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Wechselstromsignalempfänger für Fernmelde-, insbesondere
Fernsprechanlagen
Die Erfindung bezieht sich auf einen Wechselstromsignalempfänger für Fernmelde-, insbesondere Fernsprechanlagen mit einem auf die Signalfrequenz abgestimmten Eingangskreis, wobei bei steigender Amplitude derSignalfrequcnz über eineGleichrichterstrecke eineersteR/C-Kombination aufgeladenwird, bei fallender Signalamplitude dagegen die Gleichrichterstrecke durch die Ladung der R/C-Kombination vorgespannt und so gesperrt wird, und diese R/C-Kombination so ausgelegt ist, dass die an ihr entstehende Ladespannung am Ende eines Signals langsamer abklingt als die Amplitude des Wechselstromsignals, und durch die Ladestromstösse ein Transistor durchgeschaltet und dadurch die Ladung einer zweiten R/C-Kombination beeinflusst wird.
Signalempfänger müssen hinreichend empfindlich sein, damit sie auch nach langen Leitungsstrecken sicher ansprechen, ohne dass auf den Anfang der Leitung unzulässig hohe Signalamplituden gegeben werden müssen. Aus diesem Grunde werden bei solchen Empfängern oft verhältnismässig sehr empfindliche Relais zum Auswerten eingesetzt.
Infolge der Abhängigkeit der Arbeitsweise eines Relais von seiner Erregung muss dafür gesorgt werden, dass der Erregerstrom innerhalb bestimmter Grenzen bleibt. Hiezu muss ein Ausgleich des Leitungseinflusses erfolgen. Geschieht dieses nicht, so sind Impulsverzerrungen unvermeidlich.
Weitere Störungen können durch Ausschwingvorgänge entstehen. Sie können im Extremfall dazu führen, dass das Auswerterelais noch nicht abgefallen ist, wenn bereits der neue Impuls eintrifft.
Es wurde schon ein Wechselstromsignalempfänger vorgeschlagen, bei dem diese Nachteile vermieden werden.
Ein Stromlauf dieses vorgeschlagenen Signalempfängers ist in Fig. 1 dargestellt, wobei Fig. 3... 4 die Arbeitsweise dieses Signalempfängers erläutern. Ü sei der Eingangsübertrager des Signalempfängers, dessen Primärseite mittels eines durch den Kondensator C und die Induktivität L des Übertragers gebildeten Serienresonanzkreises auf die Signalfrequenz abgestimmt ist. An das eine Ende der Sekundärwicklung des Übertragers Ü ist die Diode D und an das andere Ende die R/C-Kombination Ri, C angeschlossen.
Die nicht an dem einen Ende der Sekundärwicklung des Übertragers Ü liegende Elektrode der Diode liegt über die Basis-Emitterstrecke eines in Basisschaltung betriebenen Transistors Trsl an dem andern Ende der R/C-Kombination Rl'C1'
Ein in Fig. 2 dargestellter Signalwellenzug wird von der Sendestelle ausgesendet. Durch die Eigenschaften der zwischenliegenden Übertragungsstrecke und der Empfangsstelle habe er am Ausgang der Sekundärwicklung des Übertragers Ü die inFig. 3 dargestellte Form angenommen. Durch die Gleichrich- tung mittels der Diode D lädt sich der Kondensator C1 der R/C-Kombination Rl, Cl auf die in Fig. 4 dargestellte Spannung auf.
Da diese R/C-Kombination nunso bemessen ist, dass die an ihr entstehende Ladespannung am Ende eines Signals langsamer abklingt, als die Amplitude des Wechselstromsignals, wird die Diode D bei abfallender Signalamplitude gesperrt, so dass nur während der Dauer des eigent- lichen unverzerrten Signals durch die Basis - Emitterstrecke des Transistors Trsl die in Fig. 5 dargestellten
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Ladestromstösse fliessen und den Transistor durchsteuern.
Im Kollektorkreis dieses Transistors befin- det sich nun eine zweite R/C-Kombination R., C., wobei der Kondensator C2 zwischen Kol- lektor und Basis des Transistors Trsl geschaltet und so bemessen ist, dass er durch ein ein- maliges Durchschalten des Transistors praktisch vollständig entladen wird, wogegen über den Widerstand R dem Kollektor des Transistors die Versorgungsspannung zugeführt wird.
Der Wert dieses Widerstandes R, ist so zu wählen, dass zwischen zwei aufeinanderfolgenden durch die Ladestromstösse verursachten Durch- sch altevorgängen des Transistors der Kondensator C2 nicht soweit wieder aufgeladen wird, dass sich hiedurch der Betriebszustand - Durchschalten bzw. Sperren-der nachgeschaltetenStufe verändert. In dem dargestellten Beispiel ist nun der beschriebenen Anordnung ein sogenannter Schmitt-Trigger nachgeschaltet.
Die soeben beschriebene Anordnung hat nun den Nachteil, dass infolge der verwendeten Basisschaltung für den Transistor Trsl der Eingang dieser Stufe sehr niederohmig ist. Dafür ist der Kollektorkreis aber sehr hochohmig, so dass eine nachgeschaltete Stufe einen sehr hohen Eingangswiderstand aufweisen muss.
Ausserdem ist die Leistungsverstärkung dieser Stufe gering.
Die Erfindung setzt sich nun zur Aufgabe, diese Nachteile zu vermeiden, und dabei nach Möglichkeit Schaltungsanordnungen mit gegenüber der vorgeschlagenen Anordnung vermindertem Aufwand anzugeben. Dieses wird nun erfindungsgemäss dadurch erreicht, dass die erste, eine Parallelschaltung darstellende R/C-Kombination in Reihe mit der inG1eichrichterschaltung betriebenen Basis-Emitterstrecke eines ersten Transistors inEmitterschaltung oder Basisschaltung liegt, und eine zweite R/C-Kombination vorgesehen ist, die ebenfalls als Parallelschaltung wirkend in die Emitter- oder Kollektorzuleitung des ersten Transistors eingeschaltet ist, auf den direkt oder indirekt eine Auswerteeinrichtung, beispielsweise eine transistorisierte Schaltstufe mit einemrelais imausgangskreis, folgt,
so dass infolge der Zeitkonstante des zweiten R/C-Gliedes eine Änderung des Schaltzustandes zwischen zwei aufeinanderfolgenden Ladestromstössen eines Signals nicht erfolgen kann.
Die Erfindung soll nun an Hand der Fig. 6... 8 eingehend beschrieben werden. Es sind in der Figur Stromläufe verschiedener Varianten des erfindungsgemässenSignalempfängers dargestellt, u. zw. in Fig. 6a ein solcher für Ruhestrombetrieb mit npn-Transistoren, bei dem die erste Stufe in Emitterschaltung betrieben wird und dabei die erste R/C-Kombination im Basiskreis und die zweite im Kollektorkreis liegt ; Fig. 6b der Signalempfänger nachFig. 6a, jedoch mit pnp-Transistoren und einer Variante der Schaltstufe ; Fig. 7a ein solcher für Arbeitsstrombetrieb mit npn-Transistoren, bei -dem die erste und zweite R/C-Kombination imEmitterkreis liegt ; Fig. 7b eine Variante des Signalempfängers nach Fig. 7a mit pnp-Transistoren und einer zusätzlichen Amplitudenbegrenzung im Eingangskreis ;
Fig. 8a ein solcher für Ruhestrombetrieb mit npn-Transistoren, bei dem die erste R/C-Kombination in der Emitterzuleitung und die zweite in der Kollektorzuleitung liegt ; Fig. 8b eine Variante des Signalempfängers nach Fig. 8a für Arbeitsstrombetrieb, dessen Schaltstufe mit einem pnp-Transistor ausgerüstet ist.
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trager Ü, dem entweder ein auf die Signalfrequenz abgestimmtes Filter vorgeschaltet oder dessen Primärkreis selbst auf diese Frequenz abgestimmt ist, wird die ankommende Signalwelle gemäss Fig. 3 über eine erste R/C-Kombination Rl'C1 der Basis eines in Emitterschaltung betriebenen npn-Transistors Trsl zugeleitet, in dessen Basis-Emitterstrecke die Gleichrichtung erfolgt. Naturgemäss können zwischenSelektionsmitteln und dem eigentlichen Signaltempfänger auch noch Verstärkerstufen usw. zwischengeschaltet sein.
An der R/C-Kombination entsteht eine Ladespannung, wie sie in Fig. 4 dargestellt ist.
Die in Fig. 5 dargestellten Ladestromstösse steuern den Transistor Trsl durch. In der Kollektorzuleitung dieses Transistors befindet sich eine zweite R/C-Kombination R,, C2, wobei über den Widerstand R dem Kollektor die Versorgungsspannung zugeführt wird und der Kondensator C2 zwischen Kollektor und Emitter des Transistors geschaltet ist. Bei gesperrtem Transistor Trsl lädt sich der Kondensator C2 über den Widerstand R, auf das Potential der Versorgungsstromquelle auf, während er bei Durchschalten des Transistors praktisch kurzgeschlossen und so entladen wird. An den Kollektor des Transistors ist nun die nachfolgende Schaltstufe angeschlossen.
Diese besteht nun in diesem Beispiel aus einem weiteren npn-Transistor in Emitterschaltung, dessen Basis mit dem Kollektor des Transistors Trsl galvanisch verbunden ist und in dessenKollektorkreis ein Relais R1s liegt. Wird nun der Kondensator C, durch die Ladestromstösse kurzgeschlossen, so sinkt damit das Basispotential des Transistors Trs2 ab und wird niedriger als das durch die Zenerdiode Zl festgehaltene Emitterpotential, dass so der Transistor Trs2 gesperrt wird. Es liefert also diese Anordnung zu den am Eingang angelegten Wechselstromsignalen inverse Gleichstromzeichen und ermöglicht so bei Eingangssignalen nach dem Arbeitsstromprinzip die Entnahme von Gleichstromsignalen nach dem Ruhestromprinzip.
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Für die gewünschte Arbeitsweise des Signalempfängers ist die erste R/C-Kombination Rl, Cl, so zu dimensionieren, dass die Ladespannung am Kondensator C1 am Ende eines Zeichens langsamer abfällt
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über den Widerstand R nur soweit aufgeladen wird, dass der Transistor Trs2 bei dieser Spannung noch sicher gesperrt bleibt.
InFig. 6b ist nun der gleiche Signalempfänger mit pnp-Transistoren dargestellt. Zum Konstanthalten der Emitterspannung des Transistors Trs2 ist hier ein in an sich bekannter Weise entsprechend dimensio- nierter Spannungsteiler aus zwei Widerständen eingesetzt an Stelle eines solchen aus einem Widerstand und einer Zenerdiode. Dieses hat allerdings zur Folge, dass ein höherer Querstrom im Spannungsteiler in
Kauf genommen werden muss.
InFig. 6c ist nun ein Signalempfänger dargestellt, der dem nach Fig. 6a entspricht, jedoch erfolgt in einer Stufe mit dem Transistor Trs3 in Emitterschaltung eine Phasenumkehr, so dass dem am Eingang anliegenden Wechselstromzeichen entsprechende Gleichstromzeichen am Ausgang abgegeben werden. Eine entsprechende Phasenumkehr kann natürlich in der Schaltung nach Fig. 6a durch Einsatz von Ruhekontak- ten anstatt vonArbeitskontakten bei dem Relais Rls erzielt werden, wenn nicht Betriebsüberwachungs- gründe mehr für die Schaltung nach Fig. 6c sprechen.
Da in den Anordnungen nach Fig. 6a... c der erste Transistor Trsi ohne Emitterwiderstände zur Stabilisierung des Arbeitspunktes gegenüber thermischen undVersorgungsspannungsschwankungen betrieben wird, stellen diese Konfigurationen keine optimalen Lösungen dar. In den Anordnungen nach den Fig. 7 und 8 wird nun der Widerstand R1 der ersten R/C-Kombination gleichzeitig zur Stabilisierung des Ar- beitspunktes dadurch ausgenutzt, dass diese Kombination in die Emitterzuleitung des ersten Transistors Trsl gelegt wurde.
InFig. 7a und 8b wird der Transistor Trsl in Emitterschaltung betrieben und in der Emitterzuleitung des ersten Transistors liegt mit der erstenR/C-Kombination RI'C1 noch die zweite R,, C2 in Reihe, während sich bei Fig. 8a und 8b die zweite R/C-Kombination in der Kollektorzuleitung des Transistors Trsl befindet. Die Transistoren Trs2 werden in Fig. 7a und 7b durchgeschaltet, wenn der Kondensator C2 durch die Ladestromstösse aufgeladen wird. Es erfolgt also bei diesen beiden Anordnungen keine Umkehr der Zeichen. In Fig. 7b ist nun noch die Möglichkeit einer Begrenzung der Wechselstromeingangsamplitude mittels einer einem Teile der Sekundärwicklung des Übertragers Ü parallel liegenden Diode dargestellt.
Solche Begrenzungsmassnahmen führen zu einer weiteren Verringerung der Zeichenverzerrungen, sind aber an sich bekannt.
Bei den in Fig. 7a und 7b dargestellten Anordnungen ist nun nicht dem Ein- und dem Ausgang ein Pol derVersorgungsspannungsquelle gemeinsam, was aus Erdungsgründen in vielen Fällen erwünscht ist. Es ist deshalb in Fig. 8a, 8b eine Modifikation dieser Anordnungen dargestellt, bei denen dieses der Fall ist. Hiebei wird ebenfalls die erste Stufe in Emitterschaltung betrieben und die Anordnung nach Fig. 8a weist zwei Transistoren gleichen Leitfähigkeitstyps auf und bewirkt an ihrem Ausgange Zeichenumkehr, während die Anordnung nach Fig. 8b zwei Transistoren entgegengesetzten Leitfähigkeitstyps enthält und dadurch diese vermeidet. Eine eingehendere Beschreibung erübrigt sich, da das für die vorhergehenden Anordnungen Gesagte sinngemäss auch hier gilt.
Es kann die Schaltstufe mit dem Transistor Trs2 auch als Kollektorstufe ausgebildet werden. Hiedurch sinkt die Empfindlichkeit des Signalempfängers, da eine solche Stufe keine Spannungsverstärkung aufweist, ohne dass der sich ergebende sehr niedrigeAusgangsquellwiderstand in den meisten vorliegenden Fällen Vorteile bringt.
Liegt im Ausgangskreis der Schaltstufe die Wicklung eines Relais, so kann besonders bei Verwendung von Germaniumtransistoren ein Schutz des Transistors Trs2 gegen die hohen Öffnungsspannungen, die bei Sperren des Transistors an der Relaiswicklung auftreten können, notwendig werden. Dieser kann in an sich bekannter Weise durch Dioden, Zenerdioden oder spannungsabhängige Widerstände erfolgen.
Eine besonders vorteilhafte Ausbildung der beschriebenen Schaltungsanordnungen für einen Wechselstromsignalempfänger kann nun durch den Einsatz von Siliziumtransistoren erfolgen. Da die Schwellenspannung dieser Transistoren bei etwa 0,7 V liegt, kann erreicht werden, dass Wechselstromamplituden unter 0, 7 V, z. B. Leitungsgeräusche und Störspannungen, unterdrückt werden und erst Signale mit einer diese Grenze übersteigenden Amplitude ausgewertet werden. Durch geeignete Wahl des Übersetzungsverhältnisses des Übertragers Ü oder entsprechende Vorverstärkung können diese Amplitudenverhältnisse leicht erreicht werden.
Ebenfalls ist es vorteilhaft, z. B. die selektiven Mittel direkt an den Eingang dieser Anordnungen zu legen, denEinspeiseübertrager auf die Signalfrequenz abzustimmen. Diesem Schwingkreis wird nur während
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der kurzen Zeit, in der die nadelförmigen Ladestromstösse durch den Transistor Trsl fliessen, Energie entzogen. Es wirkt so der Schwingkreis als Schwungrad, das die wechselnde Belastung aufnimmt. Hiedurch kann eine hohe Empfindlichkeit der Anordnung erreicht werden.
Bei Auswertung der der Erfindung zugrunde liegenden Erkenntnisse ergibt sich, dass auch bei einer Anordnung nach Fig. 1 die Gleichrichtung in der Emitter-Basisstrecke des Transistors Trsl erfolgen kann und mithin bei Einweggleichrichtung die Diode D entfallen kann.
PATENTANSPRÜCHE :
1. Wechselstromsignalempfänger für Fernmelde-, insbesondere Fernsprechanlagen mit einem auf die Signalfrequenz abgestimmtenEingangskreis, wobei bei steigender Amplitude der Signalfrequenz über eine Gleichrichterstrecke eine erste R/C-Kombination aufgeladen wird, bei fallender Signalamplitude dagegen dieGleichrichterstrecke durch die Ladung der R/C-Kombination so ausgelegt ist, dass die an ihr entstehende Ladespannung am Ende eines Signals langsamer abklingt als die Amplitude des Wechselstromsignals, und durch die Ladestromstösse ein Transistor durchgeschaltet und dadurch die Ladung einer zweiten R/C-Kombination beeinflusst wird, dadurch gekennzeichnet, dass die erste, eine Parallel-
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C,)ter-oder Kollektorzuleitung des ersten Transistors (Trsl)
eingeschaltet ist, auf den direkt oder indirekt eine Auswerteeinrichtung, beispielsweise eine transistorisierte Schaltstufe mit einem Relais (Rls) im Ausgangskreis, folgt, so dass infolge der Zeitkonstante des zweiten R/C-Gliedes eine Änderung des Schaltzustandes zwischen zwei aufeinanderfolgenden Ladestromstössen eines Signals nicht erfolgen kann.