · U ₃ (U ₁₀ - 2 U ₃) · μ = U ₃ U ₁₀ · μ - 2 U ₃ · μ = U ₃ U ₃ · (1 + 2μ) = U ₁₀ · μ

Hieraus ist die Wirkung als Offset-Regler erkennbar. Ohne Rückkopplung würden die Offsetspannungen U ₃ = U ₄ = U ₅ = U ₁₀ · μ betragen, während sie mit der beschriebenen Schaltung ≅ U ₃ = U ₄ = U ₅ = U ₁₀ / 2 betragen. Das bedeutet, daß eine Nutzsignalverstärkung und den Faktor μ bei gleichzeitiger Verringerung der Offsetspannung stattfindet.

d)Reaktion auf eine kurzzeitige Störung.

Eine solche Störung soll der Einfachheit halber als eine vorübergehend vorhandene Offsetspannung angesehen werden.

Aus c) ist erkennbar, daß die Amplitude der Störung um den Gegenkopplungsfaktor 1/1 + M (oder 1/1 + 2 μ je nach Dauer der Störung) reduziert wird. Damit wird auch die Gefahr, daß die Anordnung wegen Überschreiten der Aussteuerungsgrenze ihre Meßfähigkeit verliert, um den gleichen Faktor reduziert.

e)Reaktion auf stationäre Störspannungen.

Dem Nutzsignal ständig überlagerte Störspannungen, etwa Störungen aus dem Kraftnetz oder hochfrequente Störspannungen, werden gegebenenfalls um den Gegenkopplungsfaktor 1/1 + μ reduziert, da für solche Wechselspannungen der Gegenkopplungskreis während eines Tastvorganges immer geschlossen ist. Wenn z. B. der Eingangsspannung U ₁ = 0 eine sinusförmige Wechselspannung der Amplitude U _sin überlagert ist, so wird während der Schließzeit von SH 1 U ₄ = U ₃, während U ₅ während dieser Zeit nur eine Gleichspannung, in diesem Fall 0, sein kann, da ja der Schalter von SH 2 geöffnet ist.

Damit wird U ₂ = U ₄ = U ₃ (U _sin - U ₃) · μ = U ₃ U _sin · μ - U ₃ · μ = U ₃ U ₃ · (1 + μ) = U _sin · μ

Wiederum ergibt sich, daß die Störamplitude für die Spannungen U ₃, U ₄, U ₅ und U ₇ um den Gegenkopplungsfaktor

reduziert wird.

(2) Sprungantwort

Um zu zeigen, wie die Schaltung auf eine plötzlich angelegte rechteckförmige Nutzspannung reagiert, müssen die einzelnen Spannungen schrittweise berechnet werden.

Das Ergebnis dieser Berechnung zeigt, daß die Spannungen nach einer Potenzreihe zunehmen, wobei der Exponent der Anzahl der halben Perioden der Rechteckspannung entspricht, die seit Sprungbeginn vergangen sind. Die Ausgangsspannung der Schaltung U ₇ hat dann die Form:

U ₇ = 2U _{1 m} · (μ′ + μ′² + μ′³ + . . . μ′ ⁿ ) (1)

Die nach einer bestimmten Anzahl n vorhandene Spannung U ₇ entspricht der Partialsumme der Potenzreihe

Die Reihe konvergiert gegen

Gleichung (3) zeigt, daß U ₇ gegen den stationären Wert gemäß (1) b) konvergiert.

Gleichung (2) ergibt eine ungefähre Zeitkonstante, die dem Produkt aus dem Verstärkungsfaktor μ und der Periodendauer des Rechtecksignals entspricht.

Im Gegensatz zu konventionellen Gegenkopplungsschaltungen besitzt die beschriebene Schaltung eine Verstärkung vom Faktor μ und nicht von

während Störfaktoren wie Rauschen, Driften, Offset und dynamische Störimpulse durch die Verstärkung μ′ ≅ 1/1 + μ β verstärkt werden, also bei β = 1 nicht verstärkt werden.

Claims (5)

1. Schaltung zum Umwandeln eines periodischen Nutzsignals mit überlagerten Störsignalen in ein Gleichspannungssignal, dessen Höhe die Größe des Nutzsignals angibt mit
- einem Eingangsverstärker,
- einem dem Eingangsverstärker nachgeschalteten zweiten Verstärker,
- zwei Abtast- und Halteschaltungen, die so gesteuert sind, daß eine von ihnen das Ausgangssignal des zweiten Verstärkers bei jeder positiven Halbwelle des Nutzsignals übernimmt und festhält und daß die andere das Ausgangssignal des zweiten Verstärkers bei jeder negativen Halbwelle des Nutzsignals übernimmt und festhält,
- und einem Differenzverstärker, der an seinen Eingängen die Signale der Abtast- und Halteschaltungen empfängt und das Gleichspannungssignal erzeugt,
dadurch gekennzeichnet, daß eine die Ausgangssignale (U ₄, U ₅) der Abtast- und Halteschaltungen (SH 1, SH 2) summierende Summiereinrichtung (A) vorgesehen ist, deren Ausgangssignal von dem Ausgangssignal (U ₁) des Eingangsverstärkers (V _E ) subtrahiert wird, und daß das Subtraktionsergebnis nach Verstärkung durch den zweiten Verstärker (V ₂) den Abtast- und Halteschaltungen (SH 1, SH 2) zugeführt wird.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal (U ₆) der Summiereinrichtung (A) durch einen dritten Verstärker (V ₃) verstärkt wird.

3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärkungsfaktor (μ) des zweiten Verstärkers (V ₂) veränderbar ist.

4. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärkungsfaktor (μ) des zweiten Verstärkers (V ₂) mindestens 1 beträgt.

5. Schaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärkungsfaktor (β) des dritten Verstärkers (V ₃) Eins beträgt.