AT395794B - Anordnung zum uebertragen von daten mit fehlerkorrektur, damit erzeugter datentraeger und decodiervorrichtung zur verwendung bei einer derartigen anordnung - Google Patents

Description

AT 395 794 B

Die Erfindung betrifft allgemein die Übertragung von Daten mit einer erweiterten Möglichkeit zum Korrigieren von Fehlem, d. h. sowohl von Fehlerhäufungen als auch von vereinzelt auftretenden Fehlem.

Mehr im einzelnen bezieht sich die Erfindung auf eine Anordnung zum Übertragen von Daten mit Fehler-konektur, wobei an Empfangsmitteln einer Reihe von parallelen Kanälen jeweils ein Datenwort einer Reihe von 5 Datenwörtem in einer ersten relativen Zeitlage zugeführt wird, mit einem ersten Fehlerkorrekturcoder, welcher mit der ersten Anzahl von parallelen Kanälen verbunden ist, zur Bildung einer ersten Paritätsinformation, und einer Anzahl von vom ersten Fehlerkorrekturcoder gespeisten Ausgangskanälen, deren Anzahl gleich der Anzahl von parallelen Kanälen, vermehrt um eine Zahl gleich der Anzahl von in der ersten Paritätsinformation erhaltenen Paritätswörtem, wobei ausgangsseitig an den ersten Fehlerkorrekturcoder eine Reihe von Verzögerungselementen 10 angeschlossen ist, welche alle untereinander verschiedene Laufzeiten aufweisen, wobei der Unterschied zwischen zwei Laufzeiten zweier benachbarter Ausgangskanäle jeweils gleich einer ganzen Anzahl von Intervallen ist, während der die Wörter auf der ersten Anzahl von parallelen Kanälen eintreffen, wodurch die Wörter in eine zweite relative Zeitlage bringbar sind, und ausgangsseitig an die Verzögerungselemente ein zweiter Fehlerkorrekturcoder angeschlossen ist, um aus einer Anzahl von Wörtern, welche gleich der Anzahl der Ausgangskanäle ist, eine zweite IS Paritätsinformation zu bilden.

Weiters betrifft die Erfindung einen Datenträger, der mit Hilfe einer solchen Anordnung erzeugt wird, mit einer Reihe von Blöcken.

Schließlich bezieht sich die Erfindung auch auf eine Decodiervorrichtung zur Verwendung bei einer derartigen Anordnung. 20 Bei einer früheren Technik zum Übertragen von Daten mit der Möglichkeit zur Korrektur von Fehlerhäufungen wird eine sogenannte Zweirichtungsverflechtung in der Zeitdomäne benutzt (sog. „crossinterleave“)· Bei dieser Verflechtung wird ein PCM-Wort (pulscodemoduliert) eines jeden einer Anzahl von parallelen Kanälen in eine erste relative Zeitlage gebracht und einem ersten Zählerkorrekturcoder zugeführt, um daraus eine erste Paritätswortreihe zu bilden; diese erste Reihe von Paritätswörtem und die PCM-Datenreihe der erwähnten Kanäle wird in eine zweite 25 relative Zeitlage umgesetzt, wobei ein einziges Wort in einer jeden der PCM-Datenreihen der erwähnten Kanäle in der zweiten relativen Zeitlage einem zweiten Zählerkorrekturcoder zur Bildung einer zweiten Paritätswortreihe zugeführt wird, so daß für jede Worteinheit eine Doppelverflechtung (Neupositionierung) durchgeführt wird. Die Verflechtung dient zur Reduktion der Anzahl der fehlerhaften Wörter in einem Fehlerkorrekturblock dadurch, daß die im Fehlerkorrekturblock enthaltenen Paritätswörter und diePCM-Daten für die Übertragung an derEmpfangs-30 seite gestreut und in ihre ursprüngliche Zeitlage zurückgeführt werden.

Beim Auftreten einer Fehlerhäufung während der Übertragung wird also diese Fehlerhäufung gestreut Wenn die erwähnte Verflechtung zweimal durchgeführt wird, bilden die ersten und zweiten Paritätswörter je einen Fehler-konekturblock. Sogar wenn ein Fehler beispielsweise durch die ersten Paritätswörter nicht korrigiert werden kann, ist diese Korrektur oft mit den zweiten Paritätswörtem möglich und umgekehrt Auch wenn beim erwähnten 35 Datenübertragungsverfahren ein Wort nur ein einziges fehlerhaftes Bit enthält wird das vollständige Wort als fehlerhaft betrachtet Deshalb schafft die erwähnte Verflechtung in der Zeitdomäne in zwei Richtungen nicht immer eineausreichendeKorrektur von Fehlem, wenn dieerhaltenenDatenziemlich große Anzahlen von einzelnenFehlem enthalten.

Es ist nun Ziel der Erfindung, eine Anordnung zum Übertragen von Daten mit Fehlerkorrektur bzw. einen 40 Datenträger und eine Decodiervorrichtung wie eingangs angegeben zu schaffen, wobei sowohl Fehlerhäufungen als auch Einzelfehler korrigierbar sind.

Die erfindungsgemäße Anordnung der oben angegebenen Art ist dadurch gekennzeichnet daß der erste und der zweite Fehlerkorrekturcoder Reed-Solomon-Coder sind und die erste und zweite Paritätsinformation jeweils eine Reihe von Paritätswörtem enthalten, wobei die Anzahl der Ausgangskanäle des zweiten Fehlerkorrekturcoders 45 gleich der ersten Anzahl von parallelen Kanälen, vermehrt um die Zahl der Paritätswörter einer ersten und einer zweiten Paritätsinformation ist. Dies bedeutet daß erfindungsgemäß eine Reihe von k Paritätswörtem auf der Basis der nachstehenden Paritätsdetektionsmauix (H) erzeugt wird, wobei im ersten und zweiten Fehlerkorrekturcoder jedes Wort aus m Bits gebildet wird und eine in einem Coder gebildete Reihe von Paritätswörtem den Fehlerkorrekturblock auf eine Gesamtzahl von n Wörtern ergänzt, wobei n < 2m*l ist: 50 -2- 55

AT 395 794 B fl 1 1 1 1 c*1 dC.2 *3 ----- d£.n”1 «Cn <£2 Λ2(η-1) oQ2n H= • • * » • « « • • · • • • od< ^k-1 sr **· ß(k-l)2 *(k-03----- (k-l)(»-l) Λ ^(k-On 1 1 1 ----- 1 1 1 <£1 £z _____ ,n-2 oC <*η-Ί 1 eC2 _____ 2 ( n— 2 } £ 2(n-l) H= • • • ii- « » • * • m • « • b • • 1 .c*-1 ----- ^(k-Ofc-2) (k-l)(n-

Dabei entspricht aeiner Wurzel F(x)=0, wobei F(x) ein unzerlegbares und primitives Polynom des m-ten Grades in einem Galois-Köiper (G-Feld) GF(2) ist. Häufig ist für den zweiten Fehlerkorrekturcoder der Wert von n größer als der für den ersten Fehlerkorrekturcoder.

Es hat sich gezeigt, daß die Übertragung gemäß der Erfindung (der Gattung mit der Bezeichnung „adjacentcodes“ oder „b-adjacentcode“) eine erweiterte Möglichkeitzum Korrigieren vieler Fehler bis zu zwei Wortfehlem je Block bietet. Ferner können drei Wortfehler oder vier Wortfehler noch korrigiert werden, wenn die Lage eines Fehlers bekannt ist und die mehrfache Verflechtung angewandt wird. Außerdem kann ein Decoder mit einem besonders einfachen Aufbau benutzt werden, wenn der Fahlerkorrekturcode für nur ein falsches Wort benutzt wird. Im einzelnen kann hierzu folgendes näher ausgeführt werden:

Bei der vorliegenden Anordnung zum Übertragen von Daten werden in Zusammenhang mit der Fehlerkorrektur zwei verschachtelte sog. Symbol-komgierende Codes verwendet. Ein derartiger Symbol- korrigierender Code wird auch als Reed-Solomon-Code bezeichnet, vgl. z. B. R. J. McEliece, „The Theory of Information and coding“, Addison Wesley 1977, S 301. Dabei findet zwischen den zwei Codes das sog. „interleaving“ statt, wobei die Symbole (oder Wörter) über verschiedene Gruppen von Symbolen (Wörtern) verteilt werden. Durch die erwähnte Verschachtelung können „lange“ Fehler, sog. „burst“-Fehler, korrigiert werden, es können aber auch Einzelfehler auf einfache Weise korrigiert werden. Mit der erfindungsgemäßen Ausbildung wird somit das Problem gelöst, verhältnismäßig lange Fehlerintervalle, mit jeweils einer hohen Fehlerrate (bis zu etwa 50 %), zu korrigieren. Ein Vorteil der erfindungsgemäßen Technik ist weiters auch darin gelegen, daß die einzelnen Gruppen von Codewörtem je für sich nur eine geringe Anzahl von redundanten Wörtern enthalten, wodurch die Codierung bzw. Korrektur vereinfacht wird, und daß die Anzahl der reduntanten Wörter im Verhältnis zu den Nutzdaten oder -Wörtern gering ist, wodurch ein hoher Wirkungsgrad gewährleistet ist. Die erfindungsgemäße Technik eignet sich demgemäß auch inbesonderem Maß für Anwendungen, wo im Echtzeitverfahrengearbeitetwird,wobei in jenem kleinen Zeitintervall eine gleiche Anzahl von Arbeitsschritten ausgeführt werden muß.

Es ergibt sich somit, daß ein ganz wesentlicher Vorteil eines Reed-Solomon-Codes, welcher eine Reihe von Paritätswörtem bildet, vor allem darin liegt, daß für jede zwei Paritätswörter ein Wortfehler korrigiert werden kann. Durch die erwähnte Verschachtelung kann weiters eine ganze Reihe von gleich nacheinander eintieffenden fehlerhaften Wörtern korrigiert werden (weil sie über gleich viele Gruppen verschachtelt werden). Außerhalb einer solchen Reihe von fehlerhaften Wörtern können auch noch isolierte Fehlerwörter auftreten, die dann beim ersten Decodieren korrigiert werden, wogegen die Reihen beim zweiten Decodieren korrigiert werden. Bei der bekannten Technik mußten dagegen die zwei Decodierungen Zusammenarbeiten, und dadurch könnten nicht zugleich zufällige und Reihenfehler korrigiert werden.

Im Hinblick auf die Unterscheidung von Pausen in einem Signal, z. B. bei Audiowiedergabe, von einem -3-

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Signalausfall ist es erfindungsgemäß besonders vorteilhaft, wenn die Ausgangskanäle für die zweite Reihe von Paritätswörtem Inverter enthalten. In entsprechender Weise kann es auch günstig sein, wenn die Ausgangskanäle für die erste Reihe von Paritätswörtem Inverter enthalten.

Einebesonders vorteilhafte Ausführungsform der erfindungsgemäßen AnordnungimHinblickaufdiegewünschten Fehlerkorrekturmöglichkeiten istsodann dadurch gekennzeichnet, daßeineerste Gruppe der ReihevonDatenwörtem Laufzeiten aufweist, die in einem ersten Vorrat von Laufzeitwerten liegen, die erste Reihe von Paritätswörtem Laufzeiten aufweist, die in einem zweiten Vorrat von Laufzeitwerten liegen, und die weiteren Datenwörter, deren Anzahl gleich der Anzahl der ersten Gruppe der Reihe von Datenwörtem ist, Laufzeiten aufweisen, die in einem dritten Vorrat von Laufzeitwerten liegen, und daß jedes Element des dritten Vorrats einen Wert besitzt, der größer ist als der eines jeden Elements des zweiten Vorrats, und jedes Element des zweiten Vorrats einen Wert besitzt, der größer ist als der eines jeden Elements des ersten Vorrats.

Es hat sich auch als vorteilhaft erwiesen, wenn die Empfangsmittel Verzögerungselemente enthalten, um zwischen geradzahligen und ungeradzahligen Datenwörtem eine erste einheitliche Verzögerung einzuführen.

Weiters ist es für die Fehlerkorrektur günstig, wenn die Ausgangskanäle Verzögerungselemente enthalten, um zwischen den geradzahligen und ungeradzahligen Kanälen eine weitere einheitliche Verzögerung einzuführen.

Eine besonders vorteilhafte Ausführungsform ist weiters gekennzeichnet durch erste Mittel zum Empfangen eines Tonsignals und zur Bildung einer Reihe ungeradzahliger und geradzahliger digitalisierter Muster daraus, zweite Mittel zur Verteilung eines jeden geradzahligen digitaliserten Musters in zwei geradzahlige Datenwörter und eines jeden ungeradzahligen digitalisierten Musters in zwei ungeradzahlige Datenwörter, und dritte Mittel zum Anbieten der ungeradzahligen und geradzahligen Datenwörter an der ersten Anzahl paralleler Kanäle. Auf diese Weise kann, mit der angegebenen Verteilung der Muster in zwei Datenwörter, die Verarbeitung der nun kürzeren Datenwörter erleichtert werden. Im Fall von Audiosignalen können dadurch fast alle in der Praxis auftretenden, unter Umständen ein hörbares Knacken verursachenden Datenfehler korrigiert werden, wobei nichtsdestoweniger ein verhältnismäßig einfacher Aufbau der Anordnung möglich ist.

Um im Falle von Stereotonsignalen eine unabhängige Korrektur-Bearbeitung in den Stereotonsignalen durchführen zu können, ist es hier weiters günstig, wenn die ersten Mittel zum Verarbeiten eines Stereotonsignals undzum Erzeugen der Reihenfolge ungeradzahliger und geradzahliger digitaliserter Muster je Monosignal ausgebildet sind.

Wie eingangs angegeben, betrifft die Erfindung auch einen Datenträger, der mit Hilfe einer erfindungsgemäßen Anordnung erzeugt wird, und in dem sich die erfindungsgemäße Codier- bzw. Decodiertechnik äußert. Dieser Datenträger ist erfindungsgemäß dadurch gekennzeichnet, daß jeder Block eine dritte Anzahl von Wörtern gleich der Hälfte der ersten Anzahl und abgeleitet aus geradzahligen Datenwörtem der Reihe von Datenwörtem, eine vierte Anzahl von Wörtern, abgeleitet aus der ersten Reihe von Paritätswörtem, eine weitere dritte Anzahl von Wörtern, die aus ungeradzahligen Datenwörtem der Reihe von Datenwörtem abgeleitet wird, und eine weitere vierte Anzahl von Wörtern enthält, die aus einer zweiten Reihe von Paritätswörtem abgeleitet wird. Auf diese Weise wird ein DatenträgerfürdieDatenspeicherungmitderMöglichkeiteinerFehlerkorrektur erhalten, sodaß Signale, insbesondere Audiosignale, mit sehr hoher Güte gespeichert werden. Der Datenträger kann dabei gegen Störungen, wie Kratzer, Verschmutzungen oder auch durch Alterung des Materials bedingte Fehler, geschützt werden. Weiters ist durch die angegebene Verteilung der Paritäts wörter eine gleichmäßige Häufigkeit von redundanten Wörtern gegenüber nicht-redundanten Wörtern erreichbar.

Um problemlos eine Synchronisationsrückstellung der Fehlerkorrekturanordnung zu ermöglichen, ist es hier auch von Vorteil, wenn jeder Block weiters einen Synchronisationsvorlauf enthält.

Eine erfindungsgemäße Decodiervorrichtung zur Verwendung bei der Anordnung nach der Erfindung ist schließlich gekennzeichnet durch Eingangsmittel zum jeweiligen Empfangen einer Reihe von Datenwörtem in einer Anzahl von Empfangskanälen gleich der ersten Anzahl und parallel dazu in einer Anzahl von Empfangskanälen gleich der zweiten Anzahl, in einer ersten Reihe von Paritätswörtem und einer zweiten Reihe von Paritätswörtem, einen ersten Decoder zum jeweiligen Darstellen einer ersten Anzahl von Datenwörtem und einer ersten Reihe von Paritätswörtem mittels eines darin gebildeten ersten Syndroms, Verzögerungsmittel zum zeitlichen Neupositionieren der Datenwörter und der ersten Reihe von Paritätswörtem mittels untereinander verschiedener Laufzeiten, einen zweiten Decoder zum jeweiligen Erzeugen einer ersten Anzahl von Datenwörtem unter der Steuerung der ersten Reihe von Paritätswörtem mittels eines darin erzeugten zweiten Syndroms, und Ausgangsmittel zum jeweiligen Abgeben eines Datenwortes aus einer Reihe von Datenwörtem in einer Anzahl von Ausgangskanälen gleich der ersten Anzahl, wobei eine Reihe von Datenwörtem einen Datenfluß darstellt. Die Kanäle und Verzögerungsmittel ergeben dabei auf einfache Weise eine Häufung der zusammen zu korrigierenden Datenwörter, so daß die Adressierung eines Speichers, wo sie vorübergehend gespeichert wurden, vereinfacht werden kann.

Nachstehend wird zunächstbeispiels weise ein Fehlerkorrekturcode beschrieben, der sich zur Anwendung bei der Erfindung eignet Anschließend wird die Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnung und anhand einiger bevorzugter Ausführungsbeispiele noch weiter erläutert. In der Zeichnung zeigen dabei im einzelnen: Fig. 1 ein -4-

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Blockschaltbild eines Fehlerkorrekturcoders, Fig. 2 ein Schema zur Veranschaulichung der zeitlichen Positionen bei der Übertragung, Fig. 3 ein Blockschaltbild eines Fehlerkorrekturdecoders, Fig. 4 und 5 Diagramme zur Erläuterung der Wirkung eines Fehlerkorrekturcoders, Fig. 6 ein Blockschaltbild eines zweiten Coders, Fig. 7 ein Blockschaltbild eines zweiten Decoders, Fig. 8 ein Blockschaltbild eines dritten Coders, Fig. 9 ein Blockschaltbild eines dritten Decoders, Fig. 10 ein Blockschaltbild eines vierten Coders, und Fig. 11 ein Blockschaltbild eines vierten Decoders. Für die Erläuterung des Fehlerkorrekturcodes wird eine Vektordarstellung oder die Darstellung mit einer zyklischen Gruppe benutzt. Zunächst wird ein unzerlegbares und primitives Polynom F(x) vom Grad m in einem Galois-Körper GF(2) betrachtet Die Theorie der Galois-Körper ist bekannt und wird nachstehend nicht weiter erläutert. Der Körper GF(2) besteht nur aus den Elementen „0“ und „1“. Angenommen sei, daß eine Wurzel α besteht, die da- Gleichung F(x) = 0 entspricht. Es läßt sich nunmehr ein erweiterter Körper GF(2m) aus 2m verschiedenen Elementen mittels der Größen aP, a1, a2... a01'1 aufbauen, die je eine verschiedene Potenz der Wurzel α sind (die Gesamtheit dieser Größen wird mit der „Basis“ des Körpers GF(2m) bezeichnet). Es sei bemerkt, daß der Körper GF(2m)auchdasElement0enthält. Der erweiterte Körper GF(2m)isteinpolynomischerRingmiteinem unzerlegbaren Polynom F(x) vom Grad m im Körper GF(2) als ein Modulo. Jedes Element von GF(2m) kann als eine lineare Kombination folgender Gleichung ausgedrückt werden: otP = 1, a = [x], a? = [x2],... a111'1 = [xm**]

Die allgemeine Form dieses Ausdrucks ist wie folgt: ao + [x] + a2 [x2] +... + am_i [x m_1] = ao + aj α+a2 α2 +... am-l ara'* oder (am-l> am-2’ ··· a2> al· wobei am_i, am_2,... aj,ao Elemente von GF(2) sind. Beispielsweise wird GF(2^) herangezogen, wobei das primitive und irreduzible Polynom F(x) beispielweise F(x) = x^ + χ4 + χ3 + x2 + j ist Alle 8-Bit-Datenwörter können wie folgt ausgedrückt werden ajx' + a^xß + a^x^ + a4X^ + aßx3 + a2X2 + ajx + aQ oder (ay, ag, ag, 84,83, a2» aj, ao)·

Auf diese Weise wird beispielsweise &η der MSB-Seite („most significant bit“-bedeutsamstes Bit) und ag der LSB-Seite („least significant bit“-unbedeutsamstes Bit) zugeordnet.

Da aj zu GF(2) gehört, ist dabei das Element 0 oder 1.

Weiter kann aus dem Polynom F(x) folgende m x m-Matrix T gewonnen werden: f 0 0 | 1 0 ! o 1 i T- * A— I * · I I · i i • · 0 0 0 0 0 ao aj a2 1 m-1

Auch können die Elemente von GF(2m) mit Hilfe einer zyklischen Gruppe ausgedrückt werden, indem berücksichtigt wird, daß der Rest von GF(2m) außer dem Element Null eine vervielfachende Gruppe vom Grad 2m*1 bildet Wenn die Elemente von GF(2m) durch die Verwendung einer derartigen zyklischen Gruppe ausgedrückt werden, wird folgender Ausdruck erhalten: 0,1 (= ot2m'l) α, α2, α3,... a2m*2

Nach der vorliegenden Erfindung, in der m Bits ein Wort und n Wörter einen Block bilden, werden k Paritätswörter auf Basis nachstehender Paritätsprüfmatrix H gebildet. -5-

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S 1 1 1 1 <k2 _____<Λη-Ί d:n <i2 Λ • c*4 i- • • c * • V <Ä2n c • • • · ^-.(k-l)2 X(k-1)3 • · ^(k-l)(n-l) • ✓

Die Paritätsprüfmatrix H kann auch durch die Verwendung der Matrix T ausgedrückt werden / v. I I I ----- I I T1 T2 T3 ----- Tn-1 τη T2 • T4 t6 ----- • · T2(n-1) • T2n * • • Tk-1 • * * T(k-l)2 ^(k-1 )3 ----- • <p(k-l)(n~1) • • T(k-1)n wobei I eine Einheitsmatrix von (m x m) Elementen ist.

Wie bereits beschrieben, sind die Ausdrücke, die die Wurzel α benutzen, grundsätzlich gleich denen, die eine Matrix benutzen. In diesem Fallkönnen alleElementeder ersten Spalteeiner jeden Matrix als loderlgewähltwerden und kann die letzte Spalte einer jeden Matrix unterbleiben.

Der Fehlerkorrekturcode wird an Hand eines Beispiels beschrieben, bei dem vier (k=4) Paritätswörter benutzt werden. Wenn ein einziger Block erhaltener Daten als einen Spaltenvektor V = (Wj, W2, W3,... Wn) genommen wird, werden in diesem Fall an der Empfangsseite vier Syndrome Sj, S2, S3 und S4 wie folgt gebildet: '•Γ

= Η. V Ί - Σ n V. 1 1 = 1 L = n T1!/. 2 z_ 1 i = 1 n '3 = Σ T V. 1 i = 1 n m3i»T % = > Tr w. 1 i = 1 'n. -6-

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Jeder Block enthält vier Paritätswörter (p = Wn_3, q = Wn_2, r = Wn.j, s = Wn). Diese Paritätswörter werden senderseitig entsprechend folgender Gleichung gebildet:

s p + q + r + s = E V. Tn_3p + Tn“2q + _n-1 „n r— T r + T s = T2n-6p ♦ T2n-\ + T2n“2r + T2ns UJ II T3n"9p + T3n-6q 's + T3n“3r + T3ns lyM II

V. x p + q+ r + s= Ί_ W± = a p + Tq + T2r + T3s = ) Τ±"Π+3νι = p + T2q + T4r + T6s =3 T2(i-n+3)v = r - i p + T3q + T^r + T^s =V «p3(i-n+3)y _ ^ V v n-fr ^ wobei ^ ist V . i= 1

Die Paritätswörter können durch Lösung dieser Gruppe von Gleichungen erhalten werden. Die Berechnung ist in GF(2m) definiert, und das Ergebnis ist wie folgt: f P q r s r p q Γ s T6? + (T3+T4+T5)b + T+T2+T3,lo + H (1+T) (i+t2) (1+t3) T5a + (T2+T3+T5)b 1- (πΛτ3^ + ή T2(1+T4) T4a + (T+T3+T4)b + (1 +T+T3)c + d T3(1+T4) T3a + (T+T2+T3)b + (l+T»T2^ + H T3(1+T) (1+T2) (1+T3) !j6^Wi + ( l+T+T2). i2ITi“n'f6¥i + Σ T2(i-n+3) + 1 1 + +£T3(i-n+3)w.·]. (,+T)-1.(ltT2)-1. (1tT3)-1. i^T5£wi + v± + ( 1+T2+T3) . ;£τ2(χ-η+3) ^ ,T~2. (1+T4)“1; \JkZv± + (1+T2+T3)E T1-^4 . V. + (UT+T3) . .^:^(^+3) W± +21τ3(±-η+3)νι] T"3. (1+T4)"1; [tV v. + (l+T+T2)^jTi-n+if v. + X. T2(i-n+3) v \ + + :5-T3(i-n+3) .τ-3.(1+τ)-1.(ι+τ2Γ1.(ι+τ3)-1· -7-

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Nachstehend wird eine Fehlerkorrektur für den Fall beschrieben, bei dem die Daten einschließlich der auf obige Weise gebildeten Paritätswörter abgesandt und anschließend wieder empfangen werden.

In diesem Fall sei angenommen, daß keine Anzeigegröße benutzt wird, die eine Fehlerposition angibt. (1) Wenn es keinen Fehler gibt; Sj = S2 = S3 = S4 = 0. (2) Wenn es einen einzigen Wortfehler gibt (ein Fehlermuster wird als ei angenommen): = ei, S2 = T*ei, S3 = T^ei und S4 = T-^ei.

Somit werden folgende Gleichungen bestimmt; = s„ . 1 2 Txs0 = sn . 2 t1s3 3 = s4

Jetzt ist das Syndrom Sj gleich dem Fehlermuster ei. (3) Wenn es 2 Wortfehler (ei und ej) gibt: 'S1 = ei + ej 52 = T^ei + T^ej 53 = T2lei + T2jej sS4 = T3iei + T3jej

Obige Gleichungen lassen sich wie folgt umschreiben: TJS1 + S2 = (T1 + Tj) ei T^S2 + S3 = T^T1 + TJ) ei JTJS3 + S4 = T2i (Τ'1 + TJ) ei

Entsprechend werden zwei Wortfehler durch die Bestimmung folgender Gleichungen bestimmt: T1(TJS1 + S2) = TJS2 + s. y(TJs2 + s3) = Tjs3 +

Die Fehlermuster werden wie folgt ausgedrückt: ei s1 + t-Js2

1 + T ej = + T"iS2 + (4) Wenn es drei Wortfehler (ei, ej und ek) gibt: 8- AT 395 794 B S1 = ei + ej + ek S2 = T^ei + T^ej +· Tkek S3 = T2iei + T2jej + T2kek t8* = T3ie± + T3jej + T3kek

Obige Gleichungen lassen sich wie folgt umschreiben: s

TkS1 + S2 = (-r1 + Tk) ei + (Tj + Tk) ej

TkS2 + S3 = T1 (T1 + Tk)ei + TJ’(Tj + Tk) ej

TkS3 + S4 = T2l(Ti + Tk)ei + T2j(Tj + ej

Entsprechend können drei Wortfehler mittels nachstehender Gleichung detektiert werden, weil die Bedingungen Sj Ψ 0, S2 * 0, S3 Φ 0 erfüllt werden:

Ti(TkS! + S2) + (TkS2 + S3) = T.i(TkS2 + S3) + (TkS3 + S4)

Die betreffenden Fehlermuster können wie folgt ausgedrückt werden: ei = εΊ η- (T“j + T~k). s2+ T~j’kS^ (1 + T1"^! + Ti”"k) ej = S1 + (T“k + T~i) S2 + (l + Tj_:L)(l + TJ“k) ek s S1 + (T-j-t T-j) S2 + T~i~JS3 (1+Tk-i) ^ + Tk-jj

Wie bereits erwähnt, können alle drei Wortfehler ohne Verwendung der Anzeigeinformation korrigiert werden.

Wenn die Anzeigeinförmation benutzt wird, so daß Fehlerpostionen (i, j, k, 1) bekannt sind, können auch vier Wortfehler korrigiert werden.

Außerdem kann die Fehlerkorrekturkapazität durch die Vergrößerung der Anzahl von Paritätswörtem k weiter verbessert werden.

Nachstehend wird ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung an Hand der Zeichnung näher erläutert, wobei die Erfindung bei der Aufnahme und Wiedergabe eines PCM-Audiosignals angewandt wird.

In Fig. 1 ist ein Fehlerkorrekturcoder dargestellt, der im Aufnahmesystem angeordnet ist, dem ein PCM-Audiosignal zugeführt wird. Das PCM-Audiosignal wird derart zugeführt, daß die linken undrechten Stereosignale mit einer Frequenz fs (z. B. 44,1 KHz) abgetastet werden, wobei jeder abgetastete Wert in eine 16-Bit-Zahl in 2-Komplementdarstellungumgesetztwird.Entsprechendliefertder linke AudiokanaleineReihevonl6-Bit-PCM-Daten (L0, LI, L2...) und der rechte Audiokanal eine weitere Reihe von 16-Bit-PCM-Daten (RO, RI, R2...). Die PCM-Daten des linken und des rechten Audiokanals werden je für sich Wort für Wortmittels einer nichtnäher dargestellten Anordnung verschachtelt, d. h. zyklisch über eine jeweilige Anzahl von 6 Codeikanälen verteilt Auf diese Weise werden insgesamt über 12 Kanäle Sequenzen von PCM-Datenreihen dem Fehlerkorrekturcoder zugeführt Zu einem gegebenen oder vorgegebenen Zeitpunkt werden beispielsweise zwölf Zahlen wieLgn, Rgn> Lgn+j,Rgn+j, Lgn+2, R6n+2» ^6η+3’ R6n+3» ^6η+4» R6n+4* L6n+5» Rön+5 zugeführt. Bei diesem Beispiel wird jede 16-Bit-Zahl in acht -9-

AT 395 794 B bedeutsamere Bitsundacht weniger bedeutsameBits verteilt Diese 8-Bit-Gruppen werden nachstehend mit Wörtern bezeichnet Infolgedessen werden die zwölf Zahlen in 24 parallelen Kanälen verarbeitet. Jetzt wird eine 16-Bit-Zahl der PCM-Datenreihe mit Wj bezeichnet, wobei die acht höchsten Bits mit Wj^ und die acht niedrigsten Bits mit Wj jj bezeichnet werden. Zum Beispiel wird dieZahlL6n in zwei Wörter W i2n,A undW i2n,B verteilt Es seibemerkt, daß n bereits früher als eine Abmessung der Matrizen benutzt wurde.

DiePCM-Datenreihen von 24 Kanälen werden zunächst einem geradzahligen/ungeradzahligen Verflechter (1) zugeführt. Wenn η = 0,1,2... ist bilden die Wörter Lgn (d. h. Wj2n,A und W^n.ß)’ R6n (d- h. ^ΐ2η+1Α und w12n+13^L6n+2(d-h-w12n+4AundW12n+4,B)»R6n+2(d-h-w12n+5AundW12n+5,B)L6n+4(d-h-w12n+8A und W i2n+83)und R6n+4 (d-h· W i2n+9,A und w 12n+9,ß) Wörter mit geradzahliger Rangordnung, während die anderen Wörter ungeradzahliger Rangordnung sind. Die PCM-Datenreihe von Wörtern geradzahliger Rangordnung werden um ein einziges Wortintervall mittels Laufzeitschaltungen oder Laufzeitleitungen (2A), (2B), (3A), (3B), (4A), (4B), (5A), (5B), (6A), (6B), (7A), (7B) des geradzahligen/ungeradzahligen Verflechters (1) verzögert. Außerdem wirdim geradzahligen/ungeradzahligen Verflechter (1) eine derartige Umsetzung durchgeführt, daß 12 Datenreihen aus Wörtern gleicher Rangordnung den ersten bis zwölften Übertragungskanal belegen und 12 Datenreihen aus Wörtern ungeradzahliger Rangordnung den dreizehnten bis vierundzwanzigsten Übertragungskanal belegen.

Der geradzahlige/ungeradzahlige Verflechter (1) soll die Situation verhindern, bei der mehr als zwei aufeinanderfolgende Zahlen eines einzigen Audiokanals (links oder rechts) falsch sind, so daß dabei die Fehler nicht unsichtbar gemacht werden könnten. Dies läßt sich wie folgt erläutern: Beispielsweise werden drei benachbarte Zahlen Lj.j , Ιφ Lj+j herangezogen. Wenn die Zahl Lj fehlerhaft und nicht korrigierbar ist, muß die Zahl Lj.j oder Lj+i, oder müssen beide einwandfrei sein. Auf diese Weise kann die fehlerhafte Zahl Lj unsichtbar gemacht werden, indem sie durch die direkt vorangehende Zahl Lj. i oder die direkt nachfolgende Zahl Lj+j oder durch den Mittelwert von Lj.j und Lj+j ersetzt wird. In vielen Fällen schafft dies eine vorteilhafte Näherung des reellen Werts von Lj. Die Laufzeitleitungen (2A, 2B... 7A, 7B) des geradzahligen/ungeradzahligen Verflechters (1) sindfür benachbarte Wörter angeordnet, die in mehrere Fehlerkorrekturblöcke aufgenommen werden. Der Grund der Zusammenführung der Übertragungskanäle für eine jede der Datenreihen, bestehend aus den Wörtern gleicher Rangordnung, und der Datenreihen, bestehend aus den Wörtern ungerader Ordnung, besteht darin, daß, wenn die Datenreihen verschachtelt werden, der Abstand zwischen den Aufnahmepositionen der benachbarten geradzahligen und ungeradzahligen Wörter möglichst groß gewählt wird.

Am Ausgang des Verflechters (1) erscheinen die PCM-Datenreihen von 24 Kanälen in einer ersten relativen Zeitlage. Die um ein Wortintervall verzögerten Wörter werden durch einen Index angegeben, der am Ausgang des Verflechters (1) um zwölf Punkte niedriger ist. Aus den betreffenden PCM-Datenreihen werden jeweils vier erste Paritätswörter Qj2ni Ql2n+1» Ql2n+2> Qi2n+3 aus e*nem Fehlerkorrekturblock von Datenwörtem gebildet Dieser Fehlerkorrekturblock enthält deshalb die Wörter (w12n-12A;W12n-123;W12n+l-12,A;w12n+l-12,B;w12n+4-12,A:w12n+4-12,B;w12n+5-12,A;w12n+5-123;W12n+8-12A;W12n+8-123;W12n+9-12,A;w12n+9-12,B;w12n+2A;W12n+23;W12n+3,A;W12n+33: W12n+6A; W12n+63; W12n+7A; W12n+7,B; W12n+10,A; W12n+103: W12n+11A: W12n+11,B’ Ql2ri Ql2n+1> Ql2n+2* Ql2n+3>-

Auf diese Weise werden im ersten Coder (8) 24 Datenwörter von je acht Bits zum Erhalten von vier Paritäts-Wörtern codiert Deshalb sind die festen Parameterwerte des hier benutzten Codes n = 28, m = 8, k = 4.

Einem zweiten Verflechter (9) werden 24 PCM-Datenreihen und vier Paritätswortreihen zugeführt. In diesem Verflechter (9) werden die Positionen der Übertragungskanäle derart geändert, daß die Paritätswortreihen zwischen den PCM-Datenreihen liegen, die aus den Wörtern geradzahliger und ungeradzahliger Rangordnung bestehen, und anschließend wird der Verzögerungsvorgang für diese Verflechtung durchgefühlt Dieser Verzögerungsvorgang ist derart, daß 27 Übertragungskanäle, mit Ausnahme des ersten Übertragungskanals, mittels Laufzeitleitungen um Verzögerungszeiten in der Dauer von (ID, 2D, 3D, 4D,... 26D und 27D) verzögert werden (wobei (D) eine Verzögerungseinheit ist).

Am Ausgang des Verflechters (9) erscheinen 28 Datenreihen in einer zweiten relativen Zeitlage. Die Datenwörter werden eins nach dem anderen aus den betreffenden Dalenreihen erhalten. Anschließend gelangen die Wörter zu einem Coder (10), der zwei Paritätswörter P^n· R12n+1> R12n+2 und R12n+3 bildet. Nachstehend ist ein Fehler-korrekturblock einschließlich der zweiten Paritätswörter, bestehend aus 32 Wörtern, angegeben. Es sei bemerkt, daß eine Verzögerung um jD in einem Coderkanal den Wert des Index von W um den Betrag 12.j.D herabsetzt. -10-

AT 395 794 B W12n-12,A» V12n-12(D+1),B» W12n+1-12(2D+l),A5 W12n+1-12(3D+1),B5 W12n+i*-12(te>+l) , A’ W12n+4-12(5D+l ) ,B5 W12n+5-12(6D+l),Ai ...

Wl2n+9-12(lOD+l)fA5 W12n+9-12(11D+1),BJ Q12n-12(12D)* Q12n+1-12(13»)* Q12n+2-12(1^D)5 Q12n+3-12(15») V12n+2-12(l6ü)J ·** V12n+11-12(26D)’ W12n+11-12(27D)5 P12nJ P12n+1; P12n+2* P12n+3J *

Weiter ist noch ein Verflechter (11) mit Laufzeitleitungen, die eine Verzögerung eines Worts für die Übertragungskanäle mit geradzahliger Rangordnung von 32 Datenreihen einschließlich der ersten und zweiten Paritätswörter schaffen, sowie Invertern (12), (13), (14) und (15) für die zweite Reihe von Paritätswörtem angeordnet. Der Verflechter (11) soll vermeiden, daß ein Intervall mit einer Fehlerhäufung beim Übertragen die Grenze zwischen benachbarten Blöcken überschreitet und Wörter in einem Fehlerkorrekturblock derart beeinflussen könnte, daß ihre Korrektur ausgeschlossen wäre. Die Inverter (12), (13), (14) und (15) dienen zur Vermeidung einer derartigen fehlerhaften Wirkung, wobei alle Daten in einem Block durch einen Ausfall während der Übertragung „0“ gemacht werden, welcher Vorgang nunmehr vom Wiedergabesystem erkannt wird. Ein Stille-Intervall in der Audiowiedergabe würde dagegen also eine zweite Reihe von Paritätswörtem schaffen, die sich von 0 unterscheiden und so detektiert werden können. Die endgültig gebildeten Codewörter sind in der letzten Spalte der Fig. 1 einschließlich der entsprechenden entstandenen Verzögerung erwähnt

Der endgültig gebildete Block von 24 PCM-Datenwörtem und acht Paritätswörtem wird mit Hilfe eines nicht dargestellten Parallel/Serienumsetzers in Serie gebracht. Am Anfang wird ein Synchronsignal von 16 Bits zum Erhalten eines Übertragungsblocks nach Fig. 2 zugesetzt, wonach der so gebildete Block übertragen wird. In Fig. 2 wird der Einfachheit halber ein Wort aus dem i.ten Übertragungskanal mit Uj bezeichnet

Praktische Ausführungsbeispiele des Übertragungssystems können magnetische Aufnahme- und Wiedergabegeräte, Geräte mit optischen oder magnetischen Drehscheiben usw. sein.

Der Coder (8) bezieht sich auf den Fehlerkorrekturcode, bei dem die Werte der festen Codeparameter m = 8, n = 28 und k = 4 sind. Für den Coder (10) besitzen die entsprechenden festen Codeparameter die Werte m = 8, n = 32 und k=4. Also umfaßt der vollständige Block der Fig. 2:32 x 8 +16 = 272 Bits.

In der Decoderstation wird zunächst der Vorlauf (header) mit der Synchronisation mit Hilfe einer nicht dargestellten Einrichtung entfernt. Die restlichen, wiedergegebenen 32 Codewörter eines jeden Übertragungsblocks gelangen an den Eingang eines Fehlerkorrekturdecoders gemäß Fig. 3. Durch das Wiedergabeverfahren ist es möglich, daß die wiedergegebenen Daten einen Fehler enthalten. Wenn kein Fehler vorhanden ist, sind die 32 dem Eingang des Decoders zugeführten Wörter gleich den 32 Wörtern, die am Ausgang des Fehleikorrektuicoders erschienen. Im Fehlerkorrekturdecoder wird der Entflechtungsvorgang, der dem Verflechtungsvorgang im Coder komplementär ist, zur Wiederherstellung der ursprünglichen Rangordnung der Daten durchgeführt, und anschließend erfolgt der Fetderkorrekturvorgang.

Zunächst ist, wie in Fig. 3 dargestellt, ein Entflechter (16) mit Laufzeitleitungen angebracht, die je eine Verzögerung eines Worts für die Übertragungskanäle mit ungeradzahliger Rangordnung schaffen, und es sind Inverter (17), (18), (19) und (20) für die zweite Reihe von Paritätswörtem vorgesehen. Die Ausgangssignale des Entflechten (16) und der Inverter (17... 20) gelangen an einen ersten Decoder (21). In diesem Decoder werden Syndrome S^, S12» $i3 tmd S14 aus einer Paritätsdetektormatrix Hcj über 32 Eingangswörter VT gemäß Fig. 4 erzeugt, und anschließend wird die Fehlerkorrektur auf Basis der Syndrome ausgeführt. In Fig. 4 ist α ein Element von GF(2$), das eine Wurzel des primitiven und unzerlegbaren Polynom vom m-ten Grad F(x) = x$ + x4 + x$ + χ2 +1 ist. Aus dem Decoder (21) werden 24 PCM-Datenreihen und vier Paritätswortreihen erhalten. Jedem Wort der Datenreihe -11-

AT 395 794 B wird Anzeigeinformation (zumindest 1 Bit) zugesetzt, die angibt, ob möglicherweise ein Fehler vorhanden ist Das Anzeigebit oder die Anzeigebits werden wie die weiteren Bits der Datenwörter und Paritätswörter übertragen.

Die Ausgangsdatenreihen des Decoders (21) gelangen an einen Entflechter (22), der die Auswirkungen des vom Verflechter (9) in den Fehlerkorrekturcoder durchgeführten Verzögerungsverfahrens ausgleichen muß, und in dem 5 Laufzeitleitungen mit verschiedenen Laufzeiten (27D, 26D, 25D, ... 2D und ID) für den ersten bis 27.ten Übertragungskanal angebracht sind. Das Ausgangssignal des Entflechters (22) gelangt an einen zweiten Decoder (22), in dem Syndrome S21, S22. S23 und S24 aus einer Paritätsdetektormatrix Hc2 über 28 Eingangswörter nach

Fig. 5 gebildet werden, wonach die Fehlerkorrektur auf Basis der Syndrome durchgeführt wird.

Im Decoder (23) wird die Anzeigeinformation gelöscht, die sich auf ein Wort bezieht, in dem ein Fehler korrigiert 10 ist,aberdieAnzeigeinförmation,diesichaufeinWortbezieht,dessenFehlervomDecoder(23)nichtkorrigiertwerden kann, wird nicht gelöscht

Die Datenreihen, dieamAusgangdesDecoders(23)erscheinen,gelangenaneinengeradzahligen/ungeradzahligen Entflechter (24), in dem die PCM-Datenreihen, die aus den Wörtern mit geradzahliger Rangordnung bestehen, und die PCM-Datenreihen, die aus den Wörtern mit ungeradzahliger Rangordnung bestehen, erneut positioniert werden, 15 so daß sie sich in den alternativen Übertragungskanälen befinden, und Laufzeitleitungen mit einer Verzögerung um ein Wortfür die PCM-Datenreihenangebrachtsind,dieaus den Wörtern mit ungeradzahliger Rangordnungbestehen. Am Ausgang des geradzahligen/ungeradzahligen Entflechters (24) werden die PCM-Datenreihen in der richtigen Zeitlage und in der vorgegebenen Rangordnung von Übertragungskanälen erhalten, die genau die gleichen sind, wie sie dem Eingang des Fehlerkorrekturcoders zugeführt sind. Obgleich dies in Fig. 3 nicht dargestellt ist, ist in der 20 folgenden Stufe des geradzahligen/ungeradzahligen Entflechters (24) zur Durchführung eine Korrekturschaltung vorgesehen, beispielsweise zum Durchführen einer Interpolation des Mittelwerts, so daß meistens der Fehler unsichtbar gemacht wird, wenn er von den Decodern (21) und (23) nicht korrigiert ist

Im Fehlerkorrekturdecoder nach Fig. 3 werden die Fehlerkorrektur mittels der ersten Paritätswörter P^, Pi2n+1 *

Pl2n+2undPl2n+3 unddieFehlerkorrekturmittelsderzweitenParitätswÖrterQj2n,Qi2n+l’Ql2n+2’undQl2n+3 25 einmal durchgeführt. Durch die mehr als zweimalige Durchführung der Fehlerkorrekturen vergrößert sich die Fehlerkorrekturmöglichkeit und werden weniger Fehler unkorrigiert bleiben.

Im beschriebenen Ausführungsbeispielunterscheiden sich dieVerzögerungsintervalle indenaufeinanderfolgenden Kanälen im Verflechter (9) um den jeweiligen Betrag (D), aber es ist auch möglich, eine unregelmäßige Variation der Verzögerung statt der regelmäßigen Aufeinanderfolge zu verwenden. Wie die zweiten Paritätswörter Pj, die 30 berechnetwerden, indem nichtnur diePCM-Daten, sondern auch die ersten Paritäts Wörter Qj benutzt werden, können auch die ersten Paritätswörter Qj mit von den zweiten Paritätswörtem Pj bestimmt werden. Dies kann durch die Rückkopplung der zweiten Paritätswörter zu einem Eingang des Coders verwirklicht werden, der die ersten Paritätswörter liefert.

Mit dem genannten Fehlerkorrekturcoder können beispielsweise bis zu zwei Wortfehler korrigiert werden, ohne 35 daß Anzeigeinformation benutzt wird, die die Fehlerposition angibt, und eine Fehlerhäufung wird durch die Verflechtung in zwei Richtungen gestreut, so daß sowohl die vereinzelten Fehler als auch die Fehlerhäufungen vorteilhaft korrigiert werden können.

Außerdem wird bei ansteigender Zahl von korrigierbaren fehlerhaften Worten der Decodierungsalgorithmus komplizierter. Wenn nur ein Wortfehler korrigierbar sein soll, reicht ein sehr einfacher Aufbau des Decoders aus. 40 Es wird klar sein, daß Fehlerkorrekturcoder mit einer ansteigenden Korrekturkapazität aufgebaut werden können.

Die beschriebene Anordnung und die Decodiervorrichtung können auf mehrfache Weise modifiziert werden, um spezifische Vorteile zu erreichen; 45 a) InFig. 1 können die Paritätswörter Q(12n),Q(12n+l),Q(12n+2),Q(12n+3) wie die Paritätswörter P(12n).„ P(12n+3) invertiert werden; der Coder (10) würde jedoch immer noch die nicht invertierten Paritätswörter Q(12n) ... Q(12n+3) empfangen. Auf gleiche Weise würde der Decoder der Fig. 3 die invertierten Paritätswörter Qi2n-12(12D) ··· Ql2n+3-12(15D+l) empfangen. Diese Wörter würden beim Eintreffen im Decoder (21) erneut invertiert werden. 50 b) In Fig. 4 kann die zweite Zeile geändert werden von (α22, a21,... a2,a2, a1) zu (α21,α2^,... a2,0^, 1). In Fig. 5 kann auf gleiche Weise die zweite Zeile von (a2^, a22,... α2,α2,(χί) zu (a22, a2(\... a2, a*, 1) geändert werden.

Außerdem kann in Fig. 4 und 5 die Vorderseite und die Rückseite der Matrix in α umgekehrt werden. Die 55 zweite bis vierte Zeile fangen dabei mit niedrigeren Potenzen von α an und enden mit hohen Potenzen vona. -12-

Claims (16)

1. AT 395 794 B c) Die Anordnung und die Decodiervorrichtung lassen sich vorteilhaft in einem HiFi-System verwenden. Die Codierung wird zuerst ausgeführt. Die Daten können auf einer Tonscheibe (Schallplatte), einem Tonband od. dgl. Tonträger gespeichert werden. Auch können die Daten über einen Kommunikationskanal übertragen oder ausgestrahlt werden. An einer Empfangsseite wird die Decodierung vorgenommen und die Anordnung 5 verwendet und können mögliche Fehler korrigiert werden. Schließlich werden die HiFi-Verstärkung und die Wiedergabe ausgeführt. In Fig. 6 und 7 sind Blockschaltbilder eines zweiten Coders bzw. eines zweiten Decoders dargestellt. Der wesentliche Unterschied zwischen Fig. 1 und Fig. 6 tritt im Verflechter (30) auf, der jetzt Laufzeiten um zwei 10 Wortintervallehat, wiemitdenZiffem „2“angegebenist. Außerdem istdiezyklischeKreuzungderCodierungskanäle anders. An der Eingangsseite sind jeweils zwei Kanäle zusammen erneut positioniert, während nach acht Kanälen ein folgender Zyklus startet. Außerdem gibt es drei Zyklen mit acht Kanälen. An der Ausgangsseite startet nach 6 Kanälen ein neuer Zyklus. Auf diese Weise gibt es vier Zyklen mit je 6 Kanälen. Ein zweiter Unterschied tritt hinsichtlich des Coders (32) auf, der in der Mitte zwischen den beiden Codekanalgruppen liegt. Auf diese Weise ist 15 die Anzahl der Kreuzungen verringert: Das Element (34) enthält jetzt nur Verzögerungselemente. Dg ist beispielsweise gleich 6 Wortintervallen. Im Gegensatz zu Fig. 1 führt das Verzögerungselement (38) eine Verzögerung in die ungeradzahligen Kanäle ein. Schließlich werden alle Paritätswörter invertiert. Die Decodiervorrichtung gemäß Fig. 7 ist in Entsprechung zu jener nach Fig. 3 direkt aus dem Entwurf der Fig. 6 abgeleitet und so aus sich heraus verständlich. 20 In Fig. 8 und 9 sind Blockschaltbilder eines dritten Coders bzw. eines dritten Decoders dargestellt. Fig. 8 ist gleich Fig. 6 mit der Ausnahme des Verflechters (40). Hier werden die ersten sechs Kanäle sowie die dritte Gruppe von sechs Kanälen um zwei Wortintervalle verzögert. Die anderen Codierungskanäle werden im Verflechter (40) nicht verzögert. Außerdem ist die Kreuzung der Codierungskanäle anders. An der Eingangsseite werden jeweils zwei Kanäle zusammen erneut positioniert, während der folgende Zyklus erst nach zwölf Codierungskanälen anfängt. Also gibt 25 es zwei Zyklen mit zwölf Kanälen. An der Ausgangsseite fängt nach vier Kanälen ein neuer Zyklus an. Auf diese Weise gibt es 6 Zyklen von je vier Kanälen. Die Fig. 9 ist direkt aus der Fig. 8 abgeleitet. In Fig. 10 und 11 sind Blockschaltbilder eines vierten Coders bzw. eines Aderten Decoders dargestellt. Fig. 10 ist gleich Fig. 8 mit Ausnahme des Verflechters (42). Die Codierungskanäle sind in drei Gruppen verteilt. Die 30 Codierungskanäle der ersten Gruppe werden im Verflechter (42) nicht verzögert. Die Kanäle der zweiten Gruppe enthalten ein Verzögerungselement für ein Wortintervall. Die Codierungskanäle der dritten Gruppe enthalten ein Verzögerungselement für zwei Wortintervalle. Es erfolgt keine Neupositionierung der Kanäle. Fig. 11 ist direkt aus der Fig. 10 abgeleitet. Auf diese Weise ist für den Übergang zwischen Fig. 7,9,11 bzw. 6,8,10 nur eine Änderung eines Teiles des Aufbaus notwendig. In Fig. 6 und 7 ist ein Aufbau dargestellt, der sich für die Verwendung mit zwei 35 Tonkanälen (stereophonische Verwendung) am besten eignet, in Fig. 8 und 9 ist ein Aufbau dargestellt, der sich am besten für die Verwendung mit drei Tonkanälen eignet, und Fig. 10 und 11 zeigen einen Aufbau, der sich am besten für die Verwendung mit vier Tonkanälen (Quadrophonie) eignet. In einem jeden dieser Fälle können unwiederherstellbare Tonsignale auf vorteilhafte Weise durch Interpolieren zwischen einwandfreien Tonsignalen ersetzt werden. 40 PATENTANSPRÜCHE 45 1. Anordnung zum Übertragen von Daten mitFehlerkorrektur, wobei an Empfangsmitteln einer Reihe von parallelen Kanälen jeweils ein Datenwort einer Reihe von Datenwörtem in einer ersten relativen Zeitlage zugeführt wird, mit einem ersten Fehlerkorrekturcoder, welcher mit der ersten Anzahl von parallelen Kanälen verbunden ist, zur Bildung 50 einer ersten Paritätsinformation, und einer Anzahl von vom ersten Fehlerkorrekturcoder gespeisten Ausgangskanälen, deren Anzahl gleich der Anzahl von parallelen Kanälen, vermehrt um eine Zahl gleich der Anzahl von in der ersten Paritätsinformaüon erhaltenen Paritätswörtem, wobei ausgangsseitig an den ersten Fehlerkorrekturcoder eine Reihe von Verzögerungselementen angeschlossen ist, welche alle untereinander verschiedene Laufzeiten aufweisen, wobei der Unterschied zwischen zwei Laufzeiten zweier benachbarter Ausgangskanäle jeweils gleich einer ganzen 55 Anzahl von Intervallen ist, während der die Wörter auf der ersten Anzahl von parallelen Kanälen eintreffen, wodurch die Wörter in eine zweite relative Zeitlage bringbar sind, und ausgangsseitig an die Verzögerungselemente ein zweiter Fehlerkorrekturcoder angeschlossen ist, um aus einer Anzahl von Wörtern, welche gleich der Anzahl der -13- AT 395 794 B Ausgangskanäle ist, eine zweite Paritätsinformation zu bilden, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Fehlerkorrekturcoder (8,10) Reed-Sotomon-Coder sind und die erste und zweite Paritätsinformation jeweils eine Reihe von Paritätswörtem enthalten, wobei die Anzahl der Ausgangskanäle des zweiten Felderkorrekturcoders (10) gleich der ersten Anzahl von parallelen Kanälen, vermehrt um die Zahl der Paritätswörter einer ersten und einer 5 zweiten Paritätsinformation, ist.
2. 2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangskanäle für die zweite Reihe von Paritätswörtem Inverter (12,13,14,15) enthalten.
3. 3. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangskanäle für die erste Reihe von Paritätswörtem Inverter enthalten.
4. 4. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine erste Gruppe der Reihe von Datenwörtem Laufzeiten aufweist, die in einem ersten Vorrat von Laufzeitwerten liegen, die erste Reihe von Paritätswörtem 15 Laufzeiten aufweist, die in einem zweiten Vorrat von Laufzeitwerten liegen, und die weiteren Datenwörter, deren Anzahl gleich der Anzahl der ersten Gruppe der Reihe von Datenwörtem ist, Laufzeiten aufweisen, die in einem dritten Vorrat von Laufzeitwerten liegen, und daß jedes Element des dritten Vorrats einen Wert besitzt, der größer ist als der eines jeden Elementes des zweiten Vorrats, und jedes Element des zweiten Vorrats einen Wert besitzt, der größer ist als der eines jeden Elements des ersten Vorrats. 20
5. 5. AnoidnungnachAnspruchl,dadurchgekennzeichnet,daßdieEmpfangsmittelVerzögerungselemente(2A... 7B) enthalten, um zwischen geradzahligen und ungeradzahligen Datenwörtem eine erste einheitliche Verzögerung einzuführen.
6. 6. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangskanäle Verzögerungselemente (11) enthalten, um zwischen den geradzahligen und ungeradzahligen Kanälen eine weitere einheitliche Verzögerung einzuführen.
7. 7. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die erste einheitliche Verzögerung einen Wert hat, 30 der gleich ist einer ganzen Anzahl von Intervallen, während der die Wörter auf der ersten Anzahl von parallelen Kanälen eintreffen.
8. 8. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, gekennzeichnet durch erste Mittel zum Empfangen eines Tonsignals und zur Bildung einer Reihe ungeradzahliger und geradzahliger digitalisierter Muster daraus, zweite Mittel 35 zur Verteilung eines jeden geradzahligen digitalisierten Musters in zwei geradzahlige Datenwörter und eines jeden ungeradzahligen digitalisierten Musters in zwei ungeradzahlige Datenwörter, und dritte Mittel zum Anbieten der ungeradzahligen und geradzahligen Datenwörter an der ersten Anzahl paralleler Kanäle.
9. 9. Anordnung nach Ansprach 8, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten Mittel zum Verarbeiten eines Stereo-40 tonsignalsundzumErzeugenderReihenfolgeungeradzahligerundgeradzahligerdigitalisierterMusterjeMonosignal ausgebildet sind.
10. 10. Datenträger, der mit Hilfe einer Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 9 erzeugt wird, mit einer Reihe von Blöcken, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Block eine dritte Anzahl von Wörtern gleich der Hälfte der ersten 45 Anzahl undabgeleitetaus geradzahligen Datenwörtem der Reihe von Datenwörtem, eine vierte Anzahl von Wörtern, abgeleitet aus der ersten Reihe von Paritätswörtem, eine weitere dritte Anzahl von Wörtern, die aus ungeradzahligen Datenwörtem der Reihe von Datenwörtem abgeleitet wird, und eine weitere vierte Anzahl von Wörtern enthält, die aus der zweiten Reihe von Paritätswörtem abgeleitet wird.
11. 11. Datenträger nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Block weiters einen Synchronisationsvorlauf enthält
12. 12. Decodiervorrichtung zur Verwendung bei einer Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, gekennzeichnet durch Eingangsmittel zum jeweiligen Empfangen einer Reihe von Datenwörtem in einer Anzahl von Empfangs-55 kanälen gleich der ersten Anzahl und parallel dazu in einer Anzahl von Empfangskanälen gleich der zweiten Anzahl, in einer ersten Reihe von Paritätswörtem und einer zweiten Reihe von Paritätswörtem, einen ersten Decoder (21) zum jeweiligenDarstellen einerersten Anzahl von Datenwörtem unter der Steuerung derzweitenReihevonParitätswörtem -14- AT395 794 B und einer ersten Reihe von Paritätswörtem mittels eines darin gebildeten ersten Syndroms, Verzögerungsmittel (22) zum zeitlichen Neupositionieren der Datenwörter und der ersten Reihe von Paritätswörtem mittels untereinander verschiedener Laufzeiten, einen zweiten Decoder (23) zum jeweiligen Erzeugen einer ersten Anzahl von Daten-wörtem unter der Steuerung der ersten Reihe von Paritätswörtem mittels eines darin erzeugten zweiten Syndroms, und Ausgangsmittel (24) zum jeweiligen Abgeben eines Datenwortes aus einer Reihe von Datenwörtem in einer Anzahl von Ausgangskanälen gleich der ersten Anzahl, wobei eine Reihe von Datenwörtem einen Datenfluß darstellt.
13. 13. Decodiervorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsmittel Inverter (17,18,19, 20) enthalten, die auf die ankommenden invertierten Paritätswörter ansprechen.
14. 14. Decodiervorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsmittel zweite Verzögerungsmittel (16) enthalten, um die relative Verzögerung zwischen geradzahligen und ungeradzahligen Datenkanälen auszugleichen.
15. 15. Decodiervorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsmittel (24) dritte Verzögerungsmittel zum Ausgleichen der relativen Verzögerung zwischen geradzahligen und ungeradzahligen Datenwörtem enthalten.
16. 16. Anordnung mit einer Decodiervorrichtung nach einem der Ansprüche 12 bis 15, gekennzeichnet durch Mittel für den Empfang eines seriellen Datenflusses und zur Bildung paralleler Daten daraus für jeden der betreffenden Kanäle der Eingangsmittel, einen Parallel/Serienrückumsetzer zum Serienschalten der von den Ausgangskanälen abgegebenen Datenwörter, und durch einen Digital-Analog-Wandler, der daraus ein kontinuierliches Tonsignal bildet. Hiezu 9 Blatt Zeichnungen -15-