Es sind Transistor-Schaltanordnungen bekannt, bei denen zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors eine Steuerwicklung, zwischen dem Kollektor und dem Emitter eine Arbeitswicklung und in Serie zu der Arbeitswicklung eine, vorzugsweise aus einer Monozelle bestehende, Spannungsquelle vorgesehen sind. In der Steuerwicklung erzeugte Spannungsimpulse rufen hierbei in der Arbeitswicklung verstärkte Impulse hervor, die zur Aufrechterhaltung einer elektrischen Schwingung oder einer mechanischen Schwing- oder Drehbewegung benutzt werden. Bei zeithaltenden Anlagen kann ein derartiger Schaltverstärker entweder direkt auf das zeithaltende Glied z. B. ein Pendel oder eine Unruh einwirken, er kann aber auch das Antriebssystem eines periodisch oder dauernd umlaufenden Motors bilden, der über eine Pufferfeder zum Antrieb einer Uhr benutzt wird.
Bei der Verwendung einer solchen Transistor-Schaltanordnung zum Antrieb von zeithaltenden Anlagen muss der Strom in der Arbeitswicklung möglichst konstant gehalten werden. Mit den heute bekannten Schaltungen ist dies praktisch nicht möglich, da die Spannung der verwendeten Trockenbatterien im Laufe der Zeit von etwa 1,7 Volt auf etwa 0,8 Volt absinkt. Mit abnehmender Batteriespannung sinkt aber auch die Stromstärke und damit die von der Schaltverstärkeranlage abgegebene Antriebsleistung. Zur Kompensation dieses Spannungsabfalles sind aber relativ aufwendige Einrichtungen erforderlich.
Bei Transistor-Schaltverstärkern der oben genannten Art ist es bereits bekannt, zur Erzielung eines periodischen Effektes in die Verbindungsleitung zwischen Basis und Emitter des Transistors einen Kondensator, einzuschalten und die Basiszuleitung über einen hochohmigen Widerstand mit dem Kollektor zu verbinden. Durch die genannten Massnahmen lässt sich eine Kompensation des Einflusses der Betriebsspannung auf die von der Arbeitsspule abgegebene Leistung jedoch nicht erzielen.
Weiterhin ist ein Schaltverstärker mit einer Steuerund einer Antriebsspuie bekanntgeworden, bei dem eine Zenerdiode parallel zur Antriebsspule liegt, welche die Spannung an der Antriebsspule begrenzt. Solange die Batterie frisch ist, wird hierbei überschüssige Leistung über die Zenerdiode abgeleitet und damit in der Zenerdiode verbraucht. Dieser Schaltverstärker hat somit einen schlechten Wirkungsgrad und ist für eine aus einer Trockenbatterie gespeiste Uhr nur schlecht geeignet.
Es ist ferner ein Transistor-Schaltverstärker mit einer Steuer- und einer Antriebsspule bekanntgeworden, bei welchem ein erster Kondensator zwischen der Steuerspule und dem Emitter und ein zweiter Kondensator zwischen Emitter und Kollektor des Transistors angeordnet sind. In Reihe zu dem zweiten Kondensator liegt eine Diode mit einer Polungsrichtung entgegen der der Emitter-Basis-Diode des Transistors. Diese Diode dient zur Unterdrückung von in der Arbeitsspule erzeugten Impulsen der einen Polarität, sie kann in der gezeigten Anordnung jedoch keine Schwankungen der Speisespannung ausregeln.
Schliesslich ist auch noch eine Schaltungsanordnung der beschriebenen Art vorbekannt, bei der eine Diode als temperaturabhängiger Widerstand im Steuerkreis des Transistors liegt und über einen ohmschen Widerstand an de Speisespannungsquelle angeschlossen ist. Infolge der nichtlinearen Strom-Spannungscharakteristik der Diode ist der Arbeitsstrom bei dieser Schaltung weitgehend unabhängig von Temperaturschwankungen.
Schwankungen der Speisespannung werden durch diese Schaltung nicht ausgeregelt.
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Transistor-Schaltverstärker der oben beschriebenen Art, bei dem durch verhältnismässig einfache Mittel der Ein- fluss der Batteriespannung in einem verhältnismässig breiten Bereich nahezu vollständig kompensiert wird. Nach der Erfindung wird vorgeschlagen, bei einem Transistor Schaltverstärker für Uhrenantriebe, insbesondere für sich selbst steuernde Uhrenantriebe, bei dem im Arbeitskreis des Verstärkers eine nicht konstante Gleichspannungsquelle, insbesondere eine Trockenbatterie als Energiequelle vorgesehen ist, bei dem zwischen Basis und Emitter eine Steuerwicklung angeordnet ist, bei dem im Arbeitskreis eine Arbeitswicklung vorgesehen ist und bei dem zwischen der Steuerwicklung und der Arbeitswicklung ein Kondensator geschaltet ist,
wobei die in der Arbeitswicklung erzeugten Schaltimpulse zum Antrieb eines mechanisch schwingenden oder rotierenden Systems dienen, durch dessen Bewegung dem Transistor periodisch Steuerimpulse zugeführt werden, erfindungsgemäss den mit der Steuerwicklung verbundenen Belag des Kondensators über eine Diode an den nicht mit dem anderen Belag des Kondensators verbundenen Pol der Arbeitsspule anzuschliessen, wobei die Diode derart gepolt ist, dass die am Kondensator liegende Spannung an der Basis des Transistors als ein von der Höhe der Speisespannung abhängiges Sperrpotential wirksam ist.
Nach einem Ausführungsbeispiel des Erfindungsgegenstandes kann das der Basis erteilte Sperrpotential noch nahezu verdoppelt werden, wenn in Serie zu der Diode ein weiterer Kondensator geschaltet wird und der mit der Diode verbundene Belag dieses Kondensators über eine zweite Diode mit dem zweiten Ende der Arbeitsspule leitend verbunden wird.
Weitere Einzelheiten und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen an Hand der Fig. 1 bis 4.
Fig. 1 zeigt einen Schaltverstärker nach der Erlin- dung mit einer Diode,
Fig. 2 zeigt das in Fig. 1 dargestellte Ausführungsbeispiel mit zwei Dioden,
Fig. 3 zeigt eine Variante des Ausführungsbeispiels gemäss Fig. 1,
Fig. 4 zeigt eine Variante des Ausführungsbeispiels gemäss Fig. 2.
In den Figuren ist mit T beispielsweise ein p-n-p Silizium- oder Germanium-Transistor dargestellt. L1 ist eine zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors vorgesehene Steuerspule, L2 eine in Serie zu einer Batterie B zwischen Emitter und Kollektor liegende Arbeitsspule. Bei den Beispielen sind ferner in bekannter Weise die beiden Enden der Arbeitsspule L2 durch einen kleinen Kondensator C1 miteinander verbunden.
Bei dem in den Fig. 1 und 2 dargestellten Ausführungsbeispiel ist das nicht mit der Basis verbundene Ende der Steuerspule bei Po über einen Kondensator C2 geeigneter Grösse mit der Emitter-Zuleitung verbunden.
Weiterhin ist dieses Ende der Steuerspule L1 über einen hochohmigen Widerstand R mit dem Kollektor verbunden. Der Widerstand R wird zweckmässig einstellbar ge macht.
Bei dem Ausführungsbeispiel in Fig. 1 ist nun das nicht mit dem Emitter verbundene Ende der Arbeits spule L2 bei P2 über eine Diode z. B. aus Germanium oder Silizium mit dem Punkt Po verbunden. Bei dem Beispiel in Fig. 2 ist in die Zuleitung zwischen der Arbeitsspule L2 und der Diode D1 ein weiterer Kondensator C3 eingeschaltet und weiterhin liegt zwischen dem Punkt P1 und der den Kondensator C3 und die Diode D1 verbindenden Leitung eine weitere Diode D2. Die Wirkungsweise der in den Fig. 1 und 2 dargestellten Schaltanordnung ist nun die folgende:
Es wird angenommen, dass in der Steuerspule Ll durch einen bewegten Permanentmagneten periodisch Spannungsimpulse erzeugt werden, durch die die Basis des Transistors abwechselnd ein positives oder negatives Potential gegenüber dem Emitter erhält.
Bei einem p-n-p-Transistor wird nurr bei einer ausreichend hohen negativen Spannung an der Basis die Kollektor-Emitterstrecke leitend. Infolge des hierbei auftretenden Basisstromes lädt sich der mit der Basis verbundene Belag des Kondensators C2 positiv auf. Anderseits liegt im leitenden Zustand des Transistors T nahezu die gesamte Spannung der Batterie in der Arbeitsspule--L2.
Dadurch erhält der Punkt P1 und damit der rechte Belag des Kondensators C2 eine negative Spannung. Weiterhin muss der Widerstand R so gross gewählt sein, dass durch den in der Steuerspule L1 erzeugten Spannungsstoss bei negativer Spannung an der Basis der Transistor noch voll durchgesteuert wird.
Wird nun der Punkt P2 der Arbeitsspule L2 über die Diode D1 mit dem Punkt P0 verbunden, so erhält je nach der Batteriespannung der Punkt P0 ein, entsprechend der Grösse der Batteriespannung, zusätzliches positives Potential. Der über die Diode D1 zugeführte Strom erhöht somit das positive Potential am Punkt P0 und damit auch an der Basis des Transistors, und zwar entsprechend der Höhe der Spannung der Batterie B. Der Widerstand R wird so eingestellt, dass beispielsweise bei einer neuen Batterie und einer Spannung von etwa 1,7 Volt, in der Arbeitsspule L2 gerade ein ausreichend gro sser Strom entsteht. Nimmt nun im Laufe der Zeit die Batteriespannung ab, so verringert sich auch das positive Potential der Basis des Transistors, so dass dessen Widerstand im leitenden Zustand kleiner wird.
Durch die Diode D1 wird somit weitgehend der Einfluss der veränderlichen Batteriespannung auf die Stromstärke in der Arbeitsspule L2 kompensiert.
Die vorgeschlagene Schaltung ergibt aber auch weitgehend eine Temperatur-Kompensation, und zwar dadurch, dass bei zunehmender Temperatur und erhöhter Leitfähigkeit der Basis-Emitter-Strecke des Transistors auch die Leitfähigkeit der Diode D1 zunimmt, wodurch eine der Stromzunahme an der Arbeitsspule L2 entgegenwirkende Zunahme des positiven Potentials an der Basis auftritt.
Der Transistor kann aus Germanium, Silizium oder einem anderen halbleitenden Material bestehen. Ein Germanium-Transistor zeichnet sich durch einen besonders geringen Stromverbrauch und günstige An schwingverhältnisse aus. Auch die Diode kann aus Germanium, Silizium oder einem anderen halbleitenden Material bestehen. Sehr günstige Verhältnisse haben sich ergeben, bei Verwendung eines Germanium-Transistors in Verbindung mit einer Silizium-Diode. Die Silizium Diode ergibt erst von einer relativ hohen Spannung in
Durohlassrichtung ab einen nennenswerten Strom, so dass erst oberhalb einer gewissen Batteriespannung eine
Kompensationswirkung durch die vorgesehene Diode auftritt.
Die Wirkung der Diode D1 wird bei dem Ausfüh rungsbeispiel gemäss Fig. 2 nahezu verdoppelt. Hier wird von der Tatsache Gebrauch gemacht, dass in der
Sperrphase des Transistors durch die Wirkung des Per manentmagneten auf die Arbeitsspule L2 der Punkt P1 der Schaltung eine positive Spannung erhält, die über die Diode D2 einen Stromfluss zu dem linken Belag des Kondensators C3 ergibt. In der nachfolgenden Öffnungs- phase des Transistors T liegt an P1 wieder eine negative Spannung und an dem anderen Pol Pe der Arbeitswicklung L2 eine positive Spannung, wodurch jetzt über die Diode D1 der Kondensator C2 aufgeladen wird. Der Punkt P0 erhält somit hier eine wesentlich höhere Spannung als bei dem Ausführungsbeispiel gemäss Fig. 1.
Die Wirkungsweise der Anordnung ist im übrigen die gleiche wie bei dem Beispiel gemäss Fig. 1.
Bei der in Fig. 3 dargestellten Schaltung ist lediglich die Lage des Kondensators C2 und der Diode D1 miteinander vertauscht. Dies bedeutet, dass zur Erzeugung des Sperrpotentials an dem Punkt P0 lediglich der in der Arbeitswicklung L2 auftretende Spannungsstoss während der Sperrphase des Transistors benutzt wird.
Bei der in Fig. 4 dargestellten Schaltung ist, wie bei dem Beispiel gemäss Fig. 2, in die Verbindungsleitung zwischen Emitter und Steuerspule noch ein Kondensator C3 und zwischen der Diode D1 und dem mit dieser verbundenen Belag des Kondensators C3 und dem zweiten Pol der Arbeitsspule L2 eine Diode D2 zwischengeschaltet, so dass auch hier, ebenso wie bei dem Beispiel in Fig. 2, sowohl während der Sperrphase als auch während der Öffnungsphase des Transistors von der Arbeitsspule Le ein Strom zur Erzielung eines positiven Sperrpotentials abgenommen wird.
Die Erfindung ist auf die dargestellten Ausführungsbeispiele nicht beschränkt. So kann beispielsweise die Kompensationsspannung statt an dem zwischen dem Widerstand R und dem nicht mit der Basis verbundenen Ende der Steuerspule L1 gelegenen Punkt P0 auch unmittelbar der Basis des Transistors zugeführt sein. Weiterhin ist es auch möglich, den Anschlusspunkt P0 an irgendeiner Stelle der Steuerspule L1 vorzusehen und hierbei dem zwischen dieser Stelle und dem entsprechenden Belag des Kondensators C2 liegenden Spulenteil der Steuerspule L1 einen umgekehrten Windungssinn zu geben, wodurch eine zusätzliche kompensierende Wirkung auftritt, da hier der Stromstoss, der den Kondensator C2 über die Diode D1 auflädt, eine Gegenkopplung in der Steuerspule L1 bewirkt.
Eine weitere Variante besteht ferner darin, bei geeigneter Bemessung des Kondensators C1 und einer geringen Rückkopplung zwischen den Spulen L2 und L1 oberhalb eines bestimmten Arbeitsstromes in der Arbeitsspule L2 eine Sperrschwingung höherer Frequenz anzufachen, durch die, bei Überschreitung einer bestimmten Stromstärke in der Arbeitsspule L2, eine die abgegebene Leistung der Arbeitsspule verringernde Sperrschwingung auftritt.