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Wechselstromsignalempfänger für Fernmelde-, insbesondere Fernsprechanlagen
Die Erfindung bezieht sich auf einen Wechselstromsignalempfänger für Fernmelde-,
insbesondere Fernsprechanlagen mit einem auf die Signalfrequenz abgestimmten Eingangskreis,
wobei bei steigender Amplitude der Signalfrequenz über eine Gleichrichterstrecke
eine erste RC-Kombination aufgeladen wird, bei fallender Signalamplitude dagegen
die Gleichrichterstrecke durch die Ladung der RC-Kombination vorgespannt und so
gesperrt wird, und diese RC-Kombination so ausgelegt ist, daß die an ihr entstehende
Ladespannung am Ende eines Signals langsamer abklingt als die Amplitude des WechselstromsignaIs,
und durch die Ladestromstöße ein Transistor durchgeschaltet und dadurch die Ladung
einer zweiten RC-Kombination beeinflußt wird.
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Signalempfänger müssen hinreichend empfindlich sein, damit sie auch
nach langen Leitungsstrecken sicher ansprechen, ohne daß auf den Anfang der Leitung
unzulässig hohe Signalamplituden gegeben werden müssen. Aus diesem Grunde werden
bei solchen Empfängern oft verhältnismäßig sehr empfindliche Relais zum Auswerten
eingesetzt.
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Infolge der Abhängigkeit der Arbeitsweise eines Relais von seiner
Erregung muß dafür gesorgt werden, daß der Erregerstrom innerhalb bestimmter Grenzen
bleibt. Hierzu muß ein Ausgleich des Leitungseinflusses erfolgen. Geschieht dieses
nicht, so sind Impulsverzerrungen unvermeidlich.
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Weitere Störungen können durch Ausschwingvorgänge entstehen. Sie können
im Extremfall dazu führen, daß das Auswerterelais noch nicht abgefallen isi, wenn
bereits der neue Impuls eintrifft.
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Es ist bereits ein Wechselstromsignalempfänger vorgeschlagen worden,
bei dem diese Nachteile vermieden werden.
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Ein Stromlauf dieses vorgeschlagenen Signalempfängers ist in F i g.
1 dargestellt, wobei die F i g. 3 und 4 die Arbeitsweise dieses Signalempfängers
erläutern. Ü sei der Eingangsübertrager des Signalempfängers, dessen Primärseite
mittels eines durch , den Kondensator C und die Induktivität L des Übertragers gebildeten
Serienresonanzkreise.s auf die Signalfrequenz abgestimmt ist. An das eine Ende der
Sekundärwicklung des Übertragers ü ist die Diode D und an das andere Ende die RC-Kombination
R 1, C 1 angeschlossen. Die nicht an dem einen Ende der Sekundärwicklung
des Übertragers ü liegende Elektrode der Diode liegt über die Basis-Emitter-Strecke
eines in Basisschaltung betriebenen Transistors Trsl an dem anderen Ende der RC-Kombination
R 1, C 1.
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Ein in F i g. 2 dargestellter Signalwellenzug werde von der Sendestelle
ausgesendet. Durch die Eigenschaften der zwischenliegenden Übertragungsstrecke und
der Empfangsstelle habe er am Ausgang der Sekundärwicklung des Übertragers Ü die
in F i g. 3 dargestellte Form angenommen. Durch die Gleichrichtung mittels der Diode
D lädt sich der Kondensator C 1 der RC-Kombination R 1, C 1 auf die in F i g. 4
dargestellte Spannung auf. Da diese RC-Kombination nun so bemessen ist, daß die
an ihr entstehende Ladespannung am Ende eines Signals langsamer abklingt als die
Amplitude des Wechselstromsignals, wird die Diode D bei abfallender Signalamplitude
gesperrt, so daß nur während der Dauer des eigentlichen unverzerrten Signals durch
die Basis-Emitter-Strecke des Transistors Trs 1 die in F i g. 5 dargestellten
Ladestromstöße fließen und den Transistor durchsteuern. Im Kollektorkreis dieses
Transistors befindet sich nun eine zweite RC-Kombination R 2, C2, wobei der Kondensator
C 2 zwischen Kollektor und Basis des Transistors Trsl geschaltet und so bemessen
ist, daß er durch ein einmaliges Durchschalten des Transistors praktisch vollständig
entladen wird, wogegen über den Widerstand R 2 dem Kollektor des Transistors die
Versorgungsspannung zugeführt wird. Der Wert dieses Widerstandes R 2 ist so zu wählen,
daß zwischen zwei aufeinanderfolgenden, durch die Ladestromstöße verursachten Durchschaltevorgängen
des Transistors der Kondensator C2 nicht so weit wieder aufgeladen wird, daß sich
hierdurch der Betriebszustand - Durchschalten bzw. Sperren - der nachgeschalteten
Stufe verändert. In dem dargestellten Beispiel ist nun der beschriebenen Anordnung
ein sogenannter Schmitt-Trigger nachgeschaltet.
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Die soeben beschriebene Anordnung hat nun den hTachteil, daß infolge
der verwendeten Basisschaltung für den Transistor Trs 1 der Eingang dieser
Stufe sehr niederohmig ist. Dafür ist der Kollektorkreis aber sehr hochohmig, so
daß eine nachgeschaltete
Stwe einen sehr hohen Eingangswiderstand
aufweisen muß. Außerdem ist die Leistungsverstärkung dieser Stufe gering.
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Die vorliegende Erfindung setzt sich nun zur Aufgabe, diese Nachteile
zu vermeiden, und dabei nach Möglichkeit Schaltungsanordnungen mit gegenüber der
vorgeschlagenen Anordnung vermindertem Aufwand anzugeben. Dieses wird nun erfindungsgemäß
dadurch erreicht, daß die Gleichrichtung in der Basis-Emitter-Strecke eines in Emitterschaltung
betriebenen ersten Transistors erfolgt und in diesen Kreis die erste RC-Kombination
in Serie geschaltet ist, daß dagegen die zweite RC-Kombination in die Emitter-oder
Kollektorzuleitung des Transistors geschaltet ist und daß durch die Ladespannung
dieser zweiten RC-Kombination die Auswertemittel, beispielsweise eine Schaltstufe
mit einem zweiten Transistor, in dessen Ausgangskreis z. B. ein Relais liegt, gesteuert
werden und daß die zweite RC-Kombination (R 2, C 2) so bemessen wird, daß zwischen
zwei aufeinanderfolgenden Ladestromstößen eines Signals keine Änderung des Schaltzustandes
der Auswertemittel erfolgt.
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Die Erfindung soll nun an Hand der F i g. 6 bis 8 eingehend beschrieben
werden. Es sind in den Figuren Stromläufe verschiedener Varianten des erfindungsgemäßen
Signalempfängers dargestellt, und zwar in F i g. 6 a ein solcher für Ruhestrombetrieb
mit npn-Transistoren, bei dem die erste Stufe in Emitterschaltung betrieben wird
und dabei die erste RC-Kombination im Basiskreis und die zweite im Kollektorkreis
liegt, F i g. 6b der Signalempfänger nach F i g. 6 a, jedoch mit pnp-Transistoren
und einer Variante der Schaltstufe, F i g. 6 c der Signalempfänger nach F i g. 6
a, jedoch mit einer Phasenumkehrstufe, F i g. 7 a ein solcher für Arbeitsstrombetrieb
mit npn-Transistoren, bei dem die erste und zweite RC-Kombination im Emitterkreis
liegt, F i g. 7 b eine Variante des Signalempfängers nach F i g. 7 a mit pnp-Transistoren
und einer zusätzlichen Amplitudenbegrenzung im Eingangskreis, F i g. 8 a ein solcher
für Ruhestrombetrieb mit npn-Transistoren, bei dem die erste RC-Kombination in der
Emitterzuleitung und die zweite in der Kollektorzuleitung liegt, F i g. 8b eine
Variante des Signalempfängers nach F i g. 8 a für Arbeitsstrombetrieb, dessen Schaltstufe
mit einem pnp-Transistor ausgerüstet ist.
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In F i g. 6 a ist nun der Stromlauf eines erfindungsgemäßen Signalempfängers
dargestellt. Über den Übertrager Ü, dem entweder ein auf die Signalfrequenz abgestimmtes
Filter vorgeschaltet oder dessen Primärkreis selbst auf diese Frequenz abgestimmt
ist, wird die ankommende Signalwelle gemäß F i g. 3 über eine erste RC-Kombination
R 1, C 1 der Basis eines in Emitterschaltung betriebenen npn-Transistors Trsl zugeleitet,
in dessen Basis-Emitter-Strecke die Gleichrichtung erfolgt. Naturgemäß können zwischen
den Selektionsmitteln und dem eigentlichen Signalempfänger auch noch Verstärkerstufen
usw. zwischengeschaltet sein. An der RC-Kombination entsteht eine Ladespannung,
wie sie in F i g. 4 dargestellt ist. Die in F i g. 5 dargestellten Ladestromstöße
steuern den Transistor Trsl durch. In der Kollektorzuleitung dieses Transistors
befindet sich eine zweite RC-Kombination R 2, C2, wobei über den Widerstand
R2 dem Kollektor die Versorgungsspannung zugeführt wird und der Kondensator C 2
zwischen Kollektor und Emitter des Transistors geschaltet ist. Bei gesperrtem Transistor
Trsl lädt sich der Kondensator C 2 über den Widerstand R 2 auf das
Potential der Versorgungsstromquelle auf, während er bei Durchschalten des Transistors
praktisch kurzgeschlossen und so entladen wird. An den Kollektor des Transistors
ist nun die nachfolgende Schaltstufe angeschlossen. Diese besteht nun in diesem
Beispiel aus einem weiteren npn-Transistor in Emitterschaltung, dessen Basis mit
dem Kollektor des Transistors Trs 1 galvanisch verbunden ist und in dessen
Kollektorkreis ein Relais Rls liegt. Wird nun der Kondensator C 2 durch die Ladestromstöße
kurzgeschlossen, so sinkt damit das Basispotential des Transistors Trs2 ab und wird
niedriger als das durch die Zenerdiode Z1 festgehaltene Emitterpotential, so daß
der Transistor Trs 2 gesperrt wird. Es liefert also diese Anordnung zu den
am Eingang angelegten Wechselstromsignalen inverse Gleichstromzeichen und ermöglicht
so bei Eingangssignalen nach dem Arbeitsstromprinzip die Entnahme von Gleichstromsignalen
nach dem Ruhestromprinzip.
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Für die gewünschte Arbeitsweise des Signalempfängers ist die erste
RC-Kombination R 1, C 1 so zu dimensionieren, daß die Ladespannung
am Kondensator C 1 am Ende eines Zeichens langsamer abfällt als die Amplitude des
Wechselstromzeichens selbst. Die zweite RC-Kombination R 2, C 2 ist
so auszulegen, daß zwischen zwei aufeinanderfolgenden Ladestromstößen eines Zeichens
der Kondensator C2 über den Widerstand R 2 nur so weit aufgeladen wird, daß der
Transistor Trs2 bei dieser Spannung noch sicher gesperrt bleibt.
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In F i g. 6 b ist nun der gleiche Signalempfänger mit pnp-Transistoren
dargestellt. Zum Konstanthalten der Emitterspannung des Transistors Trs2 ist hier
ein in an sich bekannter Weise entsprechend dimensionierter Spannungsteiler aus
zwei Widerständen eingesetzt, an Stelle eines solchen aus einem Widerstand und einer
Zenerdiode. Dieses hat allerdings zur Folge, daß ein höherer Querstrom im Spannungsteiler
in Kauf genommen werden muß.
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In F i g. 6 c ist nun ein Signalempfänger dargestellt, der dem nach
F i g. 6 a entspricht, jedoch erfolgt in einer Stufe mit dem Transistor Trs3 in
Emitterschaltung eine Phasenumkehr, so daß den am Eingang anliegenden Wechselstromzeichen
entsprechende Gleichstromzeichen am Ausgang abgegeben werden. Eine entsprechende
Phasenumkehr kann natürlich in der Schaltung nach F i g. 6 a durch Einsatz von Ruhekontakten
anstatt von Arbeitskontakten bei dem Relais Rls erzielt werden, wenn nicht Betriebsüberwachungsgründe
mehr für die Schaltung nach F i g. 6 c sprechen.
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Da in den Anordnungen nach F i g. 6 a bis 6 c des erste Transistor
Trs 1 ohne Emitterwiderstände zui Stabilisierung des Arbeitspunktes gegenüber
thermischen und Versorgungsspannungsschwankunger betrieben wird, stellen diese Konfigurationen
keine optimalen Lösungen dar. In den Anordnungen nacl den F i g. 7 und 8 wird nun
der Widerstand R 1 des ersten RC-Kombination gleichzeitig zur Stabilisie.
rung des Arbeitspunktes dadurch ausgenutzt, da( diese Kombination in die Emitterzuleitung
des erstes Transistors Trs 1 gelegt wurde. In F i g. 7 a und 71
wird
der Transistor Trs 1 in Emitterschaltung betrieben, und in der Emitterzuleitung
des ersten Transistors liegt mit der ersten RC-Kombination R 1, C 1 noch die zweite,
R 2, C 2, in Reihe, während sich bei F i g. 8 a und 8 b die zweite
RC-Kombination in der Kollektorzuleitung des Transistors Trs 1 befindet.
Die Transistoren Trs 2 werden in F i g. 7 a und 7 b durchgeschaltet, wenn
der Kondensator C 2 durch die Ladestromstöße aufgeladen wird. Es erfolgt also bei
diesen beiden Anordnungen keine Umkehr der Zeichen. In F i g. 7 b ist nun noch die
Möglichkeit einer Begrenzung der Wechselstromeingangsamplitude mittels einer einem
Teile der Sekundärwicklung des Übertragers Ü parallelliegende Diode dargestellt.
Solche Begrenzungsmaßnahmen führen zu einer weiteren Verringerung der Zeichenverzerrungen,
sind aber an sich bekannt.
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Bei den in F i g. 7 a und 7 b dargestellten Anordnungen ist nun nicht
dem Ein- und dem Ausgang ein Pol der Versorgungsspannungsquelle gemeinsam, was aus
Erdungsgründen in vielen Fällen erwünscht ist. Es ist deshalb in F i g. 8 a, 8 b
eine Modifikation dieser Anordnungen dargestellt, bei denen dieses der Fall ist.
Hierbei wird ebenfalls die erste Stufe in Emitterschaltung betrieben, und die Anordnung
nach F i g. 8 a weist zwei Transistoren gleichen Leitfähigkeitstyps auf und bewirkt
an ihrem Ausgang Zeichenumkehr, während die Anordnung nach F i g. 8 b zwei Transistoren
entgegengesetzten Leitfähigkeitstyps enthält und dadurch diese vermeidet. Eine eingehendere
Beschreibung erübrigt sich, da das für die vorhergehenden Anordnungen Gesagte sinngemäß
auch hier gilt.
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Es kann die Schaltstufe mit dem Transistor Trs2 auch als Kollektorstufe
ausgebildet werden. Hierdurch sinkt die Empfindlichkeit des Signalempfängers, da
eine solche Stufe keine Spannungsverstärkung aufweist, ohne daß der sich ergebende
sehr niedrige Ausgangsquellwiderstand in den meisten vorliegenden Fällen Vorteile
bringt.
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Liegt im Ausgangskreis der Schaltstufe die Wicklung eines Relais,
so kann besonders bei Verwendung von Germaniumtransistoren ein Schutz des Transistors
Tr2 gegen die hohen Öffnungsspannungen, die bei Sperren des Transistors an der Relaiswicklung
auftreten können, notwendig werden. Dieser kann in an sich bekannter Weise durch
Dioden, Zenerdioden oder spannungsabhängige Widerstände erfolgen.
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Eine besonders vorteilhafte Ausbildung der beschriebenen Schaltungsanordnungen
für einen Wechselstromsignalempfänger kann nun durch den Einsatz von Siliziumtransistoren
erfolgen. Da die Schwellenspannung dieser Transistoren bei etwa 0,7 Volt liegt,
kann erreicht werden, daß Wechselstromamplituden unter 0,7 Volt - z. B. Leitungsgeräusche
und Störspannungen - unterdrückt werden und erst Signale mit einer diese Grenze
übersteigenden Amplitude ausgewertet werden. Durch geeignete Wahl des übersetzungsverhältnisses
des Übertragers ü oder entsprechende Vorverstärkung können diese Amplitudenverhältnisse
leicht erreicht werden. Ebenfalls ist es vorteilhaft, die selektiven Mittel direkt
an den Eingang dieser Anordnungen zu legen, z. B. den Einspeiseübertrager auf die
Signalfrequenz abzustimmen. Diesem Schwingkreis wird nur während der kurzen Zeit,
in denen die nadelförmigen Ladestromstöße durch den Transistor Trs 1 fließen,
Energie entzogen. Es wirkt so der Schwingkreis als Schwungrad; das die wechselnde
Belastung aufnimmt. Hierdurch kann eine hohe Empfindlichkeit der Anordnung erreicht
werden.
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Die Anwendung der der vorliegenden Erfindung zugrunde liegenden Erkenntnisse
auf den älteren Schaltungsvorschlag ergibt, daß auch bei einer Anordnung nach F
i g. 1 die Gleichrichtung in der Emitter-Basis-Strecke des Transistors Trs
1 erfolgen kann und mithin bei Einweggleichrichtung die Diode D entfallen
kann.