Verfahren zur Abstimmungskontrolle Ton Empfängern der drahtlosen Technik. Es sind Verfahren zur Abstimmungs- kontrolle von Empfängern der drahtlosen Technik bekannt, nach denen eine Kontroll- spannung erzeugt wird, die kleinen Empfän gerverstimmungen nach Grösse und Vorzeichen entspricht.
Diese Kontrollspannung dient bei der automatischen Scharfabstimmung zur selbsttätigen Abstimmungskorrektur, indem vorspannungsabhängige Induktivitäten oder Kapazitäten abgestimmter Kreise durch diese Spannung im Sinne einer Verminderung der Verstimmung beeinflusst werden. Man kennt auch Verfahren, nach denen die ver stimmungsabhängige Kontrollspannung durch Phasenvergleich verschiedener Spannungen in abgestimmten Netzwerken unter Verwendung von Gleichrichtern erzeugt wird.
Die vorliegende Erfindung bezieht sich nun auf ein neuartiges Verfahren, welches sich zur Erzeugung der Kontrollspannung durch Phasenvergleich besonders gut eignet. Im Gegensatz zu dem bereits beschriebenen Verfahren handelt es sich dabei stets um. den Vergleich von phasenverschiedenen Span nungen unter Verwendung einer Gleichrich- terbrücke.
Erfindungsgemäss werden die Gleichrich ter in einer Brückenschaltung verwendet, wie sie bei den sogenannten R.ingmodulatorschal- tungen zu Modulations- und Demodulations- zwecken gebräuchlich ist.
Im. Gegensatz zu den bekannten Verfahren zur Bildung von Summen- und Differenzfrequenzen, wie sie beispielsweise bei der Trägerfrequenztelepho- nie- und Telegraphie verwendet werden, handelt es sich jedoch beim vorliegenden Verfahren nicht um die Modulation verschie dener Frequenzen, sondern um den Phasen vergleich von Spannungen gleicher Frequenz.
Durch das erfindungsgemäss gekennzeich nete Verfahren wird eine verstimmungs- abhängige Kontrollspannung durch Vergleich der frequenzabhängigen gegenseitigen Pha sendrehung zweier Spannungen eines abge stimmten, quersymmetrischen Netzwerkes er zeugt, indem diese Spannungen je zwei ge- genüberliegenden Ecken einer durch gleich sinnige Hintereinanderschaltung von vier Gleichrichtern gebildeten Gleichrichterbrücke zugeführt werden,
wobei die Kontrollspan nung über Mittelanzapfungen von gleich stromdurchlässigen .Impedanzen entnommen wird, welche an den beiden zu vergleichen den Spannungen liegen.
In Fig. 1, 2, 3, 9, 11 und 13 sind abge stimmte Kreise dargestellt, die sich zur ver- stimmungsabhängigen Phasendrehung für die Zwecke der erfindungsgemäss gekennzeich neten Abstimmungskontrolle unter Verwen dung einer Gleichrichterbrücke besonders gut eignen.
In Fig. 4, 5, 6, 7, 8, 10, 12 und 14 wird an Beispielen gezeigt, wie eine Gleichrichter brücke zur Erzeugung der verstimmungs abhängigen Kontrollspannung in die abge stimmten Netzwerke eingefügt wird und wie diese Kontrollspannung den Kreisen zu ent nehmen ist.
Fig. 1 zeigt ein elektrisches Bandfilter, bestehend aus dem abgestimmten Primär kreis L,, Cl, dem abgestimmten Sekundär kreis L, C. und den grossen induktiven oder kapazitiven Kopplungsimpedanzen Z" Z._. Es ist aus der Theorie der elektrischen Band filter bekannt, dass die Sekundärspannung e._ gegenüber der Primärspannung e, bei der mittleren Durehla-ssfrequenz des Bandfilters um 90 phasengedreht ist.
Entsprechend den Frequenza.bweichungen gegenüber dieser mittleren Durchlassfrequenz weicht die Pha sendrehung nach oben oder unten von 90 ab und bewegt sich zwischen 0 und 180 . Durch Phasenvergleich von e, und e_ kann also, wie weiter unten näher gezeigt. wird, eine verstimmungsabhängige Kontrollspan nung gebildet werden.
Die Kopplung der abgestimmten Kreise <I>L,,</I> Cl und L:, <I>C<B>".</B></I> kann auch durch einen kleinen induktiven oder kapazitiven Wider stand Z3 erfolgen, der gemäss Fig. 2 der Pri märspule<I>L,</I> und der Sekundärspule L.= ge meinsam ist, oder über den gemäss Fig. 3 die Ströme beider Abstimmkapazitäten C, und C2 geführt sind.
Auch die bekannten Band- filter mit induktiver Kopplung der Spulen beider abgestimmten Kreise lassen sich auf eine Schaltang gemäss Fig. 2 zurückführen, wobei Za eine verhältnismässig kleine Induk- tivität darstellt.
Es ist bekannt, dass auch bei Schaltungen gemäss Fig. 2 und 3 die Ausgangsspannung e_ gegenüber e, phasengedreht ist, wobei die Phasendrehung entsprechend der Verstim mung gegenüber einer mittleren Durchlass- frequenz von 90 abweicht.
Die verstimmungsabhängige Phasendre hung tritt bei den vorkommenden kleinen Verstimmungen auch dann auf, wenn die In- duktivitäten <I>L,</I> und<U>L.,</U> in Fig. 1, 2, 3 direkt miteinander gekoppelt sind, wenn es sich also um eine gemischte Kopplung handelt.
In Fig. 4 wird eine Frequenzkontroll- schaltung dargestellt, welche wieder ein Bandfilter gemäss Fig. 1 enthält. Zum Pha senvergleich der Eingangsspannung e, und der Ausgangsspannung e. ist eine Gleichrich- terbrücke, bestehend aus den vier in gleichem Sinne hintereinander geschalteten Gleich richtern G,, G.=, G.,, G4 derart in die Schal tung eingeführt, dass die bezüglich ihrer Pha senlage zu vergleichenden Spannungen e, und e.,
je zwischen zwei gegenüberliegenden Ecken 41, 42 bezw. 43, 44 des Gleichrichter- viereckes zu liegen kommen.
Die Spulen<I>L,</I> und L= stellen für einen Gleichstrom keinen nennenswerten Wider stand dar. Deshalb können in bezug auf die verstimmungsabhängige Kontrollspannung 1c", das heisst die Gleichstromkomponente, der an den 11"ittela.nzapfungen von<I>L,</I> und L_ entnommenen Spannung u die Klemmen 41, 42, 48, sowie die Klemmen 43, 44, 47 als direkt miteinander verbunden betrachtet wer den, das heisst die Gleichrichter G1, G2, G3, G,
dürfen mit abwechselnder Polung parallel geschaltet angenommen werden. Da also die Gleichrichter so geschaltet sind, da.ss eine durch G-', G4 erzeugte Gleichspannung einer durch G,, G3 erzeugten Gleichspannung ent gegenwirkt, richtet sich das Vorzeichen der zwischen 47 und 48 auftretenden Kontroll- spannung zco nach dem Amplitudenverhältnis der Wechselspannungen an den Gleichrich tern G1, G3 bezw. G2,
G4.
Ist nun - entsprechend einer extremen Verstimmung - die Primärspannung e1 mit der Sekundärspannung e2 in Phase, so ist die Wechselspannung am Gleichrichter Gl zwi schen 41 und 43, sowie am Gleichrichter G;, zwischen 42 und 44 kleiner als die Wechsel spannung am Gleichrichter G2 zwischen 44 und 41, sowie am Gleichrichter G4 zwischen 43 und 42.
Die Kontrollspannung uo zwischen den Klemmen 47 und 48 wird deshalb positiv. Ist dagegen in einem andern Fall extremer Verstimmung die Spannung e2 gegenüber e, in Gegenphase, so wird die Wechselspannung an G', G3 grösser als die Wechselspannung an G2, G4. In diesem Fa11 entsteht also zwischen den Klemmen 47 und 48 eine negative Kon trollspannung.
Bei der mittleren Durchlass- frequenz des Bandfilters beträgt schliesslich die Phasendrehung<B>90',</B> so dass die Ampli tude der Wechselspannung an allen Gleich- richtern gleich gross wird. In diesem Falle verschwindet also die Gleichstromkomponente von u. Die Kontrollspannung u. wird Null. Zwecks Vermeidung eines Ausgleiches der Kontrollspannung u o über die Kopplungs impedanzen Z1, Z.- müssen dieselben gleich stromundurchlässig sein.
In der beschriebenen Weise wird also zwischen den Klemmen 47 und 48 eine Kon- trollspannung tc, erzeugt, die in ihrem Vor zeichen dem Vorzeichen der Verstimmung entspricht, und die der Verstimmung, das heisst der Frequenzabweichung von einem bestimmten, durch die Abstimmung gegebe nen Mittelwert auch proportional ist, solange diese Verstimmung klein bleibt.
Bei sehr grossen Verstimmungen verän dert sich der Phasenunterschied zwischen e, und e2 nur mehr wenig mit veränderter Fre quenz. Anderseits wird die Spannung e, mit wachsender Verstimmung kleiner. Aus die sem Grunde bewegt sich die Kontrollspan- nung u, wieder langsam gegen Null, wenn die Verstimmung einen gewissen Wert über schreitet.
Der Bereich des linearen Verlau- fes von u" in Abhängigkeit von der Verstim mung und die Verstimmungen, welche Ex tremwerte von uo ergeben, sind durch die Dämpfung des abgestimmten greises L2, C2 und durch die Grösse der Kopplungsimpe danzen Z, Z2 gegeben. Bei loser Kopplung und grosser Dämpfung werden diese Bereiche gross.
Ausser der Gleichstromkomponente uo, das heisst der Kontrollspannung, enthält die Spannung u je nach der Gleichrichtercharak- teristik auch Oberwellen der bei 41. und 42 aufgedrückten Spannung ei. Die Grundwelle selbst verschwindet aus Symmetriegründen bei Gleichheit der vier Gleichrichter mit Rücksicht auf die Entnahme von u über Mit telanzapfungen der Induktivitäten L1. und L..
Die Bildung einer verstimmungsabhängi gen Kontrollspannung durch Phasenvergleich der Primär- und Sekundärspannung mit einer Gleichrichterbrücke. ist in analoger Weise auch bei Bandfiltern vom Typus der Fig. 2 und 3 möglich, wie dies beispielsweise in Fig. 5 gezeigt wird, welche aus Fig. 3 hervorgeht, wobei die Bezeichnungen aus Fig. 3 bezw. 4 in sinngemässer und nicht misszuverstehender Weise übernommen wird.
In Fig. 6 wird gezeigt, wie die Gleich richterbrücke bei Schwingkreisen mit induk tiv gekoppelten Spulen einzuführen ist. Auch hier wird die Kontrollspannung u" in gleicher Weise durch Phasenvergleich der Primärspannung ei und der Sekundärspan nung e2 mit einer Gleichrichterbrücke G=-G4 gebildet, wie dies an Hand von Fig. 4 er läutert wurde.
Es ist leicht einzusehen, dass der Ein gangswiderstand zwischen den Klemmen 11, 12 bezw. 21, 22 bezw. 31, 32 der Fig. 1 bezw. 2 bezw. 3 im wesentlichen durch die Ab stimmung und die Verluste des abgestimm ten Primärkreises LZ, Cl bestimmt wird. In der Nähe der Resonanzfrequenz dieses Krei ses wird dieser Eingangswiderstand am gröss ten,
das heisst die Leistungsaufnahme bei einer bestimmten aufgedrückten Spannung e1 ist bei kleinen Verstimmungen besonders klein. Damit ist aber auch die Dämpfung der vorausgehenden Spannungsquelle ver hältnismässig klein, solange es sich - wie dies namentlich bei Apparaten mit automati scher Scharfabstimmung der Fall ist - nur um kleine Verstimmungen handelt.
In dieser Tatsache liegt der Vorteil der Abstimmung des Primärkreises. Anderseits wird, wie man leicht. einsieht, der Phasen unterschied zwischen e, und e@ durch diese Primärabstimmung in keiner Weise beein- flusst. Dieselbe ist demnach bei der Erzeu gung einer verstimmungsabhängigen Kon- trollspannung durch Phasenvergleich an sich ohne Bedeutung.
Bei Schaltungen gemäss Fig. 1 bezw. 4 lässt sich der Abstimmkon- densator -C, deshalb vermeiden, während an Stelle der Abstimmspule L, ein genügend grosser Ohmsclier oder induktiver Widerstand Z, mit einer Mittelanza.pfung zur symmetri schen Entnahme der Kontrollspannung vor gesehen werden kann, wie dies in Fig. 7 ge zeigt wird,
deren übrige Bezeichnungen wie der den früheren Figuren in sinngemässer Weise entnommen sind.
Bei Schaltungen vom Typus der Fig. 2 kann der Abstimmkondensator Cl ebenfalls weggelassen werden, während der induktive Widerstand von L1, der gross sein muss ge genüber Z,, notwendig ist für den Mechanis mus der Phasendrehung von e_ gegenüber e,, welche bei einer mittleren Frequenz 90 be tragen soll.
In Fig. 8 wird eine Schaltung mit induktiver Ankopplung des Sekundär- l@reises gezeigt, welche aus Fig. 6 durch -Weglassung des Abstimmkondensators und Vergrösserung der Induktivität L1 hervor geht.
Schliesslich kann bei Schaltungen gemäss Fig. 5, welche dem Typus Fig. 3 entspre chen, die Induktivität L1 durch einen grossen induktiven oder Ohmschen Widerstand mit Dlittelanzapfung zur symmetrischen Ent nahme der Kontrollspannung ersetzt werden.
Es zeigt sich, dass bei Schaltungen gemäss Fig. 4 bezw. 7 der abgestimmte Sekundär kreis L@, C. auch durch einen entsprechenden Serieschwingkreis ersetzt werden kann. In diesem Falle ist die Kontrollspannung an der Mittelanzapfung einer besonderen gleich stromdurchlässigen Impedanz zu entnehmen, welche zu diesem Serieschwingkreis parallel geschaltet ist.
Eine verstimmungsabhängige Kontroll- spannung kann gemäss Fig. 9 auch erzeugt werden durch Phasenvergleich der Spannung e_ an einem abgestimmten Parallelschwing- kreis LC mit der Spannung e3 an einem dazu in Serie geschalteten induktiven oder kapazi- tiven Widerstand Z,.
Für die Resonanzfre quenz stellt der Schwingkreis LC einen Olimschen Widerstand dar, so dass dessen Spannungsabfall e2 gegenüber dem Span nungsabfall e., des vom gleichen Strome durchflossenen induktiven oder kapazitiven Widerstandes Z; um 90 phasenverschoben ist. Entsprechend den Frequenzabweichun- gen von der Resonanzfrequenz weicht der Phasenunterschied zwischen e3 und e2 im all gemeinen von 90 ab.
Zur Verwendung mit einer Gleichrichter brücke muss die Schaltung Fig. 9 quersym metrisch gemacht werden. Dies ist bei der Schaltung Fig. 10 der Fall, welche aus Fig. 9 hervorgeht. Dabei wird der Widerstand Z, (Fig. 9) durch den induktiven Widerstand der Spulen L." L4 (Fig. 10) realisiert.
Die Spannung e._ entsteht über dem abgestimmten Schwingkreis L,, C,, welcher dem Schwing kreis LC in Fig. 9 entspricht. Die Spannung e, an der Sekundärspule L_, der gekoppelten Induktivitäten L.,, L,, L,, in Fig. 10 ent spricht in ihrer Phasenlage der Primärspan nung über den beiden Spulen L,, L., und da mit der Spannung e;
über dem Scheinwider stand Z, in Fig. 9. Die Kontrollspannung wird nun bei der Schaltung 10 in analoger Weise wie bei Fig. 4. 5, 6. 7, 8 durch Pha senvergleich der Spannungen e.. und e3 mit einer Gleichrichterbrücke erzeugt und kann an den Klemmen 107 und 108 über Dlittel- anzapfungen von L.= bezw. <I>L,</I> entnommen werden.
Auch Schaltungen gemäss Fig. 11 eignen sich zur Erzeugung von Spannungen ver stimmungsabhängiger Phasendrehung. Der Serieresonanzkreis LC stellt für die Reso- nanzfreqnenz einen dhmschen Widerstand dar, so dass im Resonanzfall die Spannung e-, über der Induktivität L oder die Spannung e, über der Kapazität C gegenüber der Gesamt spannung e1 um<B>90'</B> phasengedreht ist.
Ent sprechend der Verstimmung weichen auch hier die Phasendrehungen von 90 ab, so dass durch Phasenvergleich von e2 mit e1 oder von e3 mit e, wieder verstimmungsabhängige Kontrollspannungen erzeugt werden können. Da der Phasenvergleich wieder unter Ver wendung einer Gleiehrichterbrücke erfolgt, muss die Schaltung Fig. 11 quersymmetrisch gemacht werden, wie dies beispielsweise an Hand von Fig. 12 gezeigt wird.
In dieser Schaltung wird der Spannungs abfall e2 der Induktivität L mit der Ein gangsspannung e1 bezüglich Phasenunter schied verglichen, wobei wieder mit Hilfe einer Gleichrichterbrücke G,-G° eine ver stimmungsabhängige Kontrollspannung zwi schen den Mittelanzapfungen des grossen in duktiven oder Ohmschen Widerstandes Z,, und der Abstimmspule L erzeugt wird.
Die Abstimmkapazität C in Fig. 11 wird in Fig. 12 zwecks Erhaltung der Symmetrie durch die beiden Kapazitäten 2C realisiert, zu welchen die Abstimmspule L symmetrisch liegt.
Schliesslich kann bei der Erzeugung ver stimmungsabhängiger Kontrollspannungen auch von Schaltungen vom Typus der Fig. 13 ausgegangen werden. In dieser Figur wer den durch LC zwei Serieschwingkreise mit gleicher Resonanzfrequenz dargestellt. Da diese Schwingkreise bei Resonanz einen Ohmschen Widerstand darstellen, ist die über einem verhältnismässig kleinen induk tiven oder kapazitiven Widerstand Z4 abge griffene Spannung e2 gegenüber der Ein gangsspannung e,. bei der Resonanzfrequenz um<B>90,</B> phasengedreht.
Entsprechend den Verstimmungen gegenüber der Resonanzfre quenz weicht der Phasenunterschied auch hier im allgemeinen von 90 nach oben oder unten ab. Der Phasenvergleich zwischen e. und e,. kann beispielsweise in einer Schal tung gemäss Fig. 14 erfolgen, bei der die Bezeichnungen der Schwingkreise und des Scheinwiderstandes Z4 aus Fig. 13 entnom- men sind.
Die Wirkungsweise und Schal tung der Gleichrichterbrücke G"-G" ent spricht den früheren Figuren. Die verstim mungsabhängige Kontrollspannung wird über Mittelanzapfungen des Scheinwider standes Z4 und des genügend grossen Ohm- sehen oder induktiven Widerstandes Z" an den Klemmen 147 und 148 entnommen.
Statt der Serieresonanzkreise LC in Fig. 13 und 14 können auch entsprechende Par allelresonanzkreise vorgesehen werden, wenn die Induktivitäten L durch besondere grosse Seriekapazitäten für die Kontrollspannung ico undurchlässig gemacht werden.
Die Schaltungen Fig. 4, 5, 6, 7, 8, 10, 12 und 14 stellen nur Beispiele dar, wie un ter Verwendung einer Gleichrichterbrücke Gl-G4, deren Wirkungsweise an Hand von Fig. 4 näher erläutert wurde, durch Ver gleich von Spannungen in bezug auf ihre gegenseitige Phasenlage eine verstimmungs abhängige Kontrollspannung erzeugt werden kann. Bei diesen Schaltungen wurde aus gegangen von den abgestimmten Phasendreh kreisen Fig. 1, 2, 3, 9, 11, 13.
Ausgehend von diesen Schaltungen lassen sich aber noch andere Frequenzkontrollschaltungen angeben, welche geeignet sind, unter Verwendung einer Gleichrichterbrücke phasenverschiedene Spannungen zu vergleichen.
Die Gleichrichter G', G2, G3, G4 stellen für die abgestimmten Schwingkreise unter Umständen eine nicht zu vernachlässigende Dämpfung dar. Die Gleichrichter sind des halb so zu dimensionieren, dass ihr Wechsel stromwiderstand bei den praktisch auftreten den Vorspannungen ein gewisses Minimum nicht unterschreitet. Nötigenfalls kann die ser Wechselstromwiderstand durch Serie schaltung von Ohmschen Widerständen zu den einzelnen Gleichrichtern vergrössert wer den.
Durch besondere Ohmsche Widerstände kann auch eine zusätzliche Abgleichung der Brücke erfolgen, wenn die einzelnen Gleich richter voneinander in den elektrischen Ei genschaften abweichen. Als Gleichrichter können mit Vorteil Trockengleichrichter verwendet werden, de ren Kapazität mit Rücksicht auf die hohen Frequenzen möglichst klein sein soll. Eine nicht zu vermeidende minimale Kapazität dieser Trockengleichrichter kann durch ent sprechende Verkleinerung der Abstimmkapa- zitäten in den meisten Fällen kompensiert werden.
In gewissen Fällen können statt der Trockengleichrichter auch Röhrengleichrich ter verwendet werden, insbesondere einzelne Diodengleichriehter mit gegenseitig isolierten Kathoden in gemeinsamem oder getrenntem Vakuumgefäss.
Die beschriebenen Schaltungen sind quer symmetrisch, das heisst die beiden Klemmen der Eingangsspannung e, sind elektrisch gleichwertig, und diese Eingangsspannung sollte deshalb in der Regel gegenüber Erd- potential oder einem andern konstanten N'er- gleichspotential symmetrisch sein. Dies ist. ohne weiteres der Fall, wenn die voraus gehenden Verstärker in Gegentaktschaltung arbeiten.
Handelt es sich dagegen um eine nichtsymmetrische Spannung, wie sie bei Geradeausverstärkern abgegeben wird, so ist am Eingang der Frequenzkontrollschaltung mit Vorteil ein Symmetrierungsübertrager vorzusehen.
In besonderen Fällen kann eine nichtsym metrische Eingangsspannung auch in der Weise zugeführt, werden, dass der eine Pol dieser Spannung, dessen Potential unverän derlich ist, mit einer Mittelanzapfung einer zwischen den Eingangsklemmen liegenden Induktivität - insbesondere der Abstimm- spule L, in Fig. 4, 5, 6, 10, oder der grossen Induktivität L, in Fig. 8 bezw. Z" in Fig. 7, 12 und 14 - verbunden wird,
während der zweite Pol dieser nichtsymmetrischen Ein gangsspannung, dessen Potential im Takte der Hochfrequenz schwankt. an die eine der für eine symmetrische Eingangsspannung e, vorgesehenen Eingangsklemmen gelegt wird. In diesem Falle erfolgt die Symmetrierung durch die Indultivität L, bezw. Z".
Die eine Klemme zur Entnahme der Kontrollspannung kann naturgemäss im all- gemeinen an Erde bezw. an ein festes Ver. gleicllspotent.ial gelegt werden (Klemme 48, 58, 68, 78, 88, 108, 128, 148). Es wird also eine nichtsymmetrische Kontrollspannung entnommen, wie sie bei den meisten Anord nungen zur Beeinflussung abgestimmter Kreise durch Induktivitäts- oder Kapazitäts änderung benötigt wird.
Diese Kontrollspan- nung ist zwecks L: nterdriickung der Hochfre- quenzkomponenten und insbesondere zwecks Vermeidung von Pendelungsv orgängen in der ganzen Abstimmungsautomatik ausreichend zu beruhigen.